JPH06311787A - インバータ装置 - Google Patents
インバータ装置Info
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- JPH06311787A JPH06311787A JP5097992A JP9799293A JPH06311787A JP H06311787 A JPH06311787 A JP H06311787A JP 5097992 A JP5097992 A JP 5097992A JP 9799293 A JP9799293 A JP 9799293A JP H06311787 A JPH06311787 A JP H06311787A
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Abstract
(57)【要約】
【目的】入力電源電圧が定格電圧と異なっても、定めら
れたＶ／Ｆ比率の変換交流出力が得られ、誘導電動機を
安定に動作させることができるインバータ装置を提供す
るにある。 【構成】交流電源ＡＣの電圧が定格電圧に対して低い場
合或いは高い場合には、電源電圧検出回路６の検出出力
に応じて制御部４の補正回路４６が定格のＶ／Ｆ比率と
なる出力周波数を得るために周波数制御信号Ｆを補正す
るのである。電源電圧が定格電圧に対して上下に変動し
ても出力周波数に対して出力電圧Ｖ0 が定格のＶ／Ｆ比
率で決まる電圧以下或いは以上とならず、そのためトル
ク不足や過電流異常によるトラブルが回避できる。
れたＶ／Ｆ比率の変換交流出力が得られ、誘導電動機を
安定に動作させることができるインバータ装置を提供す
るにある。 【構成】交流電源ＡＣの電圧が定格電圧に対して低い場
合或いは高い場合には、電源電圧検出回路６の検出出力
に応じて制御部４の補正回路４６が定格のＶ／Ｆ比率と
なる出力周波数を得るために周波数制御信号Ｆを補正す
るのである。電源電圧が定格電圧に対して上下に変動し
ても出力周波数に対して出力電圧Ｖ0 が定格のＶ／Ｆ比
率で決まる電圧以下或いは以上とならず、そのためトル
ク不足や過電流異常によるトラブルが回避できる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、Ｖ／Ｆ制御を行うイン
バータ装置に関するものである。
バータ装置に関するものである。
【０００２】
【従来の技術】従来、オープンループのＰＷＭ方式を用
いてＶ／Ｆ制御を行うインバータ装置は、最大周波数ｆ
ｍａｘで最大電圧Ｖｍａｘ（入力電圧で一義的に決まる
電圧）出力とし、それ以下の出力周波数ｆ0 では最大周
波数ｆｍａｘと最大電圧Ｖｍａｘとで決まるＶ／Ｆ比率
に従って出力電圧Ｖ0 の制御を行っている。
いてＶ／Ｆ制御を行うインバータ装置は、最大周波数ｆ
ｍａｘで最大電圧Ｖｍａｘ（入力電圧で一義的に決まる
電圧）出力とし、それ以下の出力周波数ｆ0 では最大周
波数ｆｍａｘと最大電圧Ｖｍａｘとで決まるＶ／Ｆ比率
に従って出力電圧Ｖ0 の制御を行っている。
【０００３】
【発明が解決しようとする課題】上述のような従来例装
置では使用誘導電動機の定格電圧と、実際にインバータ
装置に入力電源として接続する交流電源電圧とが一致し
ない場合、図７に示すように交流電源電圧の方が定格電
圧より高いと、同一出力周波数ｆ0 での出力電圧Ｖ0 が
定格の場合に比べての如く高くなり、そのため過電
流異常を起こし、保護回路が働くことにより動作が停止
したり、逆に交流電源電圧の方が定格電圧より低いと、
出力電圧Ｖ0 が定格の場合に比べての如く低くな
り、誘導電動機にトルク不足が生じたりしていた。また
電源電圧変動がある場合にも同様な現象が起きるという
問題があった。
置では使用誘導電動機の定格電圧と、実際にインバータ
装置に入力電源として接続する交流電源電圧とが一致し
ない場合、図７に示すように交流電源電圧の方が定格電
圧より高いと、同一出力周波数ｆ0 での出力電圧Ｖ0 が
定格の場合に比べての如く高くなり、そのため過電
流異常を起こし、保護回路が働くことにより動作が停止
したり、逆に交流電源電圧の方が定格電圧より低いと、
出力電圧Ｖ0 が定格の場合に比べての如く低くな
り、誘導電動機にトルク不足が生じたりしていた。また
電源電圧変動がある場合にも同様な現象が起きるという
問題があった。
【０００４】本発明は上記の問題点に鑑みて為されたも
ので、その目的とするところは入力電源電圧が定格電圧
と異なっても、定められたＶ／Ｆ比率の変換交流出力が
得られ、誘導電動機を安定に動作させることができるイ
ンバータ装置を提供するにある。
ので、その目的とするところは入力電源電圧が定格電圧
と異なっても、定められたＶ／Ｆ比率の変換交流出力が
得られ、誘導電動機を安定に動作させることができるイ
ンバータ装置を提供するにある。
【０００５】
【課題を解決するための手段】請求項１の発明では、3
相の交流電源を整流平滑した直流をＶ／Ｆ制御によって
交流に変換し、この変換交流出力を誘導電動機に供給す
るインバータ装置において、前記交流電源の電圧を検出
する電源電圧検出回路と、この電源電圧検出回路の検出
電圧に応じて前記変換交流出力を予め定めたＶ／Ｆ比率
となるように制御する制御部とを備えたものである。
相の交流電源を整流平滑した直流をＶ／Ｆ制御によって
交流に変換し、この変換交流出力を誘導電動機に供給す
るインバータ装置において、前記交流電源の電圧を検出
する電源電圧検出回路と、この電源電圧検出回路の検出
電圧に応じて前記変換交流出力を予め定めたＶ／Ｆ比率
となるように制御する制御部とを備えたものである。
【０００６】請求項２の発明では、請求項１の発明にお
いて、前記電源電圧検出回路の検出電圧に応じ、予め定
めたＶ／Ｆ比率に基づいて前記変換交流出力の電圧を補
正するものである。請求項３の発明では、請求項１の発
明において、前記電源電圧検出回路の検出電圧に応じ、
予め定めたＶ／Ｆ比率に基づいて前記変換交流出力の周
波数を補正するものである。
いて、前記電源電圧検出回路の検出電圧に応じ、予め定
めたＶ／Ｆ比率に基づいて前記変換交流出力の電圧を補
正するものである。請求項３の発明では、請求項１の発
明において、前記電源電圧検出回路の検出電圧に応じ、
予め定めたＶ／Ｆ比率に基づいて前記変換交流出力の周
波数を補正するものである。
【０００７】請求項４の発明では、請求項１の発明にお
いて、前記電源電圧検出回路は、前記直流を電源として
動作し、安定化した出力を制御部に電源として供給する
ＤＣ−ＤＣコンバータの非安定化出力の電圧より前記交
流電源電圧を検出するものである。
いて、前記電源電圧検出回路は、前記直流を電源として
動作し、安定化した出力を制御部に電源として供給する
ＤＣ−ＤＣコンバータの非安定化出力の電圧より前記交
流電源電圧を検出するものである。
【０００８】
【作用】請求項１の発明によれば、入力電源である交流
電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力を予め定
めＶ／Ｆ比率に沿って補正することができ、そのため負
荷である誘導電動機を安定に動作させることができる。
請求項２の発明によれば、入力電源である交流電源電圧
が定格電圧より外れても変換交流出力の電圧をＶ／Ｆ比
率に基づいた電圧に補正するため、過大電流異常やトル
ク不足等のトラブルを回避することができる。
電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力を予め定
めＶ／Ｆ比率に沿って補正することができ、そのため負
荷である誘導電動機を安定に動作させることができる。
請求項２の発明によれば、入力電源である交流電源電圧
が定格電圧より外れても変換交流出力の電圧をＶ／Ｆ比
率に基づいた電圧に補正するため、過大電流異常やトル
ク不足等のトラブルを回避することができる。
【０００９】請求項３の発明によれば、入力電源である
交流電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力の周
波数をＶ／Ｆ比率に基づいた周波数に補正するため、誘
導電動機のトルク補償が行える。請求項４の発明によれ
ば、コストが高く大型となるようなＡＣトランスを用い
る必要がなく、また欠相時のトラブルも無く、確実に交
流電源電圧を交流電源と絶縁した形で電源電圧を検出す
ることができる。
交流電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力の周
波数をＶ／Ｆ比率に基づいた周波数に補正するため、誘
導電動機のトルク補償が行える。請求項４の発明によれ
ば、コストが高く大型となるようなＡＣトランスを用い
る必要がなく、また欠相時のトラブルも無く、確実に交
流電源電圧を交流電源と絶縁した形で電源電圧を検出す
ることができる。
【００１０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照して説明
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路を示しており、三相
の交流電源ＡＣを整流回路１で整流して平滑コンデンサ
Ｃ1 で平滑し、この平滑で得られた直流を三対のスイッ
チング素子をブッリジ接続した出力回路２により所定周
波数の交流に変換し、この変換交流出力を誘導電動機Ｍ
に供給するようになっている。制御部４は出力回路２の
スイッチング素子をドライバ３を通じてＰＷＭ方式によ
り駆動させるためのもので、周波数設定部５によって設
定された周波数に対して加速もしくは減速する際に所定
時間で到達させるように加速若しくは減速に制限を加え
る加速減速制限回路４１と、この加速減速制限回路４１
からの信号を受け、出力周波数ｆ0 が設定周波数に到達
した時の出力電圧Ｖ0 が所定のＶ／Ｆ比率の電圧となる
ように出力電圧Ｖ0 を決める電圧制御信号Ｖと、出力周
波数ｆ0 を決める周波数制御信号Ｆとを出力するＶ／Ｆ
変換器４２と、このＶ／Ｆ変換器４２からの電圧制御信
号Ｖを受けて出力電圧Ｖ0 を決める電圧制御回路４３
と、周波数制御信号Ｆを受けて出力周波数ｆ0 を決める
周波数制御回路４４と、これら周波数制御回路４４と、
電圧制御回路４３の信号を受けて所定の出力周波数ｆ0
で且つ所定の出力電圧Ｖ0 の交流出力が得られるＰＷＭ
信号を作成するＰＷＭ信号合成回路４５と、外部の電源
電圧検出回路６の検出信号を受けて周波数制御信号Ｆを
補正する補正回路４６とを備えている。
する。 （実施例１）図１は本実施例の回路を示しており、三相
の交流電源ＡＣを整流回路１で整流して平滑コンデンサ
Ｃ1 で平滑し、この平滑で得られた直流を三対のスイッ
チング素子をブッリジ接続した出力回路２により所定周
波数の交流に変換し、この変換交流出力を誘導電動機Ｍ
に供給するようになっている。制御部４は出力回路２の
スイッチング素子をドライバ３を通じてＰＷＭ方式によ
り駆動させるためのもので、周波数設定部５によって設
定された周波数に対して加速もしくは減速する際に所定
時間で到達させるように加速若しくは減速に制限を加え
る加速減速制限回路４１と、この加速減速制限回路４１
からの信号を受け、出力周波数ｆ0 が設定周波数に到達
した時の出力電圧Ｖ0 が所定のＶ／Ｆ比率の電圧となる
ように出力電圧Ｖ0 を決める電圧制御信号Ｖと、出力周
波数ｆ0 を決める周波数制御信号Ｆとを出力するＶ／Ｆ
変換器４２と、このＶ／Ｆ変換器４２からの電圧制御信
号Ｖを受けて出力電圧Ｖ0 を決める電圧制御回路４３
と、周波数制御信号Ｆを受けて出力周波数ｆ0 を決める
周波数制御回路４４と、これら周波数制御回路４４と、
電圧制御回路４３の信号を受けて所定の出力周波数ｆ0
で且つ所定の出力電圧Ｖ0 の交流出力が得られるＰＷＭ
信号を作成するＰＷＭ信号合成回路４５と、外部の電源
電圧検出回路６の検出信号を受けて周波数制御信号Ｆを
補正する補正回路４６とを備えている。
【００１１】電源電圧検出回路６は、上記出力回路２に
供給する直流電圧から交流電源ＡＣの電圧を検出するも
のであり、電圧検出入力端を平滑コンデンサＣ1 の両端
に接続してある。具体的には図２に示すように制御部４
に制御動作のための電源を供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タ７の出力側に設けてあるレギュレータ８の入力側、つ
まり交流電源ＡＣの電圧に比例する非安定化出力の負電
圧を取り込んで、定格電圧に対応して設定した基準電圧
との差電圧±ΔＶを検出し、この差電圧±ΔＶを上記周
波数制御信号Ｆの補正値として補正回路４６へ出力する
ようになっている。
供給する直流電圧から交流電源ＡＣの電圧を検出するも
のであり、電圧検出入力端を平滑コンデンサＣ1 の両端
に接続してある。具体的には図２に示すように制御部４
に制御動作のための電源を供給するＤＣ−ＤＣコンバー
タ７の出力側に設けてあるレギュレータ８の入力側、つ
まり交流電源ＡＣの電圧に比例する非安定化出力の負電
圧を取り込んで、定格電圧に対応して設定した基準電圧
との差電圧±ΔＶを検出し、この差電圧±ΔＶを上記周
波数制御信号Ｆの補正値として補正回路４６へ出力する
ようになっている。
【００１２】ＤＣーＤＣコンバータ７は平滑コンデンサ
Ｃ1 で平滑されて得られた直流を電源として動作するリ
ンギングチョークコンバータからなり、発振トランスＴ
の帰還巻線ｎ3 の出力をドライバ７ａを通じてスイッチ
ングトランジタＱのベースに与えてオンオフさせ、この
オンオフによって発振トランスＴの２次巻線ｎ2 側に１
次巻線ｎ1 との巻線比に対応した高周波電圧を発生さ
せ、この電圧を整流平滑して直流に戻すものであり、こ
の直流は更にレギュレータ８で図３に示す電圧Ｖ 1 に安
定化され、この安定化した直流を制御部４に動作電源と
して供給するようになっている。また電源電圧検出回路
６に入力する電圧は２次出力を整流平滑しただけの電圧
であるため、入力電源、つまり交流電源ＡＣの電圧Ｖｓ
に比例する電圧Ｖ2 となる。
Ｃ1 で平滑されて得られた直流を電源として動作するリ
ンギングチョークコンバータからなり、発振トランスＴ
の帰還巻線ｎ3 の出力をドライバ７ａを通じてスイッチ
ングトランジタＱのベースに与えてオンオフさせ、この
オンオフによって発振トランスＴの２次巻線ｎ2 側に１
次巻線ｎ1 との巻線比に対応した高周波電圧を発生さ
せ、この電圧を整流平滑して直流に戻すものであり、こ
の直流は更にレギュレータ８で図３に示す電圧Ｖ 1 に安
定化され、この安定化した直流を制御部４に動作電源と
して供給するようになっている。また電源電圧検出回路
６に入力する電圧は２次出力を整流平滑しただけの電圧
であるため、入力電源、つまり交流電源ＡＣの電圧Ｖｓ
に比例する電圧Ｖ2 となる。
【００１３】而して交流電源ＡＣの電圧Ｖｓが定格電圧
に対して低い場合には、電源電圧検出回路６で検出され
る差電圧ΔＶは−側になり、この差電圧ΔＶに応じて制
御部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定めてあ
る出力電圧Ｖ0 に見合った出力周波数ｆ0 となるように
周波数制御信号Ｆを補正する。つまり電源電圧Ｖｓが低
い場合には図４（ａ）に示すように同一出力周波数ｆ0
に対する出力電圧Ｖ0は定格時の場合に比べての如
く低くなっていたが、本実施例では電源電圧検出回路６
の検出出力ΔＶに応じて制御部４の補正回路４６が定格
のＶ／Ｆ比率となる出力周波数ｆ0 を得るために周波数
制御信号Ｆを補正するのである。その結果定格の場合
のＶ／Ｆ比率に沿った出力電圧Ｖ0 と出力周波数ｆ0 が
得られることになり、トルク不足が回避できる。
に対して低い場合には、電源電圧検出回路６で検出され
る差電圧ΔＶは−側になり、この差電圧ΔＶに応じて制
御部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定めてあ
る出力電圧Ｖ0 に見合った出力周波数ｆ0 となるように
周波数制御信号Ｆを補正する。つまり電源電圧Ｖｓが低
い場合には図４（ａ）に示すように同一出力周波数ｆ0
に対する出力電圧Ｖ0は定格時の場合に比べての如
く低くなっていたが、本実施例では電源電圧検出回路６
の検出出力ΔＶに応じて制御部４の補正回路４６が定格
のＶ／Ｆ比率となる出力周波数ｆ0 を得るために周波数
制御信号Ｆを補正するのである。その結果定格の場合
のＶ／Ｆ比率に沿った出力電圧Ｖ0 と出力周波数ｆ0 が
得られることになり、トルク不足が回避できる。
【００１４】一方交流電源ＡＣの電圧Ｖｓが定格電圧に
対して高い場合には、電源電圧検出回路６で検出される
差電圧ΔＶは＋側になり、この差電圧ΔＶに応じて制御
部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定められて
ある出力電圧Ｖ0 に見合った出力周波数ｆ0 となるよう
に周波数制御信号Ｆを補正する。その結果電源電圧Ｖｓ
が高い場合には図４（ｂ）に示すように同一出力周波数
ｆ0 に対する出力電圧Ｖ0 は定格時の場合に対して、
従来ではの如く高くなっていたが、本実施例では電源
電圧検出回路６の検出出力ΔＶに応じて制御部４の補正
回路４６が定格の場合のＶ／Ｆ比率となるように周波
数制御信号Ｆを補正するのである。従って出力周波数ｆ
0 に対して出力電圧Ｖ0 が定格のＶ／Ｆ比率で決まる電
圧以上とならず、そのため過電流異常によるトラブルが
回避できる。
対して高い場合には、電源電圧検出回路６で検出される
差電圧ΔＶは＋側になり、この差電圧ΔＶに応じて制御
部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定められて
ある出力電圧Ｖ0 に見合った出力周波数ｆ0 となるよう
に周波数制御信号Ｆを補正する。その結果電源電圧Ｖｓ
が高い場合には図４（ｂ）に示すように同一出力周波数
ｆ0 に対する出力電圧Ｖ0 は定格時の場合に対して、
従来ではの如く高くなっていたが、本実施例では電源
電圧検出回路６の検出出力ΔＶに応じて制御部４の補正
回路４６が定格の場合のＶ／Ｆ比率となるように周波
数制御信号Ｆを補正するのである。従って出力周波数ｆ
0 に対して出力電圧Ｖ0 が定格のＶ／Ｆ比率で決まる電
圧以上とならず、そのため過電流異常によるトラブルが
回避できる。
【００１５】（実施例２）上記実施例１は電源電圧Ｖｓ
が定格電圧に対して変動した場合、出力周波数ｆ 0 を定
格のＶ／Ｆ比率となるように補正を行うものであるが、
本実施例は出力電圧Ｖ0 を定格のＶ／Ｆ比率となるよう
に補正を行うものである。図５は本実施例の回路構成を
示しており、電源電圧検出回路６の検出出力ΔＶに応じ
て補正回路４６は電圧制御回路４３にＶ／Ｆ変換器４２
から与えられる電圧制御信号Ｖを補正するようになって
いる。電源電圧検出回路６の構成は実施例１と同様な構
成を用いる。
が定格電圧に対して変動した場合、出力周波数ｆ 0 を定
格のＶ／Ｆ比率となるように補正を行うものであるが、
本実施例は出力電圧Ｖ0 を定格のＶ／Ｆ比率となるよう
に補正を行うものである。図５は本実施例の回路構成を
示しており、電源電圧検出回路６の検出出力ΔＶに応じ
て補正回路４６は電圧制御回路４３にＶ／Ｆ変換器４２
から与えられる電圧制御信号Ｖを補正するようになって
いる。電源電圧検出回路６の構成は実施例１と同様な構
成を用いる。
【００１６】而して交流電源ＡＣの電圧Ｖｓが定格電圧
に対して低い場合には、電源電圧検出回路６で検出され
る差電圧ΔＶは−側になり、この差電圧ΔＶに応じて制
御部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定められ
てある出力周波数ｆ0 に見合った出力電圧Ｖ0 となるよ
うに電圧制御信号Ｖを補正する。つまり電源電圧Ｖｓが
低い場合には図６（ａ）に示すように同一出力電圧Ｖ0
に対する出力周波数ｆ 0 は定格の場合に対して、従来
ではの如く高くなっていたが、本実施例では電源電圧
検出回路６の検出出力ΔＶに応じて定格のＶ／Ｆ比率と
なる出力電圧Ｖ 0 を得るために電圧制御信号Ｖを補正す
るのである。
に対して低い場合には、電源電圧検出回路６で検出され
る差電圧ΔＶは−側になり、この差電圧ΔＶに応じて制
御部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定められ
てある出力周波数ｆ0 に見合った出力電圧Ｖ0 となるよ
うに電圧制御信号Ｖを補正する。つまり電源電圧Ｖｓが
低い場合には図６（ａ）に示すように同一出力電圧Ｖ0
に対する出力周波数ｆ 0 は定格の場合に対して、従来
ではの如く高くなっていたが、本実施例では電源電圧
検出回路６の検出出力ΔＶに応じて定格のＶ／Ｆ比率と
なる出力電圧Ｖ 0 を得るために電圧制御信号Ｖを補正す
るのである。
【００１７】一方交流電源ＡＣの電圧Ｖｓが定格電圧に
対して高い場合には、電源電圧検出回路６で検出される
差電圧ΔＶは＋側になり、この差電圧ΔＶに応じて制御
部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定められて
ある出力周波数ｆ0 に見合った出力電圧Ｖ0 となるよう
に電圧制御信号Ｖを補正する。つまり電源電圧Ｖｓが高
い場合には図４（ｂ）に示すように同一出力電圧Ｖ0 に
対する出力周波数ｆ0は定格の場合に対して、従来で
はの如く高くなっていたが、本実施例では制御部４の
補正回路４６が電源電圧検出回路６の検出出力ΔＶに応
じて定格のＶ／Ｆ比率となる出力電圧Ｖ0 を得るために
電圧制御信号Ｖを補正するのである。
対して高い場合には、電源電圧検出回路６で検出される
差電圧ΔＶは＋側になり、この差電圧ΔＶに応じて制御
部４の補正回路４６は定格時のＶ／Ｆ比率で定められて
ある出力周波数ｆ0 に見合った出力電圧Ｖ0 となるよう
に電圧制御信号Ｖを補正する。つまり電源電圧Ｖｓが高
い場合には図４（ｂ）に示すように同一出力電圧Ｖ0 に
対する出力周波数ｆ0は定格の場合に対して、従来で
はの如く高くなっていたが、本実施例では制御部４の
補正回路４６が電源電圧検出回路６の検出出力ΔＶに応
じて定格のＶ／Ｆ比率となる出力電圧Ｖ0 を得るために
電圧制御信号Ｖを補正するのである。
【００１８】このようにして本実施例では定格に対応し
たＶ／Ｆ比率の出力周波数ｆ0 と出力電圧Ｖ0 とが得ら
れるので、一定トルクが得られ、トルク補償ができるの
である。
たＶ／Ｆ比率の出力周波数ｆ0 と出力電圧Ｖ0 とが得ら
れるので、一定トルクが得られ、トルク補償ができるの
である。
【００１９】
【発明の効果】請求項１の発明は、交流電源を整流平滑
した直流をＶ／Ｆ制御によって交流に変換し、この変換
交流出力を誘導電動機に供給するインバータ装置におい
て、前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路
と、この電源電圧検出回路の検出電圧に応じて前記変換
交流出力を予め定めたＶ／Ｆ比率となるように制御する
制御部とを備えたので、入力電源である交流電源電圧が
定格電圧より外れても変換交流出力を予め定めたＶ／Ｆ
比率に沿って補正することができ、その結果負荷である
誘導電動機を安定に動作させることができるという効果
がある。
した直流をＶ／Ｆ制御によって交流に変換し、この変換
交流出力を誘導電動機に供給するインバータ装置におい
て、前記交流電源の電圧を検出する電源電圧検出回路
と、この電源電圧検出回路の検出電圧に応じて前記変換
交流出力を予め定めたＶ／Ｆ比率となるように制御する
制御部とを備えたので、入力電源である交流電源電圧が
定格電圧より外れても変換交流出力を予め定めたＶ／Ｆ
比率に沿って補正することができ、その結果負荷である
誘導電動機を安定に動作させることができるという効果
がある。
【００２０】特に請求項２の発明は、前記電源電圧検出
回路の検出電圧に応じ、予め定めたＶ／Ｆ比率に基づい
て前記変換交流出力の電圧を補正するので、入力電源で
ある交流電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力
の電圧をＶ／Ｆ比率に基づいた電圧に補正するため、過
大電流異常やトルク不足等のトラブルを回避することが
できるという効果がある。
回路の検出電圧に応じ、予め定めたＶ／Ｆ比率に基づい
て前記変換交流出力の電圧を補正するので、入力電源で
ある交流電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力
の電圧をＶ／Ｆ比率に基づいた電圧に補正するため、過
大電流異常やトルク不足等のトラブルを回避することが
できるという効果がある。
【００２１】請求項３の発明は、前記電源電圧検出回路
の検出電圧に応じ、予め定めたＶ／Ｆ比率に基づいて前
記変換交流出力の周波数を補正するので、入力電源であ
る交流電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力の
周波数をＶ／Ｆ比率に基づいた周波数に補正するため、
誘導電動機のトルク補償を行うことができるという効果
がある。
の検出電圧に応じ、予め定めたＶ／Ｆ比率に基づいて前
記変換交流出力の周波数を補正するので、入力電源であ
る交流電源電圧が定格電圧より外れても変換交流出力の
周波数をＶ／Ｆ比率に基づいた周波数に補正するため、
誘導電動機のトルク補償を行うことができるという効果
がある。
【００２２】請求項４の発明は、前記電源電圧検出回路
は、前記直流を電源として動作し、安定化した出力を制
御部に電源として供給するＤＣ−ＤＣコンバータの非安
定化出力の電圧より前記交流電源電圧を検出するので、
コストが高く大型となるようなＡＣトランスを用いる必
要がなく、また欠相時のトラブルも無く、確実に交流電
源電圧を交流電源と絶縁した形で電源電圧を検出するこ
とができるという効果がある。
は、前記直流を電源として動作し、安定化した出力を制
御部に電源として供給するＤＣ−ＤＣコンバータの非安
定化出力の電圧より前記交流電源電圧を検出するので、
コストが高く大型となるようなＡＣトランスを用いる必
要がなく、また欠相時のトラブルも無く、確実に交流電
源電圧を交流電源と絶縁した形で電源電圧を検出するこ
とができるという効果がある。
【図１】本発明の実施例１の回路構成図である。
【図２】同上の要部の具体的を構成を示す回路構成図で
ある。
ある。
【図３】同上の電源電圧検出回路の動作説明図である。
【図４】同上の出力周波数補正の動作説明図である。
【図５】本発明の実施例２の回路構成図である。
【図６】同上の出力電圧補正の動作説明図である。
【図７】従来例の動作説明図である。
ＡＣ 交流電源 Ｃ1 平滑コンデンサ Ｍ 誘導電動機 １ 整流回路 ２ 出力回路 ３ ドライバ ４ 制御部 ５ 周波数設定部 ６ 電源電圧検出回路 ４１ 加減速制限回路 ４２ Ｖ／Ｆ変換器 ４３ 電圧制御回路 ４４ 周波数制御回路 ４５ ＰＷＭ信号合成回路 ４６ 補正回路 Ｖ 電圧制御信号 Ｆ 周波数制御信号
フロントページの続き (72)発明者 泉本 智昭 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 水野 博史 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内 (72)発明者 立澤 一郎 大阪府門真市大字門真1048番地松下電工株 式会社内
Claims (4)
- 【請求項１】交流電源を整流平滑した直流をＶ／Ｆ制御
によって交流に変換し、この変換交流出力を誘導電動機
に供給するインバータ装置において、前記交流電源の電
圧を検出する電源電圧検出回路と、この電源電圧検出回
路の検出電圧に応じて前記変換交流出力を予め定めたＶ
／Ｆ比率となるように制御する制御部とを備えたことを
特徴とするインバータ装置。 - 【請求項２】前記電源電圧検出回路の検出電圧に応じ、
予め定めたＶ／Ｆ比率に基づいて前記変換交流出力の電
圧を補正することを特徴とする請求項１記載のインバー
タ装置。 - 【請求項３】前記電源電圧検出回路の検出電圧に応じ、
予め定めたＶ／Ｆ比率に基づいて前記変換交流出力の周
波数を補正することを特徴とする請求項１記載のインバ
ータ装置。 - 【請求項４】前記電源電圧検出回路は、前記直流を電源
として動作し、安定化した出力を制御部に電源として供
給するＤＣ−ＤＣコンバータの非安定化出力の電圧より
前記交流電源電圧を検出することを特徴とする請求項１
記載のインバータ装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5097992A JPH06311787A (ja) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | インバータ装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5097992A JPH06311787A (ja) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | インバータ装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311787A true JPH06311787A (ja) | 1994-11-04 |
Family
ID=14207170
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP5097992A Withdrawn JPH06311787A (ja) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | インバータ装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06311787A (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005210861A (ja) * | 2004-01-26 | 2005-08-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動用インバータ制御装置、および空気調和機 |
| KR100724489B1 (ko) * | 2005-05-11 | 2007-06-04 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 입력 전압 변동 보상 장치 및 방법 |
-
1993
- 1993-04-23 JP JP5097992A patent/JPH06311787A/ja not_active Withdrawn
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2005210861A (ja) * | 2004-01-26 | 2005-08-04 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | モータ駆動用インバータ制御装置、および空気調和機 |
| KR100724489B1 (ko) * | 2005-05-11 | 2007-06-04 | 엘에스산전 주식회사 | 인버터 입력 전압 변동 보상 장치 및 방법 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| A300 | Withdrawal of application because of no request for examination |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A300 Effective date: 20000704 |