JPH06232918A - ビタビ復号方法およびその装置 - Google Patents
ビタビ復号方法およびその装置Info
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- JPH06232918A JPH06232918A JP5017410A JP1741093A JPH06232918A JP H06232918 A JPH06232918 A JP H06232918A JP 5017410 A JP5017410 A JP 5017410A JP 1741093 A JP1741093 A JP 1741093A JP H06232918 A JPH06232918 A JP H06232918A
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Abstract
(57)【要約】 （修正有）
【目的】 トリレス符号化変調された受信信号の復調に
おいて、回路構成が複雑でなくても、４状態以上の位相
不確定状態を有する符号化方式にも対応可能にする。 【構成】 ブランチメトリック発生回路２１はＩ信号お
よびＱ信号に基づいてそのブランチメトリックを算出す
る。ブランチメトリック補正回路２２はバレルシフタ２
２０から構成され、搬送波位相制御回路２６からの制御
信号に基づいてブランチメトリックの順番を入れ換え
る。ＡＣＳ回路２３は入力されたブランチメトリックに
基づいて最尤パス計算を行う。パスメモリ２４はＡＣＳ
回路２３からの制御に基づいて選択されたパスを所定段
数記憶する。搬送波位相制御回路２６は、ＡＣＳ回路２
３から出力される最尤パスに基づいて再生搬送波信号の
位相が送信機の搬送波信号と位相的にずれていることを
識別し、ブランチメトリック補正回路２２を制御して移
相補償を行わせる。
おいて、回路構成が複雑でなくても、４状態以上の位相
不確定状態を有する符号化方式にも対応可能にする。 【構成】 ブランチメトリック発生回路２１はＩ信号お
よびＱ信号に基づいてそのブランチメトリックを算出す
る。ブランチメトリック補正回路２２はバレルシフタ２
２０から構成され、搬送波位相制御回路２６からの制御
信号に基づいてブランチメトリックの順番を入れ換え
る。ＡＣＳ回路２３は入力されたブランチメトリックに
基づいて最尤パス計算を行う。パスメモリ２４はＡＣＳ
回路２３からの制御に基づいて選択されたパスを所定段
数記憶する。搬送波位相制御回路２６は、ＡＣＳ回路２
３から出力される最尤パスに基づいて再生搬送波信号の
位相が送信機の搬送波信号と位相的にずれていることを
識別し、ブランチメトリック補正回路２２を制御して移
相補償を行わせる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は再生搬送波信号の位相の
不確定状態を除去可能なビタビ復号方法およびその装置
に関する。
不確定状態を除去可能なビタビ復号方法およびその装置
に関する。
【０００２】
【従来の技術】電力制限の厳しい通信路での通信システ
ムにおいては、一般的に誤り訂正符号を使用して符号化
利得を得ることにより電力の低減が図られる。このよう
な通信システムにおいては、送信機側で畳み込み符号化
を行い受信機側でビタビ復号を行う事が一般的である
が、特に符号化方式と変調方式を融合したトレリス符号
化変調方式が注目されている。
ムにおいては、一般的に誤り訂正符号を使用して符号化
利得を得ることにより電力の低減が図られる。このよう
な通信システムにおいては、送信機側で畳み込み符号化
を行い受信機側でビタビ復号を行う事が一般的である
が、特に符号化方式と変調方式を融合したトレリス符号
化変調方式が注目されている。
【０００３】このトレリス符号化変調方式は入力デ−タ
を畳み込み符号化すると共に、この畳み込み符号をユ−
クリッド距離が最大になるように変調信号点に割り当て
る方式であり、受信機側ではビタビアルゴリズムを用い
て復号してゆく。具体的なトレリス符号化変調方式とし
て、例えば符号化８ＰＳＫ方式、符号化１６ＱＡＭ方
式、符号化３２ＱＡＭ方式、および符号化６４ＱＡＭ方
式等がある。
を畳み込み符号化すると共に、この畳み込み符号をユ−
クリッド距離が最大になるように変調信号点に割り当て
る方式であり、受信機側ではビタビアルゴリズムを用い
て復号してゆく。具体的なトレリス符号化変調方式とし
て、例えば符号化８ＰＳＫ方式、符号化１６ＱＡＭ方
式、符号化３２ＱＡＭ方式、および符号化６４ＱＡＭ方
式等がある。
【０００４】以下、従来のトレリス符号化変調方式によ
るデータの送受信について説明する。ここでは、符号化
１６ＱＡＭ方式を例に説明を行う。送信機側では、受信
機側に伝送するデータについて畳み込み符号化を行い、
さらに畳み込み符号化されたデータに信号割当を行い、
Ｉ信号（ｃｏｓ軸信号）およびＱ信号（ｓｉｎ軸信号）
として直交変調回路に入力する。
るデータの送受信について説明する。ここでは、符号化
１６ＱＡＭ方式を例に説明を行う。送信機側では、受信
機側に伝送するデータについて畳み込み符号化を行い、
さらに畳み込み符号化されたデータに信号割当を行い、
Ｉ信号（ｃｏｓ軸信号）およびＱ信号（ｓｉｎ軸信号）
として直交変調回路に入力する。
【０００５】直交変調回路においては、搬送波信号とＩ
信号、搬送波信号を９０°移相した信号とＱ信号をそれ
ぞれ乗算し、この乗算結果を加算して、バンドパスフィ
ルター（ＢＰＦ）により帯域制限して受信機側に送出す
る。
信号、搬送波信号を９０°移相した信号とＱ信号をそれ
ぞれ乗算し、この乗算結果を加算して、バンドパスフィ
ルター（ＢＰＦ）により帯域制限して受信機側に送出す
る。
【０００６】受信機側では送信機から送られてきた受信
信号を直交検波し、ディジタル形式のＩ信号およびＱ信
号としてビタビ復号回路に入力する。受信機側における
直交検波は、以下のように行われる。受信機は、直交検
波の結果得られるＩ信号およびＱ信号に基づいて搬送波
信号を再生する。この再生搬送波信号、および再生搬送
波信号を９０°移相した信号と受信信号を乗算し、この
乗算結果をそれぞれローパスフィルター（ＬＰＦ）によ
りフィルタリングし、さらにアナログ／ディジタル（Ａ
／Ｄ）変換してディジタル形式のＩ信号およびＱ信号を
再生する。
信号を直交検波し、ディジタル形式のＩ信号およびＱ信
号としてビタビ復号回路に入力する。受信機側における
直交検波は、以下のように行われる。受信機は、直交検
波の結果得られるＩ信号およびＱ信号に基づいて搬送波
信号を再生する。この再生搬送波信号、および再生搬送
波信号を９０°移相した信号と受信信号を乗算し、この
乗算結果をそれぞれローパスフィルター（ＬＰＦ）によ
りフィルタリングし、さらにアナログ／ディジタル（Ａ
／Ｄ）変換してディジタル形式のＩ信号およびＱ信号を
再生する。
【０００７】ビタビ復号回路においては、このＩ信号お
よびＱ信号に基づいてブランチメトリックを算出し、さ
らに最尤パスを求め、この最尤パスの出力データをパラ
レル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換して復号データとして出
力する。
よびＱ信号に基づいてブランチメトリックを算出し、さ
らに最尤パスを求め、この最尤パスの出力データをパラ
レル／シリアル（Ｐ／Ｓ）変換して復号データとして出
力する。
【０００８】以上述べた受信機側のビタビ復号回路にお
いては、送信機と受信機間の伝送路上で雑音等の影響を
受けて信号が乱された場合でも、最も送信信号系列に近
い系列を探し出してデータを復号することが可能であ
る。しかし、ビタビ復号回路によるデータの復号のため
には、受信信号とそれぞれの信号点とのユ−クリッド距
離の２乗を計算する必要がある。
いては、送信機と受信機間の伝送路上で雑音等の影響を
受けて信号が乱された場合でも、最も送信信号系列に近
い系列を探し出してデータを復号することが可能であ
る。しかし、ビタビ復号回路によるデータの復号のため
には、受信信号とそれぞれの信号点とのユ−クリッド距
離の２乗を計算する必要がある。
【０００９】以上述べた受信機においては、正確なデー
タ復号のため送信機から送られる搬送波信号の周波数お
よび位相を正確に再生する必要がある。一般的に搬送波
信号の再生は周波数に関しては正確に行うことが容易で
ある。しかし、位相に関しては正確な再生は難しく、再
生搬送波信号の位相に不確定さが残るのが一般的であ
る。
タ復号のため送信機から送られる搬送波信号の周波数お
よび位相を正確に再生する必要がある。一般的に搬送波
信号の再生は周波数に関しては正確に行うことが容易で
ある。しかし、位相に関しては正確な再生は難しく、再
生搬送波信号の位相に不確定さが残るのが一般的であ
る。
【００１０】搬送波信号の位相が正確に再生されない場
合、受信信号と仮定している信号点とのユ−クリッド距
離の２乗も本来と異なるので、何らかの手段で補正する
必要がある。
合、受信信号と仮定している信号点とのユ−クリッド距
離の２乗も本来と異なるので、何らかの手段で補正する
必要がある。
【００１１】図９は、搬送波位相補正回路７１を有する
従来のビタビ復号回路７の構成を示す図である。従来の
ビタビ復号回路７には、上述のような一般的な直交検波
回路が前置され、この直交検波回路から入力されるＩ信
号およびＱ信号についてデータの復号を行う。図９にお
いて、搬送波位相補正回路７１は搬送波位相制御回路７
６の位相制御信号（ＳＯi ）に基づいて、直交検波回路
から入力されるＩ信号およびＱ信号の位相補正を行う。
従来のビタビ復号回路７の構成を示す図である。従来の
ビタビ復号回路７には、上述のような一般的な直交検波
回路が前置され、この直交検波回路から入力されるＩ信
号およびＱ信号についてデータの復号を行う。図９にお
いて、搬送波位相補正回路７１は搬送波位相制御回路７
６の位相制御信号（ＳＯi ）に基づいて、直交検波回路
から入力されるＩ信号およびＱ信号の位相補正を行う。
【００１２】ブランチメトリック発生回路７２は、搬送
波位相補正回路７１で位相補正されたＩ信号およびＱ信
号に基づいて受信信号と仮定している信号点とのユ−ク
リッド距離の２乗（ブランチメトリック）を算出する。
ＡＣＳ回路７３は、ブランチメトリック発生回路７２で
算出されたブランチメトリックから最尤パス（パスメト
リック）を算出し、また、パスメモリ７４を制御する。
パスメモリ７４は、ＡＣＳ回路７３の制御により、最尤
パスを所定段数分だけ記憶する。
波位相補正回路７１で位相補正されたＩ信号およびＱ信
号に基づいて受信信号と仮定している信号点とのユ−ク
リッド距離の２乗（ブランチメトリック）を算出する。
ＡＣＳ回路７３は、ブランチメトリック発生回路７２で
算出されたブランチメトリックから最尤パス（パスメト
リック）を算出し、また、パスメモリ７４を制御する。
パスメモリ７４は、ＡＣＳ回路７３の制御により、最尤
パスを所定段数分だけ記憶する。
【００１３】Ｐ／Ｓ（パラレル／シリアル）変換回路７
５は、パスメモリ７４の出力であるパラレル形式の復号
結果をシリアル形式のデータに変換して復号データとし
て出力する。搬送波位相制御回路７６は、ＡＣＳ回路７
３で算出された正規化された最小ステートメトリックの
累加算値に基づいて搬送波位相補正回路７１の制御を行
う。
５は、パスメモリ７４の出力であるパラレル形式の復号
結果をシリアル形式のデータに変換して復号データとし
て出力する。搬送波位相制御回路７６は、ＡＣＳ回路７
３で算出された正規化された最小ステートメトリックの
累加算値に基づいて搬送波位相補正回路７１の制御を行
う。
【００１４】図１０は、従来の第一の搬送波位相補正回
路７１の構成を示す図である。極性反転回路（ＩＮＶ）
７１１ａ、７１１ｂは、入力されるＩ信号およびＱ信号
の極性を反転する。多重回路７１２ａ、７１２ｂは、そ
れぞれ搬送波位相制御回路７６の位相制御信号ＳＯ01、
ＳＯ02の制御に従って、それぞれ入力される非反転Ｉ信
号と反転Ｉ信号のうちの一つを選択して出力し、非反転
Ｑ信号と反転Ｑ信号のうちの一つを選択して出力する。
路７１の構成を示す図である。極性反転回路（ＩＮＶ）
７１１ａ、７１１ｂは、入力されるＩ信号およびＱ信号
の極性を反転する。多重回路７１２ａ、７１２ｂは、そ
れぞれ搬送波位相制御回路７６の位相制御信号ＳＯ01、
ＳＯ02の制御に従って、それぞれ入力される非反転Ｉ信
号と反転Ｉ信号のうちの一つを選択して出力し、非反転
Ｑ信号と反転Ｑ信号のうちの一つを選択して出力する。
【００１５】このように搬送波位相補正回路７１を構成
することにより、搬送波位相補正回路７１の出力は、非
反転Ｉ信号と非反転Ｑ信号、反転Ｉ信号と非反転Ｑ信
号、非反転Ｉ信号と反転Ｉ信号、および反転Ｉ信号と反
転Ｉ信号のいずれかとなる。この４組の組み合わせによ
り、符号化１６ＱＡＭ方式において生じる位相不確定状
態が生じる搬送波信号と再生搬送波信号の位相差０°、
９０°、１８０°、および２７０°の位相状態に対応す
る。
することにより、搬送波位相補正回路７１の出力は、非
反転Ｉ信号と非反転Ｑ信号、反転Ｉ信号と非反転Ｑ信
号、非反転Ｉ信号と反転Ｉ信号、および反転Ｉ信号と反
転Ｉ信号のいずれかとなる。この４組の組み合わせによ
り、符号化１６ＱＡＭ方式において生じる位相不確定状
態が生じる搬送波信号と再生搬送波信号の位相差０°、
９０°、１８０°、および２７０°の位相状態に対応す
る。
【００１６】図１３は、１６ＱＡＭの信号を示す図であ
る。つまり従来の第一の搬送波位相補正回路７１は、図
１３（Ａ）に示す１６ＱＡＭ信号が、例えば（Ｂ）に示
す再生搬送波信号の位相が送信機の搬送波信号の位相と
９０゜異なった場合、（Ｃ）に示すように１８０゜異な
った場合、（Ｄ）に示すように２７０゜異なった場合と
では、それぞれ図示したように本来のＩ信号およびＱ信
号と異なった信号として復号されることになる。
る。つまり従来の第一の搬送波位相補正回路７１は、図
１３（Ａ）に示す１６ＱＡＭ信号が、例えば（Ｂ）に示
す再生搬送波信号の位相が送信機の搬送波信号の位相と
９０゜異なった場合、（Ｃ）に示すように１８０゜異な
った場合、（Ｄ）に示すように２７０゜異なった場合と
では、それぞれ図示したように本来のＩ信号およびＱ信
号と異なった信号として復号されることになる。
【００１７】しかし、本来のＩ信号およびＱ信号を得る
ための位相補正は、Ｉ軸およびＱ軸を単にその極性ある
いは組み合わせを変更するだけで実現できる。従来の第
一の搬送波位相補正回路７１は、このような原理による
ものである。
ための位相補正は、Ｉ軸およびＱ軸を単にその極性ある
いは組み合わせを変更するだけで実現できる。従来の第
一の搬送波位相補正回路７１は、このような原理による
ものである。
【００１８】また、上記の他に従来から以下に述べるよ
うな搬送波位相補正回路も知られている。図１１は、従
来の第二の搬送波位相補正回路８１の構成を示す図であ
る。従来の第二の搬送波位相補正回路８１は、従来の第
一の搬送波位相補正回路７１を用いることによっては不
可能であった、例えば符号化８ＰＳＫ方式に対応した４
５°、１３５°、２２５°、および３１５°の位相補正
が可能なように構成されたものである。従来の第二の搬
送波位相補正回路８１は、従来のビタビ復号回路７にお
いて従来の第一の搬送波位相補正回路７１に置き換えら
れて使用される。
うな搬送波位相補正回路も知られている。図１１は、従
来の第二の搬送波位相補正回路８１の構成を示す図であ
る。従来の第二の搬送波位相補正回路８１は、従来の第
一の搬送波位相補正回路７１を用いることによっては不
可能であった、例えば符号化８ＰＳＫ方式に対応した４
５°、１３５°、２２５°、および３１５°の位相補正
が可能なように構成されたものである。従来の第二の搬
送波位相補正回路８１は、従来のビタビ復号回路７にお
いて従来の第一の搬送波位相補正回路７１に置き換えら
れて使用される。
【００１９】図１１において、４５°補正回路７１０
は、入力されるＩ信号およびＱ信号をそれぞれ４５°移
相する。多重回路７１３ａ、７１３ｂは、搬送波位相制
御回路７６から入力される４５°補正制御信号（Ｓ
Ｏ13）により制御され、４５°移相されたＩ信号および
Ｑ信号と移相されていないＩ信号およびＱ信号のいずれ
かを選択して出力する。搬送波位相補正回路７１は、上
述した従来の第一の搬送波位相補正回路７１と同じ構成
であり、同様に位相補正を行う。
は、入力されるＩ信号およびＱ信号をそれぞれ４５°移
相する。多重回路７１３ａ、７１３ｂは、搬送波位相制
御回路７６から入力される４５°補正制御信号（Ｓ
Ｏ13）により制御され、４５°移相されたＩ信号および
Ｑ信号と移相されていないＩ信号およびＱ信号のいずれ
かを選択して出力する。搬送波位相補正回路７１は、上
述した従来の第一の搬送波位相補正回路７１と同じ構成
であり、同様に位相補正を行う。
【００２０】つまり、従来の第二の搬送波位相補正回路
８１においては、４５゜単位の位相補正を行うか否かを
多重回路７１３ａ、７１３ｂにより選択し、さらに従来
の第一の搬送波位相補正回路７１と同様の位相補正を行
うことにより、４５°、９０°、１３５°、１８０°、
２２５°、２７０°、および３１５°の８つの位相状態
に対応した補正を行っている。
８１においては、４５゜単位の位相補正を行うか否かを
多重回路７１３ａ、７１３ｂにより選択し、さらに従来
の第一の搬送波位相補正回路７１と同様の位相補正を行
うことにより、４５°、９０°、１３５°、１８０°、
２２５°、２７０°、および３１５°の８つの位相状態
に対応した補正を行っている。
【００２１】図１２は、４５°補正回路７１０の構成を
示す図である。４５°補正回路７１０は、加算回路７１
１０、減算回路７１１１、および乗算回路７１１２ａ、
７１１２ｂから構成される。４５°補正回路７１０に入
力されたＩ信号およびＱ信号は加算回路７１１０で和が
計算され、また減算回路７１１１で差が計算され、それ
ぞれの計算結果は極性反転回路７１１２ａ、７１１２ｂ
で（１／√２）倍されて出力される。Ｉ信号およびＱ信
号は互いに９０°の位相差を有するため、上記処理によ
り４５°の移相が可能である。
示す図である。４５°補正回路７１０は、加算回路７１
１０、減算回路７１１１、および乗算回路７１１２ａ、
７１１２ｂから構成される。４５°補正回路７１０に入
力されたＩ信号およびＱ信号は加算回路７１１０で和が
計算され、また減算回路７１１１で差が計算され、それ
ぞれの計算結果は極性反転回路７１１２ａ、７１１２ｂ
で（１／√２）倍されて出力される。Ｉ信号およびＱ信
号は互いに９０°の位相差を有するため、上記処理によ
り４５°の移相が可能である。
【００２２】
【発明が解決しようとする課題】上記の従来の第一の搬
送波位相補正回路によれば、例えば符号化１６ＱＡＭ方
式による信号のように９０°ごとに位相不確定の状態が
生じる信号について再生搬送波信号の位相補正が可能で
ある。しかし、従来の第一の搬送波位相補正回路ような
装置によった場合、ＱＡＭ符号化方式のように再生搬送
波信号の位相不確定が４状態までの符号化方式には対応
できるが、例えば８ＰＳＫのように再生搬送波信号の位
相不確定状態が８状態であるような符号化方式に対して
は対応できなかった。
送波位相補正回路によれば、例えば符号化１６ＱＡＭ方
式による信号のように９０°ごとに位相不確定の状態が
生じる信号について再生搬送波信号の位相補正が可能で
ある。しかし、従来の第一の搬送波位相補正回路ような
装置によった場合、ＱＡＭ符号化方式のように再生搬送
波信号の位相不確定が４状態までの符号化方式には対応
できるが、例えば８ＰＳＫのように再生搬送波信号の位
相不確定状態が８状態であるような符号化方式に対して
は対応できなかった。
【００２３】再生搬送波信号の位相不確定が８状態であ
るような符号化８ＰＳＫ方式等については、再生搬送波
信号の位相補正のためには従来の第二の搬送波位相補正
回路のような装置構成をとる必要がある。従来、位相不
確定が４状態以上の符号化方式に対応するためには、加
算回路、減算回路、および乗算回路等を有する、回路構
成が複雑で回路規模の大きな位相補正回路が必要であっ
た。
るような符号化８ＰＳＫ方式等については、再生搬送波
信号の位相補正のためには従来の第二の搬送波位相補正
回路のような装置構成をとる必要がある。従来、位相不
確定が４状態以上の符号化方式に対応するためには、加
算回路、減算回路、および乗算回路等を有する、回路構
成が複雑で回路規模の大きな位相補正回路が必要であっ
た。
【００２４】本発明は以上述べた従来技術の問題点に鑑
みてなされたものであり、回路構成が複雑でなく、また
回路規模が小さいにもかかわらず、４状態以上の位相不
確定状態を有する符号化変調方式にも対応可能なビタビ
復号方法およびその装置を提供することを目的とする。
みてなされたものであり、回路構成が複雑でなく、また
回路規模が小さいにもかかわらず、４状態以上の位相不
確定状態を有する符号化変調方式にも対応可能なビタビ
復号方法およびその装置を提供することを目的とする。
【００２５】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
に本発明のビタビ復号方法およびその装置は、トレリス
符号化変調により符号化変調された受信信号について、
符号化変調方式に基づいて受信信号についてそれぞれブ
ランチメトリックを算出し、前記ブランチメトリックに
基づいて最尤パスを算出し、正規化された最小のステー
トメトリックを所定数累加算して累加算値を算出し、前
記累加算値に基づいて前記各ブランチメトリックと前記
受信信号の信号点との対応付けを行う。
に本発明のビタビ復号方法およびその装置は、トレリス
符号化変調により符号化変調された受信信号について、
符号化変調方式に基づいて受信信号についてそれぞれブ
ランチメトリックを算出し、前記ブランチメトリックに
基づいて最尤パスを算出し、正規化された最小のステー
トメトリックを所定数累加算して累加算値を算出し、前
記累加算値に基づいて前記各ブランチメトリックと前記
受信信号の信号点との対応付けを行う。
【００２６】また、前記対応付けは、前記各ブランチメ
トリックの入替えによって行われることを特徴とする。
トリックの入替えによって行われることを特徴とする。
【００２７】また、前記対応付けは、前記累加算値が所
定の規準値以上であることを条件に行われることを特徴
とする請求項１または請求項２に記載のビタビ復号方
法。
定の規準値以上であることを条件に行われることを特徴
とする請求項１または請求項２に記載のビタビ復号方
法。
【００２８】また、前記対応付けは、前記累加算値が前
記規準値以下になるまで行われることを特徴とする。
記規準値以下になるまで行われることを特徴とする。
【００２９】また、トレリス符号化変調により符号化変
調された受信信号について、符号化変調方式に基づいて
受信信号についてそれぞれブランチメトリックを算出す
るブランチメトリック算出手段と、前記ブランチメトリ
ックに基づいて最尤パスを算出し、正規化された最小の
ステートメトリックを所定数累加算して累加算値を算出
する累加算手段と、前記累加算値に基づいて前記各ブラ
ンチメトリックを入れ替えるブランチメトリック入替え
手段とを有する。
調された受信信号について、符号化変調方式に基づいて
受信信号についてそれぞれブランチメトリックを算出す
るブランチメトリック算出手段と、前記ブランチメトリ
ックに基づいて最尤パスを算出し、正規化された最小の
ステートメトリックを所定数累加算して累加算値を算出
する累加算手段と、前記累加算値に基づいて前記各ブラ
ンチメトリックを入れ替えるブランチメトリック入替え
手段とを有する。
【００３０】また、前記ブランチメトリック入替え手段
はバレルシフタを有し、このバレルシフタにより前記ブ
ランチメトリックの入替えを前記１組のブランチメトリ
ックの順番をシフトすることにより行うことを特徴とす
る。
はバレルシフタを有し、このバレルシフタにより前記ブ
ランチメトリックの入替えを前記１組のブランチメトリ
ックの順番をシフトすることにより行うことを特徴とす
る。
【００３１】また、前記ブランチメトリック入替え手段
はセレクタを有し、このセレクタにより前記ブランチメ
トリックの入替えを前記１組のブランチメトリックの順
番をシフトすることにより行うことを特徴とする。
はセレクタを有し、このセレクタにより前記ブランチメ
トリックの入替えを前記１組のブランチメトリックの順
番をシフトすることにより行うことを特徴とする。
【００３２】また、前記入れ替えは、前記累加算値が所
定の規準値以上であることを条件に行われることを特徴
とする。
定の規準値以上であることを条件に行われることを特徴
とする。
【００３３】また、前記入れ替えは、前記累加算値が前
記規準値以下になるまで行われることを特徴とする。
記規準値以下になるまで行われることを特徴とする。
【００３４】
【作用】再生搬送波信号が送信機の搬送波信号を位相的
に正確に再生されているか否かにかかわらず、受信信号
と変調信号点とのユ−クリッド距離の２乗を仮のブラン
チメトリックとして発生し、この仮のブランチメトリッ
クに基づいて再生搬送波信号と送信機の搬送波信号の位
相的な同期がとれているか否かを識別する。さらに仮の
ブランチメトリックを入れ換えることにより仮のブラン
チメトリックがそれぞれ本来のどの信号点に対応するも
のかを決定することにより、再生搬送波信号が位相的に
正確に再生された場合と同じ、本来のブランチメトリッ
クを得る。
に正確に再生されているか否かにかかわらず、受信信号
と変調信号点とのユ−クリッド距離の２乗を仮のブラン
チメトリックとして発生し、この仮のブランチメトリッ
クに基づいて再生搬送波信号と送信機の搬送波信号の位
相的な同期がとれているか否かを識別する。さらに仮の
ブランチメトリックを入れ換えることにより仮のブラン
チメトリックがそれぞれ本来のどの信号点に対応するも
のかを決定することにより、再生搬送波信号が位相的に
正確に再生された場合と同じ、本来のブランチメトリッ
クを得る。
【００３５】
【実施例】以下、本発明のビタビ復号方法およびその装
置の実施例について説明する。本発明のビタビ復号方法
およびその装置が実現される送信機５および受信機１の
構成について説明する。図１は、トレリス符号化変調方
式でデータの伝送を行う一般的な送信機５の構成を示す
図である。図２は、本発明のビタビ復号方法およびその
装置が適用される受信機１の構成を示す図である。図３
は、受信機１のビタビ復号回路２０の構成を示す図であ
る。
置の実施例について説明する。本発明のビタビ復号方法
およびその装置が実現される送信機５および受信機１の
構成について説明する。図１は、トレリス符号化変調方
式でデータの伝送を行う一般的な送信機５の構成を示す
図である。図２は、本発明のビタビ復号方法およびその
装置が適用される受信機１の構成を示す図である。図３
は、受信機１のビタビ復号回路２０の構成を示す図であ
る。
【００３６】図１において、畳み込み符号器５１は、外
部から設定された符号化変調方式に対応したレートで伝
送の対象となるデータ入力について並列畳み込み符号化
を行い、信号割当回路５２に入力する。以下、畳み込み
符号器５１における畳み込み符号化、および信号割当回
路５２における信号割当を８ＰＳＫを例にして説明す
る。図４は、８ＰＳＫの信号間のユークリッド距離を示
す図である。図４に示すように、 ユークリッド距離Δ0 ＝Δ2 ｓｉｎ（π／８）≒０．３
８２７Δ2 ユークリッド距離Δ1 ＝Δ2 ／√２ ≒０．７
０７１Δ2 ユークリッド距離Δ0 ＝Δ2 ｃｏｓ（π／８）≒０．９
２３９Δ2 という関係になる。
部から設定された符号化変調方式に対応したレートで伝
送の対象となるデータ入力について並列畳み込み符号化
を行い、信号割当回路５２に入力する。以下、畳み込み
符号器５１における畳み込み符号化、および信号割当回
路５２における信号割当を８ＰＳＫを例にして説明す
る。図４は、８ＰＳＫの信号間のユークリッド距離を示
す図である。図４に示すように、 ユークリッド距離Δ0 ＝Δ2 ｓｉｎ（π／８）≒０．３
８２７Δ2 ユークリッド距離Δ1 ＝Δ2 ／√２ ≒０．７
０７１Δ2 ユークリッド距離Δ0 ＝Δ2 ｃｏｓ（π／８）≒０．９
２３９Δ2 という関係になる。
【００３７】図５は、拘束長３、レジスタ数νが２の場
合の畳み込み符号器５１のトレリス表現の例を示す図で
ある。畳み込み符号器５１は、２ビットの入力信号（ｘ
1 ，ｘ0 ）に対して３ビットの出力信号（ｙ2 ，ｙ1 ，
ｙ0 ）を出力する。この出力信号（ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ）
を図５の各信号Ｓ0 〜Ｓ7 に対応させる。図５におい
て、レジスタ状態（０，０，０）から３番目のタイムス
ロットで再び（０，０，０）に再合流するパス（０−０
−０）、およびパス（６−７−６）の２つのパスについ
て信号間距離を求める。ここで、パス（６−７−６）の
ユークリッド距離は、図５を参照して、第一のブランチ
では一方の信号点はＳ0 であり、他方の信号点はＳ6 で
あるからこのユークリッド距離はΔ1 となる。
合の畳み込み符号器５１のトレリス表現の例を示す図で
ある。畳み込み符号器５１は、２ビットの入力信号（ｘ
1 ，ｘ0 ）に対して３ビットの出力信号（ｙ2 ，ｙ1 ，
ｙ0 ）を出力する。この出力信号（ｙ2 ，ｙ1 ，ｙ0 ）
を図５の各信号Ｓ0 〜Ｓ7 に対応させる。図５におい
て、レジスタ状態（０，０，０）から３番目のタイムス
ロットで再び（０，０，０）に再合流するパス（０−０
−０）、およびパス（６−７−６）の２つのパスについ
て信号間距離を求める。ここで、パス（６−７−６）の
ユークリッド距離は、図５を参照して、第一のブランチ
では一方の信号点はＳ0 であり、他方の信号点はＳ6 で
あるからこのユークリッド距離はΔ1 となる。
【００３８】同様に第二のブランチのユークリッド距離
はΔ0 、第二のブランチのユークリッド距離はΔ1 とな
る。よって、パス（６−７−６）のユークリッド距離の
２乗は、 ｄ0 2 ＝Δ2 （６−√２）／２ となる。
はΔ0 、第二のブランチのユークリッド距離はΔ1 とな
る。よって、パス（６−７−６）のユークリッド距離の
２乗は、 ｄ0 2 ＝Δ2 （６−√２）／２ となる。
【００３９】このパス（６−７−６）の他に、レジスタ
状態（０，０，０）から３タイムスロット後にレジスタ
状態（０，０，０）に至るパスはパス（０−０−０）、
パス（６−５−２）、パス（４−１−２）、およびパス
（４−３−６）があるが、これらのパスのユークリッド
距離の２乗はいずれもｄ0 2 より大きくなる。このよう
にして得られる最小ユークリッド距離の２乗の最小値が
最大になるように図４の各信号点に割り当てて符号化を
行う。
状態（０，０，０）から３タイムスロット後にレジスタ
状態（０，０，０）に至るパスはパス（０−０−０）、
パス（６−５−２）、パス（４−１−２）、およびパス
（４−３−６）があるが、これらのパスのユークリッド
距離の２乗はいずれもｄ0 2 より大きくなる。このよう
にして得られる最小ユークリッド距離の２乗の最小値が
最大になるように図４の各信号点に割り当てて符号化を
行う。
【００４０】信号割当回路５２は、畳み込み符号器５１
の並列畳み込み符号出力について信号割当を行い、Ｉ信
号およびＱ信号としてＰＳＫ変調回路６に入力する。局
部発振回路６４は、搬送波信号を生成し、ハイブリッド
回路６５およびミキサ６１ａに入力する。ハイブリッド
回路６５は、局部発振回路６４で発生された搬送波信号
の位相を９０°遅らせ、ミキサ６１ｂに入力する。
の並列畳み込み符号出力について信号割当を行い、Ｉ信
号およびＱ信号としてＰＳＫ変調回路６に入力する。局
部発振回路６４は、搬送波信号を生成し、ハイブリッド
回路６５およびミキサ６１ａに入力する。ハイブリッド
回路６５は、局部発振回路６４で発生された搬送波信号
の位相を９０°遅らせ、ミキサ６１ｂに入力する。
【００４１】ミキサ６１ａ、６１ｂがそれぞれＩ信号と
搬送波信号の乗算、および、Ｑ信号とハイブリッド回路
６５で９０°遅延移相された搬送波信号の乗算を行う。
加算回路６２は、ミキサ６１ａ、６１ｂの出力信号を加
算してＢＰＦ６３に入力する。ＢＰＦ６３は、加算回路
６２の出力信号の所定の周波数成分をフィルタリングし
て被変調出力信号とする。
搬送波信号の乗算、および、Ｑ信号とハイブリッド回路
６５で９０°遅延移相された搬送波信号の乗算を行う。
加算回路６２は、ミキサ６１ａ、６１ｂの出力信号を加
算してＢＰＦ６３に入力する。ＢＰＦ６３は、加算回路
６２の出力信号の所定の周波数成分をフィルタリングし
て被変調出力信号とする。
【００４２】以下、図２を参照して受信機１の構成を説
明する。受信機１は、ＱＡＭ復調回路１０とビタビ復調
回路２０から構成されている。
明する。受信機１は、ＱＡＭ復調回路１０とビタビ復調
回路２０から構成されている。
【００４３】ＱＡＭ復調回路１０において、搬送波再生
回路１５は、Ａ／Ｄ変換回路１３ａ、１３ｂの出力信号
に基づいて搬送波信号の再生を行い、ミキサ１１ａおよ
びハイブリッド回路１４に入力する。ハイブリッド回路
１４は、搬送波再生回路１５で再生された搬送波信号を
９０°移相してミキサ１１ｂに入力する。
回路１５は、Ａ／Ｄ変換回路１３ａ、１３ｂの出力信号
に基づいて搬送波信号の再生を行い、ミキサ１１ａおよ
びハイブリッド回路１４に入力する。ハイブリッド回路
１４は、搬送波再生回路１５で再生された搬送波信号を
９０°移相してミキサ１１ｂに入力する。
【００４４】ミキサ１１ａ、１１ｂはそれぞれ搬送波再
生回路１５で再生された搬送波信号と送信機５の被変調
出力信号の乗算を行ってＬＰＦ１２ａに入力し、ハイブ
リッド回路１４で９０°移相された再生搬送波信号と送
信機５の被変調出力信号の乗算を行って基底帯域に変換
し、ＬＰＦ１２ｂに入力する。
生回路１５で再生された搬送波信号と送信機５の被変調
出力信号の乗算を行ってＬＰＦ１２ａに入力し、ハイブ
リッド回路１４で９０°移相された再生搬送波信号と送
信機５の被変調出力信号の乗算を行って基底帯域に変換
し、ＬＰＦ１２ｂに入力する。
【００４５】ＬＰＦ１２ａ、１２ｂは、それぞれミキサ
１１ａ、１１ｂの出力信号の所定の高域遮断周波数以下
の周波数成分をフィルタリングし、Ａ／Ｄ変換回路１３
ａ、１３ｂに入力する。Ａ／Ｄ変換回路１３ａ、１３ｂ
は、それぞれＬＰＦ１２ａ、１２ｂの出力信号をアナロ
グ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換して、ディジタル形式の
Ｉ信号、Ｑ信号としてビタビ復調回路２０に入力する。
１１ａ、１１ｂの出力信号の所定の高域遮断周波数以下
の周波数成分をフィルタリングし、Ａ／Ｄ変換回路１３
ａ、１３ｂに入力する。Ａ／Ｄ変換回路１３ａ、１３ｂ
は、それぞれＬＰＦ１２ａ、１２ｂの出力信号をアナロ
グ／ディジタル（Ａ／Ｄ）変換して、ディジタル形式の
Ｉ信号、Ｑ信号としてビタビ復調回路２０に入力する。
【００４６】以下、図３を参照してビタビ復調回路２０
の構成を説明する。ブランチメトリック発生回路２１
は、ＱＡＭ復調回路１０から入力されるＩ信号およびＱ
信号に基づいてそのユークリッド距離の２乗（ブランチ
メトリック）を算出する。
の構成を説明する。ブランチメトリック発生回路２１
は、ＱＡＭ復調回路１０から入力されるＩ信号およびＱ
信号に基づいてそのユークリッド距離の２乗（ブランチ
メトリック）を算出する。
【００４７】ブランチメトリック補正回路２２は、図６
（Ａ）に示すようなバレルシフタ２２０から構成されて
おり、搬送波位相制御回路２６からの制御信号に基づい
て入力データ（Ｉ１ｋ）と出力データ（Ｏ２ｋ）（ｋ＝
１〜ｘｘ）との接続関係を変更し、再生搬送波の位相補
償を等価的に行う。
（Ａ）に示すようなバレルシフタ２２０から構成されて
おり、搬送波位相制御回路２６からの制御信号に基づい
て入力データ（Ｉ１ｋ）と出力データ（Ｏ２ｋ）（ｋ＝
１〜ｘｘ）との接続関係を変更し、再生搬送波の位相補
償を等価的に行う。
【００４８】図６（Ｂ）において、ここでＩ１０１〜Ｉ
１ＸＸはブランチメトリック発生回路２１からのブラン
チメトリック入力を示す。バレルシフタ２２０は、搬送
波位相制御回路２６からの制御により、図中に示すよう
に、指定されたシフト量を入力されるブランチメトリッ
ク（Ｉ１０１〜Ｉ１ＸＸ）に与え出力データ（Ｏ２０１
〜Ｏ２ｘｘ）として出力する。
１ＸＸはブランチメトリック発生回路２１からのブラン
チメトリック入力を示す。バレルシフタ２２０は、搬送
波位相制御回路２６からの制御により、図中に示すよう
に、指定されたシフト量を入力されるブランチメトリッ
ク（Ｉ１０１〜Ｉ１ＸＸ）に与え出力データ（Ｏ２０１
〜Ｏ２ｘｘ）として出力する。
【００４９】図６（Ｂ）は、シフト量１の場合について
示してある。バレルシフタ２２０に与えられた制御信号
により入力データを１ビットシフトしたとすると、補正
されたブランチメトリックとして出力データＯ２０１は
入力データＩ１０２を、出力データＯ２０２は入力デー
タＩ１０３を出力する。このような関係は図示を省略し
た入出力データ間にも成立する。また、異なるシフト量
に対しても、同様にシフト量に対応したシフトを入力デ
ータに与えて与えて出力する。
示してある。バレルシフタ２２０に与えられた制御信号
により入力データを１ビットシフトしたとすると、補正
されたブランチメトリックとして出力データＯ２０１は
入力データＩ１０２を、出力データＯ２０２は入力デー
タＩ１０３を出力する。このような関係は図示を省略し
た入出力データ間にも成立する。また、異なるシフト量
に対しても、同様にシフト量に対応したシフトを入力デ
ータに与えて与えて出力する。
【００５０】このように受信信号と各信号点とのユ−ク
リッド距離の２乗である１組のブランチメトリックがど
の位相状態の信号点に対するのものであるかに応じて順
次シフトしてゆくことにより再生搬送波信号の位相を補
正する。なお、バレルシフタ２２０の代わりにマルチプ
レクサのような回路を使用してもよい。
リッド距離の２乗である１組のブランチメトリックがど
の位相状態の信号点に対するのものであるかに応じて順
次シフトしてゆくことにより再生搬送波信号の位相を補
正する。なお、バレルシフタ２２０の代わりにマルチプ
レクサのような回路を使用してもよい。
【００５１】ＡＣＳ回路２３は、入力されたブランチメ
トリックに基づいて最尤パス計算を行い、最も尤度の高
いブランチを算出してパスメモリ２４を制御し、このブ
ランチメトリックと既に記憶されているステートメトリ
ックを加算し、この加算値から前記ステートメトリック
の最小値を減算して正規化し、この値を新たなステート
メトリックとして記憶する。
トリックに基づいて最尤パス計算を行い、最も尤度の高
いブランチを算出してパスメモリ２４を制御し、このブ
ランチメトリックと既に記憶されているステートメトリ
ックを加算し、この加算値から前記ステートメトリック
の最小値を減算して正規化し、この値を新たなステート
メトリックとして記憶する。
【００５２】パスメモリ２４は、ＡＣＳ回路２３からの
制御に基づいて選択されたパスを所定段数分記憶する。
Ｐ／Ｓ変換回路２５は、パスメモリ２４出力のパラレル
形式の最尤パス出力データをパラレル／シリアル変換し
て直列データの形式で出力する。搬送波位相制御回路２
６は、ＡＣＳ回路２３から出力される正規化された最小
のステートメトリックに基づいて再生搬送波信号の位相
が送信機の搬送波信号と位相的にずれていることを識別
し、ブランチメトリック補正回路２２を制御して移相補
償を行わせる。
制御に基づいて選択されたパスを所定段数分記憶する。
Ｐ／Ｓ変換回路２５は、パスメモリ２４出力のパラレル
形式の最尤パス出力データをパラレル／シリアル変換し
て直列データの形式で出力する。搬送波位相制御回路２
６は、ＡＣＳ回路２３から出力される正規化された最小
のステートメトリックに基づいて再生搬送波信号の位相
が送信機の搬送波信号と位相的にずれていることを識別
し、ブランチメトリック補正回路２２を制御して移相補
償を行わせる。
【００５３】以下、送信機５および受信機１の動作を説
明する。送信機５は、例えば符号化８ＰＳＫ方式に対応
したレートでデータ入力について畳み込み符号器５１で
畳み込み符号化を行い、この畳み込み符号化されたデー
タについて信号割当回路５２でその信号間の最小ユーク
リッド距離が最大になるように設定された符号化変調方
式に対応した信号割当を行い、Ｉ信号およびＱ信号とし
てＰＳＫ変調回路６に入力する。
明する。送信機５は、例えば符号化８ＰＳＫ方式に対応
したレートでデータ入力について畳み込み符号器５１で
畳み込み符号化を行い、この畳み込み符号化されたデー
タについて信号割当回路５２でその信号間の最小ユーク
リッド距離が最大になるように設定された符号化変調方
式に対応した信号割当を行い、Ｉ信号およびＱ信号とし
てＰＳＫ変調回路６に入力する。
【００５４】さらに、ＰＳＫ変調回路６は信号割当回路
５２から入力されるＩ信号およびＱ信号を変調して受信
機１に送出する。ＰＳＫ変調回路６において、局部発振
回路６４は、搬送波信号を生成する。この搬送波信号は
そのままミキサ６１ａおよびハイブリッド回路６５に入
力される。
５２から入力されるＩ信号およびＱ信号を変調して受信
機１に送出する。ＰＳＫ変調回路６において、局部発振
回路６４は、搬送波信号を生成する。この搬送波信号は
そのままミキサ６１ａおよびハイブリッド回路６５に入
力される。
【００５５】ハイブリッド回路６５に入力された搬送波
信号は９０°移相され、ミキサ６１ｂに入力される。ミ
キサ６１ａ、６１ｂは、それぞれ移相の異なる搬送波信
号と信号割当回路５２から出力されるＩ信号およびＱ信
号を乗算する。この２つの乗算結果は加算回路５５で加
算され、ＢＰＦ６３でのフィルタリングにより帯域制限
され、受信機１に送出される。
信号は９０°移相され、ミキサ６１ｂに入力される。ミ
キサ６１ａ、６１ｂは、それぞれ移相の異なる搬送波信
号と信号割当回路５２から出力されるＩ信号およびＱ信
号を乗算する。この２つの乗算結果は加算回路５５で加
算され、ＢＰＦ６３でのフィルタリングにより帯域制限
され、受信機１に送出される。
【００５６】送信機５からの信号を受けた受信機１は、
ミキサ１１ａ、１１ｂにより、搬送波再生回路１１で再
生された搬送波信号、およびこの搬送波信号をハイブリ
ッド回路１４で９０°移相した信号とそれぞれ乗算す
る。この乗算結果はそれぞれＬＰＦ１２ａ、１２ｂによ
りフィルタリングされ、さらに、Ａ／Ｄ変換回路１３
ａ、１３ｂによりＡ／Ｄ変換される。このＡ／Ｄ変換回
路１３ａ、１３ｂの出力信号はそれぞれＩ信号、および
Ｑ信号としてビタビ復調回路２０に入力される。
ミキサ１１ａ、１１ｂにより、搬送波再生回路１１で再
生された搬送波信号、およびこの搬送波信号をハイブリ
ッド回路１４で９０°移相した信号とそれぞれ乗算す
る。この乗算結果はそれぞれＬＰＦ１２ａ、１２ｂによ
りフィルタリングされ、さらに、Ａ／Ｄ変換回路１３
ａ、１３ｂによりＡ／Ｄ変換される。このＡ／Ｄ変換回
路１３ａ、１３ｂの出力信号はそれぞれＩ信号、および
Ｑ信号としてビタビ復調回路２０に入力される。
【００５７】以下、ビタビ復調回路２０の動作について
説明する。まず、前提として再生搬送波信号と送信機５
の搬送波信号に位相差があり、かつ、位相補正をしない
場合、復号データにどのような影響が出るか、また、そ
の際のブランチメトリックの性質を説明する。図７は、
ビタビ復調回路２０動作を説明するために、受信機１の
再生搬送波信号と送信機５の搬送波信号の位相差が０゜
である場合と４５゜である場合の８ＰＳＫ信号を示した
図である。
説明する。まず、前提として再生搬送波信号と送信機５
の搬送波信号に位相差があり、かつ、位相補正をしない
場合、復号データにどのような影響が出るか、また、そ
の際のブランチメトリックの性質を説明する。図７は、
ビタビ復調回路２０動作を説明するために、受信機１の
再生搬送波信号と送信機５の搬送波信号の位相差が０゜
である場合と４５゜である場合の８ＰＳＫ信号を示した
図である。
【００５８】受信機１の再生搬送波信号と送信機５の搬
送波信号の位相差が０゜である場合、つまり再生搬送波
信号が位相的に正確に再生されている場合、各信号点Ｓ
0 〜Ｓ7 は受信機１と送信機５で一致する。このため、
正しい復号データを得ることができる。
送波信号の位相差が０゜である場合、つまり再生搬送波
信号が位相的に正確に再生されている場合、各信号点Ｓ
0 〜Ｓ7 は受信機１と送信機５で一致する。このため、
正しい復号データを得ることができる。
【００５９】一方、図７（Ａ）と（Ｂ）を比較してわか
るように、再生搬送波信号と送信機５の搬送波信号に４
５゜の位相差がある場合、送信機５がＳ0 を送信しても
受信機１ではＳ7 を復号データとして出力することとな
る。このように両者に位相差がある場合、受信機１が受
信信号と信号点Ｓ7 の間のブランチメトリックとして計
算している値は、実際には信号点Ｓ0 との間のブランチ
メトリックである。
るように、再生搬送波信号と送信機５の搬送波信号に４
５゜の位相差がある場合、送信機５がＳ0 を送信しても
受信機１ではＳ7 を復号データとして出力することとな
る。このように両者に位相差がある場合、受信機１が受
信信号と信号点Ｓ7 の間のブランチメトリックとして計
算している値は、実際には信号点Ｓ0 との間のブランチ
メトリックである。
【００６０】しかし、同時に算出される一組のブランチ
メトリックは、再生搬送波信号と送信機５の再生搬送波
信号の位相のずれにかかわらず、同じ要素から構成され
る。つまり、ブランチメトリックの計算値は、位相差に
対応していずれかの信号点に対して算出されるかが異な
るのみである。これは再生搬送波信号の位相不確定状態
を与える信号点が、搬送波信号に対して軸対称、または
点対称になっているためである。
メトリックは、再生搬送波信号と送信機５の再生搬送波
信号の位相のずれにかかわらず、同じ要素から構成され
る。つまり、ブランチメトリックの計算値は、位相差に
対応していずれかの信号点に対して算出されるかが異な
るのみである。これは再生搬送波信号の位相不確定状態
を与える信号点が、搬送波信号に対して軸対称、または
点対称になっているためである。
【００６１】以上より、信号点と受信信号のユ−クリッ
ド距離の２乗であるブランチメトリックも搬送波信号に
対して軸対称、または点対称であるため、そこで求めた
一組のブランチメトリックが、どの位相状態の信号点に
対するのかをシフトする事によって再生搬送波信号の位
相の不確定性を補正できる。
ド距離の２乗であるブランチメトリックも搬送波信号に
対して軸対称、または点対称であるため、そこで求めた
一組のブランチメトリックが、どの位相状態の信号点に
対するのかをシフトする事によって再生搬送波信号の位
相の不確定性を補正できる。
【００６２】以下、ビタビ復調回路２０における再生搬
送波信号と送信機５の搬送波信号の位相補正の動作につ
いて説明する。ブランチメトリック発生回路２１は受信
されたＩ信号及びＱ信号と、現在仮定されている符号化
方式における各信号点とのユ−クリッド距離の２乗をブ
ランチメトリックとして発生する。
送波信号と送信機５の搬送波信号の位相補正の動作につ
いて説明する。ブランチメトリック発生回路２１は受信
されたＩ信号及びＱ信号と、現在仮定されている符号化
方式における各信号点とのユ−クリッド距離の２乗をブ
ランチメトリックとして発生する。
【００６３】ただし、この場合においては、再生搬送波
信号の位相は送信機５の搬送波信号の位相と一致してい
ると仮定する。ブランチメトリック補正回路２２では、
ブランチメトリック発生回路２１から入力されるブラン
チメトリックと搬送波信号位相制御回路２６からの制御
信号に基づいて、各信号点にどのブランチメトリックを
割り付けるかを決める。
信号の位相は送信機５の搬送波信号の位相と一致してい
ると仮定する。ブランチメトリック補正回路２２では、
ブランチメトリック発生回路２１から入力されるブラン
チメトリックと搬送波信号位相制御回路２６からの制御
信号に基づいて、各信号点にどのブランチメトリックを
割り付けるかを決める。
【００６４】ブランチメトリック補正回路２２で再生搬
送波信号の位相不確定さを除去し、正しいブランチメト
リックとしてＡＣＳ回路２３に補正後のブランチメトリ
ックを入力する。ＡＣＳ回路２３はブランチメトリック
発生回路２１が算出したブランチメトリックに基づいて
最尤パスを算出するとともに、ブランチ選択信号および
パス選択信号によりパスメモリ回路２４を制御する。な
お、パスメモリ２４の出力データはパラレル形式並ある
ため、Ｐ／Ｓ変換回路２５によりシリアル形式の信号に
変換され、復号データとして出力される。
送波信号の位相不確定さを除去し、正しいブランチメト
リックとしてＡＣＳ回路２３に補正後のブランチメトリ
ックを入力する。ＡＣＳ回路２３はブランチメトリック
発生回路２１が算出したブランチメトリックに基づいて
最尤パスを算出するとともに、ブランチ選択信号および
パス選択信号によりパスメモリ回路２４を制御する。な
お、パスメモリ２４の出力データはパラレル形式並ある
ため、Ｐ／Ｓ変換回路２５によりシリアル形式の信号に
変換され、復号データとして出力される。
【００６５】搬送波位相制御回路２６は、ＡＣＳ回路２
３から入力される正規化された最小のステートメトリッ
クに基づいてブランチメトリック補正回路２２を制御す
る。つまり、搬送波位相制御回路２６は正規化された最
小のステートメトリックを所定の回数累加算し、この累
加算結果が所定の規準値以上であればブランチメトリッ
ク補正回路２２のバレルシフタ２２０のシフト量を再生
搬送波信号と送信機５の搬送波信号の位相差があると識
別して１増やし、規準値以下であれば両者の位相差がな
いと識別してバレルシフタ２２０のシフト量をその値に
保持する。
３から入力される正規化された最小のステートメトリッ
クに基づいてブランチメトリック補正回路２２を制御す
る。つまり、搬送波位相制御回路２６は正規化された最
小のステートメトリックを所定の回数累加算し、この累
加算結果が所定の規準値以上であればブランチメトリッ
ク補正回路２２のバレルシフタ２２０のシフト量を再生
搬送波信号と送信機５の搬送波信号の位相差があると識
別して１増やし、規準値以下であれば両者の位相差がな
いと識別してバレルシフタ２２０のシフト量をその値に
保持する。
【００６６】図８は、ビタビ復調回路２０で行われる処
理を示すフローチャートである。以下、図９を参照して
ビタビ復調回路２０、特に搬送波位相制御回路２６での
処理について説明する。図８において、ステップ０１
（Ｓ０１）において、ブランチメトリック発生回路２１
はブランチメトリックを算出する。ステップ０２（Ｓ０
２）において、ＡＣＳ回路２３はブランチメトリック発
生回路２１で算出されたブランチメトリックに基づいて
正規化された最小のステートメトリックを算出する。
理を示すフローチャートである。以下、図９を参照して
ビタビ復調回路２０、特に搬送波位相制御回路２６での
処理について説明する。図８において、ステップ０１
（Ｓ０１）において、ブランチメトリック発生回路２１
はブランチメトリックを算出する。ステップ０２（Ｓ０
２）において、ＡＣＳ回路２３はブランチメトリック発
生回路２１で算出されたブランチメトリックに基づいて
正規化された最小のステートメトリックを算出する。
【００６７】ステップ０３（Ｓ０３）以下は搬送波位相
制御回路２６での処理である。ステップ０３（Ｓ０３）
において、搬送波位相制御回路２６はＡＣＳ回路におい
て算出された正規化された最小のステートメトリックを
累加算する。ステップ０４（Ｓ０４）において、搬送波
位相制御回路２６は、正規化された最小のステートメト
リックを規定の回数累加算したか否かを判断する。規定
の回数累加算した場合、Ｓ０１の処理に進み、規定の回
数累加算していない場合はＳ０５の処理に進む。
制御回路２６での処理である。ステップ０３（Ｓ０３）
において、搬送波位相制御回路２６はＡＣＳ回路におい
て算出された正規化された最小のステートメトリックを
累加算する。ステップ０４（Ｓ０４）において、搬送波
位相制御回路２６は、正規化された最小のステートメト
リックを規定の回数累加算したか否かを判断する。規定
の回数累加算した場合、Ｓ０１の処理に進み、規定の回
数累加算していない場合はＳ０５の処理に進む。
【００６８】ステップ０５（Ｓ０５）において、搬送波
位相制御回路２６は正規化された最小のステートメトリ
ックの累加算結果が規準値以下か否かを判断する。規準
値以下である場合、累加算値をリセット（Ｓ０６）して
Ｓ０１の処理に進む。規準値以下でない場合、累加算値
をリセット（Ｓ０７）して、ブランチメトリック補正回
路２２のシフト量を１増加させる（Ｓ０８）。
位相制御回路２６は正規化された最小のステートメトリ
ックの累加算結果が規準値以下か否かを判断する。規準
値以下である場合、累加算値をリセット（Ｓ０６）して
Ｓ０１の処理に進む。規準値以下でない場合、累加算値
をリセット（Ｓ０７）して、ブランチメトリック補正回
路２２のシフト量を１増加させる（Ｓ０８）。
【００６９】上述の通りＳ０５における判断は、この正
規化された最小のステートメトリックの累加算値につい
ての判断である。ここで、再送搬送波信号と送信機５の
搬送波信号の位相的な同期が取れている場合、この累加
算値は伝送路における雑音、歪および妨害のレベルを表
す。一方、再送搬送波信号と送信機５の搬送波信号の位
相的な同期が取れていない場合、このパスメトリックの
累加算値は伝送路における雑音、歪および妨害のレベル
に関係なく一定数値以上になっている。
規化された最小のステートメトリックの累加算値につい
ての判断である。ここで、再送搬送波信号と送信機５の
搬送波信号の位相的な同期が取れている場合、この累加
算値は伝送路における雑音、歪および妨害のレベルを表
す。一方、再送搬送波信号と送信機５の搬送波信号の位
相的な同期が取れていない場合、このパスメトリックの
累加算値は伝送路における雑音、歪および妨害のレベル
に関係なく一定数値以上になっている。
【００７０】一般に、再送搬送波信号と送信機５の搬送
波信号の位相的な同期が取れている場合の前記累加算値
は同期がとれていない場合の累加算値に比べて約（１／
２）程度の値となる。累加算値に対する規準値はこの２
つの場合の累加算値を明確に識別可能な値に設定され
る。
波信号の位相的な同期が取れている場合の前記累加算値
は同期がとれていない場合の累加算値に比べて約（１／
２）程度の値となる。累加算値に対する規準値はこの２
つの場合の累加算値を明確に識別可能な値に設定され
る。
【００７１】以上述べた他、本発明のビタビ復号方法お
よびその装置は、例えば実施例中に変形例として示した
ような種々の構成をとることが可能である。以上述べた
実施例は例示である。
よびその装置は、例えば実施例中に変形例として示した
ような種々の構成をとることが可能である。以上述べた
実施例は例示である。
【００７２】
【発明の効果】以上述べたように本発明によれば、回路
構成が複雑でなく、また回路規模が小さいにもかかわら
ず、４状態以上の位相不確定状態を有する符号化変調方
式にも対応可能なビタビ復号方法およびその装置を提供
することが可能である。
構成が複雑でなく、また回路規模が小さいにもかかわら
ず、４状態以上の位相不確定状態を有する符号化変調方
式にも対応可能なビタビ復号方法およびその装置を提供
することが可能である。
【図１】トレリス符号化変調方式でデータの伝送を行う
一般的な送信機の構成を示す図である。
一般的な送信機の構成を示す図である。
【図２】本発明のビタビ復号方法およびその装置が適用
される受信機の構成を示す図である。
される受信機の構成を示す図である。
【図３】受信機のビタビ復号回路の構成を示す図であ
る。
る。
【図４】８ＰＳＫの信号間のユークリッド距離を示す図
である。
である。
【図５】拘束長３、レジスタ数νが２の場合の畳み込み
符号器のトレリス表現の例を示す図である。
符号器のトレリス表現の例を示す図である。
【図６】バレルシフタを示す図である。
【図７】ビタビ復調回路の動作を説明するために、受信
機の再生搬送波信号と送信機の搬送波信号の位相差が０
゜である場合と４５゜である場合の８ＰＳＫ信号を示す
図である。
機の再生搬送波信号と送信機の搬送波信号の位相差が０
゜である場合と４５゜である場合の８ＰＳＫ信号を示す
図である。
【図８】ビタビ復調回路で行われる処理を示すフローチ
ャートである。
ャートである。
【図９】搬送波位相補正回路を有する従来のビタビ復号
回路の構成を示す図である。
回路の構成を示す図である。
【図１０】従来の第一の搬送波位相補正回路の構成を示
す図である。
す図である。
【図１１】従来の第二の搬送波位相補正回路の構成を示
す図である。
す図である。
【図１２】４５°補正回路の構成を示す図である。
【図１３】１６ＱＡＭの信号を示す図である。
１・・・受信機 １０・・・ＱＡＭ復調回路 １１・・・乗算回路 １２・・・ＬＰＦ １３・・・Ａ／Ｄ変換回路 １４・・・ハイブリッド回路 １５・・・搬送波再生回路 ２０・・・ビタビ復調回路 ２１・・・ブランチメトリック発生回路 ２２・・・ブランチメトリック補正回路 ２２０・・・バレルシフタ ２３・・・ＡＣＳ回路 ２４・・・パスメモリ ２５・・・Ｐ／Ｓ変換回路 ５・・・送信機 ５１・・・畳み込み符号器 ５２・・・信号割当回路 ６・・・ＰＳＫ変調回路 ６１・・・乗算回路 ６２・・・加算回路 ６３・・・ＢＰＦ ６４・・・局部発振回路 ６５・・・ハイブリッド回路
フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 Ｈ０４Ｌ 27/22 Ａ 9297−5Ｋ // Ｈ０３Ｍ 13/12 8730−5Ｊ
Claims (9)
- 【請求項１】トレリス符号化変調により符号化変調され
た受信信号について、符号化変調方式に基づいて受信信
号についてそれぞれブランチメトリックを算出し、 前記ブランチメトリックに基づいて最尤パスを算出し、
正規化された最小のステートメトリックを所定数累加算
して累加算値を算出し、 前記累加算値に基づいて前記各ブランチメトリックと前
記受信信号の信号点との対応付けを行うビタビ復号方
法。 - 【請求項２】前記対応付けは、前記各ブランチメトリッ
クの入替えによって行われることを特徴とする請求項１
に記載のビタビ復号方法。 - 【請求項３】前記対応付けは、前記累加算値が所定の規
準値以上であることを条件に行われることを特徴とする
請求項１または請求項２に記載のビタビ復号方法。 - 【請求項４】前記対応付けは、前記累加算値が前記規準
値以下になるまで行われることを特徴とする請求項３に
記載のビタビ復号方法。 - 【請求項５】トレリス符号化変調により符号化変調され
た受信信号について、符号化変調方式に基づいて受信信
号についてそれぞれブランチメトリックを算出するブラ
ンチメトリック算出手段と、 前記ブランチメトリックに基づいて最尤パスを算出し、
正規化された最小のステートメトリックを所定数累加算
して累加算値を算出する累加算手段と、 前記累加算値に基づいて前記各ブランチメトリックを入
れ替えるブランチメトリック入替え手段とを有するビタ
ビ復号装置。 - 【請求項６】前記ブランチメトリック入替え手段はバレ
ルシフタを有し、このバレルシフタにより前記ブランチ
メトリックの入替えを前記１組のブランチメトリックの
順番をシフトすることにより行うことを特徴とする請求
項５に記載のビタビ復号装置。 - 【請求項７】前記ブランチメトリック入替え手段はセレ
クタを有し、このセレクタにより前記ブランチメトリッ
クの入替えを前記１組のブランチメトリックの順番をシ
フトすることにより行うことを特徴とする請求項６に記
載のビタビ復号装置。 - 【請求項８】前記入れ替えは、前記累加算値が所定の規
準値以上であることを条件に行われることを特徴とする
請求項５〜７のいずれかに記載のビタビ復号装置。 - 【請求項９】前記入れ替えは、前記累加算値が前記規準
値以下になるまで行われることを特徴とする請求項５〜
８のいずれかに記載のビタビ復号装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01741093A JP3381286B2 (ja) | 1993-02-04 | 1993-02-04 | ビタビ復号方法およびその装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP01741093A JP3381286B2 (ja) | 1993-02-04 | 1993-02-04 | ビタビ復号方法およびその装置 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06232918A true JPH06232918A (ja) | 1994-08-19 |
| JP3381286B2 JP3381286B2 (ja) | 2003-02-24 |
Family
ID=11943240
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP01741093A Expired - Fee Related JP3381286B2 (ja) | 1993-02-04 | 1993-02-04 | ビタビ復号方法およびその装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3381286B2 (ja) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100439211B1 (ko) * | 1996-10-15 | 2004-10-26 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 연산처리장치 |
| US7062000B1 (en) | 1999-01-29 | 2006-06-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
-
1993
- 1993-02-04 JP JP01741093A patent/JP3381286B2/ja not_active Expired - Fee Related
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| KR100439211B1 (ko) * | 1996-10-15 | 2004-10-26 | 마쯔시다덴기산교 가부시키가이샤 | 연산처리장치 |
| US7062000B1 (en) | 1999-01-29 | 2006-06-13 | Sharp Kabushiki Kaisha | Viterbi decoder |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3381286B2 (ja) | 2003-02-24 |
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