JPH0627790B2 - 誘導電動機の定数測定方法 - Google Patents
誘導電動機の定数測定方法Info
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- JPH0627790B2 JPH0627790B2 JP18148985A JP18148985A JPH0627790B2 JP H0627790 B2 JPH0627790 B2 JP H0627790B2 JP 18148985 A JP18148985 A JP 18148985A JP 18148985 A JP18148985 A JP 18148985A JP H0627790 B2 JPH0627790 B2 JP H0627790B2
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- current
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- circuit
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- Measurement Of Resistance Or Impedance (AREA)
- Tests Of Circuit Breakers, Generators, And Electric Motors (AREA)
- Control Of Electric Motors In General (AREA)
- Control Of Ac Motors In General (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】 A.産業上の利用分野 本発明は、誘導電動機の定数測定方法に係り、特にイン
バータが接続された誘導電動機の定数自動測定方法に関
する。
バータが接続された誘導電動機の定数自動測定方法に関
する。
B.発明の概要 本発明は、駆動電源として電圧形非干渉ベクトル制御イ
ンバータが接続された誘導電動機において、 インバータの出力にパルス電圧を発生させ、このときの
誘導電動機の一次入力電流と電圧測定値から誘導機の等
価漏れインダクタンスを求めることにより、 誘導電動機の定数自動測定を確実，容易にできるように
したものである。
ンバータが接続された誘導電動機において、 インバータの出力にパルス電圧を発生させ、このときの
誘導電動機の一次入力電流と電圧測定値から誘導機の等
価漏れインダクタンスを求めることにより、 誘導電動機の定数自動測定を確実，容易にできるように
したものである。
C.従来の技術 導電動機の可変速制御には、応答性と精度の良好なすべ
り周波数制御方式が知られ、また最近では電動機の一次
電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御し、二次磁束
と二次電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同
等の応答性を得るベクトル制御方式（例えば特開昭59−
165982号公報）が実施されてきている。
り周波数制御方式が知られ、また最近では電動機の一次
電流を励磁電流と二次電流とに分けて制御し、二次磁束
と二次電流ベクトルを常に直交させることで直流機と同
等の応答性を得るベクトル制御方式（例えば特開昭59−
165982号公報）が実施されてきている。
こうしたすべり周波数制御やベクトル制御には、制御対
象としての誘導電動機の定数（例えば一次抵抗，二次抵
抗，一次インダクタンス，二次インダクタンス，励磁イ
ンダクタンス）から演算又は関数発生器によつてすべり
周波数，一次電流等を求める手段を必要とする。このた
め、従来は電動機の設計値あるいは測定値から必要な定
数を求め、この定数を使つて制御装置を設計，製造して
いる。
象としての誘導電動機の定数（例えば一次抵抗，二次抵
抗，一次インダクタンス，二次インダクタンス，励磁イ
ンダクタンス）から演算又は関数発生器によつてすべり
周波数，一次電流等を求める手段を必要とする。このた
め、従来は電動機の設計値あるいは測定値から必要な定
数を求め、この定数を使つて制御装置を設計，製造して
いる。
D.発明が解決しようとする問題点 従来のすべり周波数制御やベクトル制御では、その制御
装置の実現に電動機の定数データを得るのに設計値から
の演算や測定に手間がかかり開発工数を増す問題があつ
た。特に、汎用の可変速装置では制御対象電動機の定数
が未知であり、電動機の機種に応じてその都度定数デー
タを得る手間及び試験工数の増大を招く問題があつた。
また、設計値から得る定数データでは設計値と実機の定
数との間の誤差が大きくなることがあり、制御装置の再
調整や設計変更を必要とすることがあつた。
装置の実現に電動機の定数データを得るのに設計値から
の演算や測定に手間がかかり開発工数を増す問題があつ
た。特に、汎用の可変速装置では制御対象電動機の定数
が未知であり、電動機の機種に応じてその都度定数デー
タを得る手間及び試験工数の増大を招く問題があつた。
また、設計値から得る定数データでは設計値と実機の定
数との間の誤差が大きくなることがあり、制御装置の再
調整や設計変更を必要とすることがあつた。
E.問題点を解決するための手段 本発明は上記問題点に鑑みてなされたもので、インバー
タを駆動電源とする誘導電動機において、前記インバー
タの出力にデユーテイ比５０％で半周期ＴＨ，振幅Ｅｄ
のパルス電圧を発生させ、前記インバータの出力ピーク
電流ＩＯを検出し、次の式 但し、ｒは誘導電動機の一次抵抗ｒ１と二次抵抗ｒ２の
和 に従つて等価漏れインダクタンスＬσを求める測定方法
を提供するものである。
タを駆動電源とする誘導電動機において、前記インバー
タの出力にデユーテイ比５０％で半周期ＴＨ，振幅Ｅｄ
のパルス電圧を発生させ、前記インバータの出力ピーク
電流ＩＯを検出し、次の式 但し、ｒは誘導電動機の一次抵抗ｒ１と二次抵抗ｒ２の
和 に従つて等価漏れインダクタンスＬσを求める測定方法
を提供するものである。
F.作用 誘導電動機の一次入力にインバータからパルス電圧を与
えることでピーク電流ＩＯの電流変化から時定数Ｔ
σ（＝Ｌσ＝ｒ）を求め、ｒを別途に求めておくことで
等価漏れインダクタンスＬσを求める。
えることでピーク電流ＩＯの電流変化から時定数Ｔ
σ（＝Ｌσ＝ｒ）を求め、ｒを別途に求めておくことで
等価漏れインダクタンスＬσを求める。
G.実施例 以下、図面を参照して本発明の実施例を詳細に説明す
る。
る。
第１図はＰＷＭ方式インバータを使つた電圧形非干渉ベ
クトル制御装置に本発明を適用した場合の回路図を示
す。誘導電動機１にトランジスタ式インバータ主回路２
１から一次電圧を供給する。インバータ主回路２１の各
トランジスタＴr1〜Ｔr6はＰＷＭ波形発生回路２２とゲ
ート回路２３によつてＰＷＭ波形によるスイツチング制
御がなされ、出力電圧及び周波数が制御される。インバ
ータ主回路２１から電動機１に供給する一次電圧は、該
電動機１に磁束と二次電流とが互いに直交するように制
御する。この制御には、磁束の方向をα軸とし、二次電
流の方向をα軸に直交するβ軸とし、その指令値として
のα相一次電流i1 α *及びβ相一次電流1 β *は夫々α相
一次電圧ｅ1 α，β相一次電圧e1 βの二相電圧信号を得
るのに、補正演算回路３によつて電動機１のβ相一次電
流ｉ1 βによる磁束への干渉及びα相一次電流i1 αによ
る二次電流への干渉を取除くようにしている。この補正
演算回路３は一次抵抗ｒ１の係数器３１を通した値に対
して、β相一次電流i1 β *に電源角周波数ωｏを乗算器
３２で乗算し、この乗算結果に係数として等価漏れイン
ダクタンスＬσを持つ係数器３３を通した値を減算す
る。また、係数器３４を通した値に対して、α相一次電
流i1 α *に電源角周波数ωｏを乗算器３５で乗算し、こ
の乗算結果に係数として一次インダクタンスＬ１を持つ
係数器３６を通した値を加算する。
クトル制御装置に本発明を適用した場合の回路図を示
す。誘導電動機１にトランジスタ式インバータ主回路２
１から一次電圧を供給する。インバータ主回路２１の各
トランジスタＴr1〜Ｔr6はＰＷＭ波形発生回路２２とゲ
ート回路２３によつてＰＷＭ波形によるスイツチング制
御がなされ、出力電圧及び周波数が制御される。インバ
ータ主回路２１から電動機１に供給する一次電圧は、該
電動機１に磁束と二次電流とが互いに直交するように制
御する。この制御には、磁束の方向をα軸とし、二次電
流の方向をα軸に直交するβ軸とし、その指令値として
のα相一次電流i1 α *及びβ相一次電流1 β *は夫々α相
一次電圧ｅ1 α，β相一次電圧e1 βの二相電圧信号を得
るのに、補正演算回路３によつて電動機１のβ相一次電
流ｉ1 βによる磁束への干渉及びα相一次電流i1 αによ
る二次電流への干渉を取除くようにしている。この補正
演算回路３は一次抵抗ｒ１の係数器３１を通した値に対
して、β相一次電流i1 β *に電源角周波数ωｏを乗算器
３２で乗算し、この乗算結果に係数として等価漏れイン
ダクタンスＬσを持つ係数器３３を通した値を減算す
る。また、係数器３４を通した値に対して、α相一次電
流i1 α *に電源角周波数ωｏを乗算器３５で乗算し、こ
の乗算結果に係数として一次インダクタンスＬ１を持つ
係数器３６を通した値を加算する。
β相一次電流指令i1 β *は速度設定値Ｖs *と電動機の速
度検出器４の検出値ωｒとの突合せで速度調節器５の出
力として取出され、電源角周波数ωｏは角周波数演算回
路６によつてすべり角周波数ωｓの演算値と速度検出値
ωｒとから得られる。角周波数演算回路６は設定値i1 α
*とi1 β *の除算を行う割算器６１と、この割算器６１の
除算結果i1 β *／i1 α *に係数１／τ２を掛算する係数器
６２とを有してすべり角周波数ωｓを算出する。ここ
で、τ２は電動機１の二次時定数であり、二次抵抗ｒ２
と二次インダクタンスＬ２の比である。
度検出器４の検出値ωｒとの突合せで速度調節器５の出
力として取出され、電源角周波数ωｏは角周波数演算回
路６によつてすべり角周波数ωｓの演算値と速度検出値
ωｒとから得られる。角周波数演算回路６は設定値i1 α
*とi1 β *の除算を行う割算器６１と、この割算器６１の
除算結果i1 β *／i1 α *に係数１／τ２を掛算する係数器
６２とを有してすべり角周波数ωｓを算出する。ここ
で、τ２は電動機１の二次時定数であり、二次抵抗ｒ２
と二次インダクタンスＬ２の比である。
相電圧演算回路７は三相電圧信号e1 α，e1 βからインバ
ータの三相電圧指令信号ea *,eb *,ec *を得るようにさ
れ、この変換に必要な正弦波信号sinωoｔ，余弦波信号
cos ωotは電源角周波数ωｏを使つて三角関数発生回路
８から得る。また、ＰＷＭ波形発生回路２２は三相電圧
指令信号oea *,eb *,ec *と三角波信号（搬送波）とのレベ
ル比較によつてパルス幅変調波形を得るようにされ、こ
のための三角波信号Triは回路６からの電源角周波数ω
ｏを使つて該周波数に同期させる三角波発生回路９から
得る。10はインバータ主回路２１に直流電力を供給す
る。
ータの三相電圧指令信号ea *,eb *,ec *を得るようにさ
れ、この変換に必要な正弦波信号sinωoｔ，余弦波信号
cos ωotは電源角周波数ωｏを使つて三角関数発生回路
８から得る。また、ＰＷＭ波形発生回路２２は三相電圧
指令信号oea *,eb *,ec *と三角波信号（搬送波）とのレベ
ル比較によつてパルス幅変調波形を得るようにされ、こ
のための三角波信号Triは回路６からの電源角周波数ω
ｏを使つて該周波数に同期させる三角波発生回路９から
得る。10はインバータ主回路２１に直流電力を供給す
る。
このように、電動機の一次電圧をＰＷＭ方式インバータ
でベクトル制御するにおいて、制御装置には係数器
３１，３２の係数設定に電動機１の一次抵抗ｒ１に相当
する定数データを必要とし、また係数器３３，３５には
等価漏れインダクタンスＬσ，一次インダクタンスＬ１
を、係数器６２では二次時定数τ２（＝Ｌ２／ｒ２）の
設定に電動機１の二次抵抗ｒ２及び二次インダクタンス
Ｌ２に相当する定数データを必要とする。
でベクトル制御するにおいて、制御装置には係数器
３１，３２の係数設定に電動機１の一次抵抗ｒ１に相当
する定数データを必要とし、また係数器３３，３５には
等価漏れインダクタンスＬσ，一次インダクタンスＬ１
を、係数器６２では二次時定数τ２（＝Ｌ２／ｒ２）の
設定に電動機１の二次抵抗ｒ２及び二次インダクタンス
Ｌ２に相当する定数データを必要とする。
これら定数データを自動的に測定及び設定するセルフチ
ユーニング手段として、チユーニング制御回路１１とイ
ンバータ主回路２１の出力電圧，電流を夫々検出する電
圧検出器１２，電流検出器１３を備える。チユーニング
制御回路１１はPWM波形発生回路２２の出力波形を調整
する制御機能を有し、定数データの測定・設定指令が与
えられることでインバータ主回路２１の二相分を使つて
パルス電圧を発生させ、このときの電圧検出器12及び電
流検出器１３からの検出値を使つた演算によつて一次抵
抗ｒ１，二次抵抗ｒ２，二次インダクタンスＬ１，二次
インダクタンスＬ２，二次時定数ｒ２さらに等価漏れイ
ンダクタンスＬσを求め、係数器31，33，34，36，62の
各係数を自動設定する。以下、チユーニング制御回路１
１による本発明の要旨となる等価漏れインダクタンスＬ
σの自動測定方法を詳細に説明する。
ユーニング手段として、チユーニング制御回路１１とイ
ンバータ主回路２１の出力電圧，電流を夫々検出する電
圧検出器１２，電流検出器１３を備える。チユーニング
制御回路１１はPWM波形発生回路２２の出力波形を調整
する制御機能を有し、定数データの測定・設定指令が与
えられることでインバータ主回路２１の二相分を使つて
パルス電圧を発生させ、このときの電圧検出器12及び電
流検出器１３からの検出値を使つた演算によつて一次抵
抗ｒ１，二次抵抗ｒ２，二次インダクタンスＬ１，二次
インダクタンスＬ２，二次時定数ｒ２さらに等価漏れイ
ンダクタンスＬσを求め、係数器31，33，34，36，62の
各係数を自動設定する。以下、チユーニング制御回路１
１による本発明の要旨となる等価漏れインダクタンスＬ
σの自動測定方法を詳細に説明する。
制御回路１１は、インバータ主回路２１の二相分、例え
ばトランジスタTr1，Tr6とTr3，Tr4を交互に制御率零で
オン・オフ制御し、電動機１の巻線Ｕ，Ｗ間にパルス電
圧を与える。このとき、制御回路１１はＰＷＭ波形発生
回路２２には電圧指令ea *，eb *，ec *に代えて一定電圧
Ｖを設定し、ＰＷＭ波形出力もトランジスタTr1，Tr6と
Tr3，Tr4の出力のみを許容する制御をし、さらに三角波
発生回路９の出力周波数をできるだけ高くする。
ばトランジスタTr1，Tr6とTr3，Tr4を交互に制御率零で
オン・オフ制御し、電動機１の巻線Ｕ，Ｗ間にパルス電
圧を与える。このとき、制御回路１１はＰＷＭ波形発生
回路２２には電圧指令ea *，eb *，ec *に代えて一定電圧
Ｖを設定し、ＰＷＭ波形出力もトランジスタTr1，Tr6と
Tr3，Tr4の出力のみを許容する制御をし、さらに三角波
発生回路９の出力周波数をできるだけ高くする。
このような制御により、巻線Ｕ，Ｗにはインバータ主回
路２１の直流電圧Ｅｄの振幅で三角波出力の半周期
ＴＨ，デューテイ比５０％のパルス電圧が印加され、こ
の電圧，電流の検出値を検出器１２，１３から制御回路
１１に取込み、該制御回路１１による等価漏れインダク
タンスＬσの演算を行う。
路２１の直流電圧Ｅｄの振幅で三角波出力の半周期
ＴＨ，デューテイ比５０％のパルス電圧が印加され、こ
の電圧，電流の検出値を検出器１２，１３から制御回路
１１に取込み、該制御回路１１による等価漏れインダク
タンスＬσの演算を行う。
誘導電動機１のＴ形等価回路図は第２図に示すようにな
り、これに高い周波数のパルス電圧を印加したとき、励
磁インダクタンスｌｍが等価二次インダクタンスｌ２等
に較べて十分に大きいため、 ｒ１＋ｒ２＝ｒ……(1) ｌ１＋ｌ２≒Ｌσ……(2) として電流ｉは次式のようになる。
り、これに高い周波数のパルス電圧を印加したとき、励
磁インダクタンスｌｍが等価二次インダクタンスｌ２等
に較べて十分に大きいため、 ｒ１＋ｒ２＝ｒ……(1) ｌ１＋ｌ２≒Ｌσ……(2) として電流ｉは次式のようになる。
但し、Ｉ(o)は初期値Ｔσ＝Ｌσ／ｒ ここで、制御率が零（デューテイ比５０％）であるか
ら、入力電圧，電流波形は第３図に示すように電流ｉの
初期値と終値は符号が逆で絶対値が等しい。
ら、入力電圧，電流波形は第３図に示すように電流ｉの
初期値と終値は符号が逆で絶対値が等しい。
この電流ｉの初期値，終値はピーク値になり、前述の
(3)式にｔ＝ＴＨを代入してＩoを求めると となる。従つて、制御回路１１は電圧Ｅｄ，周期２×Ｔ
Ｈ，デューテイ比５０％のパルス電圧をインバータ主回
路２１の出力として得る制御をし、このときのピーク電
流Ｉｏ及び必要に応じて電圧Ｅｄを検出し、一次抵抗ｒ
１，二次抵抗ｒ２を予め計測しておくことによつて漏れ
時定数Ｔσひいては等価漏れインダクタンスＬσを前述
の(5)式又はその変形式 から求めることができる。こうして求めた等価漏れイン
ダクタンスＬσは係数器３３に設定して以後のベクトル
制御を可能にする。
(3)式にｔ＝ＴＨを代入してＩoを求めると となる。従つて、制御回路１１は電圧Ｅｄ，周期２×Ｔ
Ｈ，デューテイ比５０％のパルス電圧をインバータ主回
路２１の出力として得る制御をし、このときのピーク電
流Ｉｏ及び必要に応じて電圧Ｅｄを検出し、一次抵抗ｒ
１，二次抵抗ｒ２を予め計測しておくことによつて漏れ
時定数Ｔσひいては等価漏れインダクタンスＬσを前述
の(5)式又はその変形式 から求めることができる。こうして求めた等価漏れイン
ダクタンスＬσは係数器３３に設定して以後のベクトル
制御を可能にする。
なお、インバータ主回路２１の各トランジスタ間のデツ
ドタイムによる電流ｉへの影響は、次に示す理由によつ
て無くなる。各部波形を第４図に示し、デューテイ比５
０％のＰＷＭ波形を得るのに、本方式ではTr1とTr6，T
r3とTr4を同時にＯＮ−ＯＦＦする。トランジスタTr1と
Tr4，Tr3とTr6のベース信号間にデツドタイムを確保し
ているが、例えば電流ｉの方向がトランジスタTr4の点
弧タイミングでは必ず正極性であるため、トランジスタ
Tr4のオンに遅れ（デツドタイム分）があつてもTr1がＯ
ＦＦした時点でダイオードD4がオンして電流路を形成す
るため、電流ｉへのデツドタイムの影響は無くなる。
ドタイムによる電流ｉへの影響は、次に示す理由によつ
て無くなる。各部波形を第４図に示し、デューテイ比５
０％のＰＷＭ波形を得るのに、本方式ではTr1とTr6，T
r3とTr4を同時にＯＮ−ＯＦＦする。トランジスタTr1と
Tr4，Tr3とTr6のベース信号間にデツドタイムを確保し
ているが、例えば電流ｉの方向がトランジスタTr4の点
弧タイミングでは必ず正極性であるため、トランジスタ
Tr4のオンに遅れ（デツドタイム分）があつてもTr1がＯ
ＦＦした時点でダイオードD4がオンして電流路を形成す
るため、電流ｉへのデツドタイムの影響は無くなる。
なお、実施例において、制御回路１１はベクトル制御装
置がマイクロコンピュータ等で構成される場合に定数測
定用プログラムとして該制御装置に組込むことができる
のは勿論である。
置がマイクロコンピュータ等で構成される場合に定数測
定用プログラムとして該制御装置に組込むことができる
のは勿論である。
H.発明の効果 以上のとおり、本発明によれば、誘導電動機の駆動電源
になるインバータからパルス電圧を発生させ、インバー
タの出力電流のピーク検出によつて誘導電動機の等価漏
れインダクタンスを求めるようにしたため、電圧形非干
渉ベクトル制御装置に適用して該定数未知の電動機でも
その停止状態で自動測定を確実，容易にし、さらには該
定数の自動設定をするというセルフチユーニングを容易
にする。また、定数測定には電動機配線も含めた計測に
なり、実用上の測定，設定ひいては制御精度を向上でき
る効果がある。
になるインバータからパルス電圧を発生させ、インバー
タの出力電流のピーク検出によつて誘導電動機の等価漏
れインダクタンスを求めるようにしたため、電圧形非干
渉ベクトル制御装置に適用して該定数未知の電動機でも
その停止状態で自動測定を確実，容易にし、さらには該
定数の自動設定をするというセルフチユーニングを容易
にする。また、定数測定には電動機配線も含めた計測に
なり、実用上の測定，設定ひいては制御精度を向上でき
る効果がある。
第１図は本発明の一実施例を示す電圧形非干渉ベクトル
制御装置の回路図、第２図は誘導電動機の等価回路図、
第３図は電動機にパルス電圧を印加したときの電流波形
図、第４図は第１図におけるインバータ主回路のデツド
タイムと電流波形との関係を示す各部波形図である。 １……誘導電動機、２１……インバータ主回路、２２…
…ＰＷＭ波形発生回路、３……補正回路、３１，３４，
３３，３６，６２……係数器、６……角周波数演算回
路、７……相電圧演算回路、９……三角波発生回路、１
１……チユーニング制御回路、１２……電圧検出器、１
３……電流検出器。
制御装置の回路図、第２図は誘導電動機の等価回路図、
第３図は電動機にパルス電圧を印加したときの電流波形
図、第４図は第１図におけるインバータ主回路のデツド
タイムと電流波形との関係を示す各部波形図である。 １……誘導電動機、２１……インバータ主回路、２２…
…ＰＷＭ波形発生回路、３……補正回路、３１，３４，
３３，３６，６２……係数器、６……角周波数演算回
路、７……相電圧演算回路、９……三角波発生回路、１
１……チユーニング制御回路、１２……電圧検出器、１
３……電流検出器。
Claims (2)
- 【請求項１】インバータを駆動電源とする誘導電動機に
おいて、前記インバータの出力にデューテイ比５０％で
半周期ＴＨ，振幅Ｅｄのパルス電圧を発生させ、前記イ
ンバータの出力ピーク電流ＩＯを検出し、次の式 但し、ｒは誘導電動機の一次抵抗ｒ１と二次抵抗ｒ２の
和 に従つて等価漏れインダクタンスＬσを求めることを特
徴とする誘導電動機の定数測定方法。 - 【請求項２】前記インバータはその二相分上下アームの
夫々１つを同時にオン・オフしてパルス電圧を発生させ
る特許請求の範囲第１項記載の誘導電動機の定数測定方
法。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18148985A JPH0627790B2 (ja) | 1985-08-19 | 1985-08-19 | 誘導電動機の定数測定方法 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP18148985A JPH0627790B2 (ja) | 1985-08-19 | 1985-08-19 | 誘導電動機の定数測定方法 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6242075A JPS6242075A (ja) | 1987-02-24 |
| JPH0627790B2 true JPH0627790B2 (ja) | 1994-04-13 |
Family
ID=16101651
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP18148985A Expired - Fee Related JPH0627790B2 (ja) | 1985-08-19 | 1985-08-19 | 誘導電動機の定数測定方法 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0627790B2 (ja) |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100526910B1 (ko) | 1997-08-29 | 2005-11-09 | 데이진 가부시키가이샤 | 부직포 및 인공피혁 |
| JP3931079B2 (ja) * | 2001-12-14 | 2007-06-13 | 松下電器産業株式会社 | 電動機駆動装置及びそれを用いた冷凍装置 |
| JP4771962B2 (ja) * | 2005-01-06 | 2011-09-14 | 三菱電機株式会社 | 回転電機の定数測定方法 |
| KR100825158B1 (ko) | 2006-06-05 | 2008-04-24 | 미쓰비시덴키 가부시키가이샤 | 회전 전기의 정수 측정 방법 |
| JP7289662B2 (ja) * | 2019-01-31 | 2023-06-12 | キヤノン株式会社 | 画像形成装置 |
-
1985
- 1985-08-19 JP JP18148985A patent/JPH0627790B2/ja not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6242075A (ja) | 1987-02-24 |
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