JPH06309044A - Electric power unit - Google Patents
Electric power unitInfo
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- JPH06309044A JPH06309044A JP5099258A JP9925893A JPH06309044A JP H06309044 A JPH06309044 A JP H06309044A JP 5099258 A JP5099258 A JP 5099258A JP 9925893 A JP9925893 A JP 9925893A JP H06309044 A JPH06309044 A JP H06309044A
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- Color Electrophotography (AREA)
- Control Of Voltage And Current In General (AREA)
- Electrophotography Configuration And Component (AREA)
- Electrostatic Charge, Transfer And Separation In Electrography (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、電子写真方式の複写
機，プリンタの高圧電源等に好適な電源装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a power supply device suitable for a high voltage power supply for electrophotographic copying machines and printers.
【０００２】[0002]
（ａ）従来、カラー複写機，カラープリンタの現像を終
えた感光ドラム上の、トナー粉像の転写紙への転写プロ
セスにはコロナ帯電が用いられ、コロナワイヤは概略、
６〜９ＫＶ，０．１〜１ｍＡの定電流電源によって給電
されていた。(A) Conventionally, corona charging is used in the process of transferring a toner powder image onto a transfer paper on a photosensitive drum that has been developed by a color copying machine or color printer, and the corona wire is roughly
Power was supplied by a constant current power source of 6 to 9 KV and 0.1 to 1 mA.
【０００３】また、正負両極性の出力電圧発生手段とし
ては、正負の電源をシリーズ接続し、出力レンジの小さ
い極性側を固定出力とし、その逆極性側を可変にして必
要な正負の出力レンジをカバーするようにしたものが普
通であった。Further, as the output voltage generating means of both positive and negative polarities, positive and negative power supplies are connected in series, the polarity side having a small output range is made a fixed output, and the opposite polarity side is made variable so as to obtain a required positive and negative output range. It was common to cover it.
【０００４】近年、カラー画質改善のために転写プロセ
スの見直しが計られ、コロナ帯電から接触帯電に切換え
られている。In recent years, the transfer process has been reviewed to improve the color image quality, and the corona charging has been switched to the contact charging.
【０００５】感光ドラム上のトナーを転写紙に吸引させ
るために、転写紙の裏側にマイラフィルムを介して転写
ブラシを当接させ、転写ブラシにトナーと逆極性の高電
圧を印加させるものである。同一転写紙上にイエロ，マ
ジェンタ，シアン，ブラックの４色のトナーを転写する
ために、印加電圧は転写回数を重ねるごとにステップ状
に上昇する。In order to attract the toner on the photosensitive drum to the transfer paper, a transfer brush is brought into contact with the back side of the transfer paper via a mylar film, and a high voltage having a polarity opposite to that of the toner is applied to the transfer brush. . In order to transfer the four color toners of yellow, magenta, cyan, and black onto the same transfer paper, the applied voltage rises stepwise as the number of times of transfer increases.
【０００６】４色目には１０ＫＶを越えるようになるた
め、リーク等の悪影響が発生するようになる。これを防
ぐために、印加電圧を正負両極性にして印加電圧の絶対
値の最大値を半分にするようにしている。すなわち、１
色目の転写を行う前に転写紙に負の高電圧を印加してお
き、４色目に概略、スタート時の負の高電圧と等しいレ
ベルの正の高電圧が印加されるようにするものである。Since the fourth color exceeds 10 KV, adverse effects such as leaks occur. In order to prevent this, the applied voltage has both positive and negative polarities so that the maximum absolute value of the applied voltage is halved. Ie 1
A negative high voltage is applied to the transfer paper before the transfer of the color, and a positive high voltage of the same level as the negative high voltage at the start is applied to the fourth color. .
【０００７】（ｂ）モノクロの複写機，プリンタの接触
転写プロセスにおいて、転写ローラ（もしくは転写ブラ
シ）の給電について、非画像期間に定電流制御を行い、
この時の印加電圧を測定記憶し、この記憶値に対して所
定の数式演算を行い、画像期間にこの演算結果と等しい
電圧を給電するようにしている。このように非画像期間
と画像期間で、定電流駆動モードと定電圧駆動モードに
切換える必要があり、かつ、非画像期間と画像期間で出
力の極性が異なっている。(B) In the contact transfer process of monochrome copying machines and printers, constant current control is performed for power supply to the transfer roller (or transfer brush) during the non-image period,
The applied voltage at this time is measured and stored, a predetermined mathematical operation is performed on this stored value, and a voltage equal to this operation result is supplied during the image period. As described above, it is necessary to switch between the constant current drive mode and the constant voltage drive mode between the non-image period and the image period, and the polarities of outputs are different between the non-image period and the image period.
【０００８】従来、この給電用電源として、可変出力で
互に逆極性の高圧電源を非画像期間と画像期間で選択的
に通電するようにしている。Conventionally, as the power supply for this power supply, high-voltage power supplies with variable outputs and opposite polarities are selectively energized during the non-image period and the image period.
【０００９】（Ｃ）従来、電子写真方式の装置の画像形
成には、各種の高電圧を用いている。転写ドラムを用い
る場合転写ドラム自体に転写用の高電圧を印加する場合
がある。この時転写ドラムの周りには、転写ドラムに転
写紙を巻き付けるための吸着帯電器、転写ドラムから転
写紙を分離させるための分離帯電器、転写ドラムの電荷
を除電するための除電帯電器などが設置されており、こ
れらの帯電器にはそれぞれ別々の高電圧が印加されてい
る。このため転写ドラム及び各帯電器には、それぞれ別
々の高圧電源が用いられている。(C) Conventionally, various high voltages have been used for image formation in an electrophotographic apparatus. When a transfer drum is used, a high voltage for transfer may be applied to the transfer drum itself. At this time, around the transfer drum, there are an adsorption charging device for winding the transfer paper around the transfer drum, a separation charging device for separating the transfer paper from the transfer drum, and a discharging charger for discharging the charge of the transfer drum. They are installed, and different high voltages are applied to these chargers. Therefore, separate high-voltage power supplies are used for the transfer drum and each charger.
【００１０】転写ドラムに印加される電圧を生成する電
源は、シーケンス制御により転写プロセスに合わせ最適
な電圧を出力するように制御される。また各帯電器も同
様にシーケンス制御により各プロセスに合わせ最適な電
圧が印加される。A power supply for generating a voltage applied to the transfer drum is controlled by sequence control so as to output an optimum voltage according to the transfer process. Similarly, each charger is also sequence-controlled to apply an optimum voltage for each process.
【００１１】[0011]
（ｄ）前記（ａ）に示す従来例の出力電圧発生手段で
は、可変出力側の電源の出力レンジが大幅に広くなって
コストアップ，大型化，信頼性低下といった問題があ
る。(D) In the conventional output voltage generating means shown in (a) above, there is a problem that the output range of the power source on the variable output side is significantly widened and the cost is increased, the size is increased, and the reliability is lowered.
【００１２】（ｅ）前記（ｂ）に示す従来例では、非画
像期間や画像期間内で正負に出力を変えることはできな
い。このため、感光ドラム潜像電位或いは転写紙上の残
留電荷によっては、安定した定電流制御，定電圧制御が
できないケースがある。(E) In the conventional example shown in (b), the output cannot be changed between positive and negative in the non-image period or the image period. Therefore, stable constant current control and constant voltage control may not be possible depending on the latent image potential of the photosensitive drum or the residual charge on the transfer paper.
【００１３】また、非画像期間と画像期間の切換え時
に、正負の高圧電源を一方を遮断し、一方を立上げる必
要があるため、切換え時間が長くなる欠点がある。Further, when switching between the non-image period and the image period, it is necessary to shut off one of the positive and negative high voltage power supplies and start up one of them, so that there is a drawback that the switching time becomes long.
【００１４】（ｆ）前記（ｃ）に示す従来例では、各帯
電器において印加される電圧が有効に働く電圧は、転写
ドラムに印加される電圧と各帯電器に印加される電圧の
差の電圧である。このため各帯電器に印加される電圧
は、転写ドラムに印加される電圧を重畳した電圧を生成
しなければならず、このため、回路も制御シーケンスも
複雑化し、また電圧精度も向上させにくいという弊害を
生じている。(F) In the conventional example shown in (c), the voltage effectively applied to each charger is the difference between the voltage applied to the transfer drum and the voltage applied to each charger. Voltage. For this reason, the voltage applied to each charger must generate a voltage in which the voltage applied to the transfer drum is superposed, which complicates the circuit and the control sequence and makes it difficult to improve the voltage accuracy. It is causing harm.
【００１５】本発明は、このような状況に鑑みてなされ
たもので、複数の電源を連係作動させて正確な所望の出
力を得ることのできる電源装置を提供することを目的と
するものである。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to provide a power supply device capable of operating a plurality of power supplies in cooperation to obtain an accurate desired output. .
【００１６】[0016]
【課題を解決するための手段】本発明は、前記目的を達
成するため、電源装置を次の（１）〜（５）のとおりに
構成する。According to the present invention, in order to achieve the above-mentioned object, a power supply device is constructed as in the following (1) to (5).
【００１７】（１）出力可変の第１の直流電源と、この
第１の直流電源の一方の出力端に、この出力端と同極性
の出力端を接続した第２の直流電源とを備え、前記第１
の直流電源の他方の出力端と、前記第２の直流電源の他
方の出力端を当該電源装置の出力端とした電源装置であ
って、当該電源装置の出力に応じて、前記第１の直流電
源と前記第２の直流電源とから１つの直流電源を選択し
作動させる選択・作動手段を備えた電源装置。(1) A variable output first direct current power supply and a second direct current power supply in which one output end of the first direct current power supply is connected to an output end having the same polarity as this output end, The first
Of the DC power supply and the other output end of the second DC power supply as an output end of the power supply device, the first DC power supply device according to the output of the power supply device. A power supply device comprising a selection / operation means for selecting and operating one DC power supply from a power supply and the second DC power supply.
【００１８】（２）出力可変の第１の直流電源と、この
第１の直流電源の一方の出力端に、この出力端と同極性
の出力端を接続した第２の直流電源とを備え、前記第１
の直流電源の他方の出力端と、前記第２の直流電源の他
方の出力端を当該電源装置の出力端とした電源装置であ
って、当該電源の出力電流をその基準値と比較する誤差
増幅器と、この誤差増幅器の出力レベルの中間値をしき
い値として、前記第１の直流電源，前記第２の直流電源
から１つの直流電源を選択し作動させる選択・作動手段
と、この選択・作動手段で選択した直流電源に前記誤差
増幅器の出力を供給してフィードバック制御を行うフィ
ードバック制御手段とを備えた電源装置。(2) A variable output first direct current power supply and a second direct current power supply in which one output end of the first direct current power supply is connected to an output end having the same polarity as this output end, The first
An error amplifier for comparing the output current of the power supply with its reference value, wherein the other output end of the DC power supply and the other output end of the second DC power supply are output ends of the power supply device. And a selection / operation means for selecting and operating one DC power supply from the first DC power supply and the second DC power supply with an intermediate value of the output level of this error amplifier as a threshold value, and this selection / operation. And a feedback control means for performing feedback control by supplying the output of the error amplifier to the DC power supply selected by the means.
【００１９】（３）出力可変の第１の直流電源と、この
第１の直流電源の出力端に、この出力端と同極性の出力
端を接続した第２の直流電源とを備え、前記第１の直流
電源の他方の出力端と、前記第２の直流電源の他方の出
力端を当該電源装置の出力端とした電源装置であって、
当該電源装置の出力電流をその基準値と比較する第１の
誤差増幅器と、該当電源装置の出力電圧をその基準値と
比較する第２の誤差増幅器と、前記第１の誤差増幅器，
前記第２の誤差増幅器から１つの誤差増幅器を選択する
選択手段と、この選択手段で選択した誤差増幅器の出力
レベルの中間値をしきい値として、前記第１の直流電
源，前記第２の直流電源から１つの直流電源を選択し作
動させる選択・作動手段と、この選択・作動手段で選択
した直流電源に、前記選択手段で選択した誤差増幅器の
出力を供給してフィードバック制御を行うフィードバッ
ク制御手段とを備えた電源装置。(3) A variable output first direct current power supply and a second direct current power supply in which an output end of the first direct current power supply is connected to an output end having the same polarity as the output end, A power supply device, wherein the other output end of the first DC power supply and the other output end of the second DC power supply are output ends of the power supply device.
A first error amplifier for comparing the output current of the power supply device with its reference value, a second error amplifier for comparing the output voltage of the power supply device with its reference value, the first error amplifier,
The selection means for selecting one error amplifier from the second error amplifier, and the first DC power supply and the second DC power supply using the intermediate value of the output levels of the error amplifiers selected by the selection means as a threshold value. Selection / operation means for selecting and operating one DC power supply from the power supply, and feedback control means for performing feedback control by supplying the output of the error amplifier selected by the selection means to the DC power supply selected by this selection / operation means. And a power supply device.
【００２０】（４）選択手段は、当該電源装置の出力の
過電圧，過電流の少なくとも一方の検出手段を備え、こ
の検出手段の検出出力で選択状態が反転されるものであ
る前記（３）記載の電源装置。(4) The selection means comprises at least one of detection means for overvoltage and overcurrent of the output of the power supply device, and the selection state is inverted by the detection output of this detection means. Power supply.
【００２１】（５）出力可変の第１の直流電源と、出力
可変の第２の直流電源と、前記第１の直流電源の出力電
圧と前記第２の直流電源の出力電圧と制御信号にもとづ
いて、前記第１の直流電源の出力電圧と前記第２の直流
電源の出力電圧の差電圧が所望の値になるように、前記
第２の直流電源の出力電圧を制御する制御手段とを備え
た電源装置。(5) Based on the output variable first DC power supply, the output variable second DC power supply, the output voltage of the first DC power supply, the output voltage of the second DC power supply, and the control signal. And a control means for controlling the output voltage of the second DC power supply so that the difference voltage between the output voltage of the first DC power supply and the output voltage of the second DC power supply has a desired value. Power supply.
【００２２】[0022]
【作用】前記（１）の構成により、当該装置の出力にも
とづいて、第１の直流電源と第２の直流電源から１つの
直流電源を選択し作動させることができる。With the configuration (1), one DC power source can be selected from the first DC power source and the second DC power source and operated based on the output of the device.
【００２３】前記（２）の構成では、当該電源装置の出
力電流をその基準値と比較する誤差増幅器の出力レベル
により、第１の直流電源と第２の直流電源から１つの直
流電源を選択し作動させ、前記誤差増幅器の出力で選択
された直流電源のフィードバック制御が行われる。In the configuration (2), one DC power supply is selected from the first DC power supply and the second DC power supply according to the output level of the error amplifier that compares the output current of the power supply device with its reference value. The feedback control of the selected DC power supply is performed by operating the output of the error amplifier.
【００２４】前記（３）の構成では、選択手段により、
第１の誤差増幅器，第２の誤差増幅器から１つの誤差増
幅器が選択され、この選択された誤差増幅器の出力レベ
ルにより、第１の直流電源，第２の直流電源から１つの
直流電源が選択・作動され、この選択・作動された直流
電源に、前記選択手段で選択された誤差増幅器の出力が
供給され、フィードバック制御が行われる。In the configuration (3), the selection means
One error amplifier is selected from the first error amplifier and the second error amplifier, and one DC power supply is selected from the first DC power supply and the second DC power supply according to the output level of the selected error amplifier. The output of the error amplifier selected by the selecting means is supplied to the operated and selected / operated DC power supply, and feedback control is performed.
【００２５】前記（４）の構成では、当該電源装置の出
力の過電圧，過電流の少なくとも一方により、選択手段
による選択状態が反転し、電流制御から電圧制御に、或
は電圧制御から電流制御に変更される。In the configuration of (4), the selection state of the selection means is inverted by at least one of the overvoltage and the overcurrent of the output of the power supply device, and the current control is changed to the voltage control or the voltage control is changed to the current control. Be changed.
【００２６】前記（５）の構成では、第２の直流電源の
出力電圧は、第１の直流電源の出力電圧と第２の直流電
源の出力電圧と制御電圧にもとづいて、両方の出力電圧
の差が所望の電圧になるように制御される。In the configuration (5), the output voltage of the second DC power supply is based on the output voltage of the first DC power supply, the output voltage of the second DC power supply, and the control voltage of both output voltages. The difference is controlled to be the desired voltage.
【００２７】[0027]
【実施例】以下本発明を実施例により詳しく説明する。EXAMPLES The present invention will be described in detail below with reference to examples.
【００２８】（実施例１）図１は実施例１である“カラ
ー複写機の転写ブラシ，吸着ブラシ給電用高圧電源”の
回路図、図２は本実施例の出力が給電される転写ブラ
シ，吸着ブラシ周辺の概略図である。(Embodiment 1) FIG. 1 is a circuit diagram of the "transfer brush of a color copying machine, a high voltage power source for supplying a suction brush" of Embodiment 1, and FIG. 2 is a transfer brush to which the output of this embodiment is supplied. It is a schematic diagram around a suction brush.
【００２９】図２において、感光ドラム１上に１次帯
電，レーザ光５による像露光，現像器４による現像プロ
セスをへて形成された粉像は、転写ドラム２上に吸着さ
れた転写紙１１に転写される。In FIG. 2, the powder image formed on the photosensitive drum 1 by the primary charging, the image exposure by the laser beam 5 and the developing process by the developing device 4 is the transfer paper 11 adsorbed on the transfer drum 2. Is transcribed to.
【００３０】転写ドラム２は、円筒上の枠体に薄膜のマ
イラフィルムを巻きつけたもので、感光ドラム１と当接
する画像形成部分はフイルム単体で構成される。吸着ブ
ラシ６は、転写ガイドを伝ってきた転写紙１１を静電気
力をもって転写ドラム２に吸着する役目をする。転写ブ
ラシ７は、感光ドラム１上のトナーを静電気力によって
転写紙１１上に転写させる役目をする。ポスト転写帯電
器８，９は、後述する転写ブラシの印加電圧の絶対値を
下げるために用いられる。分離帯電器１０は、ＡＣ＋Ｄ
Ｃのコロナ帯電を行うことによって、転写紙１１と転写
ドラム２間の静電吸着力を完全に無くす役目をする。本
実施例の高圧電源は、前述の転写ブラシ及び吸着ブラシ
に給電するためのものである。The transfer drum 2 is formed by winding a thin mylar film around a cylindrical frame, and an image forming portion contacting the photosensitive drum 1 is composed of a single film. The suction brush 6 plays a role of suctioning the transfer paper 11 that has passed through the transfer guide to the transfer drum 2 with an electrostatic force. The transfer brush 7 serves to transfer the toner on the photosensitive drum 1 onto the transfer paper 11 by an electrostatic force. The post transfer chargers 8 and 9 are used to reduce the absolute value of the voltage applied to the transfer brush described later. Separation charger 10 is AC + D
By performing the corona charging of C, the electrostatic attraction between the transfer paper 11 and the transfer drum 2 is completely eliminated. The high-voltage power supply of this embodiment is for supplying power to the transfer brush and suction brush.
【００３１】図３に転写ドラム２周辺の帯電器，帯電ブ
ラシの動作シーケンスタイミングを示す。転写ドラム２
は、転写紙Ａ３・１枚を縦方向に張り付けるだけの円周
を持ち、図３にＡ４・１枚をコピーする場合を示す。FIG. 3 shows the operation sequence timing of the charger and the charging brush around the transfer drum 2. Transfer drum 2
Shows a case where the transfer sheet A3 has a circumference enough to be stuck in the vertical direction, and FIG.
【００３２】紙搬送系から転写紙１１が送られてくる
と、吸着ブラシ６に定電流制御モードで＋１５μＡ流し
て転写紙１１を転写ドラム２に吸着させる（ａ参照）。
内側ポスト転写８に負の高電圧をかけて、転写ドラム内
側を−６ＫＶに帯電させる（ｂ参照）。同時に外側ポス
ト転写９に正の高電圧をかけて転写紙１１の剥離を防ぐ
（ｃ参照）。転写紙１１が転写ドラム２に吸着されて、
更に転写ドラム内側が−６ＫＶに帯電されると、転写ブ
ラシ７に定電流制御モードで＋１０μＡが流され（ｄ参
照）、感光ドラム１から転写紙１１へのトナー像の転写
が行われる。転写プロセスは、マジェンタ，シアン，イ
エロ，ブラックの４色毎に繰返されることは言うまでも
ない。When the transfer paper 11 is sent from the paper transport system, +15 μA is applied to the suction brush 6 in the constant current control mode to suck the transfer paper 11 onto the transfer drum 2 (see a).
A negative high voltage is applied to the inside post transfer 8 to charge the inside of the transfer drum to −6 KV (see b). At the same time, a positive high voltage is applied to the outer post transfer 9 to prevent the transfer paper 11 from peeling off (see c). The transfer paper 11 is attracted to the transfer drum 2,
When the inside of the transfer drum is further charged to −6 KV, +10 μA is supplied to the transfer brush 7 in the constant current control mode (see d), and the toner image is transferred from the photosensitive drum 1 to the transfer paper 11. It goes without saying that the transfer process is repeated for each of the four colors of magenta, cyan, yellow and black.
【００３３】この時の転写ブラシ給電電圧は、図３のｆ
に示すように紙間ではほぼ−６ＫＶで留まるが、転写紙
１１への転写タイミングでは、前回の電荷が保持される
ために、各色毎におよそ２ＫＶステップで上昇する（ｆ
において３色目以降は省略してある）。４色目の転写が
終了すると、図示はしてないが分離帯電器１０にＡＣ＋
ＤＣの高圧を印加し、コロナ帯電することによって転写
紙１１，転写ドラム２上の電荷を除電して転写紙１１を
転写ドラム２から分離させる。The transfer brush power supply voltage at this time is f in FIG.
As shown in (4), it stays at about −6 KV between the sheets, but at the transfer timing to the transfer sheet 11, since the previous charge is retained, it rises in about 2 KV steps for each color (f
The third and subsequent colors are omitted in). When the transfer of the fourth color is completed, AC + is applied to the separation charger 10 (not shown).
By applying a high voltage of DC and charging the corona, the charges on the transfer paper 11 and the transfer drum 2 are removed to separate the transfer paper 11 from the transfer drum 2.
【００３４】以上の説明で明らかなように、転写ブラシ
７，吸着ブラシ６に給電する電源は、正負両極性の定電
流電源でなければならない。更に具体的に言えば、負荷
１８に等価的に含まれる−６ＫＶ〜＋６ＫＶの広範囲に
変化する電圧源に対応しながら、負荷１８に定電流を供
給する必要がある。As is clear from the above description, the power supply for supplying power to the transfer brush 7 and the suction brush 6 must be a constant-current power supply with both positive and negative polarities. More specifically, it is necessary to supply a constant current to the load 18 while coping with a voltage source that is equivalently included in the load 18 and that changes over a wide range of −6 KV to +6 KV.
【００３５】図１において、Ｔ１，Ｔ２は高圧トラン
ス、１１，１２はその１次側駆動回路、１３〜１５は誤
差増幅器、１６，１７は電力増幅器である。In FIG. 1, T1 and T2 are high voltage transformers, 11 and 12 are primary side drive circuits thereof, 13 to 15 are error amplifiers, and 16 and 17 are power amplifiers.
【００３６】高圧トランスＴ１，Ｔ２の２次側高圧巻線
は、それぞれ高圧ダイオードＤ１，Ｄ２で整流される
が、高圧ダイオードＤ２の整流出力は、高圧端子Ｐ２，
Ｐ３を介して、高圧トランスＴ１の高圧巻線の高圧ダイ
オード結線側と反対側に接続される。高圧トランスＴ２
の高圧巻線の高圧ダイオード結線と反対側と、グランド
間に挿入された抵抗Ｒ３によって、負荷電流が検出され
る。The secondary high voltage windings of the high voltage transformers T1 and T2 are rectified by the high voltage diodes D1 and D2, respectively. The rectified output of the high voltage diode D2 is the high voltage terminal P2.
It is connected to the side opposite to the high voltage diode connection side of the high voltage winding of the high voltage transformer T1 via P3. High voltage transformer T2
The load current is detected by the resistor R3 inserted between the ground and the opposite side of the high voltage winding from the high voltage diode connection.
【００３７】高圧整流出力に並列接続されたブリーダ抵
抗Ｒ１，Ｒ２の値は、少なくとも負荷抵抗ＲＬの１／１
０以下に選ばれる。The values of the bleeder resistors R1 and R2 connected in parallel to the high voltage rectified output are at least 1/1 of the load resistor RL.
Selected as 0 or less.
【００３８】誤差増幅器１３は、その非反転入力に供給
された負荷電流検出出力と、端子Ｐ４を介して反転入力
に供給された、図示されないシーケンスコントローラよ
り制御される基準電圧を比較する。The error amplifier 13 compares the load current detection output supplied to the non-inverting input with the reference voltage supplied to the inverting input via the terminal P4 and controlled by a sequence controller (not shown).
【００３９】誤差増幅器１３〜１５は、正負の電源＋Ｖ
ｃｃ，−Ｖｅｅで駆動される。電源＋Ｖｃｃ，−Ｖｅｅ
は、それぞれ＋１５Ｖ，−１５Ｖと同一電位差を持つの
で、誤差増幅器の出力レンジの中間値は、グランド電位
となる。誤差増幅器１４，１５は、それぞれ誤差増幅器
１３の出力を、グランド電位を中心にして、所定比で反
転，非反転増幅を行い、各々の出力はダイオードＤ４，
Ｄ３を介して電力増幅器１６，１７に入力される。The error amplifiers 13 to 15 have positive and negative power supplies + V.
It is driven by cc and -Vee. Power supply + Vcc, -Vee
Have the same potential difference of + 15V and -15V, respectively, so that the intermediate value of the output range of the error amplifier is the ground potential. The error amplifiers 14 and 15 respectively invert and non-invert the output of the error amplifier 13 at a predetermined ratio centered on the ground potential, and output the respective diodes D4 and D4.
It is input to the power amplifiers 16 and 17 via D3.
【００４０】１次駆動回路１１，１２は、発振回路，ス
イッチング回路等からなり、電力増幅器１７，１６の出
力に応じた交流電力を高圧トランスＴ１，Ｔ２の１次巻
線に加える役目をする。The primary drive circuits 11 and 12 are composed of an oscillating circuit, a switching circuit, etc., and serve to apply AC power corresponding to the outputs of the power amplifiers 17 and 16 to the primary windings of the high voltage transformers T1 and T2.
【００４１】誤差増幅器１３の出力が正の場合、誤差増
幅器１５の出力は正になり、電力増幅器１６が作動して
高圧端子Ｐ１に正の電圧が発生する。この時、誤差増幅
器１４の出力は負になり、ダイオードＤ４が遮断し、電
力増幅器１７の出力がゼロとなり、高圧トランスＴ２の
２次巻線に電圧は発生しなくなり、高圧ダイオードＤ２
は遮断する。高圧端子Ｐ１，Ｐ２間に発生した正の高電
圧は、負荷１８とブリーダ抵抗Ｒ２に印加されるが、前
述したように、抵抗Ｒ２は負荷抵抗ＲＬより十分小さく
選ばれるので、大部分は負荷１８に給電されるようにな
る。そしてフィードバック制御により、端子Ｐ４の電圧
に応じた定電流が出力される。When the output of the error amplifier 13 is positive, the output of the error amplifier 15 becomes positive, and the power amplifier 16 operates to generate a positive voltage at the high voltage terminal P1. At this time, the output of the error amplifier 14 becomes negative, the diode D4 is cut off, the output of the power amplifier 17 becomes zero, no voltage is generated in the secondary winding of the high voltage transformer T2, and the high voltage diode D2
Shut off. The positive high voltage generated between the high voltage terminals P1 and P2 is applied to the load 18 and the bleeder resistance R2. However, as described above, the resistance R2 is selected sufficiently smaller than the load resistance RL, so most of it is the load 18 Will be powered. Then, by feedback control, a constant current corresponding to the voltage of the terminal P4 is output.
【００４２】誤差増幅器１３の出力が負の場合は、正の
場合と逆に、高圧トランスＴ１が遮断、高圧トランスＴ
２が作動し負荷１８に負の高電圧が給電される。When the output of the error amplifier 13 is negative, the high voltage transformer T1 is cut off and the high voltage transformer T is turned on, contrary to the case of positive output.
2 is activated and the load 18 is supplied with a high negative voltage.
【００４３】誤差増幅器１３は、定電流制御精度を上げ
るために入力漏れ電流の非常に小さいＦＥＴ入力タイプ
が選ばれる。For the error amplifier 13, an FET input type with a very small input leakage current is selected in order to improve the accuracy of constant current control.
【００４４】以上説明したように、本実施例によれば、
正負両極性の電圧出力で、定電流制御ができる。また、
正負両電源が可変出力となっているので、両電源の出力
レンジが狭くてすみ、装置のコストダウン，小型化，信
頼性向上ができる。なお、カラープリンタにおいても同
様に実施できる。As described above, according to this embodiment,
Constant current control is possible with positive and negative polarity voltage output. Also,
Since both positive and negative power supplies have variable outputs, the output range of both power supplies can be narrowed, and the cost of the device can be reduced, the size can be reduced, and the reliability can be improved. Note that the same can be performed in a color printer.
【００４５】（実施例２）図４は実施例２の回路図であ
る。(Second Embodiment) FIG. 4 is a circuit diagram of the second embodiment.
【００４６】本実施例では、回路駆動用電源を単電源に
している。従って中点電位は、グランドでなくＶｃｃ／
２となり、精密抵抗Ｒ２１，Ｒ２２で電源Ｖｃｃを分圧
して得られる。Ｖｃｃとして２４Ｖ＋１％の高精度電源
が供給される。端子Ｐ２１は、出力のリモート入力信号
端子、Ｐ２２は出力電流のレベル切換え入力信号端子で
ある。In this embodiment, the circuit driving power source is a single power source. Therefore, the midpoint potential is Vcc /, not ground.
2, which is obtained by dividing the power source Vcc with the precision resistors R21 and R22. A high-precision power supply of 24V + 1% is supplied as Vcc. The terminal P21 is an output remote input signal terminal, and P22 is an output current level switching input signal terminal.
【００４７】複写機のスタンバイ状態では、端子Ｐ２１
は高インピーダンス状態に保たれ、トランジスタＱ２
２，Ｑ２３が導通し、電力増幅器（エミッタフォロワ）
１６，１７の出力はグランド電位になり、高圧トランス
Ｔ１，Ｔ２の１次側通電は停止し、その２次側出力はゼ
ロになる。In the standby state of the copying machine, the terminal P21
Is kept in a high impedance state and transistor Q2
2, Q23 is conducting, power amplifier (emitter follower)
The outputs of 16 and 17 become the ground potential, the primary side energization of the high voltage transformers T1 and T2 is stopped, and the secondary side output becomes zero.
【００４８】コピー状態になると、端子Ｐ２１はグラン
ドに保持され、トランジスタＱ２２，Ｑ２３は遮断状態
になって、電力増幅器１６，１７は入力に接続された誤
差増幅器，コンパレータの出力の出力電圧を電流増幅す
る。In the copy state, the terminal P21 is held at the ground, the transistors Q22 and Q23 are cut off, and the power amplifiers 16 and 17 current-amplify the output voltage of the output of the error amplifier and the comparator connected to the input. To do.
【００４９】負荷電流の検出は、抵抗Ｒ３によって行わ
れる。抵抗Ｒ３の一端は抵抗Ｒ２１，Ｒ２２の結合点に
接続され、負荷電流が１〜２０μＡで抵抗Ｒ２１，Ｒ２
２のバイアス電流に対して十分小さいので、ほぼ正確に
１２Ｖが印加される。The load current is detected by the resistor R3. One end of the resistor R3 is connected to the connection point of the resistors R21 and R22, the load current is 1 to 20 μA, and the resistors R21 and R2 are connected.
Since it is sufficiently small for the bias current of 2, 12V is applied almost accurately.
【００５０】端子Ｐ２２にグランド電位が与えられる
と、トランジスタＱ２１が開放状態になり、誤差増幅器
１３−１の反転入力は、１２Ｖになる。トランジスタＱ
２２，Ｑ２３が遮断状態で帰還制御ループが完成してい
るので、反転入力と非反転入力の電位は一致するように
なり、負荷電流検出抵抗Ｒ３に流れる電流は、ゼロにな
るように制御される。When the ground potential is applied to the terminal P22, the transistor Q21 is opened and the inverting input of the error amplifier 13-1 becomes 12V. Transistor Q
Since the feedback control loop is completed with 22 and Q23 cut off, the potentials of the inverting input and the non-inverting input match, and the current flowing through the load current detection resistor R3 is controlled to be zero. .
【００５１】端子Ｐ２２が開放されると、トランジスタ
Ｑ２１は導通状態になり、誤差増幅器１３−１の反転入
力は、１２Ｖを精密抵抗Ｒ２３とＲ２４で分圧した電圧
となる。この時、抵抗Ｒ２３の両端電圧が負荷電流検出
抵抗Ｒ３の負荷電流による電位降下と等しくなる。When the terminal P22 is opened, the transistor Q21 becomes conductive, and the inverting input of the error amplifier 13-1 becomes a voltage obtained by dividing 12V by the precision resistors R23 and R24. At this time, the voltage across the resistor R23 becomes equal to the potential drop due to the load current of the load current detection resistor R3.
【００５２】誤差増幅器１３−１の出力により、しきい
値を１２Ｖとして、正負の高圧トランスＴ１，Ｔ２の駆
動回路１１，１２の選択が行われる。Based on the output of the error amplifier 13-1, the drive circuits 11 and 12 for the positive and negative high voltage transformers T1 and T2 are selected with the threshold value set to 12V.
【００５３】誤差増幅器１３−１の出力が１２Ｖ以上の
時、誤差増幅器１５−１によって１２Ｖを中心として所
定比に増幅される。但し、誤差増幅器１３−１の出力が
１２Ｖ時、誤差増幅器１５−１の出力がゼロになるよう
に１２Ｖ分シフトされている。When the output of the error amplifier 13-1 is 12 V or more, it is amplified by the error amplifier 15-1 to a predetermined ratio with 12 V as the center. However, when the output of the error amplifier 13-1 is 12V, it is shifted by 12V so that the output of the error amplifier 15-1 becomes zero.
【００５４】コンパレータ２２，２３の出力は、オープ
ンコレクタモードになっており、非動作側の電力増幅器
の入力をゼロにする役目をする。すなわち、誤差増幅器
１３−１の出力が１２Ｖ以上の時コンパレータ２２の出
力はグランドになって、電力増幅器１７の入力をゼロに
する。一方、コンパレータ２３の出力は開放になって、
誤差増幅器１５−１の出力は電力増幅器１６に入力され
る。The outputs of the comparators 22 and 23 are in the open collector mode and serve to zero the input of the power amplifier on the non-operating side. That is, when the output of the error amplifier 13-1 is 12 V or more, the output of the comparator 22 becomes the ground, and the input of the power amplifier 17 becomes zero. On the other hand, the output of the comparator 23 becomes open,
The output of the error amplifier 15-1 is input to the power amplifier 16.
【００５５】誤差増幅器１３−１の出力が１２Ｖ以下に
なると、誤差増幅器１４−１の出力が電力増幅器１７へ
入力される。When the output of the error amplifier 13-1 becomes 12 V or less, the output of the error amplifier 14-1 is input to the power amplifier 17.
【００５６】このようにして、本実施例においても実施
例１と同様の効果が得られる。In this way, also in this embodiment, the same effect as that of the first embodiment can be obtained.
【００５７】（実施例３）図５は、実施例３の回路図で
ある。本実施例は実施例２にソフトスタート機能を付加
したものである。(Third Embodiment) FIG. 5 is a circuit diagram of the third embodiment. In this embodiment, a soft start function is added to the second embodiment.
【００５８】リモート入力端子Ｐ２１の入力信号は、ト
ランジスタＱ３１で反転される。トランジスタＱ３１の
コレクタ出力を抵抗Ｒ３２，コンデンサＣ３１で積分す
る。この積分出力をエミッタフォロワＱ３２で電流増幅
して、電力増幅器１６，１７に供給する。スタート時に
は、出力電流のレベル切換入力端子Ｐ２２グランドにし
て、負荷電流をゼロに制御するようにする。The input signal of the remote input terminal P21 is inverted by the transistor Q31. The collector output of the transistor Q31 is integrated by the resistor R32 and the capacitor C31. This integrated output is current-amplified by the emitter follower Q32 and supplied to the power amplifiers 16 and 17. At the start, the output current level switching input terminal P22 is set to the ground to control the load current to zero.
【００５９】この構成により、端子Ｐ２１が開放からグ
ランド電位になると、コンデンサＣ３１の電位は徐々に
上昇し、これに応じて電力増幅器１６，１７の電源電圧
も上昇し、ソフトスタートが行われる。With this configuration, when the terminal P21 changes from the open state to the ground potential, the potential of the capacitor C31 gradually rises, the power supply voltage of the power amplifiers 16 and 17 also rises accordingly, and soft start is performed.
【００６０】（実施例４）図６は実施例４の回路図であ
る。本実施例は１６−１，１７−１に示すように、電力
増幅器を双方向型にして、電力増幅器出力の正方向と負
方向の変化スピードを概略同じにして、帰還制御の安定
性を増すと同時に、出力の立上がり，立下がりスピード
を同一にするものである。(Fourth Embodiment) FIG. 6 is a circuit diagram of the fourth embodiment. In this embodiment, as shown in 16-1 and 17-1, the power amplifier is of a bidirectional type, the speed of change in the positive and negative directions of the output of the power amplifier is approximately the same, and the stability of feedback control is increased. At the same time, the rising and falling speeds of the output are made the same.
【００６１】（実施例５）図７は実施例５である“複写
機の転写ブラシ給電用高圧電源”の回路図である。(Embodiment 5) FIG. 7 is a circuit diagram of a "high voltage power supply for feeding a transfer brush of a copying machine" according to a fifth embodiment.
【００６２】図において、Ｔ１，Ｔ２は高圧トランス、
１１，１２はその１次側駆動回路、５１〜５４は誤差増
幅器、１６，１７は電力増幅器である。高圧トランスＴ
１，Ｔ２の２次側高圧巻線は、それぞれ高圧ダイオード
Ｄ１，Ｄ２で整流されるが、高圧ダイオードＤ２の整流
出力は、高圧端子Ｐ２，Ｐ３を介して、高圧トランスＴ
１の高圧巻線の高圧ダイオード結線側と反対側に接続さ
れる。In the figure, T1 and T2 are high voltage transformers,
Reference numerals 11 and 12 denote primary side drive circuits, 51 to 54 are error amplifiers, and 16 and 17 are power amplifiers. High voltage transformer T
The secondary high-voltage windings of T1 and T2 are rectified by the high-voltage diodes D1 and D2, respectively, and the rectified output of the high-voltage diode D2 is transmitted through the high-voltage terminals P2 and P3 to the high-voltage transformer T.
It is connected to the side opposite to the high voltage diode connection side of the first high voltage winding.
【００６３】高圧トランスＴ２の高圧巻線の高圧ダイオ
ード結線と反対側と、グランド間に挿入された抵抗Ｒ３
によって、負荷電流が検出される。抵抗Ｒ３の値は十分
小さい値が選ばれる。出力電圧は、抵抗Ｒ９，Ｒ１０に
よって所定比に分圧されて検出される。高圧整流出力に
並列接続されたブリーダ抵抗Ｒ１，Ｒ２の値は、少なく
とも負荷抵抗ＲＬの１／１０以下に選ばれる。A resistor R3 inserted between the ground and the opposite side of the high voltage winding of the high voltage transformer T2 from the high voltage diode connection.
The load current is detected by. The value of the resistor R3 is selected to be sufficiently small. The output voltage is detected by being divided into a predetermined ratio by the resistors R9 and R10. The values of the bleeder resistors R1 and R2 connected in parallel to the high voltage rectified output are selected to be at least 1/10 or less of the load resistor RL.
【００６４】誤差増幅器５１は、非反転入力に供給され
た負荷電流検出出力と、端子Ｐ４を介して反転入力に供
給された、図示されないシーケンスコントローラより制
御される基準電圧を比較する。誤差増幅器５２は、反転
入力に供給された出力電圧検出出力と、端子Ｐ５を介し
て非反転入力に供給された、図示されないシーケンスコ
ントローラより制御される基準電圧を比較する。The error amplifier 51 compares the load current detection output supplied to the non-inverting input with the reference voltage supplied to the inverting input via the terminal P4 and controlled by a sequence controller (not shown). The error amplifier 52 compares the output voltage detection output supplied to the inverting input with the reference voltage supplied to the non-inverting input via the terminal P5 and controlled by the sequence controller (not shown).
【００６５】誤差増幅器５１〜５４は、正負の電源＋Ｖ
ｃｃ，−Ｖｅｅで駆動される。＋Ｖｃｃ，−Ｖｅｅは、
それぞれ＋１５Ｖ，−１５Ｖと同一電位差を持つので、
誤差増幅器の出力レンジの中間値は、グランド電位とな
る。The error amplifiers 51 to 54 have positive and negative power supplies + V.
It is driven by cc and -Vee. + Vcc and -Vee are
Since they have the same potential difference of + 15V and -15V respectively,
The intermediate value of the output range of the error amplifier is the ground potential.
【００６６】誤差増幅器５３，５４は、アナログスイッ
チＱ５１，Ｑ５２で選択された誤差増幅器５１または５
２の出力を、グランド電位を中心にして、それぞれ所定
比で反転、非反転増幅を行い、各々の出力はダイオード
Ｄ４，Ｄ３を介して電力増幅器１７，１６に入力され
る。The error amplifiers 53 and 54 are the error amplifiers 51 or 5 selected by the analog switches Q51 and Q52.
The outputs of 2 are inverted and non-inverted at predetermined ratios with the ground potential as the center, and the respective outputs are input to the power amplifiers 17 and 16 via the diodes D4 and D3.
【００６７】１次駆動回路１１，１２は、発振回路，ス
イッチング回路等からなり、電力増幅器１６，１７の出
力に応じた交流電力を高圧トランスＴ１，Ｔ２の１次巻
線に加える役目をする。アナログスイッチＱ５１，Ｑ５
２で選択された誤差増幅器５１または５２の出力が正の
場合、誤差増幅器５４の出力は正になり、電力増幅器１
６が作動して端子Ｐ１に正の高圧が発生する。この時、
誤差増幅器５３の出力は負になり、ダイオードＤ４が遮
断し、電力増幅器１７の出力がゼロとなり、高圧トラン
スＴ２の２次巻線に電圧は発生しなくなり、高圧ダイオ
ードＤ２は遮断する。The primary drive circuits 11 and 12 are composed of an oscillating circuit, a switching circuit and the like, and serve to apply AC power corresponding to the outputs of the power amplifiers 16 and 17 to the primary windings of the high voltage transformers T1 and T2. Analog switch Q51, Q5
When the output of the error amplifier 51 or 52 selected in 2 is positive, the output of the error amplifier 54 becomes positive and the power amplifier 1
6 operates to generate a positive high voltage at the terminal P1. At this time,
The output of the error amplifier 53 becomes negative, the diode D4 is cut off, the output of the power amplifier 17 becomes zero, the secondary winding of the high voltage transformer T2 does not generate a voltage, and the high voltage diode D2 is cut off.
【００６８】端子Ｐ１，Ｐ２間に発生した正の高電圧
は、負荷５５とブリーダ抵抗Ｒ２に印加されるが、前述
したように、抵抗Ｒ２は負荷抵抗ＲＬより十分小さく選
ばれるので、大部分は負荷５５に給電されるようにな
る。アナログスイッチＱ５１，Ｑ５２で選択された誤差
増幅器５１または５２の出力が負の場合は、正の場合と
逆に、高圧トランスＴ１が遮断、Ｔ２が作動し負荷５５
に負の高電圧が供給される。誤差増幅器５１は、定電流
制御精度を上げるために入力漏れ電流の非常に小さいＦ
ＥＴ入力タイプが得られる。The positive high voltage generated between the terminals P1 and P2 is applied to the load 55 and the bleeder resistance R2. However, as described above, the resistance R2 is selected to be sufficiently smaller than the load resistance RL. Power is supplied to the load 55. When the output of the error amplifier 51 or 52 selected by the analog switches Q51 and Q52 is negative, the high voltage transformer T1 is cut off and T2 is activated to reverse the load 55, contrary to the case of positive output.
Is supplied with a negative high voltage. The error amplifier 51 has a very small input leakage current F to improve the accuracy of constant current control.
The ET input type is obtained.
【００６９】以上説明したように、本実施例によれば、
負荷の幅広い変動に対し、定電流，定電圧制御が安定に
行え、かつ、定電流モードと定電圧モードの切換えを迅
速に行うことができる。As described above, according to this embodiment,
The constant current and constant voltage control can be stably performed against a wide variation of the load, and the constant current mode and the constant voltage mode can be switched quickly.
【００７０】なお、プリンタにおいても同様に実施でき
る。It should be noted that the same can be implemented in the printer.
【００７１】（実施例６）図８は実施例６の回路図であ
る。本実施例は、実施例５におけるアナログスイッチＱ
５１，Ｑ５２の代りに、ＦＥＴとトランジスタによるデ
ィスクリート回路を用いたものである。(Sixth Embodiment) FIG. 8 is a circuit diagram of the sixth embodiment. This embodiment is similar to the analog switch Q in the fifth embodiment.
Instead of 51 and Q52, a discrete circuit composed of FET and transistor is used.
【００７２】誤差増幅器５１，５２の出力を、それぞれ
抵抗２個の直列回路、Ｒ６１−Ｒ６２，Ｒ６３−Ｒ６４
を介して、レベル選択回路６１の入力へ接続する。The outputs of the error amplifiers 51 and 52 are connected to a series circuit of two resistors, R61-R62 and R63-R64.
To the input of the level selection circuit 61.
【００７３】前述の直列抵抗回路の中点を、ＦＥＴ・Ｑ
６１またはＱ６２でグランドに接続することによって、
誤差増幅器５２または５１の出力を遮断する。At the midpoint of the series resistance circuit described above,
By connecting to ground with 61 or Q62,
The output of the error amplifier 52 or 51 is cut off.
【００７４】ＦＥＴが遮断されている側の誤差増幅器の
出力は、導通している他方のＦＥＴのために所定比減衰
されるが、その減衰分はレベル選択回路の増幅器のゲイ
ンを変えて補償する。The output of the error amplifier on the side where the FET is cut off is attenuated by a predetermined ratio because of the other FET that is conducting, and the amount of the attenuation is compensated by changing the gain of the amplifier of the level selection circuit. .
【００７５】（実施例７）図９は実施例７の回路図であ
る。本実施例は、実施例６の変形で、出力電圧の検出
を、コンバータトランスＴ１，Ｔ２に出力検出巻線Ｌ
１，Ｌ２を設け、この検出巻線Ｌ１，Ｌ２の整流出力を
抵抗結合して誤差増幅器５１の入力へ加えるものであ
る。(Seventh Embodiment) FIG. 9 is a circuit diagram of the seventh embodiment. This embodiment is a modification of the sixth embodiment, in which the output voltage is detected by the converter transformers T1 and T2.
1, L2 are provided, and the rectified outputs of the detection windings L1, L2 are resistance-coupled and added to the input of the error amplifier 51.
【００７６】（実施例８）図１０は実施例８の回路図で
ある。本実施例は、実施例７の変形に電流リミッタ，電
圧リミッタ機能を付加したものである。(Eighth Embodiment) FIG. 10 is a circuit diagram of the eighth embodiment. In this embodiment, a current limiter and a voltage limiter functions are added to the modification of the seventh embodiment.
【００７７】８１は過電流検出用のコンパレータで、電
流検出出力を端子Ｐ７に供給された基準電圧と比較す
る。同様に８２は過電圧検出用のコンパレータで、電圧
検出出力を端子Ｐ８に供給された基準電圧と比較する。
Ｑ８１は、３ステートのバッファ回路、Ｑ８２は３ステ
ートのインバータ回路である。Reference numeral 81 is a comparator for detecting overcurrent, which compares the current detection output with the reference voltage supplied to the terminal P7. Similarly, reference numeral 82 is a comparator for detecting overvoltage, which compares the voltage detection output with the reference voltage supplied to the terminal P8.
Q81 is a 3-state buffer circuit, and Q82 is a 3-state inverter circuit.
【００７８】コンパレータ８１，８２の何れの出力も低
レベルの時、コンパレータＱ８２の出力は高インピーダ
ンスに、コンパレータＱ８１は入力の論理どうりの出力
を発生する。このため、端子Ｐ９に入力された制御信号
どおりの制御信号が、アナログスイッチＱ５１，Ｑ５２
に加えられる。When both the outputs of the comparators 81 and 82 are at the low level, the output of the comparator Q82 has a high impedance, and the comparator Q81 produces an output according to the input logic. Therefore, the control signal according to the control signal input to the terminal P9 is the analog switch Q51, Q52.
Added to.
【００７９】コンパレータ８１，８２の何れかの出力
が、高レベルになると、コンパレータＱ８１の出力が高
インピーダンスに、コンパレータＱ８２が論理どうりに
なり、端子Ｐ９に入力された制御信号は、反転されて、
アナログスイッチＱ５１，Ｑ５２に加えられる。このた
め、過電圧もしくは過電流になると、定電流制御モード
から定電圧モードへ、或いはその逆に切り換わるように
なっている。When the output of either of the comparators 81 and 82 becomes high level, the output of the comparator Q81 becomes high impedance and the comparator Q82 becomes logic, and the control signal input to the terminal P9 is inverted. ,
It is added to the analog switches Q51 and Q52. Therefore, when an overvoltage or an overcurrent occurs, the constant current control mode is switched to the constant voltage mode or vice versa.
【００８０】この時、端子Ｐ４，Ｐ５への基準信号は、
定電流制御モードの制御信号“Ｌ”が端子Ｐ９に印加さ
れている時は、端子Ｐ５は電圧リミッタ制御値になるよ
うに切り換えられる。At this time, the reference signals to the terminals P4 and P5 are
When the control signal "L" in the constant current control mode is applied to the terminal P9, the terminal P5 is switched to the voltage limiter control value.
【００８１】逆に定電圧制御モードの制御信号“Ｈ”が
端子Ｐ９に印加されている時は、端子Ｐ４は電流リミッ
タ制御値になるように切り換えられる。On the contrary, when the control signal "H" in the constant voltage control mode is applied to the terminal P9, the terminal P4 is switched to the current limiter control value.
【００８２】（実施例９）図１１は実施例９の回路図で
ある。本実施例は、実施例８において、コンパレータ８
１，８２を用いることなく電圧リミッタ，電流リミッタ
機能を付加するものである。(Ninth Embodiment) FIG. 11 is a circuit diagram of the ninth embodiment. This embodiment is the same as the eighth embodiment except that the comparator 8
A voltage limiter function and a current limiter function are added without using 1, 82.
【００８３】Ｑ９１〜Ｑ９６の論理回路によって、誤差
増幅器５１，５２の出力を選択してリミッタ回路に接続
するようにしている。The outputs of the error amplifiers 51 and 52 are selected and connected to the limiter circuit by the logic circuits of Q91 to Q96.
【００８４】定電流制御モードの時、端子Ｐ９は高レベ
ル“Ｈ”に設定される。この時電圧検出用誤差増幅器５
２の基準電圧は、電圧リミッタレベルに設定される。こ
の時、アンド回路Ｑ９１の出力は低レベル、アンド回路
Ｑ９２の出力は、誤差増幅器５２の出力と逆の論理レベ
ルになる。電圧検出レベルが、端子Ｐ５に与えられたリ
ミッタレベルを越えると、誤差増幅器５２の出力は負と
なり、３ステートのインバータ回路Ｑ９６の出力は高レ
ベル、従ってアンド回路Ｑ９２，Ｑ９３の出力は共に高
レベル、３ステートのバッファ回路Ｑ８１の出力を高イ
ンピーダンスにする。インバータ回路Ｑ８２は制御切換
え信号（Ｐ９入力）を反転させ、アナログスイッチＱ５
１を遮断、アナログスイッチＱ５２を導通させる。この
ため、誤差増幅器５２の出力が、レベル選択回路６１に
入力される。In the constant current control mode, the terminal P9 is set to the high level "H". At this time, the voltage detection error amplifier 5
The reference voltage of 2 is set to the voltage limiter level. At this time, the output of the AND circuit Q91 has a low level, and the output of the AND circuit Q92 has a logic level opposite to the output of the error amplifier 52. When the voltage detection level exceeds the limiter level given to the terminal P5, the output of the error amplifier 52 becomes negative and the output of the 3-state inverter circuit Q96 is at a high level. Therefore, the outputs of the AND circuits Q92 and Q93 are both at a high level. The output of the 3-state buffer circuit Q81 is set to high impedance. The inverter circuit Q82 inverts the control switching signal (P9 input), and the analog switch Q5
1 is cut off, and the analog switch Q52 is made conductive. Therefore, the output of the error amplifier 52 is input to the level selection circuit 61.
【００８５】（実施例１０）図１２は実施例１０である
“複写機の帯電器用高圧電源”の回路図である。同図に
おいてオペアンプＩＣ１０４，抵抗１５４〜１５７，コ
ンデンサＣ１２７は矩形波の発振器を構成している。こ
の発振器は、トランジスタ１０９，１１４，１１９を介
してトランジスタＱ１１１，Ｑ１１５，Ｑ１２０をスイ
ッチングさせてフライバックトランスＴ１０１，Ｔ１０
２，Ｔ１０３を駆動する。フライバックトランスＴ１０
１はコンデンサＣ１０９，ダイオードＤ１０５とともに
電圧共振型のスイッチングフライバック回路を構成して
いる。またそれぞれフライバックトランスＴ１０２はコ
ンデンサＣ１１４，ダイオードＤ１０８と、フライバッ
クトランスＴ１０３はコンデンサＣ１２０，ダイオード
Ｄ１１１とともに電圧共振型のスイッチングフライバッ
ク回路を構成している。(Embodiment 10) FIG. 12 is a circuit diagram of a "high voltage power source for a charger of a copying machine" which is Embodiment 10. In the figure, the operational amplifier IC104, the resistors 154-157, and the capacitor C127 form a rectangular wave oscillator. This oscillator switches the transistors Q111, Q115, and Q120 via the transistors 109, 114, and 119 to make flyback transformers T101 and T10.
2, T103 is driven. Flyback transformer T10
Reference numeral 1 constitutes a voltage resonance type switching flyback circuit together with a capacitor C109 and a diode D105. The flyback transformer T102 constitutes a capacitor C114 and a diode D108, and the flyback transformer T103 constitutes a voltage resonance type switching flyback circuit together with the capacitor C120 and a diode D111.
【００８６】またそれぞれフライバックトランスＴ１０
１〜Ｔ１０３は、整流回路が内蔵され、直流が出力され
る。またフライバックトランスＴ１０１は、抵抗Ｒ１１
３，トランジスタＱ１０７を介し電源に接続される。こ
のときにトランジスタＱ１０７によりフライバックトラ
ンスＴ１０１への供給電圧を制御することによりフライ
バックトランスＴ１０１の出力電圧を制御することが可
能となる。トランジスタＱ１０７の出力電圧は、オペア
ンプＩＣ１０３の出力に決定される。同様にフライバッ
クトランスＴ１０２はオペアンプＩＣ１０２により、フ
ライバックトランスＴ１０３はオペアンプＩＣ１０１に
より出力電圧が制御される。フライバックトランスＴ１
０１の出力は、負極の高電圧を生成し、フライバックト
ランスＴ１０２の出力の片端に入力される。フライバッ
クトランスＴ１０２の他端は正極の高電圧を生成し、転
写ドラム１０２へ出力を供給する。これにより転写ドラ
ム１０２には、正極から負極までの高電圧が印加される
ことになる。Each flyback transformer T10
Each of 1 to T103 has a built-in rectifier circuit and outputs direct current. The flyback transformer T101 has a resistor R11.
3, connected to the power supply through the transistor Q107. At this time, the output voltage of the flyback transformer T101 can be controlled by controlling the supply voltage to the flyback transformer T101 by the transistor Q107. The output voltage of the transistor Q107 is determined by the output of the operational amplifier IC103. Similarly, the output voltage of the flyback transformer T102 is controlled by the operational amplifier IC102, and the output voltage of the flyback transformer T103 is controlled by the operational amplifier IC101. Flyback transformer T1
The output of 01 generates a negative high voltage and is input to one end of the output of the flyback transformer T102. The other end of the flyback transformer T102 generates a positive high voltage and supplies the output to the transfer drum 102. As a result, a high voltage from the positive electrode to the negative electrode is applied to the transfer drum 102.
【００８７】転写ドラム１０２へ供給される出力は、抵
抗Ｒ１１１，Ｒ１１２，Ｒ１１３により分圧される。抵
抗Ｒ１１３につながる２１．５Ｖは基準電源であり、こ
の検出電圧が負極にならないようレベルシフトを行って
いる。この分圧された電圧は検出信号として抵抗Ｒ１２
４を介し、オペアンプＩＣ１０２に入力される。オペア
ンプＩＣ１０２は、抵抗Ｒ１２２を介しＣＰＵ１０５よ
り入力される制御信号により決定される電圧となるよう
フライバックトランスＴ１０２の直流高圧出力の定電圧
制御を行う。同様に検出信号はまた抵抗Ｒ１１５を介
し、オペアンプＩＣ１０３に入力される。オペアンプＩ
Ｃ１０３は、抵抗Ｒ１１７を介しＣＰＵ１０５より入力
される制御信号により決定される電圧となるようフライ
バックトランスＴ１０１の直流高圧出力の定電圧制御を
行う。このときＣＰＵ１０５は正極または負極のどちら
か片方のみを出力するよう制御を行う。The output supplied to the transfer drum 102 is divided by the resistors R111, R112, R113. 21.5V connected to the resistor R113 is a reference power source, and the level is shifted so that the detected voltage does not become negative. The divided voltage is used as a detection signal by the resistor R12.
4 is input to the operational amplifier IC102. The operational amplifier IC102 performs constant voltage control of the DC high voltage output of the flyback transformer T102 so that the voltage is determined by the control signal input from the CPU 105 via the resistor R122. Similarly, the detection signal is also input to the operational amplifier IC103 via the resistor R115. Operational amplifier I
The C103 performs constant voltage control of the DC high voltage output of the flyback transformer T101 so that the voltage becomes a voltage determined by a control signal input from the CPU 105 via the resistor R117. At this time, the CPU 105 controls to output only one of the positive electrode and the negative electrode.
【００８８】また、フライバックトランスＴ１０２の出
力は、フライバックトランスＴ１０３の出力巻線の片端
に接続される。フライバックトランスＴ１０３の出力の
他端は転写出力に対し負極の高電圧を生成し、吸着ドラ
ム１０３へ出力を供給する。吸着ドラム１０３へ供給さ
れる出力は、抵抗１０３，１０４により分圧され、検出
信号として抵抗Ｒ１３４を介しオペアンプＩＣ１０１に
入力される。またＣＰＵ１０５より入力される制御信号
は抵抗Ｒ１０５を介し抵抗Ｒ１３４に供給される。オペ
アンプＩＣ１０１の他の入力は、転写ドラム１０２へ供
給される出力を、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２により分圧し
検出信号として抵抗Ｒ１３６を介し、供給される。The output of the flyback transformer T102 is connected to one end of the output winding of the flyback transformer T103. The other end of the output of the flyback transformer T103 generates a negative high voltage with respect to the transfer output, and supplies the output to the suction drum 103. The output supplied to the suction drum 103 is divided by the resistors 103 and 104 and input as a detection signal to the operational amplifier IC 101 via the resistor R134. The control signal input from the CPU 105 is supplied to the resistor R134 via the resistor R105. The other input of the operational amplifier IC101 is divided by the resistors R101 and R102 from the output supplied to the transfer drum 102 and supplied as a detection signal via the resistor R136.
【００８９】この時転写電圧をＶ１、吸着電圧をＶ２、
ＣＰＵ１０５からの吸着制御電圧をＥとすると、 （Ｒ１０３×Ｒ１０４＋Ｒ１０４×Ｒ１０５＋Ｒ１０５×Ｒ１０３）×Ｒ１０２ ×Ｖ１−（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）×Ｒ１０４×Ｒ１０５×Ｖ２＝（Ｒ１０１＋Ｒ １０２）×Ｒ１０３×Ｒ１０４×Ｅ となる。ここで、Ｒ１０１＝Ｒ１０３，Ｒ１０４＝Ｒ１
０５＝２×Ｒ１０２とすると、式は、 Ｖ１−Ｖ２＝（Ｒ１０３／Ｒ１０４）・Ｅ このようにして、本実施例によれば、吸着制御電圧Ｅが
一定ならば、吸着電圧Ｖ２と転写電圧Ｖ１の差電圧は、
転写電圧Ｖ１によらず、一定に制御されることになる。
また、各高圧電源の電圧検出回路を差電圧制御のための
回路に共用することができ、装置を低コストにできる。At this time, the transfer voltage is V1, the attraction voltage is V2,
When the adsorption control voltage from the CPU 105 is E, (R103 × R104 + R104 × R105 + R105 × R103) × R102 × V1- (R101 + R102) × R104 × R105 × V2 = (R101 + R102) × R103 × R104 × E. Here, R101 = R103, R104 = R1
Assuming that 05 = 2 × R102, the formula is: V1−V2 = (R103 / R104) · E Thus, according to this embodiment, if the adsorption control voltage E is constant, the adsorption voltage V2 and the transfer voltage V1 The voltage difference between
It is controlled to be constant regardless of the transfer voltage V1.
Further, the voltage detection circuit of each high-voltage power supply can be shared with the circuit for controlling the differential voltage, and the cost of the device can be reduced.
【００９０】（実施例１１）図１３は実施例１１の回路
図である。同図において、抵抗Ｒ１０１，Ｒ１０２，Ｒ
１０６は、転写出力を分圧し検出を行っており、検出電
圧は、抵抗Ｒ１１５を介しオペアンプＩＣ１０３に、抵
抗Ｒ１２４を介しオペアンプＩＣ１０２に、抵抗Ｒ１３
６を介しオペアンプ１０１に、それぞれ供給されてい
る。また吸着出力は抵抗Ｒ１０３，Ｒ１０４，Ｒ１０７
により分圧して検出を行い、抵抗Ｒ１３４を介しオペア
ンプＩＣ１０１の他の入力に供給される。またＣＰＵ１
０５より入力される制御信号は抵抗Ｒ１０５を介し抵抗
Ｒ１３４に供給される。他は、実施例１０と同様であ
る。同図において、２１．５Ｖの基準電圧をｅとし、他
を、実施例１０と同様に考えると、 （Ｒ１０３×Ｒ１０４×Ｒ１０７＋Ｒ１０４×Ｒ１０５×Ｒ１０７＋Ｒ１０５× Ｒ１０３×Ｒ１０７＋Ｒ１０３×Ｒ１０４×Ｒ１０５）×Ｒ１０２×Ｒ１０６× Ｖ１−（Ｒ１０１×Ｒ１０２＋Ｒ１０２×Ｒ１０６＋Ｒ１０６×Ｒ１０１）×Ｒ １０４×Ｒ１０５×Ｒ１０７×Ｖ２＝〔Ｒ１０３×Ｒ１０４×Ｒ１０５×Ｒ１０ ６×（Ｒ１０１＋Ｒ１０２）−Ｒ１０１×Ｒ１０２×Ｒ１０７×（Ｒ１０３×Ｒ １０４＋Ｒ１０４×Ｒ１０５＋Ｒ１０５×Ｒ１０３）〕ｅ＋（Ｒ１０１＋Ｒ１０ ２＋Ｒ１０２×Ｒ１０６＋Ｒ１０６×Ｒ１０１）×Ｒ１０３×Ｒ１０４×Ｒ１０ ７×Ｅ となる。ここで、Ｒ１０１＝Ｒ１０３，Ｒ１０４＝Ｒ１
０５＝２×Ｒ１０２，Ｒ１０６＝Ｒ１０７とすると、
式は、 Ｖ１−Ｖ２＝（Ｒ１０３／Ｒ１０４）・Ｅ このようにして、本実施例によれば、実施例１０と同様
に、吸着制御電圧Ｅが一定ならば、吸着電圧Ｖ２と転写
電圧Ｖ１の差電圧は、転写電圧Ｖ１によらず、一定に制
御されることとなる。また転写出力の検出抵抗の数を少
なくすることができ、装置のコストの上昇を押えること
ができる。(Eleventh Embodiment) FIG. 13 is a circuit diagram of the eleventh embodiment. In the figure, resistors R101, R102, R
Reference numeral 106 detects the voltage by dividing the transfer output, and the detected voltage is detected by the resistor R115 to the operational amplifier IC103, the resistor R124 to the operational amplifier IC102, and the resistor R13.
It is supplied to the operational amplifier 101 via 6 respectively. Also, the adsorption output is the resistance R103, R104, R107.
The voltage is divided by and is detected, and is supplied to the other input of the operational amplifier IC101 via the resistor R134. Also CPU1
The control signal input from 05 is supplied to the resistor R134 via the resistor R105. Others are the same as in the tenth embodiment. In the same figure, assuming that the reference voltage of 21.5V is e and the other points are the same as in Example 10, (R103 × R104 × R107 + R104 × R105 × R107 + R105 × R103 × R107 + R103 × R104 × R105) × R102 × R106 × V1- (R101 x R102 + R102 x R106 + R106 x R101) x R104 x R105 x R107 x V2 = [R103 x R104 x R105 x R10 6 x (R101 + R102) -R101 x R102 x R107 x (R103 x R104 + R104 x R105 + R105 x R103). )] E + (R101 + R10 2 + R102 × R106 + R106 × R101) × R103 × R104 × R10 7 × E. Here, R101 = R103, R104 = R1
If 05 = 2 × R102 and R106 = R107,
The formula is: V1-V2 = (R103 / R104) .E In this way, according to the present embodiment, if the attraction control voltage E is constant, the attraction voltage V2 and the transfer voltage V1 are the same as in the tenth embodiment. The differential voltage is controlled to be constant regardless of the transfer voltage V1. Further, the number of detection resistors for the transfer output can be reduced, and the increase in the cost of the device can be suppressed.
【００９１】なお、以上の各実施例は、電子写真方式の
複写機の高圧電源に関するものであるが、本発明はこれ
に限定されるものではなく、同様の制御を要する他の電
源装置で同様に実施することができる。Although each of the above embodiments relates to a high-voltage power source for an electrophotographic copying machine, the present invention is not limited to this, and is applicable to other power source devices that require similar control. Can be carried out.
【００９２】[0092]
【発明の効果】以上説明したように、本発明によれば、
複数の電源を連係作動させて正確な所望の出力を得るこ
とのできる電源装置を提供することができる。詳しく
は、請求項１〜請求項４に記載の発明では、正，負両方
の直流電源が可変出力となっているので、両直流電源の
出力レンジ（ダイナミックレンジ）が狭くてすみ、装置
のコストダウン，小型化，信頼性向上ができる。また、
負荷に含まれる抵抗成分，電圧源成分のあらゆる変動に
対し安定に動作する。As described above, according to the present invention,
It is possible to provide a power supply device capable of operating a plurality of power supplies in cooperation to obtain an accurate desired output. More specifically, in the inventions according to claims 1 to 4, since both positive and negative DC power supplies have variable outputs, the output range (dynamic range) of both DC power supplies can be narrow, and the device cost can be reduced. Down, downsizing and improved reliability can be achieved. Also,
Operates stably against all fluctuations in the resistance component and voltage source component contained in the load.
【００９３】請求項５記載の発明では、両方の直流電源
の差電圧を正確に制御でき、両直流電源の出力電圧検出
回路を、差電圧制御回路に共用できるので、装置のコス
トダウン，小型化ができる。According to the invention of claim 5, the differential voltage of both DC power supplies can be accurately controlled, and the output voltage detection circuit of both DC power supplies can be shared by the differential voltage control circuit. Therefore, the cost and size of the device can be reduced. You can
【図１】 実施例１の回路図FIG. 1 is a circuit diagram of a first embodiment.
【図２】 カラー複写機の転写ドラム周辺の概略図FIG. 2 is a schematic view of the periphery of a transfer drum of a color copying machine.
【図３】 カラー複写機の転写ドラム周辺の帯電器，帯
電ブラシの動作シーケンスタイミングを示す図FIG. 3 is a diagram showing operation sequence timings of a charger and a charging brush around a transfer drum of a color copying machine.
【図４】 実施例２の回路図FIG. 4 is a circuit diagram of a second embodiment.
【図５】 実施例３の回路図FIG. 5 is a circuit diagram of a third embodiment.
【図６】 実施例４の回路図FIG. 6 is a circuit diagram of a fourth embodiment.
【図７】 実施例５の回路図FIG. 7 is a circuit diagram of a fifth embodiment.
【図８】 実施例６の回路図FIG. 8 is a circuit diagram of a sixth embodiment.
【図９】 実施例７の回路図FIG. 9 is a circuit diagram of Example 7.
【図１０】 実施例８の回路図FIG. 10 is a circuit diagram of Example 8.
【図１１】 実施例９の回路図FIG. 11 is a circuit diagram of Example 9.
【図１２】 実施例１０の回路図FIG. 12 is a circuit diagram of Example 10.
【図１３】 実施例１１の回路図FIG. 13 is a circuit diagram of Example 11.
１３，１４，１５ 誤差増幅器 Ｄ１，Ｄ２ 高圧ダイオード Ｄ３，Ｄ４ ダイオード Ｔ１，Ｔ２ 高圧トランス 13, 14, 15 Error amplifier D1, D2 High voltage diode D3, D4 Diode T1, T2 High voltage transformer
Claims (5)
の直流電源の一方の出力端に、この出力端と同極性の出
力端を接続した第２の直流電源とを備え、前記第１の直
流電源の他方の出力端と、前記第２の直流電源の他方の
出力端を当該電源装置の出力端とした電源装置であっ
て、当該電源装置の出力に応じて、前記第１の直流電源
と前記第２の直流電源とから１つの直流電源を選択し作
動させる選択・作動手段を備えたことを特徴とする電源
装置。1. A first direct-current power source with variable output, and the first direct-current power source.
A second DC power supply having an output end having the same polarity as the output end connected to one output end of the DC power supply, and the other output end of the first DC power supply and the second DC power supply. Is a power supply device in which the other output end of the power supply device is the output end of the power supply device, and one DC power supply is selected from the first DC power supply and the second DC power supply according to the output of the power supply device. A power supply device characterized in that it is provided with a selection / operation means for activating it.
の直流電源の一方の出力端に、この出力端と同極性の出
力端を接続した第２の直流電源とを備え、前記第１の直
流電源の他方の出力端と、前記第２の直流電源の他方の
出力端を当該電源装置の出力端とした電源装置であっ
て、当該電源の出力電流をその基準値と比較する誤差増
幅器と、この誤差増幅器の出力レベルの中間値をしきい
値として、前記第１の直流電源，前記第２の直流電源か
ら１つの直流電源を選択し作動させる選択・作動手段
と、この選択・作動手段で選択した直流電源に前記誤差
増幅器の出力を供給してフィードバック制御を行うフィ
ードバック制御手段とを備えたことを特徴とする電源装
置。2. A first direct-current power supply having a variable output, and the first direct-current power supply.
A second DC power supply having an output end having the same polarity as the output end connected to one output end of the DC power supply, and the other output end of the first DC power supply and the second DC power supply. A power supply device in which the other output end of the power supply device is used as the output end of the power supply device, the error amplifier that compares the output current of the power supply with its reference value, and the intermediate value of the output level of this error amplifier Selecting and operating one DC power supply from the first DC power supply and the second DC power supply, and supplying the output of the error amplifier to the DC power supply selected by the selection and operation means A power supply device comprising a feedback control means for performing feedback control.
の直流電源の出力端に、この出力端と同極性の出力端を
接続した第２の直流電源とを備え、前記第１の直流電源
の他方の出力端と、前記第２の直流電源の他方の出力端
を当該電源装置の出力端とした電源装置であって、当該
電源装置の出力電流をその基準値と比較する第１の誤差
増幅器と、該当電源装置の出力電圧をその基準値と比較
する第２の誤差増幅器と、前記第１の誤差増幅器，前記
第２の誤差増幅器から１つの誤差増幅器を選択する選択
手段と、この選択手段で選択した誤差増幅器の出力レベ
ルの中間値をしきい値として、前記第１の直流電源，前
記第２の直流電源から１つの直流電源を選択し作動させ
る選択・作動手段と、この選択・作動手段で選択した直
流電源に、前記選択手段で選択した誤差増幅器の出力を
供給してフィードバック制御を行うフィードバック制御
手段とを備えたことを特徴とする電源装置。3. A first direct-current power source having a variable output and the first direct-current power source.
And a second DC power supply having an output end having the same polarity as the output end connected to the output end of the DC power supply, and the other output end of the first DC power supply and the other of the second DC power supply. Of the power supply device having the output end of the power supply device as an output end of the power supply device, the first error amplifier comparing the output current of the power supply device with its reference value, and the output voltage of the power supply device with its reference value. A second error amplifier, a selection means for selecting one error amplifier from the first error amplifier and the second error amplifier, and an intermediate value of the output level of the error amplifier selected by the selection means. As a value, selection / operation means for selecting and operating one DC power supply from the first DC power supply and the second DC power supply, and the DC power supply selected by this selection / operation means are selected by the selection means. Supply and feed the output of the error amplifier Power supply being characterized in that a feedback control means for performing click control.
圧，過電流の少なくとも一方の検出手段を備え、この検
出手段の検出出力で選択状態が反転されるものであるこ
とを特徴とする請求項３記載の電源装置。4. The selection means comprises at least one of detection means for overvoltage and overcurrent of the output of the power supply device, and the selection state is inverted by the detection output of this detection means. Item 3. The power supply device according to item 3.
の第２の直流電源と、前記第１の直流電源の出力電圧と
前記第２の直流電源の出力電圧と制御信号にもとづい
て、前記第１の直流電源の出力電圧と前記第２の直流電
源の出力電圧の差電圧が所望の値になるように、前記第
２の直流電源の出力電圧を制御する制御手段とを備えた
ことを特徴とする電源装置。5. A variable output first DC power supply, an output variable second DC power supply, an output voltage of the first DC power supply, an output voltage of the second DC power supply, and a control signal. A control means for controlling the output voltage of the second DC power supply so that the difference voltage between the output voltage of the first DC power supply and the output voltage of the second DC power supply has a desired value. A power supply device characterized by the above.
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