JPH0628513B2 - AC voltage distortion elimination circuit - Google Patents
AC voltage distortion elimination circuitInfo
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- JPH0628513B2 JPH0628513B2 JP57138917A JP13891782A JPH0628513B2 JP H0628513 B2 JPH0628513 B2 JP H0628513B2 JP 57138917 A JP57138917 A JP 57138917A JP 13891782 A JP13891782 A JP 13891782A JP H0628513 B2 JPH0628513 B2 JP H0628513B2
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Description
【発明の詳細な説明】 この発明は、例えば商用交流電圧から雑音等による正弦
波形の歪を除去する交流電圧歪除去回路に関する。The present invention relates to an AC voltage distortion elimination circuit for eliminating sinusoidal waveform distortion due to noise or the like from a commercial AC voltage, for example.
一般に、アンプ、チューナあるいはカセットデッキ等の
オーデイオ機器は、商用交流電圧（AC１００Ｖ）をその
まま整流および平滑して直流電圧を生成し、この直流電
圧を用いて機器各部の回路を動作させている。したがつ
て、商用交流電圧が、その電圧の変動、周波数の時間的
ゆらぎ、あるいは他の電子機器（または電気機器等）が
発生する雑音等によつて歪むと、前記直流電圧あるい
は、この直流電圧に対応する接地電位が変動し、これに
よつてオーデイオ信号中に歪あるいは雑音が発生してし
まうという問題がある。この問題は、特にオーデイオ信
号を直接増幅するアンプ等では無視することができず、
例えば、マニアの間では周囲が寝静まつた深夜に最も良
質の音が得られるとか、あるいは、使用時間帯で音質に
変化があると言われている。In general, audio equipment such as an amplifier, a tuner, or a cassette deck rectifies and smoothes a commercial AC voltage (AC100V) as it is to generate a DC voltage, and the DC voltage is used to operate the circuits of various parts of the equipment. Therefore, when the commercial AC voltage is distorted due to fluctuations in the voltage, temporal fluctuations in frequency, or noise generated by other electronic devices (or electrical devices, etc.), the DC voltage or this DC voltage There is a problem that the ground potential corresponding to the above fluctuates, which causes distortion or noise in the audio signal. This problem cannot be ignored especially with amplifiers that directly amplify audio signals,
For example, among enthusiasts, it is said that the highest quality sound is obtained at midnight when the surroundings are asleep, or that the sound quality changes depending on the time of use.
このような問題を解決する手段としては、商用交流電圧
そのものを、例えば鉄共振を利用した交流定電圧回路を
用いて定電圧化することが考えられるが、このような手
段では、装置が大掛かりになるから家庭用のオーデイオ
機器等には不向きであり、またコストも高く、かつ共振
音も無視することができないという問題がある。As a means for solving such a problem, it is conceivable that the commercial AC voltage itself is made into a constant voltage by using, for example, an AC constant voltage circuit using ferroresonance. Therefore, there is a problem that it is not suitable for audio equipment for home use, the cost is high, and the resonance sound cannot be ignored.
この発明は、以上の事情に鑑みてなされたもので、その
目的とするところは、交流電圧から雑音等による波形の
歪を極めて効果的に除去することができ、しかも回路構
成が簡単であつて安価な交流電圧歪除去回路を提供する
ことにある。そしてこの発明の特徴は、入力される交流
電圧の波形を矩形波に変換する矩形波生成手段および前
記矩形波を正弦波にする正弦波生成手段からなり前記交
流電圧に同期した一定波形の同期信号を出力する同期信
号発生手段と、前記交流電圧と前記同期信号とを比較し
て前記交流信号に含まれる歪成分を検出する歪検出手段
と、前記交流電圧に前記歪検出手段の検出出力を加算し
てこの歪成分を相殺するようにしたものである。The present invention has been made in view of the above circumstances, and an object thereof is to be able to extremely effectively remove waveform distortion due to noise or the like from an AC voltage, and to provide a simple circuit configuration. An object is to provide an inexpensive AC voltage distortion removing circuit. A feature of the present invention is that a synchronization signal of a constant waveform synchronized with the AC voltage is composed of a rectangular wave generation unit that converts a waveform of an input AC voltage into a rectangular wave and a sine wave generation unit that converts the rectangular wave into a sine wave. And a distortion detection means for comparing the AC voltage and the synchronization signal to detect a distortion component included in the AC signal, and a detection output of the distortion detection means to the AC voltage. Then, this distortion component is canceled.
以下、この発明を、商用交流電圧の歪を除去する回路に
適用した場合について図面を参照しながら詳細に説明す
る。Hereinafter, a case where the present invention is applied to a circuit for removing distortion of a commercial AC voltage will be described in detail with reference to the drawings.
第１図は、この実施例の構成を示す回路図である。この
図において、１ａ，１ｂは歪を含んだ商用交流電圧（例
えばAC１００Ｖ）が入力される入力端子を示し、２はこ
の交流電圧の周波数に同期した歪のない正弦波（同期信
号）を発生する同期信号発生回路（同期信号発生手段）
を示し、また、一点鎖線で囲む３は前記交流電圧の歪成
分を検出すると共に、同交流電圧にこの歪成分を加算し
て歪を除去する歪除去回路（歪検出手段および加算手
段）を示し、４ａ，４ｂは歪の除去された交流電圧が出
力される出力端子を示している。以下、これら各部の接
続を詳述すると、入力端子１ａは同期信号発生回路２の
一方の入力端子２ａに接続されると共に、出力端子４ａ
に接続され、入力端子１ｂは同期信号発生回路２の他方
の入力端子２ｂに接続されると共に、直流電圧源５ａ
（電圧はＥ）の負側端子と直流電圧源５ｂ（電圧はＥ）
の正側端子とに各々接続されている。前記同期信号発生
回路２は、入力端子２ａ，２ｂ間に供給される交流電圧
に周波数および位相が同期した歪のない正弦波の同期信
号を発生し、この同期信号を出力端子２ｃから出力する
もので、この出力端子２ｃは抵抗６（値Ｒ１）を介して
増幅器７の反転入力端子に接続されている。この増幅器
７の反転入力端子と同増幅器８の出力端子との間には、
抵抗８（値Ｒ２）が介挿され、同出力端子は出力端子４
ｂに接続されている。一方、前記入力端子１ａ，１ｂの
間には、抵抗９（値Ｒ３）と抵抗１０（値Ｒ４）が順次
直列に接続され、これら両抵抗９，１０の接続点は、増
幅器７の非反転入力端子に接続されている。そして、同
期信号発生回路２の正負電源端子２ｄ，２ｅおよび増幅
器７の正負電源端子７ａ，７ｂには直流電圧源５ａの正
側端子と直流電圧源５ｂの負側端子から各々電源電圧＋
Ｅ，−Ｅが供給されるようになつている。FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of this embodiment. In the figure, reference numerals 1a and 1b denote input terminals to which a commercial AC voltage containing distortion (for example, AC100V) is input, and 2 generates a distortion-free sine wave (synchronous signal) synchronized with the frequency of this AC voltage. Synchronous signal generation circuit (synchronous signal generation means)
3 indicates a distortion component of the AC voltage, and a distortion removal circuit (distortion detection means and addition means) for adding the distortion component to the AC voltage to remove the distortion. Reference numerals 4a and 4b denote output terminals to which an AC voltage from which distortion has been removed is output. The connection of these respective parts will be described in detail below. The input terminal 1a is connected to one of the input terminals 2a of the synchronization signal generating circuit 2 and the output terminal 4a.
The input terminal 1b is connected to the other input terminal 2b of the synchronization signal generating circuit 2 and the DC voltage source 5a
(Voltage is E) negative terminal and DC voltage source 5b (voltage is E)
Are respectively connected to the positive side terminals of. The synchronizing signal generating circuit 2 generates a distortion-free sine wave synchronizing signal whose frequency and phase are synchronized with the AC voltage supplied between the input terminals 2a and 2b, and outputs this synchronizing signal from the output terminal 2c. The output terminal 2c is connected to the inverting input terminal of the amplifier 7 via the resistor 6 (value R 1 ). Between the inverting input terminal of the amplifier 7 and the output terminal of the amplifier 8,
A resistor 8 (value R 2 ) is inserted, and the output terminal is the output terminal 4
connected to b. On the other hand, a resistor 9 (value R 3 ) and a resistor 10 (value R 4 ) are sequentially connected in series between the input terminals 1a and 1b, and the connection point between these resistors 9 and 10 is a non-contact point of the amplifier 7. It is connected to the inverting input terminal. Then, the positive and negative power supply terminals 2d and 2e of the synchronizing signal generating circuit 2 and the positive and negative power supply terminals 7a and 7b of the amplifier 7 are respectively fed from the positive side terminal of the DC voltage source 5a and the negative side terminal of the DC voltage source 5b to the power supply voltage +
E, -E are supplied.
次に、以上の構成におけるこの実施例の動作を、入力端
子１ｂにおける電圧を基準にして説明する。Next, the operation of this embodiment having the above configuration will be described with reference to the voltage at the input terminal 1b.
まず、入力端子１ａ，１ｂ間に供給される商用交流電圧
を、歪を含まない電圧Ｖと歪電圧ｄ（歪成分）との和に
よつて表わす。この場合、同期信号発生回路２の出力端
子２ｃには、電圧Ｖに周波数および位相が同期した歪の
ない正弦波の電圧ｋ・Ｖ（ただしｋは定数）が得られ
る。一方、入力端子１ａから増幅器７の出力端子までの
間の伝達特性Ａ１は、入力端子１ｂの電位と同期信号発
生回路２の出力端子２ｃの電位とが等しいとすれば、 であり、また同期信号発生回路２の出力端子２ｃから増
幅器７の出力端子までの間の伝達特性Ａ２は、入力端子
１ｂの電位と入力端子１ａの電位とが等しいとすれば、 である。したがつて、増幅器７の出力端子に得られる電
圧ＶＸは、これら伝達特性に重ね合せの理が成立するの
で、 となる。First, the commercial AC voltage supplied between the input terminals 1a and 1b is represented by the sum of the voltage V that does not include distortion and the distortion voltage d (distortion component). In this case, an undistorted sinusoidal voltage k · V (where k is a constant) whose frequency and phase are synchronized with the voltage V is obtained at the output terminal 2c of the synchronization signal generation circuit 2. On the other hand, the transfer characteristic A 1 from the input terminal 1a to the output terminal of the amplifier 7 is as follows, if the potential of the input terminal 1b is equal to the potential of the output terminal 2c of the synchronizing signal generating circuit 2. If the potential of the input terminal 1b and the potential of the input terminal 1a are equal, the transfer characteristic A 2 from the output terminal 2c of the synchronization signal generating circuit 2 to the output terminal of the amplifier 7 is Is. Therefore, since the voltage V X obtained at the output terminal of the amplifier 7 is superposed on these transfer characteristics, Becomes
ここで、Ｒ1＝Ｒ4，Ｒ2＝Ｒ3と設定すれば、(3)式は、 となる。したがつてＲ１，Ｒ２を更に となるように各々設定すれば、(4)式は、 ＶＸ＝ｄ ……(5) となる。すなわち、Ｒ１〜Ｒ４をＲ1＝Ｒ4，Ｒ2＝Ｒ3， となるように各々設定すれば、出力端子４ｂの電圧はｄ
になるから、出力端子４ａ，４ｂ間に得られる電圧は、
歪電圧ｄが相殺されて、Ｖだけになることが解る。Here, if R 1 = R 4 and R 2 = R 3 are set, then equation (3) becomes Becomes Therefore, R 1 and R 2 If each is set so that, the equation (4) becomes V X = d (5). That is, R 1 to R 4 are replaced by R 1 = R 4 , R 2 = R 3 , And the voltage at the output terminal 4b is d
Therefore, the voltage obtained between the output terminals 4a and 4b is
It can be seen that the distorted voltage d is canceled out to become V only.
なお、この第１図に示す実施例において、定数ｋが「1/
20」であるとして、Ｒ１およびＲ４を１ＫΩ、またＲ２
およびＲ３を２０ＫΩに各々設定した場合、入力される
交流電圧（Ｖ＋ｄ）がAC１００Ｖであれば、増幅器７の
各入力端子の電圧は±７Ｖを越えることはないから、直
流電圧源５ａ，５ｂの電圧Ｅは、各々１０Ｖ程度で充分
であり、したがつて出力端子４ａ，４ｂ間に流す負荷電
流が大きくても、前記歪除去回路３（特に増幅器７）に
おける損失は極めて少ない。例えば、この損失は前記負
荷電流が１Ａ程度の時、最大で２０〜３０Ｗ程度であ
る。In the embodiment shown in FIG. 1, the constant k is "1 /
20 ", R 1 and R 4 are 1 KΩ, and R 2
And if you set respectively R 3 to 20K Ohms, if an AC voltage input (V + d) is AC100V, the voltage of the input terminal of the amplifier 7 because it will not exceed ± 7V, DC voltage source 5a, 5b of the It is sufficient for each voltage E to be about 10 V, so that even if the load current flowing between the output terminals 4a and 4b is large, the loss in the distortion removing circuit 3 (particularly the amplifier 7) is extremely small. For example, this loss is about 20 to 30 W at maximum when the load current is about 1A.
次に第２図は、第１図に示した実施例の具体回路の一例
を示し、この図において第１図の各部に対応する部分に
は各々同一の符号が付してある。Next, FIG. 2 shows an example of the specific circuit of the embodiment shown in FIG. 1, and in this figure, the parts corresponding to the respective parts of FIG.
第２図において、直流電圧源５は、トランス１１と、こ
のトランス１１の２次巻線１１ａの出力を整流するブリ
ツジ形の整流回路１２と、この整流回路１２の正負整流
出力を各々平滑する平滑用のコンデンサ１３ａ，１３ｂ
とを有してなるもので、端子１４ａに電圧＋Ｅが、また
端子１４ｂには電圧−Ｅが各々得られるようになつてい
る。また増幅器７は、抵抗６，８の接続点の電位と、抵
抗９，１０の接続点の電位とを差動増幅する差動増幅部
１５（歪検出手段）と、この差動増幅部１５の出力にバ
イアス電圧を付与するバイアス部１６と、このバイアス
部１６によつてバイアスが付与された前記差動増幅部１
５の出力によつて駆動させる電圧増幅部１７（加算手
段）とから構成されている。In FIG. 2, a DC voltage source 5 includes a transformer 11, a bridge-type rectifier circuit 12 that rectifies the output of the secondary winding 11a of the transformer 11, and a smoothing unit that smoothes positive and negative rectified outputs of the rectifier circuit 12. Capacitors 13a and 13b
The voltage + E is obtained at the terminal 14a and the voltage -E is obtained at the terminal 14b. Further, the amplifier 7 includes a differential amplification section 15 (distortion detection means) that differentially amplifies the potential at the connection point of the resistors 6 and 8 and the potential at the connection point of the resistors 9 and 10, and the differential amplification section 15. A bias unit 16 for applying a bias voltage to the output, and the differential amplifier unit 1 biased by the bias unit 16.
It is composed of a voltage amplifying section 17 (adding means) which is driven by the output of 5.
次に、第３図は、第１図に示した実施例における同期信
号発生回路２の具体回路の一例を示す回路図である。Next, FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a concrete circuit of the synchronizing signal generating circuit 2 in the embodiment shown in FIG.
この図において、１８は入力端子２ａに入力される交流
電圧を入力端子２ｂの電位と比較する第１の比較器であ
り、１９はこの比較器１８の出力電圧をツエナーダイオ
ード２０のツエナー電圧ＶＺによつて電圧＋ＶＺと電圧
−ＶＺとを上下限値として制限する第１のリミツタ回路
である。また、２１はこのリミツタ回路１９の出力を積
分する第１のミラー積分回路、２２はこの第１のミラー
積分回路２１の出力電圧を入力端子２ｂの電位と比較す
る第２の比較器である。さらに、２３はこの第２の比較
器２２の出力電圧をツエナーダイオード２４のツエナー
電圧ＶZ′によつて＋ＶZ′と−ＶZ′とを各々上下限値
として制限する第２のリツタ回路であり、また２５はこ
の第２のリミツタ回路２３の出力を積分する第２のミラ
ー積分回路であり、またサインシエーパ２６はこの第２
のミラー積分回路２５の出力（この出力は三角波であ
る）を正弦波に変換する回路である。なお、この図にお
いて、比較器１８，２２は、オープンコレクタ出力とな
つているため、これら各出力端子には、正電圧を供給す
るための抵抗と、正負の出力特性を調整するためのダイ
オードが各々接続されている。In the figure, 18 is a first comparator for comparing the AC voltage input to the input terminal 2a with the potential of the input terminal 2b, and 19 is the output voltage of the comparator 18 for the zener voltage V Z of the zener diode 20. Is a first limiter circuit that limits the voltage + V Z and the voltage −V Z as upper and lower limit values. Reference numeral 21 is a first Miller integrating circuit that integrates the output of the limiter circuit 19, and 22 is a second comparator that compares the output voltage of the first Miller integrating circuit 21 with the potential of the input terminal 2b. Further, 23 is a second resistor circuit which limits the output voltage of the second comparator 22 by the zener voltage V Z ′ of the zener diode 24 to set + V Z ′ and −V Z ′ as upper and lower limit values, respectively. And 25 is a second Miller integrator circuit that integrates the output of the second limiter circuit 23, and the sine shear 26 is the second mirror integrator circuit.
Is a circuit for converting the output of the Miller integrator circuit 25 (this output is a triangular wave) into a sine wave. In this figure, since the comparators 18 and 22 are open collector outputs, a resistor for supplying a positive voltage and a diode for adjusting positive and negative output characteristics are provided at each of these output terminals. Each is connected.
この第３図に示す回路によれば、入力端子２ａ，２ｂ間
に第４図(イ)に示すような交流電圧（この交流電圧には
通常歪が含まれている）が印加されると、この交流電圧
は比較器１８によつて入力端子２ｂの電位と比較され、
かつこの比較器１８の比較出力はリミツタ回路１９によ
つて上下限値が制限されるから、リミツタ回路１９の出
力端には、同図(ロ)に示すような位相が反転した矩形波
が得られる。そしてこの第４図(ロ)の信号は、ミラー積
分回路２１によつて積分されるから、このミラー積分回
路２１の出力端には、同図(ハ)に示すような三角波が得
られる。次に、この三角波は、比較器２２によつて、入
力端子２ｂの電位と比較され、かつこの比較出力はリミ
ツタ回路２３によつて上下限値が制限されるから、この
リミツタ回路２３の出力端には、第４図(ニ)に示すよう
な矩形波が得られる。そして、この矩形波は、ミラー積
分回路２５によつて積分されるから、このミラー積分回
路２５の出力端には第４図(ホ)に示すような三角波、す
なわち前記入力端子２ａに印加された交流電圧と周波数
および位相が完全に同期した三角波が得られる。この三
角波は、サインシエーパ２６によつて正弦波（第４図
(ヘ)）に変換された後、出力端子２ｃから出力される。According to the circuit shown in FIG. 3, when an AC voltage as shown in FIG. 4 (A) (this AC voltage usually contains distortion) is applied between the input terminals 2a and 2b, This AC voltage is compared with the potential of the input terminal 2b by the comparator 18,
Moreover, since the upper and lower limit values of the comparison output of the comparator 18 are limited by the limiter circuit 19, a rectangular wave whose phase is inverted is obtained at the output terminal of the limiter circuit 19, as shown in FIG. To be Since the signal shown in FIG. 4B is integrated by the Miller integrating circuit 21, a triangular wave as shown in FIG. 4C is obtained at the output end of the Miller integrating circuit 21. Next, this triangular wave is compared with the potential of the input terminal 2b by the comparator 22, and the upper and lower limit values of this comparison output are limited by the limiter circuit 23, so the output terminal of this limiter circuit 23. , A rectangular wave as shown in FIG. 4 (d) is obtained. Since this rectangular wave is integrated by the Miller integrating circuit 25, a triangular wave as shown in FIG. 4 (e), that is, the input terminal 2a, is applied to the output terminal of the Miller integrating circuit 25. A triangular wave is obtained in which the frequency and phase are perfectly synchronized with the AC voltage. This triangular wave is a sine wave (see FIG.
(F)) and then output from the output terminal 2c.
次に、第５図は、第４図に示した同期信号発生回路２に
おけるサインシエーパ２６の具体回路の一例を示す回路
図である。Next, FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a concrete circuit of the sign separator 26 in the synchronizing signal generating circuit 2 shown in FIG.
この図に示すサインシエーパ２６は、入力端子２６ａに
供給される三角波の電圧（ミラー積分回路２５の出力）
と、基準となる電位（入力端子２ｂの電位）とを比較す
る比較器２７と、この比較器２７の出力端子と基準電位
との間に順次直列に接続された分圧用の抵抗２８−１〜
２８−ｎと、これら抵抗２８−１〜２８−ｎの各接続点
に得られる電圧Ｖ-1〜Ｖ-(n-1)と前記入力端子２６ａの
電位とを各々比較する比較器２９−１〜２９-(n-1)と、
これら比較器２９−１〜２９-(n-1)の各出力端子と出力
端子２６ｂとの間に各々介挿される抵抗３０−１（値γ
-1）〜抵抗３０-(n-1)（値γ-(n-1)）と、入力端子２６
ａと出力端子２６ｂとの間に介挿された抵抗３１（値γ
-0）とを有して構成されたものである。この場合、比較
器２７は、その入力端子の電位が入力端子の電位よ
り高ければその出力端子から正の所定電圧を出力し、ま
たこの逆の入力条件においては、同出力端子から負の所
定電圧を出力する。また、各比較器２９−１〜２９
-(n-1)は、入力端子の電位が入力端子の電位より高
ければ出力端子が基準電位に対して低インピーダンスと
なり、またこの逆の入力条件においては同出力端子が高
インピーダンスになる。The sine shear 26 shown in this figure has a triangular wave voltage (output of the Miller integrating circuit 25) supplied to the input terminal 26a.
And a reference potential (potential of the input terminal 2b), and a voltage dividing resistor 28 −1 connected in series between the output terminal of the comparator 27 and the reference potential.
28 -n and, resistors 28 -1 ~ 28 -n voltage V -1 ~V obtained in each connection point - (n-1) and the comparator 29 -1 to each compares the potential of the input terminal 26a ~ 29- (n-1) ,
A resistor 30 −1 (value γ is inserted between each output terminal of the comparators 29 −1 to 29 − (n−1) and the output terminal 26 b.
-1 ) to resistance 30- (n-1) (value γ- (n-1) ) and input terminal 26
a and a resistor 31 (value γ
-0 ) and is configured. In this case, the comparator 27 outputs a positive predetermined voltage from its output terminal if the potential of its input terminal is higher than the potential of its input terminal, and under the reverse input condition, it outputs a predetermined negative voltage from the same output terminal. Is output. In addition, each of the comparators 29 −1 to 29
With-(n-1) , if the potential of the input terminal is higher than the potential of the input terminal, the output terminal has a low impedance with respect to the reference potential, and under the reverse input condition, the output terminal has a high impedance.
しかして、この第５図に示すサインシエーパ２６によれ
ば、ｎ＝４とし、かつ抵抗２８−１〜２８-4の各抵抗値
を比較器２７の出力電圧の各分圧電圧Ｖ1〜Ｖ3（または
電圧-Ｖ1〜-Ｖ3）が各々第６図に示すような電圧レベル
になるように設定すれば、同図に示すように三角波の電
圧Ｖａが入力端子２６ａに供給された場合、同電圧Ｖａ
がＯＡから電圧Ｖ３に到達するまでは、比較器２９−１
〜２９−３の出力端子は全て高インピーダンスであるか
ら、出力端子２６ｂの電圧Ｖｂは電圧Ｖａに等しくな
り、また電圧Ｖａが電圧Ｖ３を越え電圧Ｖ２に到達する
までは比較器２９−３の出力端子だけが低インピーダン
スとなつて同出力端子が基準電位になるから、電圧Ｖｂ
は に従つて緩やかに上昇し、また電圧Ｖａが電圧Ｖ２を越
えて電圧Ｖ１に到達するまでは、比較器２９−２，２９
−３の各出力端子が共に基準電位になるから、電圧Ｖｂ
は に従つてより緩やかに上昇し、また電圧Ｖａが電圧Ｖ１
を越えて上限値に到達するまでは、比較器２９−１〜２
９−３の各出力端子が全て基準電位になるから、電圧Ｖ
ｂは に従つて更に緩やかに上昇する。なお、電圧Ｖａが上限
値から下限値まで下降する間、および同電圧Ｖａが下限
値からＯＶに上昇するまでの間においても上述した動作
原理に基づいて電圧Ｖｂが変化する。Therefore, according to the sine shear 26 shown in FIG. 5, n = 4 and the resistance values of the resistors 28 -1 to 28 -4 are set to the divided voltages V 1 to V 3 of the output voltage of the comparator 27. (or voltage -V 1 ~-V 3) is set so that becomes the voltage level shown in each FIG. 6, when the voltage V a of the triangular wave as shown in the figure is supplied to an input terminal 26a , The same voltage V a
Until the voltage reaches the voltage V 3 from OA, the comparator 29 −1
To 29 because the output terminal of -3 are all high impedance, the output voltage V b of the terminal 26b is equal to the voltage V a, also until the voltage V a reaches the voltage V 2 exceeds the voltage V 3 comparator Since only the output terminal of 29 -3 has a low impedance and the output terminal has a reference potential, the voltage V b
Is In accordance connexion slowly rises, also until the voltage V a reaches the voltages V 1 exceeds the voltage V 2, the comparator 29 -2, 29
Since each output terminal of -3 becomes the reference potential, the voltage V b
Is Gradually increases from the accordance connexion to, and the voltage V a is voltages V 1
Until the upper limit is exceeded and the comparators 29 −1 to 2
9 from the output terminals of the -3 all become a reference potential, the voltage V
b is Following this, it rises more gradually. Incidentally, the voltage V b varies based on the operating principle described above also during the period from the voltage V a is an upper limit value to between lowered to the lower limit value, and the voltage V a is increased to OV from the lower limit value.
しかして、この第６図に示すようなサインシエーパ２６
によれば、ｎとして適切な値を選択すれば、入力される
三角波の電圧Ｖａを、極めて正弦波に近い電圧Ｖｂに変
換することができる。Then, the sign separator 26 as shown in FIG.
According to the above, if an appropriate value is selected as n, the input triangular wave voltage V a can be converted into a voltage V b that is extremely close to a sine wave.
以上の説明から明らかなように、この発明による交流電
圧歪除去回路は、入力される交流電圧の波形を矩形波に
変換する矩形波生成手段および前記矩形波を正弦波にす
る正弦波生成手段からなり前記交流電圧に同期した一定
波形の同期信号を出力する同期信号発生手段と、前記交
流電圧と前記同期信号とを比較して前記交流信号に含ま
れる歪成分を検出する歪検出手段と、前記交流電圧に前
記歪検出手段の検出出力を加算して同歪成分を相殺する
ようにしたので、以下の効果を奏することができる。As is clear from the above description, the AC voltage distortion eliminating circuit according to the present invention is composed of a rectangular wave generating means for converting the waveform of the input AC voltage into a rectangular wave and a sine wave generating means for converting the rectangular wave into a sine wave. A sync signal generating means for outputting a sync signal having a constant waveform synchronized with the AC voltage; a distortion detecting means for comparing the AC voltage with the sync signal to detect a distortion component contained in the AC signal; Since the detection output of the distortion detecting means is added to the AC voltage to cancel the same distortion component, the following effects can be obtained.
歪を含んだ商用交流電圧を一旦矩形波にしてからサイ
ン波にしているので、周波数および位相が完全に同期し
た基準信号が得られる。したがって、歪成分を高精度に
抽出して打ち消すことができる。Since the commercial AC voltage containing distortion is once made into a rectangular wave and then made into a sine wave, a reference signal whose frequency and phase are perfectly synchronized can be obtained. Therefore, the distortion component can be accurately extracted and canceled.
また、新たにサイン波を生成するようにしているの
で、基準信号は常に正確なサイン波となる。この場合
に、生成されるサイン波は、入力交流電圧の電圧値の変
動の影響を受けないから、電圧変動成分も良好に検出す
ることができる。Further, since the sine wave is newly generated, the reference signal is always an accurate sine wave. In this case, the generated sine wave is not affected by the fluctuation of the voltage value of the input AC voltage, so that the voltage fluctuation component can be detected well.
さらに、歪成分だけを用いて歪を除去するから、必要
とされる電力は極めて少なく、しかも回路構成が簡単で
あるから安価に提供することが可能であり、過程用のオ
ーディオ機器等に用いて好適である。Furthermore, since the distortion is removed using only the distortion component, the required power is extremely low, and the circuit configuration is simple, so it can be provided at a low cost, and it can be used in audio equipment for processes. It is suitable.
【図面の簡単な説明】 第１図はこの発明の一実施例の構成を示す回路図、第２
図は同実施例の具体回路の一例を示す回路図、第３図は
同実施例における同期信号発生回路２の具体回路の一例
を示す回路図、第４図は同具体回路の動作を説明するた
めの波形図、第５図は第４図に示す回路におけるサイン
シエーパ２６の具体回路の一例を示す回路図、第６図は
同具体回路の動作を説明するための波形図である。 １ａ，１ｂ……入力端子、２……同期信号発生手段（同
期信号発生回路）、３……歪検出手段および加算手段
（歪除去回路）、４ａ，４ｂ……出力端子、５，５ａ，
５ｂ……直流電圧源、６，８，９，１０……抵抗、７…
…増幅器。BRIEF DESCRIPTION OF THE DRAWINGS FIG. 1 is a circuit diagram showing the configuration of an embodiment of the present invention, and FIG.
FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a concrete circuit of the same embodiment, FIG. 3 is a circuit diagram showing an example of a concrete circuit of the synchronizing signal generating circuit 2 in the embodiment, and FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a concrete circuit of the sign separator 26 in the circuit shown in FIG. 4, and FIG. 6 is a waveform diagram for explaining the operation of the concrete circuit. 1a, 1b ... Input terminals, 2 ... Sync signal generating means (sync signal generating circuit), 3 ... Distortion detecting means and adding means (distortion removing circuit), 4a, 4b ... Output terminals, 5, 5a,
5b ... DC voltage source, 6,8,9,10 ... resistor, 7 ...
…amplifier.
Claims (1)
する矩形波生成手段および前記矩形波を正弦波にする正
弦波生成手段からなり前記交流電圧に同期した一定波形
の同期信号を出力する同期信号発生手段と、 前記交流電圧と前記同期信号とを比較して前記交流信号
に含まれる歪成分を検出する歪検出手段と、 前記交流電圧に前記歪検出手段の検出出力を加算する加
算手段とを具備してなる交流電圧歪除去回路。1. A synchronous signal having a constant waveform synchronized with the AC voltage, comprising: a rectangular wave generating means for converting a waveform of an input AC voltage into a rectangular wave; and a sine wave generating means for converting the rectangular wave into a sine wave. Synchronization signal generating means, distortion detecting means for detecting the distortion component included in the AC signal by comparing the AC voltage with the synchronizing signal, and addition for adding the detection output of the distortion detecting means to the AC voltage. An AC voltage distortion elimination circuit comprising:
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138917A JPH0628513B2 (en) | 1982-08-10 | 1982-08-10 | AC voltage distortion elimination circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57138917A JPH0628513B2 (en) | 1982-08-10 | 1982-08-10 | AC voltage distortion elimination circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5928879A JPS5928879A (en) | 1984-02-15 |
| JPH0628513B2 true JPH0628513B2 (en) | 1994-04-13 |
Family
ID=15233159
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57138917A Expired - Lifetime JPH0628513B2 (en) | 1982-08-10 | 1982-08-10 | AC voltage distortion elimination circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0628513B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020257052A1 (en) | 2019-06-18 | 2020-12-24 | Hubbell Incorporated | Alternating current (ac) voltage regulator and method of operating the same |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| CN102124649B (en) | 2008-08-18 | 2014-12-10 | 日本电信电话株式会社 | Vector synthesis type phase shifter, optical transceiver, and control circuit correction |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS55141931A (en) * | 1979-04-24 | 1980-11-06 | Tokyo Shibaura Electric Co | Harmonic wave eliminator |
-
1982
- 1982-08-10 JP JP57138917A patent/JPH0628513B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO2020257052A1 (en) | 2019-06-18 | 2020-12-24 | Hubbell Incorporated | Alternating current (ac) voltage regulator and method of operating the same |
| EP3987378A4 (en) * | 2019-06-18 | 2023-06-21 | Hubbell Incorporated | Alternating current (ac) voltage regulator and method of operating the same |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5928879A (en) | 1984-02-15 |
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