JPH06311757A - Inverter - Google Patents
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- JPH06311757A JPH06311757A JP5098199A JP9819993A JPH06311757A JP H06311757 A JPH06311757 A JP H06311757A JP 5098199 A JP5098199 A JP 5098199A JP 9819993 A JP9819993 A JP 9819993A JP H06311757 A JPH06311757 A JP H06311757A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、直流入力電源を任意の
低周波電圧に変換して負荷回路を駆動する放電灯点灯装
置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device for converting a DC input power source into an arbitrary low frequency voltage to drive a load circuit.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図８は従来のインバータ装置の回路図で
ある。Ｖｓは直流電源であり、例えば、１２Ｖの車載用
のバッテリよりなる。ＣＨＰは昇圧チョッパーであり、
昇圧用のインダクタＬ0 ，Ｌ1 とスイッチング素子
Ｑ0 、逆流阻止用のダイオードＤ0及び平滑用のコンデ
ンサＣ0 よりなり、低圧の直流電源Ｖｓを昇圧して、例
えば、３００Ｖ程度の電圧Ｖ0 を作成している。スイッ
チング素子Ｑ0 がオンのときに、インダクタＬ0 にエネ
ルギーを蓄積し、スイッチング素子Ｑ0 がオフのとき
に、そのエネルギーを直流電源Ｖｓに重畳して、昇圧さ
れた電圧Ｖ0 をコンデンサＣ0 に供給する。ＩＮＶは降
圧チョッパー兼用の矩形波インバータであり、スイッチ
ング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 と、ダイオードＤ1 ，
Ｄ2 ，Ｄ3 ，Ｄ4、限流用インダクタＬ2 、負荷回路１
よりなり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 の
スイッチング周波数及びデューティを制御することによ
り、負荷回路１への供給電力を制御している。負荷回路
１は、放電灯Ｚと、ローパスフィルタ用のインダクタＬ
及びコンデンサＣ2 よりなり、インバータＩＮＶから負
荷回路１へ流れる電流は、略三角波状の高周波リップル
を含むので、この高周波リップルをインダクタＬとコン
デンサＣ2 で構成されるローパスフィルタにより減少さ
せて、放電灯Ｚに矩形波電力を供給するものである。放
電灯Ｚは高圧放電灯よりなり、例えば、自動車の前照灯
に用いられるものである。2. Description of the Related Art FIG. 8 is a circuit diagram of a conventional inverter device. Vs is a DC power supply, and is composed of, for example, a 12V vehicle-mounted battery. CHP is a boost chopper,
It is composed of boosting inductors L 0 and L 1 , a switching element Q 0 , a backflow blocking diode D 0 and a smoothing capacitor C 0 , and boosts a low-voltage DC power supply Vs to, for example, a voltage V 0 of about 300V. Are being created. When the switching element Q 0 is on, energy is stored in the inductor L 0 , and when the switching element Q 0 is off, the energy is superimposed on the DC power supply Vs, and the boosted voltage V 0 is stored in the capacitor C 0. Supply to. INV is a rectangular wave inverter that also serves as a step-down chopper, and has switching elements Q 1 , Q 2 , Q 3 , Q 4 and a diode D 1 ,
D 2 , D 3 , D 4 , current limiting inductor L 2 , load circuit 1
Therefore, the power supply to the load circuit 1 is controlled by controlling the switching frequency and duty of the switching elements Q 1 , Q 2 , Q 3 , and Q 4 . The load circuit 1 includes a discharge lamp Z and an inductor L for a low pass filter.
And consists capacitor C 2, the current flowing from the inverter INV to the load circuit 1, because it includes a substantially triangular high-frequency ripple is decreased by the low-pass filter including the high frequency ripple in the inductor L and the capacitor C 2, release A rectangular wave power is supplied to the electric lamp Z. The discharge lamp Z is a high pressure discharge lamp and is used, for example, as a headlight of an automobile.
【０００３】図９はインバータＩＮＶの動作波形図であ
る。スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ3 は高周波動作（数１０
〜数１００ＫＨｚ）、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ4 は低
周波動作（数１０〜数１００Ｈｚ）を行う。スイッチン
グ素子Ｑ1 ，Ｑ4 が同時にオンのとき、コンデンサＣ0
からスイッチング素子Ｑ1 、インダクタＬ2 、負荷回路
１、スイッチング素子Ｑ4 、コンデンサＣ0 の経路で電
流が流れ、負荷回路１に電力を供給する。このとき、イ
ンダクタＬ2 にはエネルギーが蓄えられる。次に、スイ
ッチング素子Ｑ1 がオフ、スイッチング素子Ｑ4 がオン
のときに、インダクタＬ2 のエネルギーが転流して電源
となり、インダクタＬ2 、負荷回路１、スイッチング素
子Ｑ4 、ダイオードＤ2 、インダクタＬ2 の経路で放出
される。負荷回路１への電力供給は、スイッチング素子
Ｑ1 のスイッチング周波数やデューティを可変とするこ
とにより制御される。次に、極性反転を行う場合は、図
９に示すように、まず、スイッチング素子Ｑ2 ，Ｑ3 を
同時オンして、次に、スイッチング素子Ｑ3 のみをオフ
して、ダイオードＤ1 をオンさせることにより、降圧チ
ョッパー動作をさせる。FIG. 9 is an operation waveform diagram of the inverter INV. The switching elements Q 1 and Q 3 operate at high frequencies (equation 10
Up to several 100 KHz), and the switching elements Q 2 and Q 4 perform low frequency operation (several tens to several 100 Hz). When the switching elements Q 1 and Q 4 are simultaneously turned on, the capacitor C 0
A current flows from the switching element Q 1 , the inductor L 2 , the load circuit 1, the switching element Q 4 , and the capacitor C 0 to supply power to the load circuit 1. At this time, energy is stored in the inductor L 2 . Next, when the switching element Q 1 is off and the switching element Q 4 is on, the energy of the inductor L 2 commutates to become a power source, and the inductor L 2 , the load circuit 1, the switching element Q 4 , the diode D 2 , and the inductor It is released via the L 2 pathway. The power supply to the load circuit 1 is controlled by changing the switching frequency and duty of the switching element Q 1 . Next, when polarity inversion is performed, as shown in FIG. 9, first, the switching elements Q 2 and Q 3 are simultaneously turned on, then only the switching element Q 3 is turned off, and the diode D 1 is turned on. By doing so, the step-down chopper operation is performed.
【０００４】しかしながら、上述のような従来例にあっ
ては、回路構成が複雑で、部品点数が多いため、インバ
ータ装置全体の形状が大きくなる傾向があり、搭載スペ
ースが限られる用途（例えば、自動車や飛行機等のよう
な移動体）においては、設置場所を確保するのが難しい
という欠点があった。そこで、図１０に示すように、昇
圧チョッパー回路とインバータ回路とでスイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 ，Ｑ3 ，Ｑ4 を共有化した方式（例えば、
特願平３−３４３２２４号）が提案されている。図１１
はその動作波形図であり、（ａ）はスイッチング素子Ｑ
1 、（ｂ）はスイッチング素子Ｑ3 、（ｃ）はスイッチ
ング素子Ｑ2 、（ｄ）はスイッチング素子Ｑ4 の動作を
示している。この方式では、負荷のインピーダンス変動
に対して十分な電力制御が効かない場合があった。具体
的に例を挙げると、図１０において、負荷Ｚのインピー
ダンスが低く、負荷Ｚの両端電圧が直流電源Ｖｓの電圧
よりも低い場合には、インダクタＬ2 に流れる電流がゼ
ロにはならない。したがって、例えば、負荷Ｚへの出力
線が接地ラインＧＮＤと短絡した場合のように、負荷Ｚ
の異常時には、直流電源Ｖｓからの電力供給を停止す
る。このため、スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 をオフにす
ると、インダクタＬ2 に蓄えられたエネルギーのため、
インダクタＬ2 の両端に異常な高電圧が発生し、スイッ
チング素子Ｑ1〜Ｑ4 にダメージを与える。そのため、
スイッチング素子Ｑ1 〜Ｑ4 の両端にスナバー回路等を
付加する方法等が考えられるが、負荷Ｚが低インピーダ
ンスのときに大電力を供給する必要がある場合において
は、そのスナバー回路等の保護回路の形状が大きくな
り、インバータ装置自体が大きくなるという欠点があっ
た。However, in the above-mentioned conventional example, since the circuit configuration is complicated and the number of parts is large, the overall shape of the inverter device tends to be large, and the application space is limited (for example, automobiles). However, there is a drawback that it is difficult to secure a place for installation in a mobile body such as an airplane or the like. Therefore, as shown in FIG. 10, a system in which the switching elements Q 1 , Q 2 , Q 3 , and Q 4 are shared by the boost chopper circuit and the inverter circuit (for example,
Japanese Patent Application No. 3-343224) has been proposed. Figure 11
Is an operation waveform diagram thereof, and (a) is a switching element Q.
1 , (b) shows the operation of the switching element Q 3 , (c) shows the operation of the switching element Q 2 , and (d) shows the operation of the switching element Q 4 . In this method, there are cases where sufficient power control does not work with respect to load impedance fluctuations. As a specific example, in FIG. 10, when the impedance of the load Z is low and the voltage across the load Z is lower than the voltage of the DC power supply Vs, the current flowing through the inductor L 2 does not become zero. Therefore, for example, when the output line to the load Z is short-circuited with the ground line GND, the load Z
When the abnormality occurs, the power supply from the DC power supply Vs is stopped. Therefore, when the switching elements Q 1 to Q 4 are turned off, the energy stored in the inductor L 2 causes
An abnormal high voltage is generated at both ends of the inductor L 2 and damages the switching elements Q 1 to Q 4 . for that reason,
A method of adding a snubber circuit or the like to both ends of the switching elements Q 1 to Q 4 may be considered, but when it is necessary to supply a large amount of power when the load Z has low impedance, a protection circuit for the snubber circuit or the like is provided. However, there is a drawback in that the size of the inverter becomes large and the inverter device itself becomes large.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】上記の課題を解決しよ
うとするため、図１２に示すような回路が考えられる。
この回路では、直流電源Ｖｓの正極には、トランスＴの
１次巻線Ｌ1 の一端が接続されている。トランスＴの１
次巻線Ｌ1 の他端は、スイッチング素子Ｑ0 を介して直
流電源Ｖｓの負極に接続されている。トランスＴの２次
巻線Ｌ2 ，Ｌ3 は図示された極性で直列に接続されてい
る。２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 の互いに逆極性の巻端は負荷回
路１の一端に接続されている。２次巻線Ｌ2 の負荷回路
１に接続されていない側の巻端は、ダイオードＤ3 のア
ノードに接続されており、また、２次巻線Ｌ3 の負荷回
路１に接続されていない側の巻端は、ダイオードＤ4 の
カソードに接続されている。ダイオードＤ3 のカソード
はスイッチング素子Ｑ1 を介して負荷回路１の他端に接
続されており、ダイオードＤ4 のアノードはスイッチン
グ素子Ｑ2 を介して負荷回路１の他端に接続されてい
る。負荷回路１は、放電灯ＺとインダクタＬの直列回路
にコンデンサＣ2 を並列接続して構成されている。スイ
ッチング素子Ｑ1 の両端には、抵抗Ｒ10とコンデンサＣ
10の直列回路が接続されており、スイッチング素子Ｑ2
の両端には、抵抗Ｒ20とコンデンサＣ20の直列回路が接
続されており、これらはスナバー回路Ｓｎを構成してい
る。In order to solve the above problems, a circuit as shown in FIG. 12 can be considered.
In this circuit, one end of the primary winding L 1 of the transformer T is connected to the positive electrode of the DC power supply Vs. Transformer T 1
The other end of the next winding L 1 is connected to the negative electrode of the DC power supply Vs via the switching element Q 0 . The secondary windings L 2 and L 3 of the transformer T are connected in series with the polarities shown. The ends of the secondary windings L 2 and L 3 having opposite polarities are connected to one end of the load circuit 1. The winding end of the secondary winding L 2 which is not connected to the load circuit 1 is connected to the anode of the diode D 3 and the side of the secondary winding L 3 which is not connected to the load circuit 1. The winding end of is connected to the cathode of the diode D 4 . The cathode of the diode D 3 is connected to the other end of the load circuit 1 via the switching element Q 1, and the anode of the diode D 4 is connected to the other end of the load circuit 1 via the switching element Q 2 . The load circuit 1 is configured by connecting a capacitor C 2 in parallel to a series circuit of a discharge lamp Z and an inductor L. A resistor R 10 and a capacitor C are provided at both ends of the switching element Q 1.
10 series circuits are connected and switching element Q 2
A series circuit of a resistor R 20 and a capacitor C 20 is connected to both ends of the, and these constitute a snubber circuit Sn.
【０００６】図１３はこの回路の動作波形図である。図
中、Ｖｃ2 は負荷回路１のコンデンサＣ2 の両端電圧、
Ｉｚは放電灯Ｚに流れる電流である。トランスＴの１次
巻線Ｌ1 に接続されたスイッチング素子Ｑ0 は数ｋＨｚ
〜数百ｋＨｚの高周波でスイッチングする。このスイッ
チング素子Ｑ0 の高周波的なスイッチング動作により昇
降圧チョッパー動作を行うものである。また、トランス
Ｔの２次巻線Ｌ2 ，Ｌ 3 に接続されたスイッチング素子
Ｑ1 ，Ｑ2 は数Ｈｚ〜数百Ｈｚの低周波（高圧放電灯が
音響的共鳴現象が発生しない程度の周波数）で交互にオ
ン・オフする。これらのスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の
低周波的なスイッチング動作により、負荷回路１に供給
される電圧の極性を切り換えて、図１３に示すような矩
形波電圧Ｖｃ2 の出力を得ている。FIG. 13 is an operation waveform diagram of this circuit. Figure
Medium, Vc2Is the capacitor C of the load circuit 1.2Voltage across,
Iz is a current flowing through the discharge lamp Z. Primary of transformer T
Winding L1Switching element Q connected to0Is a few kHz
~ Switching at a high frequency of several hundreds of kHz. This switch
Holding element Q0Due to the high-frequency switching operation of
The step-down chopper operation is performed. Also transformer
Secondary winding L of T2, L 3Switching element connected to
Q1, Q2Is a low frequency of several Hz to several hundred Hz (high pressure discharge lamp
Alternately turn on at a frequency that does not cause acoustic resonance.
Turn off. These switching elements Q1, Q2of
Supply to load circuit 1 by low frequency switching operation
By changing the polarity of the
Wave voltage Vc2Is getting the output of.
【０００７】例えば、スイッチング素子Ｑ1 がオンの期
間において、スイッチング素子Ｑ0がオンのときには、
直流電源Ｖｓ、１次巻線Ｌ1 、スイッチング素子Ｑ0 、
直流電源Ｖｓの経路で電流が流れて、１次巻線Ｌ1 には
スイッチング素子Ｑ0 がオフする直前のピーク電流値に
応じたエネルギーが蓄えられる。次に、スイッチング素
子Ｑ0 がオフすると、蓄えられたエネルギーは１次巻線
Ｌ1 と磁気結合した２次巻線Ｌ2 から、ダイオード
Ｄ3 、スイッチング素子Ｑ1 、負荷回路１の経路で放出
されて、コンデンサＣ2 を充電する。このとき、コンデ
ンサＣ2 には、図１３の矢印で示すような方向に電圧Ｖ
ｃ2 が発生する。負荷回路１に対する極性反転時には、
図１３の場合、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時オン
しているが、これはインダクタＬのエネルギー放出経路
を形成するためであり、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を
同時オフしても良い。続いて、極性反転後、スイッチン
グ素子Ｑ2 がオンの期間において、スイッチング素子Ｑ
0 がオンのときには、直流電源Ｖｓ、１次巻線Ｌ1 、ス
イッチング素子Ｑ0 、直流電源Ｖｓの経路で電流が流れ
て、１次巻線Ｌ1 にはスイッチング素子Ｑ0 がオフする
直前のピーク電流値に応じたエネルギーが蓄えられる。
次に、スイッチング素子Ｑ0 がオフすると、蓄えられた
エネルギーは１次巻線Ｌ1 と磁気結合した２次巻線Ｌ3
から、負荷回路１、スイッチング素子Ｑ2 、ダイオード
Ｄ4 の経路で放出されて、コンデンサＣ2を上記とは逆
方向に充電する。これにより、コンデンサＣ2 の両端電
圧Ｖｃ2 及び放電灯Ｚに流れる電流Ｉｚは、図１３に示
すようになる。図１３から分かるように、放電灯Ｚに流
れる電流Ｉｚは、低周波で交番する略矩形波状の電流に
なる。この低周波は、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 のス
イッチング周波数とほぼ一致する。For example, when the switching element Q 0 is on during the period when the switching element Q 1 is on,
DC power supply Vs, primary winding L 1 , switching element Q 0 ,
A current flows in the path of the DC power supply Vs, and energy corresponding to the peak current value immediately before the switching element Q 0 is turned off is stored in the primary winding L 1 . Next, when off the switching element Q 0, from stored energy primary winding L 1 and the magnetic coupling with the secondary winding L 2, diode D 3, released in the path of the switching element Q 1, the load circuit 1 Then, the capacitor C 2 is charged. At this time, a voltage V is applied to the capacitor C 2 in the direction shown by the arrow in FIG.
c 2 is generated. When the polarity of the load circuit 1 is reversed,
In the case of FIG. 13, the switching elements Q 1 and Q 2 are turned on at the same time, but this is for forming the energy emission path of the inductor L, and the switching elements Q 1 and Q 2 may be turned off at the same time. Then, after the polarity is reversed, the switching element Q 2 is turned on while the switching element Q 2 is on.
When 0 is on, a current flows through the path of the DC power supply Vs, the primary winding L 1 , the switching element Q 0 , and the DC power supply Vs, and the current immediately before the switching element Q 0 is turned off in the primary winding L 1 . Energy corresponding to the peak current value is stored.
Next, when the switching element Q 0 is turned off, the stored energy is stored in the secondary winding L 3 magnetically coupled to the primary winding L 1.
Is discharged from the path of the load circuit 1, the switching element Q 2 , and the diode D 4 to charge the capacitor C 2 in the opposite direction. As a result, the voltage Vc 2 across the capacitor C 2 and the current Iz flowing through the discharge lamp Z are as shown in FIG. As can be seen from FIG. 13, the current Iz flowing through the discharge lamp Z is a substantially rectangular wave current alternating at a low frequency. This low frequency substantially matches the switching frequency of the switching elements Q 1 and Q 2 .
【０００８】以上のような回路構成及び動作により、負
荷回路１が短絡等の状態でも、負荷回路１へ電力を供給
する際に、直流電源Ｖｓが切り離されているため、トラ
ンスＴに蓄積されているエネルギーがすべて放出されれ
ば、スイッチング素子Ｑ0 〜Ｑ2 をすべてオフしても問
題は無い。すなわち、負荷回路１の両端電圧Ｖｃ2 が直
流電源Ｖｓの電圧よりも小さいモード（例えば、放電灯
Ｚのインピーダンスが非常に小さい場合等）でもスイッ
チングによる制御が可能になった。また、図８の従来例
と比べても、回路構成は簡単になり、インバータ装置自
体も小型化される。With the circuit configuration and operation as described above, even when the load circuit 1 is short-circuited or the like, the DC power supply Vs is disconnected when the power is supplied to the load circuit 1, and therefore the power is accumulated in the transformer T. If all the stored energy is released, there is no problem even if all the switching elements Q 0 to Q 2 are turned off. That is, switching control is possible even in a mode in which the voltage Vc 2 across the load circuit 1 is smaller than the voltage of the DC power supply Vs (for example, when the impedance of the discharge lamp Z is very small). Further, compared with the conventional example of FIG. 8, the circuit configuration is simple and the inverter device itself is downsized.
【０００９】しかしながら、図１２の従来例には、次の
ような欠点がある。例えば、トランスＴの巻線Ｌ1 ，Ｌ
2 ，Ｌ3 にエネルギーがまだ蓄積されているときには、
スイッチング素子Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 をすべてオフする
と、トランスＴの巻線間には高電圧が発生し、最終的に
は装置のどこかで絶縁破壊を発生する。そこで、一般的
な対策として、巻線間に抵抗とコンデンサから成るスナ
バー回路を付加することになるが、これでは、定常時の
損失が大きくなり、装置の効率も低下する。また、スイ
ッチング素子Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 が同時にオフしない制御
を行っても、負荷が低インピーダンス（低抵抗）の場合
には、トランスＴに蓄積されたエネルギーが無くなるの
に時間が掛かるので、スイッチング素子Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ
2 のドライブ用電源に大きな容量が必要である。特に、
直流電源Ｖｓの電圧降下等を考慮すると、さらに大きな
容量も必要になる。そのために、ドライブ用の電源の形
状が大きくなるため、装置も大型化するという問題があ
る。However, the conventional example shown in FIG. 12 has the following drawbacks. For example, the windings L 1 , L of the transformer T
2 , when energy is still stored in L 3 ,
When all the switching elements Q 0 , Q 1 and Q 2 are turned off, a high voltage is generated between the windings of the transformer T, and finally dielectric breakdown is generated somewhere in the device. Therefore, as a general measure, a snubber circuit consisting of a resistor and a capacitor is added between the windings, but this increases the steady-state loss and lowers the efficiency of the device. Even if the switching elements Q 0 , Q 1 and Q 2 are controlled so as not to be turned off at the same time, it takes time for the energy stored in the transformer T to disappear when the load has low impedance (low resistance). , Switching elements Q 0 , Q 1 , Q
The power supply for the second drive requires a large capacity. In particular,
Considering the voltage drop of the DC power supply Vs and the like, a larger capacity is required. As a result, the shape of the power supply for the drive becomes large, which causes a problem that the device also becomes large.
【００１０】本発明は上述のような点に鑑みてなされた
ものであり、その目的とするところは、昇降圧チョッパ
ー動作が可能なインバータ装置において、インバータ及
びチョッパー動作を行うスイッチング素子がすべてオフ
になっても、装置内部又は外部において異常な高電圧を
発生することがなく、低損失で制御性の良好な小型のイ
ンバータ装置を提供することにある。The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to turn off all the inverters and the switching elements that perform the chopper operation in an inverter device capable of the buck-boost chopper operation. Even so, it is to provide a small-sized inverter device that does not generate an abnormally high voltage inside or outside the device, has low loss, and has good controllability.
【００１１】[0011]
【課題を解決するための手段】本発明の放電灯点灯装置
にあっては、上記の課題を解決するために、図１及び図
２に示すように、高周波的にスイッチング動作を行う第
１のスイッチング素子Ｑ0 と、第１のスイッチング素子
Ｑ0 を介して直流電源Ｖｓに１次巻線Ｌ1 を接続され、
一対の２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 を備えるトランスＴと、前記
一対の２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 の互いに逆極性となる巻端に
一端を接続された負荷回路１と、前記一対の２次巻線Ｌ
2 ，Ｌ3 における負荷回路１に接続されていない側の巻
端と前記負荷回路１の他端の間にそれぞれ接続され、第
１のスイッチング素子Ｑ0 のオン・オフ周期に比べて十
分に長い周期で交互にオン・オフされる第２及び第３の
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 とを備え、第１のスイッチ
ング素子Ｑ0 がオンであるときに第２及び第３のスイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 に流れる電流が遮断されてトラン
スＴのインダクタンス成分にエネルギーが蓄積され、第
１のスイッチング素子Ｑ0 がオフであるときに第２又は
第３のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を介して前記エネル
ギーが負荷回路１に放出されるインバータ装置におい
て、第１乃至第３のスイッチング素子Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2
がすべてオフであるときに、前記トランスＴのインダク
タンス成分に蓄積されたエネルギーにより誘起される電
圧を放出される電源部（コンデンサＣ1 ）を備えること
を特徴とするものである。In the discharge lamp lighting device of the present invention, in order to solve the above problems, as shown in FIGS. 1 and 2, a first switching operation is performed at high frequency. The primary winding L 1 is connected to the DC power supply Vs via the switching element Q 0 and the first switching element Q 0 ,
A transformer T with a pair of secondary windings L 2, L 3, and the load circuit 1 connected at one end to the opposite polarity and comprising winding end together of said pair of secondary windings L 2, L 3, the pair Secondary winding L
2 and L 3 , which are respectively connected between the winding ends on the side not connected to the load circuit 1 and the other end of the load circuit 1, and are sufficiently longer than the ON / OFF cycle of the first switching element Q 0. A second and a third switching element Q 1 , Q 2 which are alternately turned on and off in a cycle, and when the first switching element Q 0 is on, the second and third switching element Q 1 , The current flowing in Q 2 is cut off, energy is stored in the inductance component of the transformer T, and when the first switching element Q 0 is off, the energy is stored via the second or third switching element Q 1 , Q 2. In the inverter device in which energy is released to the load circuit 1, the first to third switching elements Q 0 , Q 1 , Q 2
When all are off, the power supply unit (capacitor C 1 ) for discharging the voltage induced by the energy accumulated in the inductance component of the transformer T is provided.
【００１２】[0012]
【作用】図１に示すように、インダクタンス成分を利用
するチョッパー及びインバータにおいて、スイッチング
素子がすべてオフのときに、回路内に高電圧が発生する
のを防止する方式として、２つの考え方がある。１つ
は、インダクタンス成分に蓄積されたエネルギーがゼロ
になってからスイッチング素子をオフさせる方法であ
り、もう１つは、インダクタンス成分に蓄積されたエネ
ルギーを別経路で放出して、且つ、その放出したエネル
ギーを単にスナバー回路のように抵抗などで消費するの
ではなく、他の制御回路や始動回路等の電源として活用
する方法である。本発明は後者の方法を用いるものであ
り、インダクタンス成分に蓄積されたエネルギーが残っ
ている状態でスイッチング素子をオフすることができる
ので、制御性が良好になる。また、このエネルギーを他
の制御回路や始動回路等の電源として有効に活用できる
ので、回路効率が高くなる。As shown in FIG. 1, in a chopper and an inverter utilizing an inductance component, there are two ways of thinking as a method of preventing a high voltage from being generated in the circuit when all the switching elements are off. One is a method of turning off the switching element after the energy stored in the inductance component becomes zero, and the other is to release the energy stored in the inductance component through another path and release the energy. This is a method of using the energy as a power source for other control circuits, starting circuits, etc., rather than simply consuming it with resistors or the like as in snubber circuits. The present invention uses the latter method, and since the switching element can be turned off while the energy accumulated in the inductance component remains, the controllability is improved. Moreover, since this energy can be effectively utilized as a power source for other control circuits, starting circuits, etc., circuit efficiency is increased.
【００１３】[0013]
【実施例】図１は本発明の一実施例の構成を示す回路図
である。以下、その回路構成について説明する。直流電
源Ｖｓの正極には、トランスＴの１次巻線Ｌ1 の一端が
接続されている。トランスＴの１次巻線Ｌ1 の他端は、
スイッチング素子Ｑ0 を介して直流電源Ｖｓの負極に接
続されている。トランスＴの２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 は図示
された極性で直列に接続されている。２次巻線Ｌ2 ，Ｌ
3 の互いに逆極性の巻端は負荷回路１の一端に接続され
ている。２次巻線Ｌ2 の負荷回路１に接続されていない
側の巻端は、ダイオードＤ3 のアノードに接続されてお
り、また、２次巻線Ｌ3 の負荷回路１に接続されていな
い側の巻端は、ダイオードＤ4 のカソードに接続されて
いる。ダイオードＤ3 のカソードはスイッチング素子Ｑ
1 を介して負荷回路１の他端に接続されており、ダイオ
ードＤ4 のアノードはスイッチング素子Ｑ2 を介して負
荷回路１の他端に接続されている。負荷回路１は、放電
灯ＺとインダクタＬｂの直列回路にコンデンサＣ2 を並
列接続して構成されている。インダクタＬｂはパルスト
ランスＰＴの２次巻線よりなり、このパルストランスＰ
Ｔの１次巻線Ｌａはスイッチング素子Ｓ2 を介してコン
デンサＣ1 に接続されている。コンデンサＣ1 はスイッ
チング素子Ｓ1 を介して、トランジスタＱ 1 ，Ｑ2 の直
列回路に並列接続されている。図中、ＩＧはイグナイタ
であり、放電灯Ｚの起動時、特にメタルハライドランプ
のような高圧放電灯の場合、高圧パルス電圧（数ｋＶ〜
数十ｋＶ）を印加する。それと同時に、バイパスコンデ
ンサＣ2 の両端に予め数百Ｖの電圧を印加しておき、起
動時に放電灯Ｚの絶縁破壊後のランプ電流を供給する電
源としている。インバータＩＮＶのスイッチング素子Ｑ
0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 としては、バイポーラトランジスタを例
示しているが、ＭＯＳＦＥＴ、ＩＧＢＴ、ＧＴＯ等であ
っても良く、特に限定しない。また、イグナイタＩＧの
スイッチング素子Ｓ2 も特に限定しないが、スイッチン
グ素子Ｓ1 は電圧応答型のスイッチング素子であり、例
えば、ＳＳＳ（シリコン・シンメトリカル・スイッチ）
よりなる。1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention.
Is. The circuit configuration will be described below. DC power
The positive pole of the source Vs has a primary winding L of the transformer T.1One end of
It is connected. Primary winding L of transformer T1The other end of
Switching element Q0Connected to the negative electrode of the DC power supply Vs via
Has been continued. Secondary winding L of transformer T2, L3Is shown
They are connected in series with the specified polarity. Secondary winding L2, L
3The winding ends of the opposite polarities of are connected to one end of the load circuit 1.
ing. Secondary winding L2Is not connected to the load circuit 1 of
The winding end on the side is the diode D3Connected to the anode of
And the secondary winding L3Not connected to the load circuit 1 of
The winding end on the other side is the diode DFourConnected to the cathode of
There is. Diode D3Is the switching element Q
1Is connected to the other end of the load circuit 1 via
Mode DFourIs the switching element Q2Negative through
It is connected to the other end of the packing circuit 1. The load circuit 1 is discharged
A capacitor C is connected to the series circuit of the lamp Z and the inductor Lb.2Average
It is configured by column connection. Inductor Lb is pulsed
This pulse transformer P consists of the secondary winding of the lance PT.
The primary winding La of T is a switching element S2Via con
Densa C1It is connected to the. Capacitor C1Is a switch
Holding element S1Through the transistor Q 1, Q2Directly
It is connected in parallel to the column circuit. In the figure, IG is an igniter.
And when starting the discharge lamp Z, especially the metal halide lamp
In the case of a high pressure discharge lamp such as
Apply several tens of kV). At the same time, the bypass conde
Sensor C2Apply a voltage of several hundred V to both ends of the
Supply the lamp current after the dielectric breakdown of the discharge lamp Z during operation.
Source. Switching element Q of inverter INV
0, Q1, Q2As an example, a bipolar transistor
Although shown, MOSFET, IGBT, GTO, etc.
However, there is no particular limitation. Also, the igniter IG
Switching element S2Although not particularly limited, Switchon
Element S1Is a voltage responsive switching element, for example
For example, SSS (Silicon Symmetrical Switch)
Consists of.
【００１４】図２は本実施例の動作を示す動作波形図で
ある。まず、スイッチング素子Ｑ0がオンして、トラン
スＴの１次巻線Ｌ1 にエネルギーを蓄積する。次に、ト
ランスＴの２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 からダイオードＤ3 、ス
イッチング素子Ｓ1 、コンデンサＣ1 、ダイオードＤ4
の経路でエネルギーを放出する。そのとき、コンデンサ
Ｃ1 に電荷が蓄積される。このコンデンサＣ1 の両端電
圧Ｖｃ1 が或る一定電圧に達すると、スイッチング素子
Ｓ2 がオンして、コンデンサＣ1 の電荷を高圧パルスト
ランスＰＴの１次巻線Ｌａ、スイッチング素子Ｓ2 を介
して放出する。そのとき、高圧パルストランスＰＴの２
次巻線Ｌｂの両端ａ，ｂ間には、高圧パルスが発生し、
これが放電灯Ｚに印加される。ここで、スイッチング素
子Ｓ1 は、その両端電圧が或る一定電圧（例えば、イン
バータＩＮＶの出力の無負荷電圧の２倍）以上になる
と、オンするようなスイッチング素子（例えば、ＳＳ
Ｓ）、又はそのように制御されたスイッチング素子を用
いている。FIG. 2 is an operation waveform diagram showing the operation of this embodiment. First, the switching element Q 0 is turned on to store energy in the primary winding L 1 of the transformer T. Next, from the secondary windings L 2 and L 3 of the transformer T to the diode D 3 , the switching element S 1 , the capacitor C 1 , and the diode D 4
Energy is released through the path of. At that time, charges are accumulated in the capacitor C 1 . When the voltage Vc 1 across the capacitor C 1 reaches a certain voltage, the switching element S 2 is turned on, and the electric charge of the capacitor C 1 is transferred via the primary winding La of the high voltage pulse transformer PT and the switching element S 2 . To release. At that time, 2 of high voltage pulse transformer PT
A high voltage pulse is generated between both ends a and b of the next winding Lb,
This is applied to the discharge lamp Z. Here, the switching element S 1 is a switching element (for example, SS) that is turned on when the voltage across the switching element becomes a certain constant voltage (for example, twice the no-load voltage of the output of the inverter INV).
S) or a switching element controlled as such.
【００１５】ここで、放電灯Ｚが低インピーダンスでト
ランスＴに蓄積されたエネルギーがゼロになる前に、ス
イッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 を同時オフした後に、負荷電
圧の極性を切り換えても、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2
が同時オフした瞬間、２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 の両端電圧が
昇圧するが、スイッチング素子Ｓ1 が直ちにオンして、
２次巻線Ｌ2 、ダイオードＤ3 、スイッチング素子
Ｓ1 、コンデンサＣ1 、ダイオードＤ4 、２次巻線Ｌ3
の経路でエネルギーを放出可能なため、異常な高電圧が
防止できる。また、コンデンサＣ1 に充電されたエネル
ギーは、次の始動時に利用できるため、装置全体の効率
も向上する。以上のような回路構成及び動作により、イ
ンバータＩＮＶのスイッチング素子の制御が容易にな
り、より簡単な回路構成で効率の良いインバータ装置を
供給できる。Even if the polarity of the load voltage is switched after the switching elements Q 1 and Q 2 are simultaneously turned off before the discharge lamp Z has a low impedance and the energy stored in the transformer T becomes zero. Elements Q 1 and Q 2
The voltage across both ends of the secondary windings L 2 and L 3 is boosted at the moment when the two are simultaneously turned off, but the switching element S 1 is immediately turned on,
Secondary winding L 2 , diode D 3 , switching element S 1 , capacitor C 1 , diode D 4 , secondary winding L 3
Since the energy can be released through the path, abnormal high voltage can be prevented. Further, since the energy charged in the capacitor C 1 can be used at the next start, the efficiency of the entire device is improved. With the circuit configuration and operation as described above, control of the switching element of the inverter INV is facilitated, and an efficient inverter device can be supplied with a simpler circuit configuration.
【００１６】図３は本発明の他の実施例の回路図であ
る。本実施例では、高周波的に同期してオン・オフする
第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 が直列的に
接続されており、各スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 にはそ
れぞれダイオードＤ1 ，Ｄ2 が逆並列接続されている。
スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路には、トランス
Ｔの１次巻線Ｌ1 と直流電源Ｖｓの直列回路が並列接続
されている。トランスＴの２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 の互いに
逆極性となる巻端は負荷回路１の一端に接続されてい
る。負荷回路１は放電灯ＺとインダクタＬｂの直列回路
にコンデンサＣ2 を並列接続して構成されている。負荷
回路１の他端は第１及び第２のスイッチング素子Ｑ1 ，
Ｑ2 の接続点に接続されている。トランスＴの２次巻線
Ｌ2 ，Ｌ3 における負荷回路１に接続されていない側の
巻端とスイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の直列回路の両端間
には、それぞれダイオードＤ3 とスイッチング素子Ｑ3
の直列回路と、ダイオードＤ4 とスイッチング素子Ｑ4
の直列回路が接続されている。イグナイタＩＧの構成は
図１の実施例と同様であるが、本実施例では、トランス
Ｔの２次巻線Ｌ2 ，Ｌ3 における負荷回路１に接続され
ていない側の巻端に接続されている。FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. In this embodiment, first and second switching elements Q 1 and Q 2 which are turned on and off in synchronization with each other at a high frequency are connected in series, and each switching element Q 1 and Q 2 has a diode D, respectively. 1 and D 2 are connected in anti-parallel.
The series circuit of the switching element Q 1 and Q 2 is connected in parallel with the series circuit of the primary winding L 1 of the transformer T and the DC power supply Vs. The winding ends of the secondary windings L 2 and L 3 of the transformer T having opposite polarities are connected to one end of the load circuit 1. The load circuit 1 is configured by connecting a capacitor C 2 in parallel to a series circuit of a discharge lamp Z and an inductor Lb. The other end of the load circuit 1 has the first and second switching elements Q 1 ,
It is connected to the connection point of Q 2 . Between the winding ends of the secondary windings L 2 and L 3 of the transformer T on the side not connected to the load circuit 1 and both ends of the series circuit of the switching elements Q 1 and Q 2, a diode D 3 and a switching element Q are respectively provided. 3
Series circuit, diode D 4 and switching element Q 4
The series circuit of is connected. The configuration of the igniter IG is the same as that of the embodiment of FIG. 1, but in this embodiment, it is connected to the winding ends of the secondary windings L 2 and L 3 of the transformer T on the side not connected to the load circuit 1. There is.
【００１７】以下、本実施例の動作について説明する。
まず、インバータＩＮＶにおいて、スイッチング素子Ｑ
1 ，Ｑ2 は高周波（数ｋＨｚ〜数百ｋＨｚ）で同時にオ
ン・オフされ、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 は低周波
（数Ｈｚ〜数百Ｈｚ）で交互にオン・オフされる。スイ
ッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオンのとき、直流電源Ｖｓ、
トランスＴの１次巻線Ｌ1 、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ
2 の経路で電流が流れて、トランスＴの巻線Ｌ1 ，
Ｌ2 ，Ｌ3 にエネルギーが蓄積される。スイッチング素
子Ｑ1 ，Ｑ2 がオフしたとき、スイッチング素子Ｑ3 が
オンであれば、２次巻線Ｌ2 、負荷回路１、ダイオード
Ｄ1 ，Ｄ3 、スイッチング素子Ｑ3 の経路でエネルギー
が放出され、スイッチング素子Ｑ4 がオンであれば、２
次巻線Ｌ3 、スイッチング素子Ｑ4 、ダイオードＤ4 ，
Ｄ2 、負荷回路Ｚ、２次巻線Ｌ3 の経路でエネルギーが
放出される。以上の動作により、負荷回路１には略矩形
波の低周波電圧が印加される。The operation of this embodiment will be described below.
First, in the inverter INV, the switching element Q
1, Q 2 are turned on and off at the same time at a high frequency (several kHz~ several hundred kHz), the switching element Q 3, Q 4 are alternately turned on and off at a low frequency (several Hz~ several hundred Hz). When the switching elements Q 1 and Q 2 are on, the DC power source Vs,
Primary winding L 1 of transformer T, switching elements Q 1 , Q
A current flows through the path of 2 , and the winding L 1 of the transformer T
Energy is stored in L 2 and L 3 . When the switching elements Q 1 and Q 2 are turned off and the switching element Q 3 is turned on, energy is released through the path of the secondary winding L 2 , the load circuit 1, the diodes D 1 and D 3 , and the switching element Q 3. If the switching element Q 4 is turned on, 2
Secondary winding L 3 , switching element Q 4 , diode D 4 ,
Energy is released through the path of D 2 , the load circuit Z, and the secondary winding L 3 . By the above operation, a low frequency voltage having a substantially rectangular wave is applied to the load circuit 1.
【００１８】次に、イグナイタＩＧの動作について説明
する。まず、スイッチング素子Ｑ1，Ｑ2 がオンのと
き、直流電源Ｖｓ、トランスＴの１次巻線Ｌ1 、スイッ
チング素子Ｑ1 ，Ｑ2 、直流電源Ｖｓの経路で電流が流
れて、トランスＴの巻線Ｌ1 ，Ｌ2 ，Ｌ3 にエネルギー
が蓄積される。次に、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 がオ
フで、スイッチング素子Ｑ3 ，Ｑ4 もオフのときには、
トランスＴに蓄積されたエネルギーは、２次巻線Ｌ2 ，
Ｌ3 、コンデンサＣ1 、スイッチング素子Ｓ1 、２次巻
線Ｌ2 の経路で放出される。これにより、イグナイタＩ
ＧのコンデンサＣ 1 が充電されるものである。Next, the operation of the igniter IG will be described.
To do. First, the switching element Q1, Q2Is on
DC power supply Vs, primary winding L of transformer T1, Switch
Holding element Q1, Q2, Current flows through the path of DC power supply Vs
Winding of transformer T1, L2, L3To energy
Is accumulated. Next, the switching element Q1, Q2Is o
Switching element Q3, QFourIs also off,
The energy stored in the transformer T is the secondary winding L2，
L3, Capacitor C1, Switching element S1Second volume
Line L2Is released by the route. This allows igniter I
G capacitor C 1Is to be charged.
【００１９】図４は本発明のさらに他の実施例の回路図
である。この実施例では、図１の実施例において、イグ
ナイタＩＧを省略し、トランスＴの２次巻線Ｌ2 の両端
に、ダイオードＤ5 とスイッチング素子Ｓ1 を介してコ
ンデンサＣ3 を接続すると共に、トランスＴの２次巻線
Ｌ3 の両端に、ダイオードＤ6 とスイッチング素子Ｓ 2
を介してコンデンサＣ4 を接続したものである。コンデ
ンサＣ3 ，Ｃ4 には、それぞれインバータの制御回路又
はドライブ回路Ｂ１，Ｂ２が接続されている。本実施例
では、インバータのスイッチング素子Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2
が同時にオフしても、電圧応答型のスイッチング素子Ｓ
1 又はＳ2 がオンして、コンデンサＣ3，Ｃ4 に充電す
ることにより、過電圧の発生を防止すると共に、これを
制御回路又はドライブ回路Ｂ１，Ｂ２の電源として有効
に利用しているものである。FIG. 4 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.
Is. In this embodiment, in the embodiment of FIG.
Omitting the night IG, the secondary winding L of the transformer T2Both ends of
And the diode DFiveAnd switching element S1Through
Indexer C3And the secondary winding of the transformer T
L3Both ends of the diode D6And switching element S 2
Through the capacitor CFourIs connected. Conde
Sensor C3, CFourThe inverter control circuit and
Are connected to drive circuits B1 and B2. Example
Then, the switching element Q of the inverter0, Q1, Q2
Are turned off at the same time, the voltage-responsive switching element S
1Or S2Is turned on, the capacitor C3, CFourTo charge
This prevents the occurrence of overvoltage and
Effective as a power source for control circuit or drive circuit B1, B2
Is used for.
【００２０】図５（ａ）〜（ｄ）は本発明のスイッチン
グ素子Ｓ1 ，Ｓ2 の具体例を示している。図５（ｂ）は
シリコン・シンメトリカル・スイッチ（ＳＳＳ）であ
り、素子の両端電圧がブレークオーバー電圧以上になる
と、導通状態となり、素子に流れる電流が保持電流以下
になると、非導通状態となる。図５（ｃ）はシリコン・
シンメトリカル・スイッチ（ＳＳＳ）に抵抗Ｒ1 を直列
接続すると共に、抵抗Ｒ 2 を並列接続したものであり、
抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の両端電圧が所定電圧を越えると、シリ
コン・シンメトリカル・スイッチ（ＳＳＳ）が導通状態
となる。また、図５（ｄ）は抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の直列回路
を逆阻止３端子型サイリスタＴｈｙに並列接続すると共
に、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の分圧点の電位をサイリスタＴｈｙ
のゲートに供給したものであり、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の両端
電圧が所定電圧を越えると、サイリスタＴｈｙが導通状
態となる。FIGS. 5A to 5D show the switch of the present invention.
Element S1, S2Shows a specific example of. Figure 5 (b)
Silicon Symmetrical Switch (SSS)
The voltage across the device exceeds the breakover voltage
Then, it becomes conductive and the current flowing through the element is less than the holding current.
Then, it becomes non-conductive. Figure 5 (c) shows silicon
Resistor R to Symmetrical Switch (SSS)1In series
Along with connection, resistance R 2Are connected in parallel,
Resistance R1, R2If the voltage across both ends of the
Con Symmetrical switch (SSS) is conducting
Becomes In addition, FIG.1, R2Series circuit of
Is connected in parallel with the reverse blocking 3-terminal thyristor Thy.
And the resistance R1, R2The potential of the voltage dividing point of thyristor Thy
Supplied to the gate of the resistor R1, R2Both ends of
When the voltage exceeds the specified voltage, the thyristor Thy becomes conductive.
It becomes a state.
【００２１】図６は本発明の別の実施例の回路図であ
る。本実施例では、図１の実施例において、イグナイタ
ＩＧを省略し、代わりに、ダイオードＤ5 とシリコン・
シンメトリカル・スイッチ（ＳＳＳ）の直列回路を、ト
ランスＴの２次巻線Ｌ2 の一端と直流電源Ｖｓの正極の
間に接続したものである。直流電源Ｖｓの負極は接地さ
れており、スイッチング素子Ｑ1 ，Ｑ2 の接続点も接地
されている。スイッチング素子Ｑ0 ，Ｑ1 ，Ｑ2 がすべ
てオフされたときに、トランスＴの巻線Ｌ1 ，Ｌ 2 ，Ｌ
3 に蓄積されたエネルギーによる電圧が発生し、シリコ
ン・シンメトリカル・スイッチ（ＳＳＳ）が導通状態と
なる。これにより、トランスＴの２次巻線Ｌ2 、ダイオ
ードＤ5 、シリコン・シンメトリカル・スイッチ（ＳＳ
Ｓ）、直流電源Ｖｓ、負荷回路Ｚ、２次巻線Ｌ2 を介し
て電流が流れて、直流電源Ｖｓにエネルギーが帰還され
る。FIG. 6 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.
It In the present embodiment, the igniter in the embodiment of FIG.
IG is omitted and instead diode DFiveAnd silicon
A series circuit of symmetric switch (SSS)
Secondary winding L of lance T2Of the positive electrode of the DC power supply Vs
It is connected between. The negative electrode of the DC power supply Vs should be grounded.
The switching element Q1, Q2The connection point of is also grounded
Has been done. Switching element Q0, Q1, Q2All
Winding L of transformer T when turned off1, L 2, L
3The voltage generated by the energy stored in the
The symmetry switch (SSS) is in the conductive state.
Become. As a result, the secondary winding L of the transformer T2, Dio
Mode DFive, Silicon Symmetrical Switch (SS
S), DC power supply Vs, load circuit Z, secondary winding L2Through
Current flows and energy is returned to the DC power supply Vs.
It
【００２２】図７は本発明のさらに別の実施例の回路図
である。以下、その回路構成について説明する。インダ
クタＬ1 とＬ2 は図示された極性で磁気結合されてい
る。インダクタＬ1 の一端は、スイッチング素子Ｑ1 と
ダイオードＤ1 の並列回路を介して直流電源Ｖｓの正極
に接続されると共に、ダイオードＤ6 と第１のシリコン
・シンメトリカル・スイッチＳ１の直列回路を介して直
流電源Ｖｓの負極に接続されている。インダクタＬ1 の
他端は、スイッチング素子Ｑ2 とダイオードＤ2の直列
回路を介して直流電源Ｖｓの負極に接続されると共に、
ダイオードＤ5 と第２のシリコン・シンメトリカル・ス
イッチＳ２の直列回路を介して直流電源Ｖｓの正極に接
続されている。インダクタＬ2 の一端は、スイッチング
素子Ｑ3 とダイオードＤ3 の並列回路を介して直流電源
Ｖｓの正極に接続されると共に、ダイオードＤ8 と第１
のシリコン・シンメトリカル・スイッチＳ１の直列回路
を介して直流電源Ｖｓの負極に接続されている。インダ
クタＬ2 の他端は、スイッチング素子Ｑ4 とダイオード
Ｄ4 の直列回路を介して直流電源Ｖｓの負極に接続され
ると共に、ダイオードＤ7 と第２のシリコン・シンメト
リカル・スイッチＳ２の直列回路を介して直流電源Ｖｓ
の正極に接続されている。インダクタＬ1 の他端とイン
ダクタＬ2 の他端の間には、負荷回路１が接続されてい
る。負荷回路１は、放電灯ＺとインダクタＬの直列回路
にコンデンサＣ2 を並列接続して構成されている。FIG. 7 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention. The circuit configuration will be described below. Inductors L 1 and L 2 are magnetically coupled with the polarities shown. One end of the inductor L 1 is connected to the positive electrode of the DC power supply Vs through a parallel circuit of the switching element Q 1 and the diode D 1 , and also through the series circuit of the diode D 6 and the first silicon symmetric switch S1. And is connected to the negative electrode of the DC power supply Vs. The other end of the inductor L 1 is connected to the negative electrode of the DC power supply Vs via a series circuit of a switching element Q 2 and a diode D 2 , and
It is connected to the positive electrode of the DC power source Vs through a series circuit of the diode D 5 and the second silicon symmetrical switch S2. One end of the inductor L 2 is connected to the positive electrode of the DC power supply Vs through a parallel circuit of the switching element Q 3 and the diode D 3 , and the diode D 8 and the first terminal are connected to each other.
Is connected to the negative electrode of the DC power supply Vs via the series circuit of the silicon symmetrical switch S1. The other end of the inductor L 2 is connected to the negative electrode of the DC power supply Vs via the series circuit of the switching element Q 4 and the diode D 4 , and the series circuit of the diode D 7 and the second silicon symmetric switch S2 is connected. DC power supply Vs via
Is connected to the positive electrode of. The load circuit 1 is connected between the other end of the inductor L 1 and the other end of the inductor L 2 . The load circuit 1 is configured by connecting a capacitor C 2 in parallel to a series circuit of a discharge lamp Z and an inductor L.
【００２３】以下、本実施例の動作について説明する。
本実施例では、トランスＴの巻線Ｌ 1 ，Ｌ2 に蓄積され
たエネルギーを負荷回路１に供給する。スイッチング素
子Ｑ 1 〜Ｑ4 が同時にオフでも、インダクタＬ1 からダ
イオードＤ5 、第２のシリコン・シンメトリカル・スイ
ッチＳ２、直流電源Ｖｓ、第１のシリコン・シンメトリ
カル・スイッチＳ１、ダイオードＤ6 、インダクタＬ1
の経路、又は、インダクタＬ2 、ダイオードＤ7 、第２
のシリコン・シンメトリカル・スイッチＳ２、直流電源
Ｖｓ、第１のシリコン・シンメトリカル・スイッチＳ
１、ダイオードＤ 8 、インダクタＬ2 の経路でエネルギ
ーが放出される。ここで、Ｓ１，Ｓ２は電圧応答型のス
イッチング素子、又は電圧応答型の導通制御を受けるス
イッチング素子であれば良く、図５（ｂ），（ｃ）に例
示したような素子で構成できる。このように、インダク
タＬ1 ，Ｌ2 の蓄積されたエネルギーの放出経路を設け
ることにより、過電圧の発生を防止できると共に、通常
時の回路損失を低減できるものである。The operation of this embodiment will be described below.
In the present embodiment, the winding L of the transformer T 1, L2Accumulated in
Energy is supplied to the load circuit 1. Switching element
Child Q 1~ QFourInductor L1Karada
Iodo DFiveSecond Silicon Symmetrical Sui
Switch S2, DC power supply Vs, first silicon symmetry
Cull switch S1, diode D6, Inductor L1
Path or inductor L2, Diode D7, Second
Silicon Symmetrical Switch S2, DC power supply
Vs, the first silicon symmetrical switch S
1, diode D 8, Inductor L2Energy in the path of
Is released. Here, S1 and S2 are voltage response type switches.
An switching element or a switch that receives voltage-responsive conduction control
It is only necessary to use an itching element, as shown in FIGS. 5 (b) and 5 (c).
It can be composed of the elements shown. In this way,
L1, L2Provide a release path for the stored energy of
This prevents the occurrence of overvoltage and
The circuit loss can be reduced.
【００２４】[0024]
【発明の効果】本発明によれば、スイッチング素子がオ
ンである期間にインダクタンス成分に蓄積されたエネル
ギーを、このスイッチング素子がオフである期間に負荷
回路に放出し、前記負荷回路に流れる電流の方向を前記
スイッチング素子の高周波的なオン・オフ周期に比べて
十分に長い周期で交番させるように構成されたインバー
タ装置において、インバータのスイッチング素子がすべ
てオフになっても、インダクタンス成分の蓄積エネルギ
ーを電圧応答型スイッチング素子等を介して別経路で放
出することにより、回路内に異常な高電圧が発生するこ
とを防止できるという効果がある。また、そのエネルギ
ーを制御回路又は始動回路等の電源部に放出することに
より、効率の良い電源供給が可能となり、小型で制御性
の良いインバータ装置を提供できるという効果がある。According to the present invention, the energy stored in the inductance component during the period when the switching element is on is released to the load circuit during the period when the switching element is off, and the current flowing through the load circuit is reduced. In an inverter device configured to alternate the direction in a cycle sufficiently longer than the high frequency on / off cycle of the switching element, even if all the switching elements of the inverter are turned off, the stored energy of the inductance component is The emission through another path via the voltage responsive switching element or the like has an effect of preventing generation of an abnormally high voltage in the circuit. Further, by releasing the energy to the power supply unit such as the control circuit or the starting circuit, it is possible to efficiently supply power, and it is possible to provide an inverter device which is small and has good controllability.
【図１】本発明の第１実施例の回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１実施例の動作波形図である。FIG. 2 is an operation waveform diagram of the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第２実施例の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第３実施例の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of a third embodiment of the present invention.
【図５】本発明に用いる電圧応答型スイッチング素子の
回路図である。FIG. 5 is a circuit diagram of a voltage responsive switching element used in the present invention.
【図６】本発明の第５実施例の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a fifth embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第６実施例の回路図である。FIG. 7 is a circuit diagram of a sixth embodiment of the present invention.
【図８】第１の従来例の回路図である。FIG. 8 is a circuit diagram of a first conventional example.
【図９】第１の従来例の動作波形図である。FIG. 9 is an operation waveform diagram of a first conventional example.
【図１０】第２の従来例の回路図である。FIG. 10 is a circuit diagram of a second conventional example.
【図１１】第２の従来例の動作波形図である。FIG. 11 is an operation waveform diagram of a second conventional example.
【図１２】第３の従来例の回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram of a third conventional example.
【図１３】第３の従来例の動作波形図である。FIG. 13 is an operation waveform diagram of a third conventional example.
１ 負荷回路 Ｖｓ 直流電源 Ｚ 放電灯 Ｌ インダクタ Ｃ1 コンデンサ Ｃ2 コンデンサ Ｑ0 スイッチング素子 Ｑ1 スイッチング素子 Ｑ2 スイッチング素子 Ｌ1 １次巻線 Ｌ2 ２次巻線 Ｌ3 ２次巻線 Ｔ トランス ＰＴ パルストランス Ｓ1 スイッチング素子 Ｓ2 スイッチング素子1 load circuit Vs DC power supply Z discharge lamp L inductor C 1 capacitor C 2 capacitors Q 0 switching element Q 1 switching element Q 2 switching elements L 1 1 winding L 2 2 winding L 3 2 winding T transformer PT Pulse transformer S 1 switching element S 2 switching element
Claims (3)
１のスイッチング素子と、第１のスイッチング素子を介
して直流電源に接続されたインダクタンス成分と、第１
のスイッチング素子がオンである期間に前記インダクタ
ンス成分に蓄積されたエネルギーを第１のスイッチング
素子がオフである期間に放出される負荷回路と、前記負
荷回路に流れる電流の方向を第１のスイッチング素子の
オン・オフ周期に比べて十分に長い周期で交番させる第
２及び第３のスイッチング素子とを備えるインバータ装
置において、第１乃至第３のスイッチング素子がすべて
オフであるときに、前記インダクタンス成分に蓄積され
たエネルギーにより誘起される電圧を放出される電源部
を備えることを特徴とするインバータ装置。1. A first switching element that performs a switching operation at high frequency, an inductance component connected to a DC power source via the first switching element, and a first switching element.
The load circuit that releases the energy stored in the inductance component during the period when the switching element is on and the direction of the current flowing through the load circuit during the period when the first switching element is off. In the inverter device including the second and third switching elements that alternate in a cycle sufficiently longer than the ON / OFF cycle of, when the first to third switching elements are all OFF, the inductance component is An inverter device comprising a power supply unit that discharges a voltage induced by stored energy.
エネルギーにより誘起される電圧を放出される電源部
は、インバータ制御回路の電源部、又はスイッチング素
子の駆動回路の電源部、又は前記直流電源のいずれかで
あることを特徴とする請求項１記載のインバータ装置。2. The power supply unit that releases the voltage induced by the energy stored in the inductance component is either the power supply unit of the inverter control circuit, the power supply unit of the drive circuit of the switching element, or the DC power supply. The inverter device according to claim 1, wherein
を必要とする放電灯を含み、前記インダクタンス成分に
蓄積されたエネルギーにより誘起される電圧を放出され
る電源部は、前記放電灯に始動用の高電圧パルスを印加
するためのイグナイタの電源用コンデンサであることを
特徴とする請求項１記載のインバータ装置。3. The load circuit includes a discharge lamp that requires a high-voltage pulse at the time of starting, and a power source unit that discharges a voltage induced by energy accumulated in the inductance component is used for starting the discharge lamp. 2. The inverter device according to claim 1, wherein the inverter device is a power supply capacitor for an igniter for applying the high voltage pulse.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5098199A JPH06311757A (en) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | Inverter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP5098199A JPH06311757A (en) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | Inverter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06311757A true JPH06311757A (en) | 1994-11-04 |
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ID=14213338
Family Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP5098199A Pending JPH06311757A (en) | 1993-04-23 | 1993-04-23 | Inverter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06311757A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006018912A1 (en) * | 2004-08-16 | 2006-02-23 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| CN102130621A (en) * | 2011-03-02 | 2011-07-20 | 浙江格瑞特新能源有限公司 | High-efficiency inverter |
| CN102163934A (en) * | 2011-03-02 | 2011-08-24 | 浙江格瑞特新能源有限公司 | Efficient grid-connected inverter |
| WO2013038963A1 (en) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | Inverter device |
-
1993
- 1993-04-23 JP JP5098199A patent/JPH06311757A/en active Pending
Cited By (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2006018912A1 (en) * | 2004-08-16 | 2006-02-23 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| JPWO2006018912A1 (en) * | 2004-08-16 | 2008-05-01 | 国立大学法人東京海洋大学 | Zero voltage switching high frequency inverter |
| US7826235B2 (en) | 2004-08-16 | 2010-11-02 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| US7944714B2 (en) | 2004-08-16 | 2011-05-17 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| US7948776B2 (en) | 2004-08-16 | 2011-05-24 | National University Corporation Tokyo University Of Marine Science And Technology | Zero voltage switching high-frequency inverter |
| JP4783905B2 (en) * | 2004-08-16 | 2011-09-28 | 国立大学法人東京海洋大学 | Zero voltage switching high frequency inverter |
| CN102130621A (en) * | 2011-03-02 | 2011-07-20 | 浙江格瑞特新能源有限公司 | High-efficiency inverter |
| CN102163934A (en) * | 2011-03-02 | 2011-08-24 | 浙江格瑞特新能源有限公司 | Efficient grid-connected inverter |
| WO2013038963A1 (en) * | 2011-09-12 | 2013-03-21 | 株式会社村田製作所 | Inverter device |
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