JPH06276244A - Mobile radio equipment - Google Patents
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- JPH06276244A JPH06276244A JP6376293A JP6376293A JPH06276244A JP H06276244 A JPH06276244 A JP H06276244A JP 6376293 A JP6376293 A JP 6376293A JP 6376293 A JP6376293 A JP 6376293A JP H06276244 A JPH06276244 A JP H06276244A
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Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、例えばディジタル移動
体通信のようにＵＨＦ帯、あるいはＳＨＦ帯で位相変調
を用い、かつ搬送波ドリフトを極めて微少に抑える必要
のある通信方式において、自動的に移動無線装置の送信
周波数を基地局受信周波数の所定の値に制御するための
周波数安定化機能付き移動無線装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention automatically moves in a communication system that uses phase modulation in the UHF band or the SHF band, such as digital mobile communication, and requires carrier drift to be extremely small. The present invention relates to a mobile radio device with a frequency stabilization function for controlling the transmission frequency of a radio device to a predetermined value of a base station reception frequency.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図９は従来のこの種の周波数安定化機能
付き移動無線装置の構成を示している。図９において、
１０１は受信信号を第１局部発振器１０６からの第１局
部発振信号と混合して第１中間周波信号に生成する第１
周波数変換器、１０２は第１周波数変換器１０１からの
第１中間周波信号を増幅する第１中間周波増幅器、１０
３は第１中間周波増幅器１０２からの第１中間周波信号
と第２局部発振器１０７からの第２局部発振信号とを混
合して第２中間周波信号に生成する第２周波数変換器、
１０４は第２周波数変換器１０３からの第２中間周波信
号を増幅する第２中間周波増幅器、１０５は第２中間周
波増幅器１０４の出力からデータを復調する復調器であ
る。１０６は第１局部発振器、１０７は第２局部発振
器、１０８は発振周波数が電圧で制御可能な例えば温度
補償型水晶発振器ＶＴＣＸＯのような基準発振器、１０
９は第１局部発振器１０６と同じように基準発振器１０
８に位相同期して発振する変調局部発振器である。１１
０は第２中間周波増幅器１０４の出力である第２中間周
波信号を計数するカウンタ、１１１は第２局部発振器１
０７の出力である第２局部発振信号を計数するカウン
タ、１１２はこれらカウンタの計数値から移動無線装置
の周波数ドリフトを検出して基準発振器１０８の発振周
波数を制御するための電圧値を算出する制御電圧算出回
路である。１１３は制御電圧算出回路１１２の出力をデ
ジタル・アナログ変換するＤ／Ａコンバータであり、そ
の出力は基準発振器１０８に入力されている。１１４は
変調局部発振器１０９からの局部発振信号を変調して変
調信号を得る変調器、１１５は変調器１１４からの変調
信号と第１局部発振器１０６からの第１局部発振信号と
を混合して送信信号を生成する送信周波数変換器であ
る。2. Description of the Related Art FIG. 9 shows the configuration of a conventional mobile radio apparatus with a frequency stabilizing function of this type. In FIG.
Reference numeral 101 is a first for mixing a received signal with a first local oscillation signal from a first local oscillator 106 to generate a first intermediate frequency signal.
A frequency converter, 102 is a first intermediate frequency amplifier for amplifying the first intermediate frequency signal from the first frequency converter 101, 10
A second frequency converter 3 mixes the first intermediate frequency signal from the first intermediate frequency amplifier 102 and the second local oscillation signal from the second local oscillator 107 to generate a second intermediate frequency signal,
Reference numeral 104 is a second intermediate frequency amplifier that amplifies the second intermediate frequency signal from the second frequency converter 103, and 105 is a demodulator that demodulates data from the output of the second intermediate frequency amplifier 104. Reference numeral 106 is a first local oscillator, 107 is a second local oscillator, 108 is a reference oscillator such as a temperature-compensated crystal oscillator VTCXO whose oscillation frequency can be controlled by voltage, 10
9 is a reference oscillator 10 similar to the first local oscillator 106.
8 is a modulation local oscillator that oscillates in synchronization with the phase of 8. 11
0 is a counter for counting the second intermediate frequency signal output from the second intermediate frequency amplifier 104, and 111 is the second local oscillator 1
A counter that counts the second local oscillation signal that is the output of 07, a control 112 that detects the frequency drift of the mobile radio device from the count values of these counters and calculates the voltage value for controlling the oscillation frequency of the reference oscillator 108. It is a voltage calculation circuit. Reference numeral 113 is a D / A converter that performs digital / analog conversion on the output of the control voltage calculation circuit 112, and the output thereof is input to the reference oscillator 108. Reference numeral 114 is a modulator for modulating the local oscillation signal from the modulation local oscillator 109 to obtain a modulation signal, and 115 is a mixture of the modulation signal from the modulator 114 and the first local oscillation signal from the first local oscillator 106 for transmission. It is a transmission frequency converter that generates a signal.
【０００３】以上のように構成された移動無線装置につ
いて、送信周波数を基地局受信周波数に自動制御する際
の動作を以下に説明する。第１局部発振器１０６の周波
数ドリフトは、第１中間周波信号に周波数変換され、第
２中間周波信号と第２局部発振信号とをそれぞれカウン
タ１１０、１１０で計数し、制御電圧算出回路１１２で
その和を取って基準値と比較する。この比較により、基
地局送信周波数に対する移動無線装置の周波数ドリフト
量を検出し、制御電圧算出回路１１２で検出したドリフ
ト量に応じて基準発振器１０８を制御するための制御電
圧をＤ／Ａコンバータ１１３を経由して発生し、基準発
振器１０８の発振周波数を制御することにより、制御電
圧検出回路１１２で検出した周波数ドリフトが任意の値
以下に収束するように自動周波数制御される。その結
果、第１局部発振器１０６の出力と変調器１１４の出力
とによって得られる送信信号を基地局受信周波数に自動
的に較正させることができる。The operation of the mobile radio apparatus configured as described above when the transmission frequency is automatically controlled to the base station reception frequency will be described below. The frequency drift of the first local oscillator 106 is frequency-converted into the first intermediate frequency signal, the second intermediate frequency signal and the second local oscillation signal are counted by the counters 110 and 110, respectively, and the sum is calculated by the control voltage calculation circuit 112. Take and compare with the reference value. By this comparison, the frequency drift amount of the mobile wireless device with respect to the base station transmission frequency is detected, and the control voltage for controlling the reference oscillator 108 is controlled by the D / A converter 113 according to the drift amount detected by the control voltage calculation circuit 112. By controlling the oscillation frequency of the reference oscillator 108, the frequency drift detected by the control voltage detection circuit 112 is automatically controlled so that the frequency drift converges to an arbitrary value or less. As a result, the transmission signal obtained by the output of the first local oscillator 106 and the output of the modulator 114 can be automatically calibrated to the base station reception frequency.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記従
来の周波数安定化機能付き移動無線装置では、第２中間
周波信号と第２局部発振信号との２つの信号周波数を計
数する必要があり、２つのカウンタ１１０および１１１
が必要となり、また移動無線装置の周波数ドリフトを検
出するためには、カウンタ１１０および１１１からの２
つの計数値の和をとらなければ検出できないという問題
があった。However, in the above-mentioned conventional mobile radio apparatus with frequency stabilizing function, it is necessary to count two signal frequencies, that is, the second intermediate frequency signal and the second local oscillation signal. Counters 110 and 111
Is required, and in order to detect the frequency drift of the mobile radio device, 2 from the counters 110 and 111 is required.
There is a problem that detection cannot be performed unless the sum of the two count values is taken.
【０００５】また、第２局部発振器１０７の発振周波数
は、一般的に数十ＭＨｚないし百数十ＭＨｚが用いられ
ることから、カウンタ１１１は高速で計数動作する回路
が必要になり、電力消費の点からも不利になるという問
題があった。Further, since the oscillating frequency of the second local oscillator 107 is generally several tens of MHz to hundreds of tens of MHz, the counter 111 requires a circuit for counting operation at high speed, which is a power consumption point. There was a problem that it would be disadvantageous.
【０００６】さらに、第１局部発振器１０６の周波数ド
リフトに比例して周波数ドリフトする第２中間周波信号
は、基地局で変調送信された信号であるため、その瞬時
周波数はカウンタ１１０の計数時間内で一定でなく変動
しており、その信号から周波数ドリフトの中心値を精度
良く計数するためには、カウンタ１１０の計数時間を長
くすることで平均周波数を計数する必要があり、その結
果、基地局送信周波数に移動無線装置の基準発振器を較
正する時間が長く要するという問題があった。Further, since the second intermediate frequency signal that is frequency-drifted in proportion to the frequency drift of the first local oscillator 106 is the signal modulated and transmitted by the base station, its instantaneous frequency is within the counting time of the counter 110. The frequency is not constant and fluctuates, and in order to accurately count the center value of the frequency drift from the signal, it is necessary to lengthen the counting time of the counter 110 to count the average frequency. There is a problem that it takes a long time to calibrate the reference oscillator of the mobile radio device to the frequency.
【０００７】本発明は、このような従来の問題を解決す
るものであり、簡略化した回路構成で電力消費を削減す
るとともに、短時間で高精度に基地局周波数に移動無線
装置の周波数を較正させることのできる周波数安定化機
能付き移動無線装置を提供することを目的とするもので
ある。The present invention solves such a conventional problem by reducing power consumption with a simplified circuit configuration and calibrating the frequency of a mobile radio device to a base station frequency with high accuracy in a short time. It is an object of the present invention to provide a mobile radio device with a frequency stabilization function that can be performed.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するために、第２局部発振器を他の発振器と同様に、
発振周波数が電圧制御可能な基準発振器（例えば温度補
償形水晶発振器：ＶＴＣＸＯ）の出力信号に位相同期す
る発振器とすることで、基地局に対する移動無線装置の
周波数ドリフトを第２中間周波信号のみで検出可能とす
る構成とするとともに、変調による瞬時変動の影響を受
けることなく短時間で高精度に第２中間周波信号の周波
数ドリフトを検出可能とするために、第２中間周波信号
からディジタルデータを復調するとともに、第２中間周
波信号の中心周波数を示す線スペクトラムを有する再生
搬送波信号を出力可能な復調器を設け、その周波数を計
数することで上記従来技術の問題を解決するようにした
ものである。SUMMARY OF THE INVENTION In order to achieve the above object, the present invention provides a second local oscillator, as well as other oscillators.
By using an oscillator whose oscillation frequency is phase-locked with the output signal of a reference oscillator whose voltage can be controlled (for example, a temperature-compensated crystal oscillator: VTCXO), the frequency drift of the mobile radio device with respect to the base station is detected only by the second intermediate frequency signal. In order to make it possible to detect the frequency drift of the second intermediate frequency signal in a short time and with high accuracy without being affected by the instantaneous fluctuation due to the modulation, the digital data is demodulated from the second intermediate frequency signal. In addition, a demodulator capable of outputting a reproduced carrier wave signal having a line spectrum showing the center frequency of the second intermediate frequency signal is provided, and the frequency is counted to solve the above-mentioned problems of the prior art. .
【０００９】[0009]
【作用】本発明は、上記構成により、使用するすべての
局部発振器が基準発振器の発振信号に位相同期するの
で、周波数ドリフトの検出が１つのみの信号を計数処理
することで可能となり、回路構成を簡略化できるととも
に電力消費を低減することができる。また、周波数ドリ
フトを計数する信号として、復調器からの再生搬送波信
号を使用するので、短時間で高精度に基地局受信周波数
に移動無線装置の送信周波数を較正させることができ
る。According to the present invention, since all the local oscillators used are phase-locked with the oscillation signal of the reference oscillator, the present invention can detect the frequency drift by counting only one signal. Can be simplified and power consumption can be reduced. Further, since the reproduced carrier signal from the demodulator is used as the signal for counting the frequency drift, it is possible to calibrate the transmission frequency of the mobile radio device to the reception frequency of the base station with high accuracy in a short time.
【００１０】[0010]
【実施例】図１は本発明の第１の実施例における周波数
安定化機能付き移動無線装置の構成を示している。図１
において、１は受信信号を第１局部発振器６からの第１
局部発振信号と混合して第１中間周波信号を生成する第
１周波数変換器、２は第１周波数変換器１からの第１中
間周波信号を増幅する第１中間周波増幅器、３は第１中
間周波増幅器２からの第１中間周波信号と第２局部発振
器７からの第２局部発振信号とを混合して第２中間周波
信号を生成する第２周波数変換器、４は第２周波数変換
器３からの第２中間周波信号を増幅する第２中間周波増
幅器、５は第２中間周波増幅器４から出力された第２中
間周波信号からディジタルデータを復調するとともに、
第２中間周波信号の中心周波数と同一の線スペクトラム
を有する再生搬送波信号を出力する復調器である。６は
第１局部発振器、７は第２局部発振器、８は発振周波数
が電圧で制御可能な例えば温度補償型水晶発振器ＶＴＣ
ＸＯのような基準発振器、９は変調局部発振器であり、
各局部発振器６、７および９は、それぞれ基準発振器８
に接続されて、その基準発振周波数に位相同期して発振
する。１０は復調器５から出力された再生搬送波信号を
計数するカウンタ、１１はカウンタ１０の計数値から移
動無線装置の周波数ドリフトを検出して基準発振器８の
発振周波数を制御するための電圧値を算出する制御電圧
算出回路である。１２は制御電圧算出回路１１の出力を
デジタル・アナログ変換するＤ／Ａコンバータであり、
その出力は基準発振器８に入力されている。１３は変調
局部発振器９からの局部発振信号を変調して変調信号を
得る変調器、１４は変調器１３からの変調信号と第１局
部発振器６からの第１局部発振信号とを混合して送信信
号を生成する送信周波数変換器である。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS FIG. 1 shows the configuration of a mobile radio apparatus with a frequency stabilizing function according to a first embodiment of the present invention. Figure 1
, 1 is the first received signal from the first local oscillator 6
A first frequency converter that mixes with a local oscillation signal to generate a first intermediate frequency signal, a second intermediate frequency amplifier that amplifies the first intermediate frequency signal from the first frequency converter 1, and a third intermediate frequency amplifier. A second frequency converter 4 for mixing the first intermediate frequency signal from the frequency amplifier 2 and the second local oscillation signal from the second local oscillator 7 to generate a second intermediate frequency signal, and the second frequency converter 3 A second intermediate frequency amplifier for amplifying the second intermediate frequency signal from the second intermediate frequency signal and a demodulated digital data from the second intermediate frequency signal output from the second intermediate frequency amplifier 4;
It is a demodulator that outputs a reproduced carrier signal having the same line spectrum as the center frequency of the second intermediate frequency signal. 6 is a first local oscillator, 7 is a second local oscillator, and 8 is a temperature-compensated crystal oscillator VTC whose oscillation frequency can be controlled by voltage.
Reference oscillator such as XO, 9 is a modulation local oscillator,
Each local oscillator 6, 7 and 9 has a respective reference oscillator 8
And oscillates in phase synchronization with the reference oscillation frequency. Reference numeral 10 is a counter that counts the reproduced carrier signal output from the demodulator 5, and 11 is a voltage value for controlling the oscillation frequency of the reference oscillator 8 by detecting the frequency drift of the mobile radio device from the count value of the counter 10. It is a control voltage calculation circuit for performing. Reference numeral 12 is a D / A converter for converting the output of the control voltage calculation circuit 11 into a digital / analog signal,
The output is input to the reference oscillator 8. 13 is a modulator for modulating the local oscillation signal from the modulation local oscillator 9 to obtain a modulation signal, and 14 is a mixture of the modulation signal from the modulator 13 and the first local oscillation signal from the first local oscillator 6 for transmission. It is a transmission frequency converter that generates a signal.
【００１１】次に上記第１の実施例の動作について説明
する。上記第１の実施例において、基準発振器８の周波
数が温度等により周波数ドリフトすると、それに位相同
期した局部発振器６、７、９も同じ比率だけそれぞれ周
波数ドリフトし、その結果、第２中間周波信号も同様に
同じ比率だけ周波数ドリフトする。そして、第２中間周
波信号を基にその中心周波数に相当する搬送波を復調器
５で再生することで、再生された再生搬送波信号も同様
に周波数ドリフトした信号となり、これをカウンタ１０
で計数し、計数結果を制御電圧算出回路１１で基準値と
比較し、周波数ドリフト量に応じた制御電圧データをＤ
／Ａコンバータ１２に出力し、Ｄ／Ａコンバータ１２で
アナログ量に変換出力し、基準発振器８の周波数ドリフ
ト量が減少する極性方向に制御する。以上の一連の動作
をカウンタ１０の計数値が制御電圧算出回路１１内の基
準値に対し任意の値以下に収束するまで繰り返し行な
う。このような動作により、基準発振器８の発振周波数
は基地局送信周波数に較正され、較正された基準発振器
８の発振信号に位相同期して発振する局部発振器６、
７、９も較正され、その結果、第１局部発振器６と変調
局部発振器９の出力信号とから得られる送信信号の周波
数を、基地局受信周波数に較正することができる。Next, the operation of the first embodiment will be described. In the first embodiment, when the frequency of the reference oscillator 8 drifts due to temperature or the like, the local oscillators 6, 7 and 9 phase-locked with it also drift by the same ratio, and as a result, the second intermediate frequency signal also. Similarly, the frequency drifts by the same ratio. Then, by reproducing the carrier wave corresponding to the center frequency of the second intermediate frequency signal by the demodulator 5, the reproduced carrier wave signal thus reproduced also becomes a frequency-drifted signal.
The control voltage calculation circuit 11 compares the count result with a reference value, and the control voltage data corresponding to the frequency drift amount is D
The signal is output to the A / A converter 12, converted into an analog amount by the D / A converter 12 and output, and is controlled in the polarity direction in which the frequency drift amount of the reference oscillator 8 decreases. The series of operations described above is repeated until the count value of the counter 10 converges to an arbitrary value or less with respect to the reference value in the control voltage calculation circuit 11. With such an operation, the oscillation frequency of the reference oscillator 8 is calibrated to the transmission frequency of the base station, and the local oscillator 6 oscillates in synchronization with the calibrated oscillation signal of the reference oscillator 8.
7 and 9 are also calibrated, so that the frequency of the transmission signal obtained from the output signal of the first local oscillator 6 and the modulation local oscillator 9 can be calibrated to the base station reception frequency.
【００１２】図２は本発明の第２の実施例の構成を示
し、上記第１の実施例の変調局部発振器９を除去して、
第１局部発振器６の出力を変調器１３で変調して送信信
号を得るようにしたものであり、他の構成、動作は全く
同一であり、第１の実施例と同様に送信信号の周波数を
基地局受信周波数に較正することができる。FIG. 2 shows the configuration of the second embodiment of the present invention, in which the modulation local oscillator 9 of the first embodiment is removed,
The output of the first local oscillator 6 is modulated by the modulator 13 to obtain a transmission signal. The other configurations and operations are exactly the same, and the frequency of the transmission signal is changed as in the first embodiment. It can be calibrated to the base station reception frequency.
【００１３】次に、上記第１および第２の実施例におけ
る復調器５について適応キャリヤ同期（ＡＣＴ）復調器
を例として、図３から図９を参照して説明する。図３は
公知のＡＣＴ復調器の構成であり、詳細は特開平３−２
０５９４０号公報および特開平３−２１９７４７号公報
に開示されている。以下、その構成と、本実施例に係る
動作について説明する。図３において、１５は直接位相
量子化回路、１６は適応キャリヤ同期データ生成回路、
１７は周波数ドリフト検出回路、１８は固定発振器２５
が出力する信号を可変分周する機能と位相シフトする機
能を有するディジタル発振器、１９は識別回路である。
２０は相対位相量子化信号、２１はキャリヤ同期データ
信号、２２は周波数ドリフト検出信号、２３は固定発振
器出力信号、２４は固定発振器２５の出力信号２３をデ
ィジタル発振器１８で可変分周し、入力された位相変調
信号（＝第２中間周波信号）を直接量子化するための再
生搬送波信号を含む再生基準信号、２５は固定発振器で
ある。Next, the demodulator 5 in the first and second embodiments will be described with reference to FIGS. 3 to 9 by taking an adaptive carrier synchronization (ACT) demodulator as an example. FIG. 3 shows the configuration of a known ACT demodulator, and details thereof are disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 3-2.
It is disclosed in JP-A-05940 and JP-A-3-219747. The configuration and the operation according to this embodiment will be described below. In FIG. 3, 15 is a direct phase quantization circuit, 16 is an adaptive carrier synchronization data generation circuit,
17 is a frequency drift detection circuit, 18 is a fixed oscillator 25
Reference numeral 19 denotes a discriminating circuit, which has a function of variably dividing the signal output by the device and a function of shifting the phase.
Reference numeral 20 is a relative phase quantized signal, 21 is a carrier synchronization data signal, 22 is a frequency drift detection signal, 23 is a fixed oscillator output signal, 24 is an output signal 23 of a fixed oscillator 25, which is variably divided by a digital oscillator 18 and input. Reference numeral 25 is a reproduction reference signal including a reproduction carrier signal for directly quantizing the phase-modulated signal (= second intermediate frequency signal), and 25 is a fixed oscillator.
【００１４】図３において、再生搬送波信号を含む再生
基準信号２４を得るためのループ系は２つの帰還ループ
で構成されている。その第１の帰還ループ系は、直接位
相量子化回路１５、周波数ドリフト検出回路１７、ディ
ジタル発振器１８で構成される系である。第２の帰還ル
ープ系は、直接位相量子化回路１５、適応キャリヤ同期
データ生成回路１６、ディジタル発振器１８で構成され
る系である。In FIG. 3, the loop system for obtaining the reproduction reference signal 24 including the reproduction carrier signal is composed of two feedback loops. The first feedback loop system is a system composed of a direct phase quantization circuit 15, a frequency drift detection circuit 17, and a digital oscillator 18. The second feedback loop system is a system including a direct phase quantization circuit 15, an adaptive carrier synchronization data generation circuit 16 and a digital oscillator 18.
【００１５】第１の帰還ループ系は、変調波（＝第２中
間周波信号）の搬送波周波数と再生搬送波信号を含む再
生基準信号２４との周波数間で周波数誤差が存在する場
合に機能する系であり、その概略動作は、受信波を周波
数変換して得られた第２中間周波信号が位相変調された
信号で、例えばＱＰＳＫ変調の場合、識別タイミングに
おける再生基準信号２４の位相関係は図４（ａ）に示す
ようになる。しかしながら再生基準信号２４とＱＰＳＫ
信号の搬送波との間に周波数誤差が存在すると、図４
（ｂ）に示すように、所定位相角度αにθだけ一方向に
回転して検出される。この回転角度θは、周波数誤差に
比例するので、後述する直接位相量子化回路１５により
数値化し、所定位相角度αに周波数誤差によって生じる
θを加えたωを求め、所定位相角度αを差し引くことに
よりθを求め、一定時間積分し平均化したθ量だけ再生
基準信号周波数を制御する動作を、周波数ドリフト検出
回路１７、ディジタル発振器１８で実現することによ
り、周波数誤差を所定数値以内とすることができる。The first feedback loop system is a system which functions when there is a frequency error between the carrier frequency of the modulated wave (= second intermediate frequency signal) and the reproduced reference signal 24 containing the reproduced carrier signal. The general operation is a signal in which the second intermediate frequency signal obtained by frequency-converting the received wave is phase-modulated. For example, in the case of QPSK modulation, the phase relationship of the reproduction reference signal 24 at the identification timing is shown in FIG. As shown in a). However, the playback reference signal 24 and QPSK
If there is a frequency error between the signal and the carrier wave,
As shown in (b), it is detected by rotating at a predetermined phase angle α by θ in one direction. Since this rotation angle θ is proportional to the frequency error, it is numerically converted by the direct phase quantization circuit 15 described later to obtain ω obtained by adding θ generated by the frequency error to the predetermined phase angle α, and by subtracting the predetermined phase angle α. The frequency error can be kept within a predetermined numerical value by realizing the operation of obtaining the θ, controlling the reproduction reference signal frequency by the θ amount integrated and averaged for a certain period of time by the frequency drift detection circuit 17 and the digital oscillator 18. .
【００１６】第２の帰還ループ系は、フェージングによ
り変調信号（＝第２中間周波信号）の搬送波位相がラン
ダム的に瞬時変動する場合に再生搬送波信号を含む再生
基準信号２４の位相が所定位相と成るように追従させる
ための系であり、その概略動作は、例えば受信波の搬送
波が伝送路のフェージングによりランダム的に瞬時位相
変動するような場合、識別タイミングにおける受信信号
の搬送波の瞬時位相と再生基準信号２４との位相関係
は、図４（ｃ）に示すように、所定位相角度αに瞬時位
相変動角度φが加わった位相角度ωで検出される。例え
ば任意の識別タイミングの直前に上記のように再生基準
信号２４に対する位相角度ωを検出し、所定位相角度α
を差引き瞬時位相変動角度φを求め、瞬時に変動角度φ
だけ再生基準信号２４の位相をシフトさせる動作を、直
接位相量子化回路１５、適応キャリヤ同期データ生成回
路１６、ディジタル発振器１８で実現することにより、
フェージングによる受信波の搬送波のランダム的な瞬時
位相変動に再生基準信号の位相を追従させることができ
る。上記角度α、φ、ωの検出は、前述の周波数誤差を
検出する系と同様に、後述の直接位相量子化回路１５で
数値化して行なうことができる。In the second feedback loop system, when the carrier wave phase of the modulated signal (= second intermediate frequency signal) randomly fluctuates instantaneously due to fading, the phase of the reproduced reference signal 24 including the reproduced carrier wave signal becomes a predetermined phase. This is a system for tracking the carrier wave of the received signal, and the general operation is, for example, when the carrier wave of the received wave fluctuates instantaneously due to fading of the transmission line, the instantaneous phase of the carrier wave of the received signal at the identification timing and reproduction As shown in FIG. 4C, the phase relationship with the reference signal 24 is detected by the phase angle ω obtained by adding the instantaneous phase fluctuation angle φ to the predetermined phase angle α. For example, immediately before an arbitrary identification timing, the phase angle ω with respect to the reproduction reference signal 24 is detected as described above, and the predetermined phase angle α
To obtain the instantaneous phase fluctuation angle φ and instantly change the fluctuation angle φ
By directly realizing the operation of shifting the phase of the reproduction reference signal 24 by the phase quantization circuit 15, the adaptive carrier synchronization data generation circuit 16, and the digital oscillator 18,
The phase of the reproduction reference signal can be made to follow the random instantaneous phase fluctuation of the carrier wave of the received wave due to fading. The angles α, φ, and ω can be detected by digitizing them by the direct phase quantization circuit 15, which will be described later, similarly to the system for detecting the frequency error described above.
【００１７】以上のように、再生基準信号２４とＱＰＳ
Ｋ信号の搬送波との間に周波数誤差が存在する場合、あ
るいは受信波の搬送波がランダムに瞬時位相変動する場
合のいずれでも、識別タイミングにおける再生基準信号
２４に対する相対位相差を数値化して検出し、再生基準
信号２４の周波数、位相を制御することで良好な復調処
理を行なうとともに、変調信号（＝第２中間周波信号）
の搬送周波数に一致した再生搬送波信号を含む再生基準
信号２４を得ることができる。As described above, the reproduction reference signal 24 and the QPS
Regardless of whether there is a frequency error with the carrier wave of the K signal or when the carrier wave of the received wave randomly changes in instantaneous phase, the relative phase difference with respect to the reproduction reference signal 24 at the identification timing is digitized and detected, Good demodulation processing is performed by controlling the frequency and phase of the reproduction reference signal 24, and the modulation signal (= second intermediate frequency signal)
It is possible to obtain the reproduction reference signal 24 including the reproduced carrier signal that matches the carrier frequency of.
【００１８】次に、上記復調器５における各部について
説明する。直接位相量子化回路１５の原理を図５に示
す。例えば再生基準信号２４の１周期をディジタル発振
器１８により図５（ａ）に示すように３２位相に分割し
た場合、各位相ポイントを５ビットのディジタル信号で
表現することができ、入力される第２中間周波信号（＝
変調信号）をリミッタ増幅器で２値のディジタル信号に
変換し、その立ち上がりエッジ点が再生基準信号２４の
どの位相点にあるかにより、図５（ｂ）に示すように相
対位相を知ることができる。図５（ｂ）おいて、Ｑ0 〜
Ｑ4 の信号は、一般的に知られるようなバイナリー分周
する回路の縦列で容易に実現することができる。また、
図５（ａ）と（ｂ）の関係でわかるように、図５（ｂ）
のＱ3 、Ｑ 4 の信号は、図５（ａ）の［Ｉ］〜［ＩＶ］
の各象現を表わしている。したがって、図４（ａ）に示
すような信号の復調は、図５（ｂ）のＱ3 、Ｑ4 の信号
を用いて複合することができ、また相対位相（図５
（ａ）の０〜３１）は、Ｑ0 〜Ｑ 2 の３ビットで表現す
ることができる。Next, regarding each part in the demodulator 5
explain. The principle of the direct phase quantization circuit 15 is shown in FIG.
You For example, one cycle of the reproduction reference signal 24 is digitally oscillated.
It is divided into 32 phases by the device 18 as shown in FIG.
If each phase point is a 5-bit digital signal,
The second intermediate frequency signal (=
(Modulation signal) into a binary digital signal with a limiter amplifier
Conversion, and the rising edge point of the converted reference signal 24
Depending on which phase point it is, as shown in FIG.
You can know the opposite phase. In FIG. 5 (b), Q0~
QFourSignal is a binary divide as is commonly known
It can be easily realized by a cascade of circuits. Also,
As can be seen from the relationship between FIGS. 5A and 5B, FIG.
Q of3, Q FourSignals of [I] to [IV] in FIG.
Represents each elephant. Therefore, as shown in FIG.
The demodulation of such a signal is performed by Q in FIG.3, QFourSignal of
Can be combined using
0 to 31) in (a) is Q0~ Q 2Is expressed in 3 bits
You can
【００１９】次に、図３の直接位相量子化回路１５の構
成例を図６に示す。直接位相量子化回路１５は、第２中
間周波信号（＝変調信号）をリミッタ増幅して２値のデ
ィジタル信号を得るためのリミッタ増幅器１５１、変調
信号の位相を量子化するための第１のラッチ回路１５
２、第１のラッチ回路１５２で量子化した値をシンボル
タイミングに同期させるための第２のラッチ回路１５３
で構成される。その動作は、図５に示したように、再生
基準信号２４として１周期を３２位相に分割した再生基
準信号２４を、上記２値のディジタル信号（変調波）で
第１のラッチ回路１５２でラッチすることで、変調信号
と再生基準信号２４間の相対位相を量子化し、さらに、
復調データと同期したシンボルタイミングで第２のラッ
チ回路１５３でラッチすることにより、識別タイミング
における位相を量子化することができる。Next, FIG. 6 shows a configuration example of the direct phase quantization circuit 15 of FIG. The direct phase quantization circuit 15 includes a limiter amplifier 151 for limiter-amplifying the second intermediate frequency signal (= modulation signal) to obtain a binary digital signal, and a first latch for quantizing the phase of the modulation signal. Circuit 15
2. A second latch circuit 153 for synchronizing the value quantized by the first latch circuit 152 with the symbol timing.
Composed of. As shown in FIG. 5, the operation is performed by latching the reproduction reference signal 24 obtained by dividing one cycle into 32 phases as the reproduction reference signal 24 with the binary digital signal (modulated wave) by the first latch circuit 152. By doing so, the relative phase between the modulation signal and the reproduction reference signal 24 is quantized, and
By latching by the second latch circuit 153 at the symbol timing synchronized with the demodulated data, the phase at the identification timing can be quantized.
【００２０】図３の周波数ドリフト検出回路１７は、図
７（ａ）に示すように、Ａ／Ｂ領域識別回路１７１、第
１のアップダウンカウンタ１７２および第２のアップダ
ウンカウンタ１７３からなる。図７（ｂ）に示すよう
に、周波数ドリフトが生じると識別タイミング毎に検出
される変調信号の分布がＡ領域とＢ領域に偏るため、Ａ
領域に位相ポイントが存在する場合はアップカウントと
し、Ｂ領域に位相ポイントが存在する場合ダウンカウン
トするように、Ａ／Ｂ領域識別回路１７１で判定する。
次に、Ａ領域とＢ領域に位置する回数を第１のアップダ
ウンカウンタ１７２を用いてカウントし、その差が予め
設定したカウントデータを越えた場合に、越えた方向
（プラスかマイナス）に従って、次の第２のアップダウ
ンカウンタ１７３で初期データにプラス、マイナスし、
周波数ドリフト検出信号２２を得て、ディジタル発振器
１８の分周数を可変し、再生基準信号２４の周波数を変
化させる。As shown in FIG. 7A, the frequency drift detection circuit 17 of FIG. 3 comprises an A / B area identification circuit 171, a first up / down counter 172 and a second up / down counter 173. As shown in FIG. 7B, when a frequency drift occurs, the distribution of the modulation signal detected at each identification timing is biased to the A region and the B region.
When the phase point exists in the area, the A / B area identification circuit 171 determines so as to count up, and when the phase point exists in the area B, count down.
Next, the number of times of being located in the area A and the area B is counted by using the first up / down counter 172, and when the difference exceeds the preset count data, according to the direction (plus or minus), The second up / down counter 173 adds or subtracts from the initial data,
The frequency drift detection signal 22 is obtained, the frequency division number of the digital oscillator 18 is changed, and the frequency of the reproduction reference signal 24 is changed.
【００２１】適応キャリヤ同期データ生成回路１６は、
図８（ａ）に示すように、エンコーダ１６１からなる。
エンコーダ１６１は、直接位相量子化回路１５で得た５
ビットで表現される相対位相量子化信号（データ）２０
を用いて、図８（ｂ）に示すように、ディジタル発振器
１８で３２分割した各位相ポイントに対応して位相シフ
ト量を算出し、位相シフト量に応じた適応キャリヤ同期
データ（コード）２１を発生する。The adaptive carrier synchronization data generation circuit 16 is
As shown in FIG. 8A, the encoder 161 is included.
The encoder 161 uses the 5 obtained by the direct phase quantization circuit 15.
Relative phase quantized signal (data) expressed in bits 20
8B, the phase shift amount is calculated corresponding to each phase point divided by 32 by the digital oscillator 18, and the adaptive carrier synchronization data (code) 21 corresponding to the phase shift amount is calculated. Occur.
【００２２】ディジタル発振器１８は、図６に示すよう
に、可変分周器１８１および分周データ生成回路１８２
からなり、周波数ドリフト検出回路１７および適応キャ
リヤ同期データ生成回路１６から出力された周波数ドリ
フト検出信号２２およびキャリヤ同期データ信号２１に
従って分周データ生成回路１８２が分周数を切り換え、
その信号を可変分周器１８１が固定発振器２５からの出
力信号２３を基に例えば３２分割して、目的の周波数を
有する再生基準信号２４を発生する。As shown in FIG. 6, the digital oscillator 18 includes a variable frequency divider 181 and a frequency division data generation circuit 182.
And the frequency division data generation circuit 182 switches the frequency division number according to the frequency drift detection signal 22 and the carrier synchronization data signal 21 output from the frequency drift detection circuit 17 and the adaptive carrier synchronization data generation circuit 16.
The variable frequency divider 181 divides the signal into, for example, 32 parts based on the output signal 23 from the fixed oscillator 25 to generate a reproduction reference signal 24 having a target frequency.
【００２３】[0023]
【発明の効果】本発明は、上記実施例から明かなよう
に、使用する局部発振器が、発振周波数が電圧制御可能
な基準発振器に位相同期することにより、周波数ドリフ
トの検出が１つのみの信号を計数処理することで可能と
なるので、回路構成を簡略化できるとともに、電力消費
を低減することができるという効果を有する。また、周
波数ドリフトを計数する信号として、周波数ドリフトし
てその瞬時周波数が変動する第２中間周波信号の中心周
波数に相当する線スペクトラムを有する再生搬送波信号
を使用することにより、短時間で高精度に基地局受信周
波数に移動無線装置の送信周波数を校正させることがで
きるという効果を有する。According to the present invention, as is apparent from the above-described embodiment, the local oscillator to be used is phase-locked with the reference oscillator whose oscillation frequency is voltage controllable, so that only one frequency drift is detected. Since it is possible to perform the counting process, the circuit configuration can be simplified and the power consumption can be reduced. Further, as the signal for counting the frequency drift, by using the reproduced carrier signal having the line spectrum corresponding to the center frequency of the second intermediate frequency signal whose frequency fluctuates and its instantaneous frequency fluctuates, it is possible to achieve high accuracy in a short time. This has the effect of allowing the base station reception frequency to calibrate the transmission frequency of the mobile wireless device.
【図１】本発明の第１の実施例における移動無線装置の
構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of a mobile wireless device according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第２の実施例における移動無線装置の
構成を示すブロック図。FIG. 2 is a block diagram showing a configuration of a mobile wireless device according to a second embodiment of the present invention.
【図３】本発明の各実施例における復調器の構成を示す
ブロック図。FIG. 3 is a block diagram showing a configuration of a demodulator in each example of the present invention.
【図４】本発明の各実施例におけるＱＰＳＫ変調の場合
の識別タイミングにおける再生基準信号との位相関係を
示す特性図。FIG. 4 is a characteristic diagram showing a phase relationship with a reproduction reference signal at an identification timing in the case of QPSK modulation in each embodiment of the present invention.
【図５】本発明の各実施例における直接位相量子化回路
の原理説明図。FIG. 5 is an explanatory diagram of the principle of the direct phase quantization circuit according to each embodiment of the present invention.
【図６】本発明の各実施例における直接位相量子化回路
の構成を示すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing the configuration of a direct phase quantization circuit in each embodiment of the present invention.
【図７】（ａ）本発明の各実施例における周波数ドリフ
ト回路の構成を示すブロック図。 （ｂ）動作説明のための模式図。FIG. 7A is a block diagram showing the configuration of a frequency drift circuit in each embodiment of the present invention. (B) A schematic diagram for explaining the operation.
【図８】（ａ）本発明の各実施例における適応キャリヤ
同期データ生成回路の構成を示すブロック図。 （ｂ）動作説明のためのコード変換一覧図。FIG. 8A is a block diagram showing a configuration of an adaptive carrier synchronization data generation circuit in each embodiment of the present invention. (B) A code conversion list diagram for explaining the operation.
【図９】従来の周波数安定化機能付き移動無線装置の構
成を示すブロック図。FIG. 9 is a block diagram showing a configuration of a conventional mobile wireless device with a frequency stabilizing function.
１ 第１周波数変換器 ２ 第１中間周波増幅器 ３ 第２周波数変換器 ４ 第２中間周波増幅器 ５ 復調器 ６ 第１局部発振器 ７ 第２局部発振器 ８ 基準発振器 ９ 変調局部発振器 １０ カウンタ １１ 制御電圧算出回路 １２ Ｄ／Ａコンバータ １３ 変調器 １４ 送信周波数変換器 １５ 直接位相量子化回路 １６ 適応キャリヤ同期データ生成回路 １７ 周波数ドリフト検出回路 １８ ディジタル発振器 １９ 識別回路 ２０ 相対位相量子化信号 ２１ キャリヤ同期データ信号 ２２ 周波数ドリフト検出信号 ２３ 固定発振器出力信号 ２４ 再生基準信号 ２５ 固定発振器 1 1st frequency converter 2 1st intermediate frequency amplifier 3 2nd frequency converter 4 2nd intermediate frequency amplifier 5 demodulator 6 1st local oscillator 7 2nd local oscillator 8 reference oscillator 9 modulation local oscillator 10 counter 11 control voltage calculation Circuit 12 D / A converter 13 Modulator 14 Transmission frequency converter 15 Direct phase quantization circuit 16 Adaptive carrier synchronization data generation circuit 17 Frequency drift detection circuit 18 Digital oscillator 19 Discrimination circuit 20 Relative phase quantization signal 21 Carrier synchronization data signal 22 Frequency drift detection signal 23 Fixed oscillator output signal 24 Reproduction reference signal 25 Fixed oscillator
Claims (2)
振信号と混合して第１中間周波信号を生成する第１周波
数変換器と、前記第１中間周波信号と第２局部発振器か
らの第２局部発振信号とを混合して第２中間周波信号を
生成する第２周波数変換器と、前記第２中間周波信号か
らディジタルデータを復調するとともに、第２中間周波
信号の中心周波数と同一の線スペクトラムを有する再生
搬送波信号を出力する復調器と、発振周波数が電圧で制
御可能な基準発振器と、前記基準発振器に接続されて基
準発振器に位相同期して発振する第１局部発振器および
第２局部発振器および変調局部発振器と、前記復調器か
ら出力された再生搬送波信号を計数するカウンタと、前
記カウンタの計数値から移動無線装置の周波数ドリフト
を検出して前記基準発振器の発振周波数を制御する制御
電圧算出回路と、前記制御電圧算出回路の出力をデジタ
ル・アナログ変換して前記基準発振器に接続するＤ／Ａ
コンバータと、前記変調局部発振器からの局部発振信号
を変調して変調信号を得る変調器と、前記変調信号と前
記第１局部発振器からの局部発振信号とを混合して送信
信号を生成する送信周波数変換器とを備えた移動無線装
置。1. A first frequency converter for mixing a received signal with a local oscillator signal from a first local oscillator to generate a first intermediate frequency signal; a first frequency converter and a second frequency oscillator from a second local oscillator. A second frequency converter that mixes two local oscillation signals to generate a second intermediate frequency signal, and a line that is the same as the center frequency of the second intermediate frequency signal while demodulating digital data from the second intermediate frequency signal. A demodulator that outputs a reproduced carrier signal having a spectrum, a reference oscillator whose oscillation frequency is controllable by a voltage, and a first local oscillator and a second local oscillator that are connected to the reference oscillator and oscillate in phase synchronization with the reference oscillator. And a modulation local oscillator, a counter that counts the reproduced carrier signal output from the demodulator, and the reference by detecting the frequency drift of the mobile radio device from the count value of the counter. A control voltage calculation circuit for controlling the oscillation frequency of the oscillator and a D / A for connecting the output of the control voltage calculation circuit to the reference oscillator by digital-analog conversion.
A converter, a modulator for modulating a local oscillation signal from the modulation local oscillator to obtain a modulation signal, and a transmission frequency for generating a transmission signal by mixing the modulation signal and the local oscillation signal from the first local oscillator. A mobile radio device comprising a converter.
振信号と混合して第１中間周波信号を生成する第１周波
数変換器と、前記第１中間周波信号と第２局部発振器か
らの第２局部発振信号とを混合して第２中間周波信号を
生成する第２周波数変換器と、前記第２中間周波信号か
らディジタルデータを復調するとともに、第２中間周波
信号の中心周波数と同一の線スペクトラムを有する再生
搬送波信号を出力する復調器と、発振周波数が電圧で制
御可能な基準発振器と、前記基準発振器に接続されて基
準発振器に位相同期して発振する第１局部発振器および
第２局部発振器と、前記復調器から出力された再生搬送
波信号を計数するカウンタと、前記カウンタの計数値か
ら移動無線装置の周波数ドリフトを検出して前記基準発
振器の発振周波数を制御する制御電圧算出回路と、前記
制御電圧算出回路の出力をデジタル・アナログ変換して
前記基準発振器に接続するＤ／Ａコンバータと、前記第
１局部発振器からの局部発振信号を変調して変調信号を
得る変調器と、前記変調信号から送信信号を生成する送
信周波数変換器とを備えた移動無線装置。2. A first frequency converter that mixes a received signal with a local oscillator signal from a first local oscillator to generate a first intermediate frequency signal; a first frequency converter and a second frequency oscillator from the second local oscillator. A second frequency converter that mixes two local oscillation signals to generate a second intermediate frequency signal, and a line that is the same as the center frequency of the second intermediate frequency signal while demodulating digital data from the second intermediate frequency signal. A demodulator that outputs a reproduced carrier signal having a spectrum, a reference oscillator whose oscillation frequency is controllable by a voltage, and a first local oscillator and a second local oscillator that are connected to the reference oscillator and oscillate in phase synchronization with the reference oscillator. A counter that counts the reproduced carrier signal output from the demodulator, and detects the frequency drift of the mobile wireless device from the count value of the counter to determine the oscillation frequency of the reference oscillator. A control voltage calculating circuit for controlling, a D / A converter for converting the output of the control voltage calculating circuit into a digital-analog signal and connecting to the reference oscillator, and a modulation signal for modulating a local oscillation signal from the first local oscillator. A mobile radio apparatus comprising: a modulator for obtaining a transmission signal; and a transmission frequency converter for generating a transmission signal from the modulated signal.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6376293A JPH06276244A (en) | 1993-03-23 | 1993-03-23 | Mobile radio equipment |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP6376293A JPH06276244A (en) | 1993-03-23 | 1993-03-23 | Mobile radio equipment |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06276244A true JPH06276244A (en) | 1994-09-30 |
Family
ID=13238725
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP6376293A Pending JPH06276244A (en) | 1993-03-23 | 1993-03-23 | Mobile radio equipment |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06276244A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999014914A1 (en) * | 1997-09-18 | 1999-03-25 | Nippon Hoso Kyokai | Afc circuit, carrier reproducing circuit, and receiver |
| JP4874485B2 (en) * | 1999-10-12 | 2012-02-15 | クゥアルコム・アセロス・インコーポレイテッド | Method and apparatus for removing the effects of frequency offset in a digital communication system |
-
1993
- 1993-03-23 JP JP6376293A patent/JPH06276244A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| WO1999014914A1 (en) * | 1997-09-18 | 1999-03-25 | Nippon Hoso Kyokai | Afc circuit, carrier reproducing circuit, and receiver |
| JP4874485B2 (en) * | 1999-10-12 | 2012-02-15 | クゥアルコム・アセロス・インコーポレイテッド | Method and apparatus for removing the effects of frequency offset in a digital communication system |
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