JPH06204790A - Filter circuit - Google Patents
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- JPH06204790A JPH06204790A JP34925592A JP34925592A JPH06204790A JP H06204790 A JPH06204790 A JP H06204790A JP 34925592 A JP34925592 A JP 34925592A JP 34925592 A JP34925592 A JP 34925592A JP H06204790 A JPH06204790 A JP H06204790A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、集積化に適したフィル
タ回路に関する。FIELD OF THE INVENTION The present invention relates to a filter circuit suitable for integration.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図５に示す様に、低域（＜ωL ）及び高
域（＞ωH ）で平坦な特性を持ち、かつ高域での利得が
０ｄＢより大きなローパス・フィルタ回路を構成するに
は、従来図６に示す様な手法が採用される。即ち、図５
の特性は、例えば減衰域の傾斜が−６ｄＢ／ｏｃｔであ
れば、 で表わされる。なお、ＧVHはωH における電圧利得であ
る。そこで、Ｔ1 (s) の逆極性の伝達関数を持った帰還
回路２０を、十分利得の大きな増幅回路１０の帰還系に
入れて、図５の特性を得ている。これを、コンダクタン
ス・アンプとコンデンサを用いて実現した例が図７に示
すものである。この例では、十分に利得が大きい増幅回
路１０、コンダクタンス・アンプ２１及び２２、コンデ
ンサＣ2 、バッファ・アンプ２３並びに分圧抵抗Ｒｆ2
及びＲｓ2 によりフィルタ回路が構成されている。フィ
ルタとしての入力端子は増幅回路１０の非反転入力端子
であり、出力端子は増幅回路１０の出力端子となってい
る。2. Description of the Related Art As shown in FIG. 5, a low-pass filter circuit having flat characteristics in the low range (<ω L ) and high range (> ω H ) and having a gain in the high range of more than 0 dB is constructed. For this purpose, the method shown in FIG. 6 is conventionally used. That is, FIG.
The characteristic of is, for example, if the slope of the attenuation range is -6 dB / oct, It is represented by. G VH is the voltage gain at ω H. Therefore, the feedback circuit 20 having a transfer function of the opposite polarity of T1 (s) is inserted into the feedback system of the amplifier circuit 10 having a sufficiently large gain to obtain the characteristics shown in FIG. An example of realizing this using a conductance amplifier and a capacitor is shown in FIG. In this example, the amplifier circuit 10 having a sufficiently large gain, the conductance amplifiers 21 and 22, the capacitor C2, the buffer amplifier 23, and the voltage dividing resistor Rf2.
And Rs2 form a filter circuit. The input terminal as a filter is the non-inverting input terminal of the amplifier circuit 10, and the output terminal is the output terminal of the amplifier circuit 10.
【０００３】この帰還回路２０の部分の伝達関数Ｆ2
(s) は、コンダクタンス・アンプ２１の非反転入力端子
を入力、抵抗Ｒｆ2 とＲｓ2 の接続点を出力とし、増幅
回路１０の利得が十分大きく、コンダクタンス・アンプ
２１及び２２のコンダクタンスをそれぞれｇｍ21，ｇｍ
22とすると、 となる。従って、図７の構成全体の伝達関数Ｔ2 (s)
は、 となる。これにより、図５におけるＧVL（ωL における
電圧利得）、ωL 、ωHに対応するＧVL2 、ＧVH2 、ω
L2、ωH2は、 ＧVL2 ＝｛（Ｒs2＋Ｒf2）／Ｒs2｝×｛（ｇｍ21＋ｇｍ22）／ｇｍ21｝ ＧVH2 ＝（Ｒs2＋Ｒf2）／Ｒs2 ωL2＝ｇｍ21／Ｃ2 ωH2＝（ｇｍ21＋ｇｍ22）／Ｃ2 となることがわかる。The transfer function F2 of this feedback circuit 20
In (s), the non-inverting input terminal of the conductance amplifier 21 is input, the connection point of the resistors Rf2 and Rs2 is output, the gain of the amplifier circuit 10 is sufficiently large, and the conductances of the conductance amplifiers 21 and 22 are gm21 and gm, respectively.
If 22 Becomes Therefore, the transfer function T2 (s) of the entire configuration of FIG.
Is Becomes Thus, (the voltage gain in omega L) G VL in FIG. 5, ω L, G VL2, G VH2 corresponding to omega H, omega
L2, omega H2 may be a G VL2 = {(Rs2 + Rf2 ) / Rs2} × {(gm21 + gm22) / gm21} G VH2 = (Rs2 + Rf2) / Rs2 ω L2 = gm21 / C2 ω H2 = (gm21 + gm22) / C2 Recognize.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、図６の
回路では、帰還回路２０の特性として図５の逆特性をそ
のまま作り出す必要があるので、構成が複雑になること
を避けられない。具体的には、図７のフィルタ回路で
は、コンダクタンス・アンプを２個設ける必要がある。However, in the circuit of FIG. 6, since it is necessary to create the reverse characteristic of FIG. 5 as the characteristic of the feedback circuit 20 as it is, it is inevitable that the configuration becomes complicated. Specifically, in the filter circuit of FIG. 7, it is necessary to provide two conductance amplifiers.
【０００５】また、ωL を低い周波数に設定しようとす
ると、それを作り出すのにも困難を伴う。例えば、図７
のフィルタ回路において、テープレコーダの再生周波数
特性を規定しているＮＡＢ特性を想定して、ｆL2（＝ω
L2／２π）＝５０Hzを得ようとすると、Ｃ2 ＝１００pF
ではｇｍ21＝０．０３１４μｓとなり、集積回路ＩＣ内
で実現不可能な値ではないものの、オフセット電圧の増
加やノイズ特性の悪化を招いてしまう。Further, if ω L is set to a low frequency, it is difficult to create it. For example, in FIG.
In the filter circuit of, assuming that the NAB characteristic that defines the reproduction frequency characteristic of the tape recorder, f L2 (= ω
L2 / 2π) = 50Hz, C2 = 100pF
Then, gm21 = 0.0314 μs, which is not a value that cannot be realized in the integrated circuit IC, but causes an increase in offset voltage and deterioration of noise characteristics.
【０００６】本発明は、逆特性の伝達関数を生成する帰
還回路を簡素化し、またωL が低くなってもコンダクタ
ンス・アンプのコンダクタンスが極端に小さくなるのを
防ぐことのできるフィルタ回路を提供することを目的と
する。The present invention provides a filter circuit which simplifies a feedback circuit for generating a transfer function having an inverse characteristic and which can prevent the conductance of the conductance amplifier from becoming extremely small even if ω L becomes low. The purpose is to
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明にかかるフィルタ
回路は一定利得の増幅回路の出力端子に入力が接続さ
れ、前記増幅回路の反転入力端子に出力が接続される第
１の帰還回路であるハイパス・フィルタを設けている。
更に、前記ハイパス・フィルタに、周波数特性を持たな
い第２の帰還回路を並列に接続している。A filter circuit according to the present invention is a first feedback circuit in which an input is connected to an output terminal of an amplifier circuit of constant gain and an output is connected to an inverting input terminal of the amplifier circuit. A high pass filter is provided.
Further, a second feedback circuit having no frequency characteristic is connected in parallel to the high pass filter.
【０００８】[0008]
【作用】一定利得の増幅回路の帰還系にハイパス・フィ
ルタを入れているので、増幅回路の利得が十分大きけれ
ばハイパス・フィルタのカットオフ周波数以上では、一
定利得となる。そして、周波数が低くなるに従って利得
が上昇していくが、増幅回路の利得が一定であることか
ら、低い周波数での利得上昇は一定のところで抑えられ
る。その結果、フィルタ回路の特性として図５の様なも
のが得られる。Since the high-pass filter is inserted in the feedback system of the amplifier circuit of constant gain, if the gain of the amplifier circuit is sufficiently large, the gain becomes constant above the cutoff frequency of the high-pass filter. Then, the gain increases as the frequency becomes lower, but since the gain of the amplifier circuit is constant, the gain increase at a low frequency can be suppressed at a constant position. As a result, the characteristics of the filter circuit as shown in FIG. 5 are obtained.
【０００９】[0009]
【実施例】本発明の実施例を図１に示す。１００は十分
利得の大きい増幅回路、１２０は周波数特性を持たな
い、即ち周波数特性が平坦な帰還回路、１３０は高域が
平坦で、低域が減衰する周波数特性を持つハイパス・フ
ィルタ、１３５は加算回路である。帰還回路１２０及び
ハイパス・フィルタ１３０の入力端子は、増幅回路の出
力端子に接続される。帰還回路１２０及びハイパイ・フ
ィルタ１３０の出力端子は、それぞれ加算回路１３５の
入力端子に接続される。加算回路１３５の出力端子は、
増幅回路１００の反転入力端子に接続されている。増幅
回路１００の非反転入力端子がフィルタ回路の入力端
子、増幅回路１００の出力端子がフィルタ回路の出力端
子となっている。FIG. 1 shows an embodiment of the present invention. Reference numeral 100 is an amplifier circuit having a sufficiently large gain, 120 is a feedback circuit having no frequency characteristic, that is, a frequency characteristic is flat, 130 is a high-pass filter having a frequency characteristic in which the high band is flat and the low band is attenuated, and 135 is an adder. Circuit. The input terminals of the feedback circuit 120 and the high pass filter 130 are connected to the output terminal of the amplifier circuit. The output terminals of the feedback circuit 120 and the high-pass filter 130 are connected to the input terminals of the adder circuit 135, respectively. The output terminal of the adder circuit 135 is
It is connected to the inverting input terminal of the amplifier circuit 100. The non-inverting input terminal of the amplifier circuit 100 is the input terminal of the filter circuit, and the output terminal of the amplifier circuit 100 is the output terminal of the filter circuit.
【００１０】ここで増幅回路の利得を十分大きなものと
し、また帰還回路１２０及びハイパス・フィルタ１３０
の伝達関数をそれぞれβ、Ｆ3(s)とすると、このフィル
タ回路の伝達関数Ｔ3(s)は、 Ｔ3 (s) ＝１／（β＋Ｆ3(s)） と表されるが、Ｆ(s) をいま仮に１次のハイパス・フィ
ルタとして、 とすると、Ｔ3 (s) は、Here, the gain of the amplifier circuit is made sufficiently large, and the feedback circuit 120 and the high-pass filter 130 are used.
The transfer functions of the filter circuit are β and F3 (s), the transfer function T3 (s) of this filter circuit is expressed as T3 (s) = 1 / (β + F3 (s)), but F (s) is As a first-order high-pass filter, Then, T3 (s) is
【００１１】[0011]
【数１】 となる。このＴ3 (s) の周波数特性は図５と同様にな
る。ここで、 ＧVL3 ＝１／β ＧVH3 ＝１／（β＋Ｋ3 ） である。なお、ＧVL3 、ＧVH3 、ωL3、ωH3は、図５の
ＧVL、ＧVH、ωL 、ωHに相当する。[Equation 1] Becomes The frequency characteristic of this T3 (s) is similar to that of FIG. Where G VL3 = 1 / β G VH3 = 1 / (β + K3) Is. Note that G VL3 , G VH3 , ω L3 , and ω H3 correspond to G VL , G VH , ω L , and ω H in FIG. 5, respectively.
【００１２】この様に、周波数特性を持たない帰還回路
１２０と単なるハイパス・フィルタ１３０を帰還系に入
れることにより、フィルタ回路は図５のような低域、高
域ともに平坦なローパス・フィルタ回路の周波数特性が
得られることになる。As described above, by inserting the feedback circuit 120 having no frequency characteristic and the simple high-pass filter 130 into the feedback system, the filter circuit is a flat low-pass filter circuit as shown in FIG. Frequency characteristics can be obtained.
【００１３】図２は、以上の様な１次のハイパス・フィ
ルタ特性を用いた構成を、コンダクタンス・アンプを用
いて実現した実施例を示す回路図である。１００は十分
利得の大きい増幅回路、１４１はコンダクタンスがｇｍ
4 のコンダクタンス・アンプ、１４２は利得１のバッフ
ァ・アンプである。コンダクタンス・アンプ１４１の非
反転入力端子は基準電位に接続されており、出力端子
は、反対側が増幅回路１００の出力端子に接続されてい
るコンデンサＣ4 の接続されていると共にバッファ・ア
ンプ１４２の入力端子に接続されている。バッファ・ア
ンプ１４２の出力端子はコンダクタンス・アンプ１４１
の反転入力端子に接続されていると共に、抵抗Ｒ4 、Ｒ
ｓ4 を介して前記基準電位に接続されている。増幅回路
１００の反転入力端子は抵抗Ｒ4 とＲｓ4 の接続点に接
続されると共に、増幅回路１００の反転入力端子と出力
端子の間に抵抗Ｒｆ4 が接続されている。ここでは、コ
ンダクタンス・アンプ１４１、コンデンサＣ4 、バッフ
ァ１４２で構成される部分１４０が、図１のハイパス・
フィルタ１３０に相当する。そして、抵抗Ｒｆ4 が、帰
還回路１２０に相当する。また、図１の加算回路１３５
と同様の機能は、抵抗Ｒｆ4 、Ｒ4 、Ｒｓ4 により抵抗
加算で達成されている。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment in which the structure using the first-order high-pass filter characteristic as described above is realized by using a conductance amplifier. 100 is an amplifier circuit with a sufficiently large gain, 141 is a conductance of gm
4 is a conductance amplifier, and 142 is a gain 1 buffer amplifier. The non-inverting input terminal of the conductance amplifier 141 is connected to the reference potential, and the output terminal is connected to the capacitor C4 whose opposite side is connected to the output terminal of the amplifier circuit 100 and the input terminal of the buffer amplifier 142. It is connected to the. The output terminal of the buffer amplifier 142 is the conductance amplifier 141.
Connected to the inverting input terminal of the resistor R4, R
It is connected to the reference potential via s4. The inverting input terminal of the amplifier circuit 100 is connected to the connection point of the resistors R4 and Rs4, and the resistor Rf4 is connected between the inverting input terminal and the output terminal of the amplifier circuit 100. Here, the portion 140 including the conductance amplifier 141, the capacitor C4, and the buffer 142 is the high-pass amplifier of FIG.
It corresponds to the filter 130. The resistor Rf4 corresponds to the feedback circuit 120. In addition, the addition circuit 135 of FIG.
A function similar to is achieved by resistance addition with resistors Rf4, R4, and Rs4.
【００１４】図２のフィルタ回路の伝達関数Ｔ4 (s)
は、 ただし、The transfer function T4 (s) of the filter circuit of FIG.
Is However,
【００１５】[0015]
【数２】 と表わされる。これにより、図２のフィルタ回路は図５
のような周波数特性を持つ。そして、 ＧVL4 ＝Ｋ4 ／α4 ＧVH4 ＝Ｋ4 ωL4 ＝α4 （ｇｍ4 ／Ｃ4 ） ωH4 ＝ｇｍ4 ／Ｃ4 となることがわかる。なお、ＧVL4 、ＧVH4 、ωL4、ω
H4はそれぞれ図５のＧVL、ＧVH、ωL 、ωH に相当す
る。[Equation 2] Is represented. As a result, the filter circuit of FIG.
It has the following frequency characteristics. Then, it is found that G VL4 = K4 / α4 G VH4 = K4 ω L4 = α4 (gm4 / C4) ω H4 = gm4 / C4. Note that G VL4 , G VH4 , ω L4 , ω
H4 corresponds to G VL , G VH , ω L , and ω H in FIG. 5, respectively.
【００１６】このため、コンダクタンス・アンプ１４１
のｇｍ4 で直接決まるのはωH4の方であり、ωL4はωH4
の係数α4 をかけることで決まる。α4 は単なる抵抗の
比であることから、１以下の任意の大きさに決定するこ
とができる。また、ωL4が低い周波数であっても、α4
を小さくすれば特にｇｍ4 は小さい必要はない。Therefore, the conductance amplifier 141
ΩH4 is directly determined by gm4 of, and ωL4 is ωH4
It is determined by multiplying by the coefficient α 4. Since α 4 is a mere resistance ratio, it can be determined to have an arbitrary value of 1 or less. Also, even if ω L4 is low frequency, α4
It is not necessary for gm4 to be small as long as is small.
【００１７】例えばＮＡＢ特性を得るにはｆL4（＝ωL4
／２π）＝５０Ｈｚ、ｆH4（＝ωH2／２π）＝１．３３
ＫＨｚとしなければならないが、Ｃ4 ＝１００ｐＦでは
ｇｍ4 ＝０．８３６μｓとなり、図７で前述したｇｍ21
の場合（ｇｍ21＝０．０３１４μｓ）よりも１０倍以上
大きくなる。この値はＩＣ内で十分実現可能であり、し
かもオフセット電圧の増加やノイズ特性の悪化について
は許容できるレベルに抑えることが可能な値である。ま
た、従来の図７では２個のコンダクタンス・アンプ２
１，２２を必要としていたが、図２のフィルタ回路では
同じ特性を得るのに１個のコンダクタンス・アンプ１４
１で実現できる。For example, to obtain the NAB characteristic, f L4 (= ω L4
/ 2π) = 50 Hz, fH4 (= ω H2 /2π)=1.33
It must be set to KHz, but when C4 = 100 pF, gm4 = 0.836 µs, which is the same as gm21 described above with reference to FIG.
In case of (gm21 = 0.0314 μs), it is more than 10 times larger. This value is a value that can be sufficiently realized in the IC and can be suppressed to an acceptable level with respect to an increase in offset voltage and deterioration of noise characteristics. Further, in FIG. 7 of the related art, two conductance amplifiers 2 are used.
1 and 22 are required, but in order to obtain the same characteristics in the filter circuit of FIG.
Can be realized with 1.
【００１８】図３は、Ｒｆ／Ｒｓの比を大きく設定し、
更にフィルタ特性を２次とした場合（図５のＧVL、ＧVH
が大きい設定になる）の例である。１００は十分利得の
大きい増幅回路、１５１及び１５２はそれぞれ第１及び
第２のコンダクタンス・アンプ、１５３及び１５４はそ
れぞれ第１及び第２のバッファ・アンプである。第１の
コンダクタンス・アンプ１５１の非反転入力端子は基準
電位に接続されている。第１のコンダクタンス・アンプ
１５１の出力端子は、第１のバッファ・アンプ１５３の
入力端子に接続されている。第１のバッファ・アンプ１
５３の出力端子は、第２のコンダクタンス・アンプ１５
２の非反転入力端子に接続されている。第２のコンダク
タンス・アンプ１５２の出力端子は、第２のバッファ・
アンプ１５４の入力端子に接続されている。第２のバッ
ファ・アンプ１５４の出力端子は、抵抗Ｒ5 に接続され
ると共に、第１及び第２のコンダクタンス・アンプ１５
１、１５２の非反転入力端子に接続されている。In FIG. 3, the Rf / Rs ratio is set to a large value,
When the filter characteristic is second-order (G VL , G VH in FIG. 5)
Is a large setting). Reference numeral 100 is an amplifier circuit having a sufficiently large gain, 151 and 152 are first and second conductance amplifiers, respectively, and 153 and 154 are first and second buffer amplifiers, respectively. The non-inverting input terminal of the first conductance amplifier 151 is connected to the reference potential. The output terminal of the first conductance amplifier 151 is connected to the input terminal of the first buffer amplifier 153. First buffer amplifier 1
The output terminal of 53 is the second conductance amplifier 15
2 is connected to the non-inverting input terminal. The output terminal of the second conductance amplifier 152 has a second buffer
It is connected to the input terminal of the amplifier 154. The output terminal of the second buffer amplifier 154 is connected to the resistor R5, and the first and second conductance amplifiers 15 are connected.
1, 152 are connected to the non-inverting input terminals.
【００１９】第１のコンデンサＣ51は一方の端子が第１
のコンダクタンス・アンプ１５１の出力端子に接続さ
れ、他方の端子が交流的に接地されている。第２のコン
デンサＣ52は、一方の端子が第２のコンダクタンス・ア
ンプの出力端子に接続され、他方の端子が増幅回路１０
０の出力端子に接続されている。抵抗Ｒ5 は、他端が増
幅回路１００の反転入力端子に接続される。抵抗Ｒｆ5
は、増幅回路１００の出力端子と、反転入力端子に接続
されている。抵抗Ｒｓ5 及びコンデンサＣｓ5 は、直列
接続されて増幅回路１００反転入力端子に接続されてい
る。増幅回路１００の非反転入力端子がフィルタ回路の
入力端子、増幅回路１００の出力端子がフィルタ回路の
出力端子となっている。One terminal of the first capacitor C51 is the first
Is connected to the output terminal of the conductance amplifier 151, and the other terminal is AC-grounded. The second capacitor C52 has one terminal connected to the output terminal of the second conductance amplifier and the other terminal connected to the amplifier circuit 10.
0 is connected to the output terminal. The other end of the resistor R5 is connected to the inverting input terminal of the amplifier circuit 100. Resistance Rf5
Are connected to the output terminal of the amplifier circuit 100 and the inverting input terminal. The resistor Rs5 and the capacitor Cs5 are connected in series and connected to the inverting input terminal of the amplifier circuit 100. The non-inverting input terminal of the amplifier circuit 100 is the input terminal of the filter circuit, and the output terminal of the amplifier circuit 100 is the output terminal of the filter circuit.
【００２０】この例では、抵抗Ｒｓ5 にＤＣカット用の
コンデンサＣｓ5 を直列に入れている。Ｒｓ5 及びＣｓ
5 によるカットオフ周波数は、信号帯域に影響を与えな
いようにするため、ωL よりも十分低く設定されてい
る。また、減衰域（ωL 〜ωH）の傾きを−１２ｄＢ／o
ct にするために、図１のハイパス・フィルタ１３０
を、２次のハイパス・フィルタ１５０としている。In this example, a DC cut capacitor Cs5 is inserted in series with the resistor Rs5. Rs5 and Cs
The cutoff frequency due to 5 is set sufficiently lower than ω L so as not to affect the signal band. Also, the slope of the attenuation range (ω L to ω H ) is set to −12 dB / o.
The high pass filter 130 of FIG.
Is a second-order high-pass filter 150.
【００２１】図４は、図３のコンデンサＣｓ5 を用いる
代わりに、コンダクタンス・アンプ１６２、コンデンサ
Ｃ62、抵抗Ｒ62により、ＤＣ帰還をかけた実施例を示
す。ハイパス・フィルタ１６０は１次として、図２のハ
イパス・フィルタ１４０と同じ構成となっている。ここ
でも信号帯域に影響を与えないようにするために、コン
ダクタンス・アンプ１６２のコンダクタンスとコンデン
サＣ62の容量によるカットオフ周波数は、ωL6よりも十
分低く設定されている。FIG. 4 shows an embodiment in which DC feedback is applied by a conductance amplifier 162, a capacitor C62, and a resistor R62 instead of using the capacitor Cs5 of FIG. The high-pass filter 160 has the same configuration as the high-pass filter 140 shown in FIG. Again, in order not to affect the signal band, the cutoff frequency due to the conductance of the conductance amplifier 162 and the capacitance of the capacitor C62 is set sufficiently lower than ω L6 .
【００２２】[0022]
【発明の効果】本発明によれば、減衰域で無限に減衰す
る通常のハイパス・フィルタを帰還系に入れることによ
り、図５のような低域、高域ともに一定利得のローパス
・フィルタ回路を実現することができるので、簡単な回
路構成となる。According to the present invention, a low-pass filter circuit having a constant gain in both the low band and the high band as shown in FIG. Since it can be realized, it has a simple circuit configuration.
【００２３】また、ωL が低くても、コンダクタンス・
アンプのコンダクタンスはωL とは無関係にωH で決ま
り、ωL は抵抗比などで簡単に特性を調整できる帰還回
路で決まる。このため、コンダクタンス・アンプのコン
ダクタンスは、ωL が小さくてもωH が小さくなければ
小さくしなくて済む。なお、コンダクタンス・アンプの
コンダクタスンが小さいとオフセット電圧やノイズの増
加の原因になるが、本発明では上述した理由によりこの
様な不具合は生じない。Even if ω L is low, the conductance
Conductance amplifier is determined by independently omega H and ω L, ω L is determined by the feedback circuit can be adjusted easily characteristics such as resistance ratio. Therefore, the conductance of the conductance amplifier does not have to be small even if ω L is small unless ω H is small. It should be noted that if the conductance amplifier has a small conductance, it causes an increase in offset voltage and noise. However, in the present invention, such a problem does not occur due to the reason described above.
【図１】本発明の基本回路構成を示すブロック図。FIG. 1 is a block diagram showing a basic circuit configuration of the present invention.
【図２】本発明の一実施例を示す回路図。FIG. 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の他の実施例（ＤＣカット用コンデンサ
及び２次ハイパス・フィルタを用いた例）を示す回路
図。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention (an example using a DC cut capacitor and a second-order high-pass filter).
【図４】本発明の他の実施例（ＤＣ帰還をかける例）を
示す回路図。FIG. 4 is a circuit diagram showing another embodiment (an example of applying DC feedback) of the present invention.
【図５】本発明及び従来技術を説明するための周波数特
性図。FIG. 5 is a frequency characteristic diagram for explaining the present invention and the prior art.
【図６】従来技術の基本回路構成を示すブロック図。FIG. 6 is a block diagram showing a basic circuit configuration of a conventional technique.
【図７】従来技術をより具体化した回路図。FIG. 7 is a circuit diagram in which the conventional technique is embodied.
１００ 増幅回路 １２０ 周波数特性を持たない帰還回路 １３０ ハイパス・フィルタ １３５ 加算回路 １４０ ハイパス・フィルタ（１次） １４２ バッファ・アンプ １５０ ハイパス・フィルタ（２次） １５１，１５２ コンダクタンス・アンプ １５３，１５４ バッファ・アンプ １６０ ハイパス・フィルタ（１次） １６１，１６２ コンダクタンス・アンプ １６３，１６４ バッファ・アンプ 100 Amplifier circuit 120 Feedback circuit without frequency characteristic 130 High-pass filter 135 Adder circuit 140 High-pass filter (first order) 142 Buffer amplifier 150 High-pass filter (second order) 151,152 Conductance amplifier 153,154 Buffer amplifier 160 High-pass filter (1st order) 161,162 Conductance amplifier 163,164 Buffer amplifier
Claims (4)
との間に接続され、アクティブ素子で構成されてハイパ
ス特性を持つ第１の帰還回路と、該第１の帰還回路に並
列に接続された、周波数特性を持たない第２の帰還回路
とを具備し、前記増幅回路の非反転入力端子を入力端子
とし、該増幅回路の出力端子を出力端子としたフィルタ
回路。1. An amplifier circuit, a first feedback circuit connected between an output terminal and an inverting input terminal of the amplifier circuit, the active circuit including an active element and having a high-pass characteristic, and connected in parallel to the first feedback circuit. And a second feedback circuit having no frequency characteristic, wherein the non-inverting input terminal of the amplifier circuit is an input terminal and the output terminal of the amplifier circuit is an output terminal.
続され、アクティブ素子で構成されたハイパス・フィル
タと、該ハイパス・フィルタの出力端子と前記増幅回路
の反転入力端子の間に接続された第１の抵抗と、前記増
幅回路の出力端子と反転入力端子の間に接続された第２
の抵抗とを具備し、前記増幅回路の非反転入力端子を入
力端子とし、該増幅回路の出力端子を出力端子としたフ
ィルタ回路。2. An amplifier circuit, an output terminal of which is connected to an input terminal, and a high-pass filter which is composed of active elements, and which is connected between an output terminal of the high-pass filter and an inverting input terminal of the amplifier circuit. A first resistor and a second resistor connected between the output terminal and the inverting input terminal of the amplifier circuit.
And a resistance of the amplifier circuit as a non-inverting input terminal of the amplifier circuit as an input terminal and an output terminal of the amplifier circuit as an output terminal.
子が基準電位に接続されたコンダクタンス・アンプと、
入力端子が前記コンダクタンス・アンプの出力端子に接
続され、出力端子が前記コンダクタンス・アンプの反転
入力端子に接続されたバッファ・アンプと、一方の端子
が前記コンダクタンス・アンプの出力端子に接続された
コンデンサによって構成され、前記コンデンサの他方の
端子が前記増幅回路の出力端子に接続され、前記バッフ
ァアンプの出力端子が前記第１の抵抗に接続されたこと
を特徴とする請求項２に記載のフィルタ回路。3. The high-pass filter comprises a conductance amplifier having a non-inverting input terminal connected to a reference potential,
A buffer amplifier having an input terminal connected to the output terminal of the conductance amplifier, an output terminal connected to the inverting input terminal of the conductance amplifier, and a capacitor having one terminal connected to the output terminal of the conductance amplifier The filter circuit according to claim 2, wherein the other terminal of the capacitor is connected to the output terminal of the amplifier circuit, and the output terminal of the buffer amplifier is connected to the first resistor. .
子が基準電位に接続された第１のコンダクタンス・アン
プと、入力端子が前記第１のコンダクタンス・アンプの
出力端子に接続された第１のバッファ・アンプと、非反
転入力端子が前記第１のバッファ・アンプの出力端子に
接続された第２のコンダクタンス・アンプと、入力端子
が前記第２のコンダクタンス・アンプの出力端子に接続
され、出力端子が前記第１及び第２のコンダクタンス・
アンプの反転入力端子に接続された第２のバッファ・ア
ンプと、一方の端子が前記第１のコンダクタンス・アン
プの出力端子に接続され、他方の端子が交流的に接地さ
れた第１のコンデンサと、一方の端子が前記第２のコン
ダクタンス・アンプの出力端子に接続された第２のコン
デンサによって構成され、前記第２のコンデンサの他方
の端子が前記増幅回路の出力端子に接続され、前記第２
のバッファアンプの出力端子が前記第１の抵抗に接続さ
れたことを特徴とする請求項２に記載のフィルタ回路。4. The high-pass filter includes a first conductance amplifier having a non-inverting input terminal connected to a reference potential, and a first conductance amplifier having an input terminal connected to an output terminal of the first conductance amplifier. A buffer amplifier, a second conductance amplifier whose non-inverting input terminal is connected to the output terminal of the first buffer amplifier, and an input terminal connected to the output terminal of the second conductance amplifier, and an output The terminals are the first and second conductances
A second buffer amplifier connected to the inverting input terminal of the amplifier, and a first capacitor having one terminal connected to the output terminal of the first conductance amplifier and the other terminal AC-grounded A second capacitor having one terminal connected to an output terminal of the second conductance amplifier, the other terminal of the second capacitor being connected to an output terminal of the amplification circuit,
3. The filter circuit according to claim 2, wherein an output terminal of the buffer amplifier is connected to the first resistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34925592A JPH06204790A (en) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | Filter circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34925592A JPH06204790A (en) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | Filter circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06204790A true JPH06204790A (en) | 1994-07-22 |
Family
ID=18402534
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34925592A Pending JPH06204790A (en) | 1992-12-28 | 1992-12-28 | Filter circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06204790A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6909368B2 (en) | 2002-03-04 | 2005-06-21 | Aichi Micro Intelligent Corporation | Magnetic field detection device |
-
1992
- 1992-12-28 JP JP34925592A patent/JPH06204790A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6909368B2 (en) | 2002-03-04 | 2005-06-21 | Aichi Micro Intelligent Corporation | Magnetic field detection device |
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