JPH06318824A - Protection device for power control section - Google Patents
Protection device for power control sectionInfo
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- JPH06318824A JPH06318824A JP6036939A JP3693994A JPH06318824A JP H06318824 A JPH06318824 A JP H06318824A JP 6036939 A JP6036939 A JP 6036939A JP 3693994 A JP3693994 A JP 3693994A JP H06318824 A JPH06318824 A JP H06318824A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電源トランスを含む電
力制御部の過熱による熱破壊を防止するために、負荷供
給電力損失量(電流)と増幅器電力損失量(温度)を判定
し、ある所定の時間遅延を経過した後、電力制限を加え
るようにする電力制御部保護装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention determines a load power loss amount (current) and an amplifier power loss amount (temperature) in order to prevent thermal destruction due to overheating of a power control unit including a power transformer. The present invention relates to a power control unit protection device that applies a power limit after a lapse of a predetermined time delay.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、電力制御部保護装置は、電力制御
分野で使用される電源トランスや、電力半導体の重要な
保護機能として様々な形で組み入れられている。2. Description of the Related Art In recent years, power controller protection devices have been incorporated in various forms as important protection functions for power transformers and power semiconductors used in the field of power control.
【０００３】以下図面を参照しながら、上述した従来の
電力制御部保護装置の一例について説明する。An example of the above-described conventional power controller protection device will be described below with reference to the drawings.
【０００４】図５は従来の電力制御部保護装置の一例を
示すものである。図５において、１は電源トランス、２
は電源トランス１の一次側の第一の入力端、３は電源ト
ランス１の一次側の第二の入力端、４は電源トランスに
内蔵されている温度ヒューズ、５は高電圧整流回路部、
６は電源トランス１の高電圧側タップの第一の出力端、
７は電源トランス１の高電圧側タップの第二の出力端、
８は高電圧整流回路部の正の出力端、９は高電圧整流回
路部の負の出力端、１０は正の高電圧整流用コンデン
サ、１１は負の高電圧整流用コンデンサ、１２は低電圧
整流回路部、１３は電源トランス１の低電圧側タップの
第一の出力端、１４は電源トランス１の低電圧側タップ
の第二の出力端、１５は低電圧整流回路部の正の出力
端、１６は低電圧整流回路部の負の出力端、１７は正の
低電圧整流コンデンサ、１８は負の低電圧整流コンデン
サである。FIG. 5 shows an example of a conventional power controller protection device. In FIG. 5, 1 is a power transformer, 2
Is a first input end on the primary side of the power transformer 1, 3 is a second input end on the primary side of the power transformer 1, 4 is a temperature fuse built in the power transformer, 5 is a high voltage rectification circuit section,
6 is the first output end of the high voltage side tap of the power transformer 1,
7 is the second output end of the high voltage side tap of the power transformer 1,
8 is a positive output terminal of the high voltage rectifying circuit section, 9 is a negative output terminal of the high voltage rectifying circuit section, 10 is a positive high voltage rectifying capacitor, 11 is a negative high voltage rectifying capacitor, and 12 is a low voltage. Rectifier circuit section, 13 is a first output terminal of the low voltage side tap of the power transformer 1, 14 is a second output terminal of the low voltage side tap of the power transformer 1, and 15 is a positive output terminal of the low voltage rectifier circuit section. , 16 is a negative output terminal of the low voltage rectifying circuit unit, 17 is a positive low voltage rectifying capacitor, and 18 is a negative low voltage rectifying capacitor.
【０００５】１９は二電源切換え制御回路部、２０は二
電源切換え制御部信号入力端、２１、２２は相補な出力
トランジスタ、２３は正の高電圧電源制御用出力トラン
ジスタ、２４は負の高電圧電源制御用出力トランジス
タ、２５、２６は正電源制御用出力トランジスタ２３の
バイアスを作る抵抗とツェナーダイオード、２７は正側
スイッチ用ダイオード、２８、２９は負電源制御用出力
トランジスタ２４のバイアスを作る抵抗とツェナーダイ
オード、３０は負側スイッチ用ダイオード、３１は出力
端、３２は負荷抵抗例えばスピーカ、３３はグランド
端、３４は二電源切換え制御部温度検出部、３５は温度
検出部出力端、３６は高電圧電源遮断制御部、で構成さ
れている。Reference numeral 19 is a dual power supply switching control circuit section, 20 is a dual power supply switching control section signal input terminal, 21 and 22 are complementary output transistors, 23 is a positive high voltage power supply control output transistor, and 24 is a negative high voltage. Power supply control output transistors, 25 and 26 are resistors and zener diodes that form a bias of the positive power supply control output transistor 23, 27 is a positive side switching diode, and 28 and 29 are resistors that form a bias of the negative power supply control output transistor 24. And a Zener diode, 30 is a negative side switching diode, 31 is an output terminal, 32 is a load resistance, for example, a speaker, 33 is a ground terminal, 34 is a dual power supply switching control section temperature detecting section, 35 is a temperature detecting section output terminal, and 36 is It is composed of a high-voltage power supply cutoff control unit.
【０００６】以上のように構成された電力制御部保護装
置について、以下その動作について説明する。The operation of the power controller protection device configured as described above will be described below.
【０００７】まず、二電源切換え制御部信号入力端２０
に入力信号を加えると、相補な出力トランジスタ２１、
２２はエミッタフォロワーとなっているため、出力端３
１はほぼ入力に等しい電圧となる。ここで、出力電圧の
絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より十分小さい
時、負荷抵抗３２に流れる電流は、正の半サイクルで
は、低電圧整流回路部の正の出力端１５、正側スイッチ
用ダイオード２７、出力トランジスタ２１、負荷抵抗３
２の経路で流れる。次に出力電圧の絶対値が低電圧整流
回路部出力端１５より大きい時、負荷抵抗３２に流れる
電流は、正の半サイクルでは、高電圧整流回路部の正の
出力端８、正の高電圧電源制御用出力トランジスタ２
３、出力トランジスタ２１、負荷抵抗３２の経路で流れ
る。この状態の各部の波形を図６に示す。図６の出力端
３１における出力電圧eoとトランジスタ２１、２２のコ
レクタ電圧Ｖc,Ｖc'との差は、トランジスタ２３、２４
のベース・エミッタ電圧ＶBEを無視すると、図５のバイ
アス用ツェナーダイオード２６、２９における電圧降下
であり、出力トランジスタ２１の非直線領域(飽和領域)
を使用しないようにするため、常にバイアス電圧を与え
ておくものである。First, the signal input terminal 20 for the dual power source switching control section 20.
When an input signal is applied to the complementary output transistor 21,
Since 22 is an emitter follower, the output end 3
1 is a voltage almost equal to the input. Here, when the absolute value of the output voltage is sufficiently smaller than the output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the current flowing through the load resistor 32 has a positive half cycle, the positive output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the positive side. Switch diode 27, output transistor 21, load resistance 3
It flows in the route of 2. Next, when the absolute value of the output voltage is larger than the output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the current flowing through the load resistor 32 has a positive output terminal 8 of the high-voltage rectification circuit section and a positive high voltage in the positive half cycle. Power control output transistor 2
3, the output transistor 21, and the load resistor 32. The waveform of each part in this state is shown in FIG. The difference between the output voltage eo at the output terminal 31 of FIG. 6 and the collector voltages Vc, Vc ′ of the transistors 21, 22 is that the transistors 23, 24
When the base-emitter voltage VBE of the above is ignored, it is a voltage drop in the bias Zener diodes 26 and 29 of FIG. 5, and is a non-linear region (saturation region) of the output transistor 21.
The bias voltage is always applied in order not to use.
【０００８】また、このように動作する二電源切換え制
御部への電源トランス１からの電力供給は、まず、出力
端３１における出力電圧の絶対値が低電圧整流回路部出
力端１５より十分小さい時は、電源トランス１の低電圧
側タップの第一の出力端１３と電源トランス１の低電圧
側タップの第二の出力端１４を通じて供給されることと
なる。次に、出力電圧の絶対値が低電圧整流回路部出力
端１５より大きい時は、電源トランス１の高電圧側タッ
プの第一の出力端６と電源トランス１の高電圧側タップ
の第二の出力端７を通じて供給されることとなる。典型
的な二電源切換え制御部の電力損失を図７に示す。図７
において、横軸は出力端３１に現れる出力電圧振幅であ
り、縦軸はその時の二電源切換え制御部トランジスタ２
１、２３(２２、２４)の合成した電力損失の値を示して
いる。図７において、ＶTHはちょうど出力電圧の絶対値
が低電圧整流回路部出力端15を越えた電圧点を示してい
る。The power supply from the power transformer 1 to the dual power supply switching control unit operating in this manner is first performed when the absolute value of the output voltage at the output end 31 is sufficiently smaller than the output end 15 of the low-voltage rectification circuit unit. Will be supplied through the first output terminal 13 of the low voltage side tap of the power transformer 1 and the second output terminal 14 of the low voltage side tap of the power transformer 1. Next, when the absolute value of the output voltage is larger than the output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the first output terminal 6 of the high-voltage side tap of the power transformer 1 and the second output terminal of the high-voltage side tap of the power transformer 1. It will be supplied through the output terminal 7. The power loss of a typical dual power supply switching controller is shown in FIG. Figure 7
, The horizontal axis is the output voltage amplitude appearing at the output terminal 31, and the vertical axis is the dual power supply switching control unit transistor 2 at that time.
The value of the combined power loss of 1, 23 (22, 24) is shown. In FIG. 7, VTH is just the voltage point at which the absolute value of the output voltage exceeds the output terminal 15 of the low-voltage rectifier circuit section.
【０００９】また、破線で示している曲線は、単一電源
制御部(図５において、１５、１６からの電力供給はな
く、８、９のみから電力供給を受けるもの)の場合の電
力損失の値を示している。The curve indicated by the broken line shows the power loss in the case of a single power supply control unit (in FIG. 5, there is no power supply from 15, 16 and power is supplied from only 8 and 9). Indicates the value.
【００１０】図７からわかるように、二電源切換え制御
部の電力損失は、単一の電源制御部(一般的にＢ級と呼
ばれる)の電力損失に比較すると、すべての振幅にわた
って電力損失が小さい。すなわち、より効率の高い電力
制御が可能である。特に、低電圧整流回路部出力端から
電力供給を受けた場合の効率は高く、したがって単一電
源制御部に供給する電源トランスに比べ、より小さなコ
アサイズの電源トランスで電力供給することが可能にな
る。As can be seen from FIG. 7, the power loss of the dual power supply switching control unit is small over all amplitudes as compared with the power loss of a single power supply control unit (generally called class B). . That is, more efficient power control is possible. In particular, the efficiency is high when power is supplied from the output terminal of the low-voltage rectification circuit unit, so that power can be supplied by a power supply transformer with a smaller core size than the power supply transformer that supplies power to the single power supply control unit. Become.
【００１１】さて、このようにして電力制御される二電
源切換え制御部に対して、二電源切換え制御回路部１９
の平均電力損失量(温度)を検出する二電源切換え制御部
温度検出部３４で所定の温度に到達すると、高電圧電源
遮断制御部３６が作動して高電圧電源制御用出力トラン
ジスタ２３、２４を遮断状態にすることにより、過大な
電力制御部の電力損失に対して、保護するように動作す
る。In contrast to the dual power source switching control section whose power is controlled in this way, the dual power source switching control circuit section 19 is provided.
When a predetermined temperature is reached by the dual power supply switching control unit temperature detection unit 34 that detects the average power loss amount (temperature) of the high power supply cutoff control unit 36, the high voltage power supply cutoff control unit 36 operates to turn off the high voltage power supply control output transistors 23 and 24. The cutoff state protects against an excessive power loss of the power control unit.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら上記のよ
うな従来の電力制御部保護装置の構成では、二電源切換
え制御部に対する温度保護は可能であるが、電源トラン
スの温度保護に対してはなんら有効な対策はなされてい
ない。問題なのは、二電源切換え制御部の電力損失量は
負荷電力損失量に比例していないことである。これで
は、二電源切換え制御部の効率に着目してなされた電源
トランスの小型化も、過大な負荷電力損失が連続して発
生した場合、ある供給時間の経過した後、電源トランス
内蔵の温度ヒューズ４の切断という破損に至る問題点を
有していた。However, in the structure of the conventional power control unit protection device as described above, the temperature protection for the dual power supply switching control unit is possible, but it is not effective for the temperature protection of the power transformer. No measures have been taken. The problem is that the power loss amount of the dual power supply switching control unit is not proportional to the load power loss amount. In this case, the miniaturization of the power transformer was made by paying attention to the efficiency of the dual power supply switching control unit, and when excessive load power loss occurs continuously, after a certain supply time, the temperature fuse built in the power transformer There was a problem of breakage called cutting of No. 4.
【００１３】本発明は、上記従来の問題点に鑑み、電源
トランスを含む電力制御部に対して負荷電力損失量を測
定するための高電圧電源制御出力トランジスタの出力電
流を検出する平均出力電流検出部と二電源切換え制御部
の平均電力損失量(温度)とを判定することにより総合電
力供給量を検定し、ある所定の遅延時間を設定すること
で電源トランスの温度上昇を予測して推定し、高電圧電
源遮断制御部を作動させることによって電源トランスを
含む電力制御部の過熱による破壊を未然に防ぐことを目
的としてなされたものである。In view of the above conventional problems, the present invention detects an average output current of an output current of a high voltage power supply control output transistor for measuring a load power loss amount for a power control unit including a power transformer. Unit and the dual power supply switching control unit to determine the average amount of power loss (temperature) to verify the total amount of power supply and set a certain delay time to predict and estimate the temperature rise of the power transformer. The purpose of the invention is to prevent the destruction of the power control unit including the power transformer due to overheating by operating the high voltage power shutdown control unit.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】上記課題を解決するため
に本発明の電力制御部保護装置は、第１レベル電源供給
タップと第２レベル電源供給タップを有する電源トラン
スと、該第１レベル電源供給タップから比較的小さいパ
ワーを負荷に与える第１電力流路手段と、該第２レベル
電源供給タップから比較的大きいパワーを負荷に与える
第２電力流路手段と、該第２レベル電源供給タップに流
れる平均電流を検出し、該平均電流が所定レベルを越え
るとオーバフロー信号を出力する手段と、該電源トラン
スの温度を検出し、検出温度が所定の第１閾値を越える
とオーバヒート信号を出力する手段と、該オーバフロー
信号とオーバヒート信号を受けて可能信号を出力する論
理積手段と、該可能信号により所定時間をカウントし、
所定時間カウント後カットオフ信号を出力するタイマ手
段と、該カットオフ信号により該第２電力流路手段を遮
断する電力遮断手段から成り、負荷への電力供給を制御
し、負荷を保護する電力制御部保護装置を特徴とするも
のである。In order to solve the above problems, a power control unit protection device of the present invention is a power transformer having a first level power supply tap and a second level power supply tap, and the first level power supply. First power flow path means for applying relatively small power to the load from the supply tap, second power flow path means for applying relatively large power to the load from the second level power supply tap, and second level power supply tap Means for detecting an average current flowing through the output current and outputting an overflow signal when the average current exceeds a predetermined level, and detecting the temperature of the power transformer, and outputting an overheat signal when the detected temperature exceeds a predetermined first threshold value. Means, a logical product means for receiving the overflow signal and the overheat signal and outputting a possible signal, and counting a predetermined time by the possible signal,
A power control for controlling the power supply to the load and protecting the load by timer means for outputting a cutoff signal after counting a predetermined time and power cutoff means for cutting off the second power flow path means by the cutoff signal. It is characterized by a partial protection device.
【００１５】[0015]
【作用】本発明は上記した構成によって、複数電源切換
え制御部の中の高電圧電源制御トランジスタの平均電流
が所定の電流値を越えた場合に動作する電圧比較器を内
蔵した負荷電流検出部で、負荷に供給させる電力を監視
する。また、複数電源切換え制御部で発生する温度を検
出することによって、複数電源切換え制御部の平均電力
損失を監視する。この両方のセンサーが真の時、電源ト
ランスから過大な電力が供給されている状態とみなせ
る。しかし、一般的には電源トランスの温度上昇は、ト
ランスのコア(磁性材)の体積と電力損失量の関数であ
り、さまざまな値をとる。そこで、最低限必要な過大電
力を負荷に供給許容できる時間をあらかじめ設定できれ
ば、電源トランスの温度上昇をも制御可能になる。そこ
で、上記の２つの検出出力端が真の時のみ真となる論理
積出力部と、ある所定の遅延時間を設定できるタイマー
制御部と、高電圧電源遮断制御部とで構成することによ
って、二電源制御部と負荷に過大な電力がある所定の時
間、連続して印加されると高電圧電源遮断制御部が動作
して、負荷には低電圧タップから供給される電力に制限
することができる。通常、この高電圧電源タップと低電
圧電源タップの比を１／２〜２／３にして構成すれば、
おおよその電力損失は電圧の２乗に比例するから半分以
下と、大幅に電力損失の低減が可能となる。そのため、
電源トランスの温度上昇は大幅に緩和され、内蔵温度ヒ
ューズが遮断することなく電力供給できる。また、もし
も、複数電源切換え制御部で発生する温度が所定の温度
以下に低下した時は、高電圧電源遮断制御部とタイマー
制御部をリセットできるようにしておけば、再び負荷に
電力を正常に供給できるようになる。このようにして、
複数電源供給タップ付電源トランスと複数電源切換え制
御部とを含む電力制御部の過熱を防止することを可能に
することを特徴とするものである。According to the present invention, the load current detecting section having a built-in voltage comparator which operates when the average current of the high-voltage power supply control transistor in the plural power supply switching control section exceeds a predetermined current value is constituted by the above-mentioned structure. , Monitor the power supplied to the load. Further, the average power loss of the multiple power source switching control unit is monitored by detecting the temperature generated in the multiple power source switching control unit. When both of these sensors are true, it can be considered that excessive power is being supplied from the power transformer. However, generally, the temperature rise of the power transformer is a function of the volume of the transformer core (magnetic material) and the amount of power loss, and takes various values. Therefore, if it is possible to set in advance a time period during which the minimum required excessive power can be supplied to the load, it is possible to control the temperature rise of the power transformer. Therefore, by configuring with a logical product output section that becomes true only when the above two detection output terminals are true, a timer control section that can set a predetermined delay time, and a high voltage power supply cutoff control section, When excessive power is applied to the power supply control unit and the load continuously for a predetermined time, the high voltage power supply cutoff control unit operates and the load can be limited to the power supplied from the low voltage tap. . Normally, if the ratio of the high-voltage power tap and the low-voltage power tap is set to 1/2 to 2/3,
Since the approximate power loss is proportional to the square of the voltage, the power loss can be significantly reduced to less than half. for that reason,
The temperature rise of the power transformer is greatly reduced, and power can be supplied without the built-in thermal fuse interrupting. Also, if the temperature generated by the multiple power supply switching control unit drops below a predetermined temperature, the high voltage power supply cutoff control unit and the timer control unit can be reset so that the power is restored to the load normally. Will be able to supply. In this way
The present invention is characterized in that it is possible to prevent overheating of a power control unit including a power transformer with multiple power supply taps and a multiple power supply switching control unit.
【００１６】[0016]
【実施例】以下本発明の電力制御部保護装置の実施例に
ついて、図１を参照しながら詳細に説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS An embodiment of a power control unit protection device of the present invention will be described in detail below with reference to FIG.
【００１７】図１は本発明の第一の実施例における電力
制御部保護装置の基本構成を示すものである。図１にお
いて、１は電源トランス、２は電源トランス１の一次側
の第一の入力端、３は電源トランス１の一次側の第二の
入力端、４は電源トランスに内蔵されている温度ヒュー
ズ、５は高電圧整流回路部、６は電源トランス１の高電
圧側タップの第一の出力端、７は電源トランス１の高電
圧側タップの第二の出力端、８は高電圧整流回路部の正
の出力端、９は高電圧整流回路部の負の出力端、１０は
正の高電圧整流用コンデンサ、１１は負の高電圧整流用
コンデンサ、１２は低電圧整流回路部、１３は電源トラ
ンス１の低電圧側タップの第一の出力端、１４は電源ト
ランス１の低電圧側タップの第二の出力端、１５は低電
圧整流回路部の正の出力端、１６は低電圧整流回路部の
負の出力端、１７は正の低電圧整流コンデンサ、１８は
負の低電圧整流コンデンサ、１９は二電源切換え制御回
路部、２０は二電源切換え制御部信号入力端、２１、２
２は相補な出力トランジスタ、２３は正の高電圧電源制
御用出力トランジスタ、２４は負の高電圧電源制御用出
力トランジスタ、２５、２６は正電源制御用出力トラン
ジスタ２３のバイアスを作る抵抗とツェナーダイオー
ド、２７は正側スイッチ用ダイオード、２８、２９は負
電源制御用出力トランジスタ２４のバイアスを作る抵抗
とツェナーダイオード、３０は負側スイッチ用ダイオー
ド、３１は出力端、３２は例えばスピーカ等の負荷抵
抗、３３はグランド端である。FIG. 1 shows the basic configuration of a power control unit protection device according to the first embodiment of the present invention. In FIG. 1, 1 is a power transformer, 2 is a first input end on the primary side of the power transformer 1, 3 is a second input end on the primary side of the power transformer 1, and 4 is a temperature fuse built in the power transformer. 5, 5 is a high voltage rectification circuit section, 6 is a first output terminal of the high voltage side tap of the power transformer 1, 7 is a second output terminal of the high voltage side tap of the power transformer 1, and 8 is a high voltage rectification circuit section Positive output terminal, 9 is a negative output terminal of the high voltage rectification circuit section, 10 is a positive high voltage rectification capacitor, 11 is a negative high voltage rectification capacitor, 12 is a low voltage rectification circuit section, and 13 is a power supply. The first output terminal of the low-voltage side tap of the transformer 1, 14 is the second output terminal of the low-voltage side tap of the power transformer 1, 15 is the positive output terminal of the low-voltage rectification circuit unit, and 16 is the low-voltage rectification circuit. Negative output terminal, 17 is a positive low-voltage rectifying capacitor, and 18 is a negative low voltage Rectifying capacitor, 19 second power supply switching controller circuit unit, 20 second power supply switching controller signal input, 21,2
Reference numeral 2 is a complementary output transistor, 23 is a positive high-voltage power supply control output transistor, 24 is a negative high-voltage power supply control output transistor, and 25 and 26 are resistors and zener diodes for biasing the positive power supply control output transistor 23. Reference numeral 27 is a positive side switching diode, 28 and 29 are resistors and zener diodes for forming a bias of the negative power source control output transistor 24, 30 is a negative side switching diode, 31 is an output terminal, 32 is a load resistance such as a speaker. , 33 are ground ends.
【００１８】３４は二電源切換え制御部温度検出部であ
り、二電源切換え制御部１９の平均電力損失量(温度)を
検出する。３５は温度検出部出力端、３６はトランジス
タ２３，２４のＯＮ，ＯＦＦ制御を行う高電圧電源遮断
制御部、３７は高電圧電源制御トランジスタの平均電流
検出部であり、負荷抵抗であるスピーカ３２に供給され
る電流の平均値を検出する。３８は高電圧電源制御トラ
ンジスタの電流検出用抵抗、３９は高電圧電源制御トラ
ンジスタの第一の電流検出端、４０は高電圧電源制御ト
ランジスタの第二の電流検出端、４１は高電圧電源制御
トランジスタの平均電流検出部出力端、４２は論理積検
出部、４３は所定時間、例えば１０分をカウントするタ
イマー制御部、４４はタイマー制御部セット端、４５は
タイマー制御部リセット端、４６はタイマー制御部出力
端、で構成されている。Reference numeral 34 denotes a dual power supply switching control unit temperature detecting unit which detects the average power loss amount (temperature) of the dual power supply switching control unit 19. Reference numeral 35 is an output terminal of the temperature detection unit, 36 is a high voltage power supply cutoff control unit that controls ON / OFF of the transistors 23 and 24, 37 is an average current detection unit of the high voltage power supply control transistor, and is connected to the speaker 32 that is a load resistor. The average value of the supplied current is detected. 38 is a resistor for current detection of the high voltage power supply control transistor, 39 is a first current detection end of the high voltage power supply control transistor, 40 is a second current detection end of the high voltage power supply control transistor, 41 is a high voltage power supply control transistor Of the average current detection unit, 42 is a logical product detection unit, 43 is a timer control unit that counts a predetermined time, for example, 10 minutes, 44 is a timer control unit set end, 45 is a timer control unit reset end, and 46 is a timer control unit. Part output end.
【００１９】以上のように構成された電力制御部保護装
置について、以下その動作について説明する。The operation of the power control unit protection device configured as described above will be described below.
【００２０】一実施例においては、図１に示す回路は、
例えばスピーカボックス（図示せず）の内部に設けられ
ている。In one embodiment, the circuit shown in FIG.
For example, it is provided inside a speaker box (not shown).
【００２１】まず、二電源切換え制御部信号入力端２０
にオーディオ信号等の入力信号を加えると、相補な出力
トランジスタ２１、２２はエミッタフォロワーとなって
いるため、出力端３１はほぼ入力に等しい電圧が出力さ
れる。ここで、出力電圧の絶対値が低電圧整流回路部出
力端１５より十分小さい時、負荷抵抗３２に流れる電流
は、正の半サイクルでは、低電圧整流回路部の正の出力
端１５、正側スイッチ用ダイオード２７、出力トランジ
スタ２１、負荷抵抗３２の経路で流れる。次に出力電圧
の絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より大きい時、
負荷抵抗３２に流れる電流は、正の半サイクルでは、高
電圧整流回路部の正の出力端８、正の高電圧電源制御用
出力トランジスタ２３、抵抗３８、出力トランジスタ２
１、負荷抵抗３２の経路で流れる。この状態の各部の波
形を図６に示す。図６においてＶcはトランジスタ２１
のコレクタ電圧を示し、Ｖc'はトランジスタ２２のコレ
クタ電圧を示す。First, the signal input terminal 20 of the dual power source switching control section
When an input signal such as an audio signal is added to, the complementary output transistors 21 and 22 serve as emitter followers, so that the output terminal 31 outputs a voltage substantially equal to the input. Here, when the absolute value of the output voltage is sufficiently smaller than the output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the current flowing through the load resistor 32 has a positive half cycle, the positive output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the positive side. It flows through the path of the switch diode 27, the output transistor 21, and the load resistance 32. Next, when the absolute value of the output voltage is larger than the output terminal 15 of the low voltage rectifier circuit section,
In the positive half cycle, the current flowing through the load resistor 32 is such that in the positive half cycle, the positive output terminal 8 of the high voltage rectification circuit unit, the positive high voltage power supply control output transistor 23, the resistor 38, and the output transistor 2
1. The load resistance 32 flows through the path. The waveform of each part in this state is shown in FIG. In FIG. 6, Vc is a transistor 21
Of the transistor 22 and Vc ′ represents the collector voltage of the transistor 22.
【００２２】図６の出力電圧eoとトランジスタ２１のコ
レクタ電圧Ｖcとの差は、図１のバイアス用ツェナーダ
イオード２６の電圧であり、出力トランジスタ２１の非
直線領域(飽和領域)を使用しないようにするため、常に
バイアス電圧を与えておくものである。同様に出力電圧
eoとトランジスタ２２のコレクタ電圧Ｖc'との差は、図
１のバイアス用ツェナーダイオード２９の電圧であり、
出力トランジスタ２２の非直線領域（飽和領域）を使用
しないようにするため、常にバイアス電圧を与えてお
く。The difference between the output voltage eo of FIG. 6 and the collector voltage Vc of the transistor 21 is the voltage of the biasing zener diode 26 of FIG. 1, so that the non-linear region (saturation region) of the output transistor 21 is not used. Therefore, the bias voltage is always applied. Similarly output voltage
The difference between eo and the collector voltage Vc 'of the transistor 22 is the voltage of the biasing zener diode 29 of FIG.
In order not to use the non-linear region (saturation region) of the output transistor 22, a bias voltage is always applied.
【００２３】また、このように動作する二電源切換え制
御部への電源トランス１からの電力供給は、まず、出力
電圧の絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より十分小
さい時は、電源トランス１の低電圧側タップの第一の出
力端１３と電源トランス１の低電圧側タップの第二の出
力端１４を通じて供給されるこことなる。次に、出力電
圧の絶対値が低電圧整流回路部出力端１５より大きい時
は、電源トランス１の高電圧側タップの第一の出力端６
と電源トランス１の高電圧側タップの第二の出力端７を
通じて供給されるこことなる。典型的な二電源切換え制
御部の電力損失を図７に示す。図７において、横軸は出
力端３１に現れる出力電圧振幅であり、縦軸はその時の
二電源切換え制御部トランジスタ２１、２３(２２、２
４)の合成した電力損失の値を示している。図７におい
て、ＶTHはちょうど出力電圧の絶対値が低電圧整流回路
部出力端１５を越えた電圧点を示している。また、破線
で示している曲線は、単一電源制御部の場合の電力損失
の値を示している。これは一般的にはＢクラス動作とし
て知られている。The power supply from the power supply transformer 1 to the dual power supply switching control unit operating in this manner is as follows. First, when the absolute value of the output voltage is sufficiently smaller than the output end 15 of the low-voltage rectification circuit unit, the power supply transformer. It is supplied through the first output terminal 13 of the low-voltage side tap 1 and the second output terminal 14 of the low-voltage side tap of the power transformer 1. Next, when the absolute value of the output voltage is larger than the output terminal 15 of the low-voltage rectification circuit section, the first output terminal 6 of the high-voltage side tap of the power transformer 1
And is supplied through the second output terminal 7 of the high voltage side tap of the power transformer 1. The power loss of a typical dual power supply switching controller is shown in FIG. In FIG. 7, the horizontal axis is the output voltage amplitude appearing at the output terminal 31, and the vertical axis is the two power supply switching control transistors 21, 23 (22, 2, 2) at that time.
The value of the combined power loss of 4) is shown. In FIG. 7, VTH indicates a voltage point at which the absolute value of the output voltage has just exceeded the output terminal 15 of the low voltage rectifier circuit section. The curve indicated by the broken line shows the value of power loss in the case of the single power supply control unit. This is commonly known as B-class operation.
【００２４】図７からわかるように、二電源切換え制御
部の電力損失は、単一の電源制御部の電力損失に比較す
ると、すべての振幅にわたって電力損失が小さい。すな
わち、より効率の高い電力制御が可能である。特に、低
電圧整流回路部出力端から電力供給を受けた場合の効率
は高く、したがって単一電源制御部に供給する電源トラ
ンスに比べ、より小さなコアサイズの電源トランスで電
力供給することが可能になる。As can be seen from FIG. 7, the power loss of the dual power source switching control unit is small over all amplitudes as compared with the power loss of the single power source control unit. That is, more efficient power control is possible. In particular, the efficiency is high when power is supplied from the output terminal of the low-voltage rectification circuit unit, so that power can be supplied by a power supply transformer with a smaller core size than the power supply transformer that supplies power to the single power supply control unit. Become.
【００２５】図３に示すように、平均電流検出部３７
は、電流検出用抵抗３８の両端に接続される端子３９，
４０を有する。トランジスタ５１，５３、レジスタ５０
および低電流源５２で構成される回路により、トランジ
スタ５３のコレクタから抵抗３８に流れる電流に比例し
た電流が出力される。トランジスタ５４，５５はカレン
トミラー４９を構成する。したがって、抵抗３８に流れ
る電流に比例した電流はトランジスタ５５のコレクタか
らも出力される。トランジスタ５５からの電流は、抵抗
５７によって決定される所定の時定数を有するコンデン
サ５６に蓄積される。したがって、コンデンサ５６から
出力される電圧は、時定数によって決定される時間で平
均化された抵抗３８の平均電流を表す。接続点Ｊ１に表
れる平均電圧Ｖavは、比較器５９の一方の入力に加ら
れ、比較器５９の他方の入力には低電圧源５８からの所
定の低電圧Ｖoが加えられる。平均電圧Ｖavが所定の低
電圧Ｖoを越えれば、すなわち、抵抗３８に流れる平均
電流が所定のレベル以上になると、比較器５９は出力端
４１を介してハイレベル信号を出力する。As shown in FIG. 3, the average current detector 37
Is a terminal 39 connected to both ends of the current detecting resistor 38,
40. Transistors 51 and 53, register 50
A current that is proportional to the current flowing from the collector of the transistor 53 to the resistor 38 is output by the circuit configured by the low current source 52. The transistors 54 and 55 form a current mirror 49. Therefore, a current proportional to the current flowing through the resistor 38 is also output from the collector of the transistor 55. The current from transistor 55 is stored in capacitor 56, which has a predetermined time constant determined by resistor 57. Therefore, the voltage output from capacitor 56 represents the average current in resistor 38 averaged over the time determined by the time constant. The average voltage Vav appearing at the connection point J1 is applied to one input of the comparator 59, and a predetermined low voltage Vo from the low voltage source 58 is applied to the other input of the comparator 59. When the average voltage Vav exceeds a predetermined low voltage Vo, that is, when the average current flowing through the resistor 38 becomes a predetermined level or higher, the comparator 59 outputs a high level signal via the output terminal 41.
【００２６】温度検出部３４は定電圧発生器８０、作動
増幅器７８、およびヒステリシス回路７９を有する。The temperature detector 34 has a constant voltage generator 80, an operational amplifier 78, and a hysteresis circuit 79.
【００２７】定電圧発生器８０は定電流源６０、ツェナ
ーダイオード６１、トランジスタ６２、およびレジスタ
６３，６４から構成される。したがって、接続点Ｊ３か
らは定電圧が出力される。The constant voltage generator 80 comprises a constant current source 60, a Zener diode 61, a transistor 62, and resistors 63 and 64. Therefore, a constant voltage is output from the connection point J3.
【００２８】作動増幅器７８は定電流源６５およびトラ
ンジスタ６７，６８，６９，７０から構成される。トラ
ンジスタ６７および６９のベースに加わるベース電圧Ｖ
b６９，Ｖb６７は、それぞれ作動増幅器７８で比較され
る。Ｖb６９＜Ｖb６７である場合は、接続点Ｊ４からハ
イレベル信号が出力され、Ｖb６９＞Ｖb６７である場合
は、接続点Ｊ４からローレベル信号が出力される。The operational amplifier 78 is composed of a constant current source 65 and transistors 67, 68, 69 and 70. Base voltage V applied to the bases of transistors 67 and 69
b69 and Vb67 are compared by the operational amplifier 78, respectively. When Vb69 <Vb67, a high level signal is output from the connection point J4, and when Vb69> Vb67, a low level signal is output from the connection point J4.
【００２９】ヒステリシス回路７９は温度検出用トラン
ジスタ７７、正帰還トランジスタ７４および抵抗７１，
７２，７３，７５，７６で構成される。温度検出用トラ
ンジスタ７７はその温度に従ってベース−エミッタ電圧
が変化し、温度検出素子として機能する。正帰還トラン
ジスタ７４は、ＯＮされれば、トランジスタ７７のベー
スに正帰還電流を供給する。少なくとも温度検出用トラ
ンジスタ７７は図１に示す回路の放熱板（図示せず）に
物理的に熱を受けるように接続されているので、トラン
ジスタ７７の温度は、電源トランスおよびその付属回路
と同じ温度に保たれる。好ましい実施例においては、ト
ランジスタ７７を含む温度検出部３４に含まれる全ての
回路素子は、ＩＣチップとして形成され、放熱板に接続
される。The hysteresis circuit 79 includes a temperature detecting transistor 77, a positive feedback transistor 74 and a resistor 71,
It is composed of 72, 73, 75 and 76. The base-emitter voltage of the temperature detecting transistor 77 changes according to its temperature, and functions as a temperature detecting element. When turned on, the positive feedback transistor 74 supplies a positive feedback current to the base of the transistor 77. Since at least the temperature detecting transistor 77 is physically connected to the heat sink (not shown) of the circuit shown in FIG. 1, the temperature of the transistor 77 is the same as that of the power transformer and its accessory circuit. Kept in. In the preferred embodiment, all circuit elements included in the temperature detector 34, including the transistor 77, are formed as IC chips and connected to a heat sink.
【００３０】さて、このようにして電力制御される二電
源切換え制御部に対して、負荷抵抗であるスピーカ３２
に過大な平均負荷電力が印加された場合を考える。あら
かじめ仮定として、二電源切換え制御部の温度上昇の熱
時定数は、電源トランスの温度上昇の熱時定数に比較し
て、十分に短時間であるとする。Now, the speaker 32, which is a load resistor, is connected to the dual power source switching control unit whose power is controlled in this way.
Consider a case in which an excessive average load power is applied to. Assuming in advance, the thermal time constant of the temperature rise of the dual power supply switching control unit is sufficiently short as compared with the thermal time constant of the temperature rise of the power transformer.
【００３１】動作において、図１に示す回路の温度（以
下、回路温度という）が、室温から高い温度、例えば１
１５℃以上に上昇すると、トランジスタ７７は図４に示
すヒステリシスパターンにおいてＯＮ状態からＯＦＦ状
態に変化する。In operation, the temperature of the circuit shown in FIG. 1 (hereinafter referred to as circuit temperature) is from room temperature to a high temperature, for example, 1
When the temperature rises above 15 ° C., the transistor 77 changes from the ON state to the OFF state in the hysteresis pattern shown in FIG.
【００３２】さらに詳述すると、回路温度が上閾値１１
５℃よりも低い場合、例えば７０℃である場合、トラン
ジスタ７７は不能状態にされ、ＯＦＦ状態に保持され
る。したがって、ハイレベル信号が接続点Ｊ２に表れ
る。したがって、トランジスタ７４および６９はＯＦＦ
状態とされる。また、Ｖb６９＞Ｖb６７であるので、接
続点Ｊ４にローレベル信号が表れ、端子３５からローレ
ベルが出力される。More specifically, the circuit temperature is the upper threshold value 11
When the temperature is lower than 5 ° C., for example, 70 ° C., the transistor 77 is disabled and held in the OFF state. Therefore, a high level signal appears at the connection point J2. Therefore, transistors 74 and 69 are off
To be in a state. Since Vb69> Vb67, a low level signal appears at the connection point J4 and a low level is output from the terminal 35.
【００３３】回路温度が上閾値１１５℃以上、例えば１
１６℃になると、トランジスタ７７はＯＮされ、接続点
Ｊ２における電圧をローレベルに設定する。したがっ
て、トランジスタ７４，６９はＯＮされる。トランジス
タ７４のＯＮにより図３の矢印で示す正帰還が形成さ
れ、トランジスタ７７のベースにハイ電位が与えられ、
トランジスタ７７をＯＮ状態に保持する。したがって、
Ｖb６９＜Ｖb６７が得られ、接続点Ｊ４にハイレベル信
号が表れ、端子３５からオーバヒート信号としてのハイ
レベル信号が出力される。The circuit temperature is higher than the upper threshold of 115 ° C., for example, 1
When the temperature reaches 16 ° C., the transistor 77 is turned on to set the voltage at the connection point J2 to low level. Therefore, the transistors 74 and 69 are turned on. When the transistor 74 is turned on, positive feedback indicated by the arrow in FIG. 3 is formed, and a high potential is applied to the base of the transistor 77,
The transistor 77 is held in the ON state. Therefore,
Vb69 <Vb67 is obtained, a high level signal appears at the connection point J4, and a high level signal as an overheat signal is output from the terminal 35.
【００３４】その後、回路温度が下閾値と上閾値、例え
ば７０℃と１１５℃の間にまで下がると、トランジスタ
７７は抵抗７２，７３で決定される電圧に正帰還電圧が
加わった和電圧がトランジスタ７７のベースに加わり、
トランジスタ７７は継続してＯＮ状態に保たれる。した
がって、端子３５はハイレベル信号、すなわちオーバヒ
ート信号を出力し続ける。After that, when the circuit temperature drops to a lower threshold and an upper threshold, for example, between 70 ° C. and 115 ° C., the transistor 77 produces a sum voltage obtained by adding the positive feedback voltage to the voltage determined by the resistors 72 and 73. Join the base of 77,
The transistor 77 is continuously kept in the ON state. Therefore, the terminal 35 continues to output a high level signal, that is, an overheat signal.
【００３５】さらにその後、回路温度が下閾値７０℃以
下に下がると、トランジスタ７７のベース−エミッタ電
圧Ｖbeは上述した和電圧よりも大きくなり、トランジス
タ７７をＯＦＦにする。したがって、接続点Ｊ２にはハ
イレベル信号が出力される。また、トランジスタ４７，
６９はＯＦＦ状態にされ、接続点Ｊ４にはローレベル信
号が出力され、端子３５からはローレベル信号が出力さ
れる。After that, when the circuit temperature falls below the lower threshold value of 70 ° C., the base-emitter voltage Vbe of the transistor 77 becomes higher than the above sum voltage, and the transistor 77 is turned off. Therefore, a high level signal is output to the connection point J2. In addition, the transistor 47,
69 is turned off, a low level signal is output to the connection point J4, and a low level signal is output from the terminal 35.
【００３６】次に、図３に示す回路の全体の動きについ
て説明する。回路温度が下閾値７０℃以下であれば、ロ
ーレベル信号が論理積検出部４２の入力４２ａ，４２ｂ
に加えられる。したがって、論理積検出部４２の出力４
２ｃからはローレベル信号が出力される。Next, the overall operation of the circuit shown in FIG. 3 will be described. When the circuit temperature is lower than the lower threshold value of 70 ° C., the low level signal is input to the inputs 42a and 42b of the logical product detection unit 42.
Added to. Therefore, the output 4 of the logical product detection unit 42
A low level signal is output from 2c.
【００３７】次に、スピーカを過剰のパワーで駆動すれ
ば、抵抗３８に流れる平均電流は大きくなり、比較器５
９からハイレベル信号が出力される。この状態が続く
と、回路温度は上閾値１１５℃を越え、温度検出部３４
はハイレベルのオーバヒート信号を出力する。この時点
において、論理積検出部４２はハイレベル信号を出力
し、それはタイマ制御部４３のセット端４４に入力され
る。また、オーバヒート信号によりタイマ４３は所定時
間、例えば１０分間をカウントする。この１０分間とは
図１に示す回路が、高い温度により故障されるまでの最
大期間よりもやや少ない期間、すなわち、最低限必要な
過大電力を負荷に供給許容できる時間に設定されてい
る。一例としては、１０から３０分に設定すると、実用
的な試験で有効である。この所定の時間が経過すると、
タイマ４３はその出力４６からハイレベル信号を出力
し、そのハイレベル信号電圧電源遮断制御部３６に入力
され、トランジスタ２３，２４をＯＦＦ状態にする。し
たがって、高電圧整流回路部５からの大きなパワーで駆
動されていたスピーカ３２は、低電圧整流回路部１２か
らの低いパワーで駆動されるよう切り換えられる。Next, if the speaker is driven with excessive power, the average current flowing through the resistor 38 becomes large and the comparator 5
A high level signal is output from 9. If this state continues, the circuit temperature exceeds the upper threshold value of 115 ° C., and the temperature detection unit 34
Outputs a high level overheat signal. At this time, the logical product detection section 42 outputs a high level signal, which is input to the set end 44 of the timer control section 43. Further, the timer 43 counts a predetermined time, for example, 10 minutes by the overheat signal. This 10 minutes is set to a period slightly shorter than the maximum period until the circuit shown in FIG. 1 fails due to a high temperature, that is, a period in which the minimum required excessive power can be supplied to the load. As an example, setting it to 10 to 30 minutes is effective in a practical test. When this predetermined time elapses,
The timer 43 outputs a high level signal from its output 46, which is input to the high level signal voltage power supply cutoff control unit 36 to turn off the transistors 23 and 24. Therefore, the speaker 32 that has been driven with the large power from the high voltage rectification circuit unit 5 is switched to be driven with the low power from the low voltage rectification circuit unit 12.
【００３８】トランジスタ２３，２４がＯＦＦ状態にさ
れると、抵抗３８に流れる平均電流は低減され、比較器
５９からローレベル信号が出力される。したがって、論
理積検出部４２はローレベル信号を出力する。この時点
においては、タイマ４３は何の変化も行わない。When the transistors 23 and 24 are turned off, the average current flowing through the resistor 38 is reduced and the comparator 59 outputs a low level signal. Therefore, the logical product detection unit 42 outputs a low level signal. At this point, the timer 43 does not change.
【００３９】その後、回路温度が下閾値７５℃以下に下
がると、出力端子３５からローレベル信号が出力され、
タイマ４３のリセット端子４５に入力される。したがっ
て、タイマ４３はローレベル信号を出力し、高電圧電源
遮断制御部３６によりトランジスタ２３，２４をＯＮ状
態にする。したがって、スピーカ３２は再びハイパワー
で駆動することが可能となる。After that, when the circuit temperature falls below the lower threshold value of 75 ° C., a low level signal is output from the output terminal 35,
It is input to the reset terminal 45 of the timer 43. Therefore, the timer 43 outputs a low level signal, and the high voltage power supply cutoff control unit 36 turns on the transistors 23 and 24. Therefore, the speaker 32 can be driven with high power again.
【００４０】通常、この高電圧電源タップと低電圧電源
タップの比を１／２〜２／３にして構成すれば、おおよ
その電力損失は電圧の２乗に比例するから半分以下と、
大幅に電力損失の低減が可能となる。そのため、電源ト
ランス１の温度上昇は大幅に緩和され、内蔵温度ヒュー
ズ４が遮断することなく電力供給できる。また、二電源
切換え制御部温度検出部３４で発生する温度が所定の温
度以下に低下した時、タイマー制御部４３がリセットさ
れ、高電圧電源遮断制御部３６からＯＦＦ信号(例えば
ロー信号)が出力される場合は、再び負荷に電力を正常
に供給できるようになる。このようにして、二電源供給
タップ付電源トランス１と二電源切換え制御部１９とを
含む電力制御部の過熱を防止することが可能になる。Usually, if the ratio of the high-voltage power tap and the low-voltage power tap is set to 1/2 to 2/3, the approximate power loss is proportional to the square of the voltage, and is less than half.
It is possible to significantly reduce power loss. Therefore, the temperature rise of the power supply transformer 1 is significantly alleviated, and the power can be supplied without the built-in thermal fuse 4 being cut off. Further, when the temperature generated by the dual power supply switching control unit temperature detection unit 34 falls below a predetermined temperature, the timer control unit 43 is reset and an OFF signal (for example, a low signal) is output from the high voltage power supply cutoff control unit 36. If so, the power can be normally supplied to the load again. In this way, it is possible to prevent overheating of the power control unit including the power supply transformer with dual power supply taps 1 and the dual power supply switching control unit 19.
【００４１】図２(a)、(b)は、これら一連の動作の温度
と時間経過を示したものである。図２(a)において、縦
軸のＴは二電源切換え制御部１９の温度、Ｔ１は論理積
検出部４２の出力端が真となる時間t onのときの二電源
切換え制御部温度検出部３４の温度、tＤはタイマー制
御部４３の遅延時間である。次に図２(b)において、縦
軸のＴは電源トランス１の温度、Ｔ２は電源トランスに
内蔵されている温度ヒューズの熔断(臨界)温度である。2 (a) and 2 (b) show the temperature and the lapse of time in these series of operations. In FIG. 2A, T on the vertical axis indicates the temperature of the dual power supply switching control unit 19, T1 indicates the dual power supply switching control unit temperature detection unit 34 at the time t on when the output terminal of the logical product detection unit 42 becomes true. , TD is the delay time of the timer control unit 43. Next, in FIG. 2B, T on the vertical axis is the temperature of the power transformer 1, and T2 is the melting (critical) temperature of the thermal fuse built in the power transformer.
【００４２】なお、以上の説明は二電源供給タップ付電
源トランスの場合について説明してきたが、より細かい
制御を可能にする三電源供給タップ付電源トランスある
いはそれ以上の複数電源供給タップ付電源トランスの場
合についても、同様の動作をさせることができる。In the above description, the case of a power transformer with two power supply taps has been described, but a power transformer with three power supply taps or a power transformer with a plurality of power supply taps can be used for finer control. Also in the case, the same operation can be performed.
【００４３】[0043]
【発明の効果】以上のように本発明は、複数電源切換え
増幅器に、高電圧電源制御トランジスタの平均電流検出
部と複数電源切換え増幅器の平均電力損失検出部との論
理積検出部と、ある所定の遅延時間を設定できるタイマ
ー制御部と、高電圧電源遮断制御部とで構成することに
よって、電源トランスを大幅に小型化できる制御技術を
可能にするものであり、電力産業分野の全般にわたっ
て、広範囲の応用が期待できる。As described above, according to the present invention, a multiple power supply switching amplifier is provided with a logical product detection unit of the average current detection unit of the high voltage power supply control transistor and the average power loss detection unit of the multiple power supply switching amplifiers. By configuring a timer control unit that can set the delay time of the power supply and a high-voltage power supply cutoff control unit, it enables a control technology that can significantly reduce the size of the power transformer. Can be expected to be applied.
【図１】本発明の第１の実施例における電力制御部保護
装置の基本構成図FIG. 1 is a basic configuration diagram of a power control unit protection device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施例における電力制御部保護
装置の温度上昇図FIG. 2 is a temperature rise diagram of the power control unit protection device according to the first embodiment of the present invention.
【図３】従来の電力制御部保護装置の基本構成図FIG. 3 is a basic configuration diagram of a conventional power control unit protection device.
【図４】従来の電力制御部保護装置の基本動作説明図FIG. 4 is an explanatory diagram of a basic operation of a conventional power control unit protection device.
【図５】従来の電力制御部保護装置の電力損失を示す図FIG. 5 is a diagram showing power loss of a conventional power control unit protection device.
【図６】電力制御部保護装置の各部波形図FIG. 6 is a waveform diagram of each part of the power control protection device.
【図７】二電源切換え制御部の電力損失を示す図FIG. 7 is a diagram showing power loss of a dual power supply switching control unit.
１ 電源トランス ４ 電源トランスに内蔵されている温度ヒューズ ５ 高電圧整流回路部 ８ 高電圧整流回路部の正の出力端 ９ 高電圧整流回路部の負の出力端 １２ 低電圧整流回路部 １５ 低電圧整流回路部の正の出力端 １６ 低電圧整流回路部の負の出力端 １９ 二電源切換え制御回路部 ２０ 二電源切換え制御部信号入力端 ２１、２２ 相補な出力トランジスタ ２３ 正の高電圧電源制御用出力トランジスタ ２４ 負の高電圧電源制御用出力トランジスタ ２５ 正電源制御用出力トランジスタ２３のバイアスを
作る抵抗 ２６ 正電源制御用出力トランジスタ２３のバイアスを
作るツェナーダイオード ２８ 負電源制御用出力トランジスタ２４のバイアスを
作る抵抗 ２９ 負電源制御用出力トランジタ２４のバイアスを作
るツェナーダイオード ３１ 出力端 ３２ 負荷抵抗 ３４ 二電源切換え制御部温度検出部 ３５ 温度検出部出力端 ３６ 高電圧電源遮断制御部 ３７ 高電圧電源制御トランジスタの平均電流検出部 ３８ 高電圧電源制御トランジスタの電流検出用抵抗 ３９ 高電圧電源制御トランジスタの第一の電流検出端 ４０ 高電圧電源制御トランジスタの第二の電流検出端 ４１ 高電圧電源制御トランジスタの平均電流検出部出
力端 ４２ 論理積検出部 ４３ タイマー制御部 ４４ タイマー制御部セット端 ４５ タイマー制御部リセット端 ４６ タイマー制御部出力端1 Power Transformer 4 Temperature Fuse Built-in Power Transformer 5 High Voltage Rectifier Circuit 8 Positive Output Terminal of High Voltage Rectifier 9 Negative Output Terminal of High Voltage Rectifier 12 Low Voltage Rectifier 15 Low Voltage Positive output terminal of rectification circuit section 16 Negative output terminal of low voltage rectification circuit section 19 Two power supply switching control circuit section 20 Two power supply switching control section Signal input terminals 21, 22 Complementary output transistor 23 Positive high voltage power supply control Output transistor 24 Negative high-voltage power supply control output transistor 25 Positive resistance power supply control output transistor 23 bias for making a resistor 26 Positive power supply control output transistor 23 bias for making a zener diode 28 Negative power supply control output transistor 24 bias Resistor 29 for making Zener diode for making bias of output transistor 24 for negative power supply control 31 Power end 32 Load resistance 34 Two power supply switching control unit Temperature detection unit 35 Temperature detection unit output end 36 High voltage power supply cutoff control unit 37 High voltage power supply control transistor average current detection unit 38 High voltage power supply control transistor current detection resistor 39 First current detection end of high voltage power supply control transistor 40 Second current detection end of high voltage power supply control transistor 41 Average current detection unit output end of high voltage power supply control transistor 42 Logical product detection unit 43 Timer control unit 44 Timer control Part set end 45 timer control part reset end 46 timer control part output end
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (72)発明者 西川 恒成 大阪府門真市大字門真1006番地 松下電器 産業株式会社内 ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of the front page (72) Inventor Tsusunari Nishikawa 1006 Kadoma, Kadoma City, Osaka Prefecture Matsushita Electric Industrial Co., Ltd.
Claims (4)
６）と第２レベル電源供給タップ（８，９）を有する電
源トランス（１）と、 該第１レベル電源供給タップ（１５，１６）から比較的
小さいパワーを負荷に与える第１電力流路手段（２１，
２２）と、 該第２レベル電源供給タップ（８，９）から比較的大き
いパワーを負荷に与える第２電力流路手段（２３，２
４）と、 該第２レベル電源供給タップ（８，９）に流れる平均電
流を検出し、該平均電流が所定レベルを越えるとオーバ
フロー信号を出力する手段（３７）と、 該電源トランス（１）の温度を検出し、検出温度が所定
の第１閾値を越えるとオーバヒート信号を出力する手段
（３４）と、 該オーバフロー信号とオーバヒート信号を受けて可能信
号を出力する論理積手段（４２）と、 該可能信号により所定時間をカウントし、所定時間カウ
ント後カットオフ信号を出力するタイマ手段（４３）
と、 該カットオフ信号により該第２電力流路手段（２３，２
４）を遮断する電力遮断手段（３６）から成り、負荷へ
の電力供給を制御し、負荷を保護することを特徴とする
電力制御部保護装置。1. A first level power supply tap (15, 1)
6) and a power transformer (1) having second level power supply taps (8, 9), and first power flow path means for giving a relatively small power to the load from the first level power supply taps (15, 16) (21,
22) and second power flow path means (23, 2) for applying relatively large power to the load from the second level power supply taps (8, 9).
4), a means (37) for detecting an average current flowing through the second level power supply taps (8, 9) and outputting an overflow signal when the average current exceeds a predetermined level, and the power transformer (1). (34) for detecting the temperature of the above and outputting an overheat signal when the detected temperature exceeds a predetermined first threshold value, and a logical product means (42) for receiving the overflow signal and the overheat signal and outputting a possible signal. Timer means (43) for counting a predetermined time by the enable signal and outputting a cutoff signal after counting the predetermined time
And the second power flow path means (23, 2) according to the cutoff signal.
A power controller protection device comprising a power cut-off means (36) for cutting off 4) and controlling the power supply to the load to protect the load.
あって、温度検出手段（３４）は、検出温度が、該第１
閾値以下の第２閾値以下であれば正常信号を出力するこ
とを特徴とする電力制御部保護装置。2. The power controller protection device according to claim 1, wherein the temperature detection means (34) has a temperature detected by the first controller.
A power control unit protection device, which outputs a normal signal if it is less than or equal to a second threshold that is less than or equal to the threshold.
あって、該タイマ手段（４３）は、該正常信号に応じて
導通信号を出力し、該電力遮断手段（３６）は、該導通
信号により、該第２電力流路手段（２３，２４）を導通
状態にすることを特徴とする電力制御部保護装置。3. The power control unit protection device according to claim 2, wherein the timer means (43) outputs a conduction signal in response to the normal signal, and the power cutoff means (36) A power controller protection device, characterized in that the second power flow path means (23, 24) is brought into a conductive state by a conduction signal.
あって、温度検出手段（３４）は平均電力損失量を検出
するためのトランジスタ（７７）を有することを特徴と
する電力制御部保護装置。4. The power controller protection device according to claim 1, wherein the temperature detecting means (34) has a transistor (77) for detecting an average power loss amount. Protective device.
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|---|---|---|---|
| JP06036939A JP3099626B2 (en) | 1993-03-10 | 1994-03-08 | Power control unit protection device |
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| JP4921293 | 1993-03-10 | ||
| JP5-49212 | 1993-03-10 | ||
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| Publication Number | Publication Date |
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| JPH06318824A true JPH06318824A (en) | 1994-11-15 |
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| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3099626B2 (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011041002A (en) * | 2009-08-11 | 2011-02-24 | Toshiba Corp | High frequency amplifier and efficiency increasing method |
| FR3005804A1 (en) * | 2013-05-16 | 2014-11-21 | Continental Automotive France | METHOD FOR MANAGING AN ELECTRONIC CIRCUIT COMPRISING A THERMAL PROTECTION DEVICE AND CORRESPONDING ELECTRONIC CIRCUIT |
| JP2017126972A (en) * | 2016-01-08 | 2017-07-20 | オンキヨー株式会社 | Amplifier |
-
1994
- 1994-03-08 JP JP06036939A patent/JP3099626B2/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2011041002A (en) * | 2009-08-11 | 2011-02-24 | Toshiba Corp | High frequency amplifier and efficiency increasing method |
| FR3005804A1 (en) * | 2013-05-16 | 2014-11-21 | Continental Automotive France | METHOD FOR MANAGING AN ELECTRONIC CIRCUIT COMPRISING A THERMAL PROTECTION DEVICE AND CORRESPONDING ELECTRONIC CIRCUIT |
| US10535991B2 (en) | 2013-05-16 | 2020-01-14 | Continental Automotive France | Method of managing an electronic circuit including a thermal protection device and corresponding electronic circuit |
| JP2017126972A (en) * | 2016-01-08 | 2017-07-20 | オンキヨー株式会社 | Amplifier |
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