JPH061974B2 - Ｄｃ−ｄｃ昇圧電源 - Google Patents
Ｄｃ−ｄｃ昇圧電源Info
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- JPH061974B2 JPH061974B2 JP63071170A JP7117088A JPH061974B2 JP H061974 B2 JPH061974 B2 JP H061974B2 JP 63071170 A JP63071170 A JP 63071170A JP 7117088 A JP7117088 A JP 7117088A JP H061974 B2 JPH061974 B2 JP H061974B2
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- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M3/00—Conversion of dc power input into dc power output
- H02M3/02—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac
- H02M3/04—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters
- H02M3/06—Conversion of dc power input into dc power output without intermediate conversion into ac by static converters using resistors or capacitors, e.g. potential divider
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- H—ELECTRICITY
- H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
- H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
- H02M1/00—Details of apparatus for conversion
- H02M1/0083—Converters characterised by their input or output configuration
- H02M1/009—Converters characterised by their input or output configuration having two or more independently controlled outputs
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- Y10S323/908—Inrush current limiters
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- Power Engineering (AREA)
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Description
【発明の詳細な説明】 〔産業上の利用分野〕 この発明は、ポンピングコンデンサ方式のＤＣ−ＤＣ昇
圧電源に関し、ＤＣ（直流）電源から急激に大電流が流
れることによる不要輻射を防止したものである。
圧電源に関し、ＤＣ（直流）電源から急激に大電流が流
れることによる不要輻射を防止したものである。
車載用オーディオ機器やポータブルオーディオ機器等に
おいては、バッテリや乾電池から出力されるＤＣ電源電
圧よりも高いＤＣ電圧が必要となる場合がある。
おいては、バッテリや乾電池から出力されるＤＣ電源電
圧よりも高いＤＣ電圧が必要となる場合がある。
ＤＣ電源電圧をそれよりも高いＤＣ電圧に変換する方法
としては、ＢＴＬ回路を用いたもの、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータやスイッチングレギュレータを用いたもの、ポンピ
ングコンデンサを用いたもの等が従来より知られてい
る。
としては、ＢＴＬ回路を用いたもの、ＤＣ−ＤＣコンバ
ータやスイッチングレギュレータを用いたもの、ポンピ
ングコンデンサを用いたもの等が従来より知られてい
る。
ＢＴＬ回路は原理的に電源電圧の２倍の出力電圧（出力
電力は４倍）が得られるが、２つのアンプに負荷電流が
流れるため、アンプでの電力ロスも２倍となり、効率が
下がる欠点がある。また、２倍以上の出力電圧は得られ
ない。
電力は４倍）が得られるが、２つのアンプに負荷電流が
流れるため、アンプでの電力ロスも２倍となり、効率が
下がる欠点がある。また、２倍以上の出力電圧は得られ
ない。
ＤＣ−ＤＣコンバータやスイッチングレギュレータはＤ
Ｃ電源電圧を一度高周波数でスイッチングしてトランス
で電圧を変換し、再びＤＣ電圧に戻すものである。この
方法では、電源電圧の２倍以上の出力電圧を得るのは容
易であるが、トランスが銅損や鉄損を持つため効率が悪
い欠点がある。また、トランスは形状が大きく重量も重
いため、機器の大型化、重量増加をまねく。これを改善
するためにスイッチング周波数を高くしてトランスを小
形化する試みがされているが、これによりトランスは小
さくなっても、高周波でのロスの小さなコアを用いると
トランスはコストの高いものになってしまう。また、ス
イッチング素子も高周波に対応してスイッチング速度を
速くする必要があり、素子のコストアップ、回路の複雑
化をまねいていた。
Ｃ電源電圧を一度高周波数でスイッチングしてトランス
で電圧を変換し、再びＤＣ電圧に戻すものである。この
方法では、電源電圧の２倍以上の出力電圧を得るのは容
易であるが、トランスが銅損や鉄損を持つため効率が悪
い欠点がある。また、トランスは形状が大きく重量も重
いため、機器の大型化、重量増加をまねく。これを改善
するためにスイッチング周波数を高くしてトランスを小
形化する試みがされているが、これによりトランスは小
さくなっても、高周波でのロスの小さなコアを用いると
トランスはコストの高いものになってしまう。また、ス
イッチング素子も高周波に対応してスイッチング速度を
速くする必要があり、素子のコストアップ、回路の複雑
化をまねいていた。
ポンピングコンデンサ方式は、ダイオードやトランジス
タ等の整流素子とコンデンサとを組合わせてＤＣ電源電
圧をダイオードを介してコンデンサに充電し、スイッチ
切換等によりコンデンサとＤＣ電源を直列接続すること
によりＤＣ電源電圧より高いＤＣ電圧が得られるように
したものである。ポンピングコンデンサ方式は、トラン
スが不要であるため、小型軽量でしかも安価である。ま
た、トランスが銅損、鉄損を持ちロスが大きいのに比
べ、コンデンサは等価直列抵抗値が非常に小さいので、
効率が高い。ポンピングコンデンサ方式はこのようにＤ
Ｃ電圧昇圧装置を簡易かつ安価に構成できる利点があ
る。
タ等の整流素子とコンデンサとを組合わせてＤＣ電源電
圧をダイオードを介してコンデンサに充電し、スイッチ
切換等によりコンデンサとＤＣ電源を直列接続すること
によりＤＣ電源電圧より高いＤＣ電圧が得られるように
したものである。ポンピングコンデンサ方式は、トラン
スが不要であるため、小型軽量でしかも安価である。ま
た、トランスが銅損、鉄損を持ちロスが大きいのに比
べ、コンデンサは等価直列抵抗値が非常に小さいので、
効率が高い。ポンピングコンデンサ方式はこのようにＤ
Ｃ電圧昇圧装置を簡易かつ安価に構成できる利点があ
る。
第２図は従来のポンピングコンデンサ方式昇圧電源を示
したものである。この回路は充放電手段１２とスイッチ
ング手段１０とで構成されている。スイッチング手段１
０はそれぞれＤＣ電源（電圧値Ｅ１１）に接続されたコ
ンプリメンタリプッシュプルトランジスタ１４，１５と
コンプリメンタリプッシュプルトランジスタ１６，１７
で構成され、これらを互いに逆相の駆動信号Ａ，で駆
動するものである。この駆動により、スイッチング手段
１０の出力ライン１８，２０の電位はＥとアースに交互
に切換えられる。
したものである。この回路は充放電手段１２とスイッチ
ング手段１０とで構成されている。スイッチング手段１
０はそれぞれＤＣ電源（電圧値Ｅ１１）に接続されたコ
ンプリメンタリプッシュプルトランジスタ１４，１５と
コンプリメンタリプッシュプルトランジスタ１６，１７
で構成され、これらを互いに逆相の駆動信号Ａ，で駆
動するものである。この駆動により、スイッチング手段
１０の出力ライン１８，２０の電位はＥとアースに交互
に切換えられる。
充放電手段１２は、コンデンサ２１〜２６とダイオード
２７〜３２を組合せて構成されている。入力端子３３に
０、入力端子３４にＥが印加されている期間ではダイオ
ード２７を介してコンデンサ２１はＥに充電される。ま
た、コンデンサ２３はダイオード３０を介してＥに充電
される。入力端子３３にＥ、入力端子３４に０が印加さ
れている期間では電源電圧Ｅとコンデンサ２１の電圧Ｅ
の和電圧２Ｅがダイオード２８を介してコンデンサ２２
に印加され、このコンデンサ２２は、２Ｅに充電され
る。また、電源電圧Ｅとコンデンサ２３の電圧Ｅの和電
圧２Ｅがダイオード３１を介してコンデンサ２４に印加
され、このコンデンサ２４は２Ｅに充電される。
２７〜３２を組合せて構成されている。入力端子３３に
０、入力端子３４にＥが印加されている期間ではダイオ
ード２７を介してコンデンサ２１はＥに充電される。ま
た、コンデンサ２３はダイオード３０を介してＥに充電
される。入力端子３３にＥ、入力端子３４に０が印加さ
れている期間では電源電圧Ｅとコンデンサ２１の電圧Ｅ
の和電圧２Ｅがダイオード２８を介してコンデンサ２２
に印加され、このコンデンサ２２は、２Ｅに充電され
る。また、電源電圧Ｅとコンデンサ２３の電圧Ｅの和電
圧２Ｅがダイオード３１を介してコンデンサ２４に印加
され、このコンデンサ２４は２Ｅに充電される。
そして、入力端子３３に０、入力端子３４にＥが印加さ
れている期間では電源電圧Ｅとコンデンサ２２の電圧２
Ｅの和電圧３Ｅがダイオード２９を介してコンデンサ２
５に印加され、このコンデンサ２５は３Ｅに充電され、
これが出力端子３５に得られる。
れている期間では電源電圧Ｅとコンデンサ２２の電圧２
Ｅの和電圧３Ｅがダイオード２９を介してコンデンサ２
５に印加され、このコンデンサ２５は３Ｅに充電され、
これが出力端子３５に得られる。
また、同期間ではコンデンサ２４の電圧２Ｅがダイオー
ド３２を介してコンデンサ２６に印加され、このコンデ
ンサ２６が２Ｅに充電され、その端子電圧−２Ｅが出力
端子３６に得られる。
ド３２を介してコンデンサ２６に印加され、このコンデ
ンサ２６が２Ｅに充電され、その端子電圧−２Ｅが出力
端子３６に得られる。
前記第２図の回路ではトランジスタ１４，１５およびト
ランジスタ１６，１７は常に完全に飽和状態でオン、オ
フ動作するように設計されているため、電源オン直後や
負荷増時にコンデンサ２１〜２６を充電するための突入
電流が生じ、これがパルス状の電磁放射を生じさせて、
高周波雑音（不要輻射ノイズ）の原因となっている。
ランジスタ１６，１７は常に完全に飽和状態でオン、オ
フ動作するように設計されているため、電源オン直後や
負荷増時にコンデンサ２１〜２６を充電するための突入
電流が生じ、これがパルス状の電磁放射を生じさせて、
高周波雑音（不要輻射ノイズ）の原因となっている。
また、第２図の回路ではトランジスタ１４と１５あるい
はトランジスタ１６と１７がそれぞれオン、オフに切換
わる過渡期間において蓄積電荷等のため短時間ではある
がトランジスタ１４と１５あるいはトランジスタ１６と
１７が双方ともにオンする期間が生じ易くいわゆる縦電
流が流れるおそれがある。この縦電流はやはり突入電流
であり、素子破壊を生じたり、パルス状の電磁放射を生
じさせて高周波雑音の原因となっていた。
はトランジスタ１６と１７がそれぞれオン、オフに切換
わる過渡期間において蓄積電荷等のため短時間ではある
がトランジスタ１４と１５あるいはトランジスタ１６と
１７が双方ともにオンする期間が生じ易くいわゆる縦電
流が流れるおそれがある。この縦電流はやはり突入電流
であり、素子破壊を生じたり、パルス状の電磁放射を生
じさせて高周波雑音の原因となっていた。
この発明は前記従来の技術における問題点を解決して、
電源オン直後や負荷急増時等における突入電流あるいは
縦電流による突入電流を防止して不要輻射ノイズの減少
を図ったＤＣ−ＤＣ昇圧電源を提供しようとするもので
ある。
電源オン直後や負荷急増時等における突入電流あるいは
縦電流による突入電流を防止して不要輻射ノイズの減少
を図ったＤＣ−ＤＣ昇圧電源を提供しようとするもので
ある。
請求項１に記載の発明は、ＤＣ電源と、互いに逆相の駆
動パルスを発生させる駆動パルス発生手段と、電圧制御
形素子を同極性プッシュプル接続して構成され、前記Ｄ
Ｃ電源を動作電源とし前記駆動パルスに応じてオンオフ
駆動されるスイッチング手段と、このスイッチング手段
の一方の動作位相時に前記ＤＣ電源と並列接続されて充
電され他方の動作位相時に前記ＤＣ電源と直列接続され
て和電圧で放電するコンデンサを有してなる充放電手段
と、前記充放電手段の前記和電圧放電出力を昇圧された
ＤＣ出力として取り出す出力取出手段と、前記出力取出
手段の出力電圧が前記ＤＣ電源の電圧よりも小さいとき
は当該ＤＣ電源から前記駆動パルス発生手段に動作電源
を供給し、当該出力取出手段の出力電圧が当該ＤＣ電源
の電圧よりも大きいときは当該ＤＣ電源に代えて当該出
力取出手段の出力から当該駆動パルス発生手段に動作電
源を供給することにより、当該駆動パルス発生手段から
発生される前記オンパルスのレベルを当該動作電源の電
圧に応じて変化させる動作電源切換手段とを具備してな
り、前記スイッチング手段を構成する同極性プッシユプ
ル接続された電圧制御形素子は、前記駆動パルスのオン
パルスのレベルに応じてオン状態が変化するものであ
り、前記駆動パルス発生手段から発生されるオンパルス
のレベルは、前記ＤＣ電源から動作電源が供給されてい
るときは前記同極性プッシュプル接続された電圧制御形
素子のうち低電位側のものが完全にオンし、高電位側の
ものが不完全にオンするレベルであり、前記出力取出手
段から動作電源が供給されているときは当該動作電源の
上昇に応じて前記低電位側の素子が完全にオンしたまま
前記高電位側の素子のオン状態が促進されて、当該出力
取出手段の出力電圧が定常状態に達した状態では前記低
電位側および高電位側の素子とも完全にオンするレベル
であることを特徴とするものである。
動パルスを発生させる駆動パルス発生手段と、電圧制御
形素子を同極性プッシュプル接続して構成され、前記Ｄ
Ｃ電源を動作電源とし前記駆動パルスに応じてオンオフ
駆動されるスイッチング手段と、このスイッチング手段
の一方の動作位相時に前記ＤＣ電源と並列接続されて充
電され他方の動作位相時に前記ＤＣ電源と直列接続され
て和電圧で放電するコンデンサを有してなる充放電手段
と、前記充放電手段の前記和電圧放電出力を昇圧された
ＤＣ出力として取り出す出力取出手段と、前記出力取出
手段の出力電圧が前記ＤＣ電源の電圧よりも小さいとき
は当該ＤＣ電源から前記駆動パルス発生手段に動作電源
を供給し、当該出力取出手段の出力電圧が当該ＤＣ電源
の電圧よりも大きいときは当該ＤＣ電源に代えて当該出
力取出手段の出力から当該駆動パルス発生手段に動作電
源を供給することにより、当該駆動パルス発生手段から
発生される前記オンパルスのレベルを当該動作電源の電
圧に応じて変化させる動作電源切換手段とを具備してな
り、前記スイッチング手段を構成する同極性プッシユプ
ル接続された電圧制御形素子は、前記駆動パルスのオン
パルスのレベルに応じてオン状態が変化するものであ
り、前記駆動パルス発生手段から発生されるオンパルス
のレベルは、前記ＤＣ電源から動作電源が供給されてい
るときは前記同極性プッシュプル接続された電圧制御形
素子のうち低電位側のものが完全にオンし、高電位側の
ものが不完全にオンするレベルであり、前記出力取出手
段から動作電源が供給されているときは当該動作電源の
上昇に応じて前記低電位側の素子が完全にオンしたまま
前記高電位側の素子のオン状態が促進されて、当該出力
取出手段の出力電圧が定常状態に達した状態では前記低
電位側および高電位側の素子とも完全にオンするレベル
であることを特徴とするものである。
また、請求項２に記載の発明は、ＤＣ電源と、互いに逆
相の駆動パルスを発生させる駆動パルス発生手段と、前
記ＤＣ電源を動作電源とし前記駆動パルスに応じてオン
オフ駆動されるプッシユプル構成のスイッチング手段
と、このスイッチング手段の一方の動作位相時に前記Ｄ
Ｃ電源と並列接続されて充電され他方の動作位相時に前
記ＤＣ電源と直列接続されて和電圧で放電するコンデン
サを有してなる充放電手段と、前記充放電手段の前記和
電圧放電出力を昇圧されたＤＣ出力として取り出す出力
取出手段とからなるＤＣ−ＤＣ昇圧電源において、前記
スイッチング手段は、ダイオードと抵抗の並列接続回路
とコンデンサからなる可変時定数手段が前記プッシュプ
ル構成の各入力側に介挿され、当該可変時定数手段は前
記駆動パルスのうちオンパルスに対しては前記抵抗とコ
ンデンサの時定数による遅れをもって当該プッシュプル
構成の入力に伝達し、オフパルスに対しては前記コンデ
ンサの電荷を前記ダイオードを介して放電させ瞬時に当
該プッシュプル構成の入力に伝達することを特徴とする
ものである。
相の駆動パルスを発生させる駆動パルス発生手段と、前
記ＤＣ電源を動作電源とし前記駆動パルスに応じてオン
オフ駆動されるプッシユプル構成のスイッチング手段
と、このスイッチング手段の一方の動作位相時に前記Ｄ
Ｃ電源と並列接続されて充電され他方の動作位相時に前
記ＤＣ電源と直列接続されて和電圧で放電するコンデン
サを有してなる充放電手段と、前記充放電手段の前記和
電圧放電出力を昇圧されたＤＣ出力として取り出す出力
取出手段とからなるＤＣ−ＤＣ昇圧電源において、前記
スイッチング手段は、ダイオードと抵抗の並列接続回路
とコンデンサからなる可変時定数手段が前記プッシュプ
ル構成の各入力側に介挿され、当該可変時定数手段は前
記駆動パルスのうちオンパルスに対しては前記抵抗とコ
ンデンサの時定数による遅れをもって当該プッシュプル
構成の入力に伝達し、オフパルスに対しては前記コンデ
ンサの電荷を前記ダイオードを介して放電させ瞬時に当
該プッシュプル構成の入力に伝達することを特徴とする
ものである。
請求項１に記載の発明によれば、動作電源切換手段の作
用により、出力取出手段の出力に応じて駆動パルスのう
ちオンパルスのレベルが変化され、このオンパルスレベ
ルの変化に応じてスイッチング手段にオン状態が変化す
る。したがって、電源オン時や負荷急増時は出力の増大
に伴なってスイッチング手段が徐々にオンするので、突
入電流が防止され、不要輻射ノイズが減少する。
用により、出力取出手段の出力に応じて駆動パルスのう
ちオンパルスのレベルが変化され、このオンパルスレベ
ルの変化に応じてスイッチング手段にオン状態が変化す
る。したがって、電源オン時や負荷急増時は出力の増大
に伴なってスイッチング手段が徐々にオンするので、突
入電流が防止され、不要輻射ノイズが減少する。
また、請求項２に記載の発明によれば、可変時定数の作
用により、駆動パルスのうちオンパルスを遅らせてスイ
ッチング手段に伝達し、オフパルスを瞬時にスイッチン
グ手段に伝達するようにしたので、駆動パルス発生手段
から発生される駆動パルスを互いに逆相であるにもかか
わらずオンタイミングをオフタイミングより遅らせるこ
とができ、これによりプッシュプル構成のスイッチング
手段が同時にオンするのが防止され、突入電流による不
要輻射ノイズを減少させることができる。
用により、駆動パルスのうちオンパルスを遅らせてスイ
ッチング手段に伝達し、オフパルスを瞬時にスイッチン
グ手段に伝達するようにしたので、駆動パルス発生手段
から発生される駆動パルスを互いに逆相であるにもかか
わらずオンタイミングをオフタイミングより遅らせるこ
とができ、これによりプッシュプル構成のスイッチング
手段が同時にオンするのが防止され、突入電流による不
要輻射ノイズを減少させることができる。
この発明の一実施例を第１図に示す。この昇圧電源は、
ＤＣ電源４０と駆動パルス発生手段４２と、スイッチン
グ手段４４と、充放電手段４６と出力取出手段４８を具
えている。
ＤＣ電源４０と駆動パルス発生手段４２と、スイッチン
グ手段４４と、充放電手段４６と出力取出手段４８を具
えている。
ＤＣ電源４０はこの回路の電源で電源電圧はＥ〔Ｖ〕で
ある。駆動パルス発生手段４２は所定周期の方形波信号
Ａを生成する方形波発振器５０と、この方形波の反転信
号を生成する反転回路５２とで構成され、これら方形
波Ａ，を駆動パルスとして出力する。
ある。駆動パルス発生手段４２は所定周期の方形波信号
Ａを生成する方形波発振器５０と、この方形波の反転信
号を生成する反転回路５２とで構成され、これら方形
波Ａ，を駆動パルスとして出力する。
駆動パルス発生手段４２は互いに逆相の１００〜５００
Hz程度の発振出力を有するように構成された２個のマル
チバイブレータ回路から構成され、この駆動パルス発生
手段４２には昇圧電源ライン５４を介して電源が供給さ
れる。ＤＣ電源４０と昇圧電源ライン５４との間には動
作電源切換手段を構成するダイオード５６が接続されて
いる。電源オン直後で出力コンデンサ５８の電圧がＥよ
り低いときは、ＤＣ電源４０からダイオード５６を介し
て駆動パルス発生手段４２に電源が供給される。また、
その後出力コンデンサ５８の電圧がＥより高くなると、
ダイオード５６はオフされて、出力コンデンサ５８の電
圧が昇圧電源ライン５６を介して駆動パルス発生手段４
２に供給される。駆動パルス発生手段４２から発生され
る駆動パルスＡ，は、ハイレベルが供給される電源電
圧にほぼ等しく、ローレベルがアースレベルにほぼ等し
いものとなる。
Hz程度の発振出力を有するように構成された２個のマル
チバイブレータ回路から構成され、この駆動パルス発生
手段４２には昇圧電源ライン５４を介して電源が供給さ
れる。ＤＣ電源４０と昇圧電源ライン５４との間には動
作電源切換手段を構成するダイオード５６が接続されて
いる。電源オン直後で出力コンデンサ５８の電圧がＥよ
り低いときは、ＤＣ電源４０からダイオード５６を介し
て駆動パルス発生手段４２に電源が供給される。また、
その後出力コンデンサ５８の電圧がＥより高くなると、
ダイオード５６はオフされて、出力コンデンサ５８の電
圧が昇圧電源ライン５６を介して駆動パルス発生手段４
２に供給される。駆動パルス発生手段４２から発生され
る駆動パルスＡ，は、ハイレベルが供給される電源電
圧にほぼ等しく、ローレベルがアースレベルにほぼ等し
いものとなる。
スイッチング手段４４は、ＤＣ電源ライン６０とアース
間にＮチャンネルパワーＭＯＳ形ＦＥＴ６２，６３（電
圧制御形素子）を縦列接続（同極性プッシュプル接続。
ＦＥＴ６２と高電位側、ＦＥＴ６３は低電位側）した回
路と、ＮチャンネルパワーＭＯＳ形ＦＥＴ６４．６５
（電圧制御形素子）を縦列接続（同極性プッシュプル接
続。ＦＥＴ６４は高電位側、ＦＥＴ６５は低電位側）し
た回路を具えている。ＦＥＴ６２，６３の接続点および
ＦＥＴ６４，６５の接続点にそれぞれ出力ライン７２，
７４が接続されている。ＦＥＴ６２のゲートには駆動パ
ルスＡが抵抗６６を介して供給される。ＦＥＴ６３のゲ
ートには駆動パルスを抵抗６７，６８で分圧した信号
が供給される。ＦＥＴ６４のゲートには駆動パルスが
抵抗６９を介して供給される。ＦＥＴ６５のゲートには
駆動パルスＡを抵抗７０，７１で分圧した信号が供給さ
れる。これにより、ＦＥＴ６２，６３およびＦＥＴ６
４，６５は互いに逆相にそれぞれプッシュプル駆動さ
れ、出力ライン７２，７４を交互にＤＣ電源ライン６０
とアースに接続する。
間にＮチャンネルパワーＭＯＳ形ＦＥＴ６２，６３（電
圧制御形素子）を縦列接続（同極性プッシュプル接続。
ＦＥＴ６２と高電位側、ＦＥＴ６３は低電位側）した回
路と、ＮチャンネルパワーＭＯＳ形ＦＥＴ６４．６５
（電圧制御形素子）を縦列接続（同極性プッシュプル接
続。ＦＥＴ６４は高電位側、ＦＥＴ６５は低電位側）し
た回路を具えている。ＦＥＴ６２，６３の接続点および
ＦＥＴ６４，６５の接続点にそれぞれ出力ライン７２，
７４が接続されている。ＦＥＴ６２のゲートには駆動パ
ルスＡが抵抗６６を介して供給される。ＦＥＴ６３のゲ
ートには駆動パルスを抵抗６７，６８で分圧した信号
が供給される。ＦＥＴ６４のゲートには駆動パルスが
抵抗６９を介して供給される。ＦＥＴ６５のゲートには
駆動パルスＡを抵抗７０，７１で分圧した信号が供給さ
れる。これにより、ＦＥＴ６２，６３およびＦＥＴ６
４，６５は互いに逆相にそれぞれプッシュプル駆動さ
れ、出力ライン７２，７４を交互にＤＣ電源ライン６０
とアースに接続する。
ところで、スイッチング手段４４において、抵抗６６，
６７，６９，７０にそれぞれ並列に接続されたダイオー
ド７６，７８，８０，８２と、ＦＥＴ６２，６３，６
４，６５のゲート・ソース間にそれぞれ接続されたコン
デンサ８４，８６，８８，９０は駆動パルスＡ，のう
ちオンパルスに対しては大きな時定数を介して伝達し、
オフパルスに対しては小さな時定数を介して伝達する可
変時定数手段を構成するものである。すなわち、第３図
に示すように、駆動パルスＡ，がオンパルス（ハイレ
ベル）のときには、抵抗６６，６７，６９，７０を介し
てコンデンサ８４，８６，８８，９０が充電されるの
で、ＦＥＴ６２，６３，６４，６５は少し遅れてオン
し、駆動パルスＡ，がオフパルス（ローレベル）のと
きには、コンデンサ８４，８６，８８，９０の電荷はダ
イオード７６，７８，８０，８２を介して瞬時に放電さ
れるので、ＦＥＴ６２，６３，６４，６５は即座にオフ
する。これにより、ＦＥＴ６２と６３あるいはＦＥＴ６
４と６５が同時にオンするのが防止され、縦電流を防止
することができる。
６７，６９，７０にそれぞれ並列に接続されたダイオー
ド７６，７８，８０，８２と、ＦＥＴ６２，６３，６
４，６５のゲート・ソース間にそれぞれ接続されたコン
デンサ８４，８６，８８，９０は駆動パルスＡ，のう
ちオンパルスに対しては大きな時定数を介して伝達し、
オフパルスに対しては小さな時定数を介して伝達する可
変時定数手段を構成するものである。すなわち、第３図
に示すように、駆動パルスＡ，がオンパルス（ハイレ
ベル）のときには、抵抗６６，６７，６９，７０を介し
てコンデンサ８４，８６，８８，９０が充電されるの
で、ＦＥＴ６２，６３，６４，６５は少し遅れてオン
し、駆動パルスＡ，がオフパルス（ローレベル）のと
きには、コンデンサ８４，８６，８８，９０の電荷はダ
イオード７６，７８，８０，８２を介して瞬時に放電さ
れるので、ＦＥＴ６２，６３，６４，６５は即座にオフ
する。これにより、ＦＥＴ６２と６３あるいはＦＥＴ６
４と６５が同時にオンするのが防止され、縦電流を防止
することができる。
なお、スイッチング手段４４として、パワーＭＯＳ形Ｆ
ＥＴを用いたため、トランジスタを用いた場合に生ずる
飽和コレクタエミッタ間電圧ＶCESによる熱損失を防止
でき、かつ小電力制御で大電力出力を取り出せる。ま
た、Ｎチャンネル同士のプッシュプル構成としたため、
現状では性能的に劣るＰチャンネルパワーＭＯＳ形ＦＥ
Ｔを無理に使わずに済み、ペア選別も容易で、かつ、ス
イッチングオン抵抗を充分低くすることができる。
ＥＴを用いたため、トランジスタを用いた場合に生ずる
飽和コレクタエミッタ間電圧ＶCESによる熱損失を防止
でき、かつ小電力制御で大電力出力を取り出せる。ま
た、Ｎチャンネル同士のプッシュプル構成としたため、
現状では性能的に劣るＰチャンネルパワーＭＯＳ形ＦＥ
Ｔを無理に使わずに済み、ペア選別も容易で、かつ、ス
イッチングオン抵抗を充分低くすることができる。
第１図において充放電手段４６は、２Ｅの出力電圧を得
るようにコンデンサ９２，９４とダイオード９６，９
８，１００，１０２を組合せて構成した回路１０３と、
−Ｅの出力電圧を得るようにコンデンサ１０４，１０６
とダイオード１０８，１１０，１１２，１１４を組合せ
て構成した回路１０５とを具えている。これら両回路１
０３，１０５は、スイッチング手段４４の出力ライン７
２，７４にそれぞれ接続されている（以下、出力ライン
７２の出力を「Ａ出力」、出力ライン７４の出力を「Ｂ
出力」という。）。
るようにコンデンサ９２，９４とダイオード９６，９
８，１００，１０２を組合せて構成した回路１０３と、
−Ｅの出力電圧を得るようにコンデンサ１０４，１０６
とダイオード１０８，１１０，１１２，１１４を組合せ
て構成した回路１０５とを具えている。これら両回路１
０３，１０５は、スイッチング手段４４の出力ライン７
２，７４にそれぞれ接続されている（以下、出力ライン
７２の出力を「Ａ出力」、出力ライン７４の出力を「Ｂ
出力」という。）。
回路１０３は、ＦＥＴ６２，６５がオン、ＦＥＴ６３，
６４がオフのときには、Ａ出力がＥ、Ｂ出力がアースレ
ベルになるので、ダイオード９８を介してコンデンサ９
４がＥに充電される。また、ＦＥＴ６３，６４がオン、
ＦＥＴ６２，６５がオフのときには、Ａ出力がアースレ
ベル、Ｂ出力がＥになるので、ダイオード９６を介して
コンデンサ９２がＥに充電される。
６４がオフのときには、Ａ出力がＥ、Ｂ出力がアースレ
ベルになるので、ダイオード９８を介してコンデンサ９
４がＥに充電される。また、ＦＥＴ６３，６４がオン、
ＦＥＴ６２，６５がオフのときには、Ａ出力がアースレ
ベル、Ｂ出力がＥになるので、ダイオード９６を介して
コンデンサ９２がＥに充電される。
コンデンサ９４が充電されている期間では、ＤＣ電源電
圧Ｅとコンデンサ９２の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオー
ド１００を介して出力される。また、コンデンサ９２が
充電されている期間では、ＤＣ電源電圧Ｅとコンデンサ
９４の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１０２を介して
出力される。これにより、コンデンサ５８は２Ｅに充電
され、この電圧２Ｅが出力取出手段４８の出力端子１１
６に得られる。
圧Ｅとコンデンサ９２の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオー
ド１００を介して出力される。また、コンデンサ９２が
充電されている期間では、ＤＣ電源電圧Ｅとコンデンサ
９４の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１０２を介して
出力される。これにより、コンデンサ５８は２Ｅに充電
され、この電圧２Ｅが出力取出手段４８の出力端子１１
６に得られる。
回路１０５は、ＦＥＴ６２，６５がオン、ＦＥＴ６３，
６４がオフのときには、Ａ出力がＥ、Ｂ出力がアースレ
ベルになるので、ダイオード１１０を介して電流が流
れ、コンデンサ１０６がＥに充電される。また、ＦＥＴ
６３，６４がオン、ＦＥＴ６２，６５がオフのときに
は、Ａ出力がアースレベル、Ｂ出力がＥになるので、ダ
イオード１０８を介して電流が流れ、コンデンサ１０４
がＥに充電される。
６４がオフのときには、Ａ出力がＥ、Ｂ出力がアースレ
ベルになるので、ダイオード１１０を介して電流が流
れ、コンデンサ１０６がＥに充電される。また、ＦＥＴ
６３，６４がオン、ＦＥＴ６２，６５がオフのときに
は、Ａ出力がアースレベル、Ｂ出力がＥになるので、ダ
イオード１０８を介して電流が流れ、コンデンサ１０４
がＥに充電される。
コンデンサ１０６が充電されている期間では、コンデン
サ１０４の電圧Ｅがダイオード１１４を介してコンデン
サ１１８に供給される。また、コンデンサ１０４が充電
されている期間では、コンデンサ１０６の電圧Ｅがダイ
オード１１２を介してコンデンサ１１８に供給される。
これにより、コンデンサ１１８はＥに充電され、その端
子電圧Ｅが出力取出手段４８の出力端子１２０に得られ
る。
サ１０４の電圧Ｅがダイオード１１４を介してコンデン
サ１１８に供給される。また、コンデンサ１０４が充電
されている期間では、コンデンサ１０６の電圧Ｅがダイ
オード１１２を介してコンデンサ１１８に供給される。
これにより、コンデンサ１１８はＥに充電され、その端
子電圧Ｅが出力取出手段４８の出力端子１２０に得られ
る。
出力取出手段４８からはこの他にもＤＣ電源４０に直結
された出力端子１２２から電圧Ｅが得られ、アースに接
続された出力端子１２４からは電圧０が得られる。
された出力端子１２２から電圧Ｅが得られ、アースに接
続された出力端子１２４からは電圧０が得られる。
第１図の回路の動作を第４図に示す。実線は定常時の動
作、点線は電源オン直後の動作である。電源オン直後は
ＤＣ電源電圧Ｅにより駆動パルス発生手段４２が駆動さ
れるので、駆動パルスＡ，のオンパルスのレベルはＥ
となる。ＭＯＳ形ＦＥＴの相互コンダクタンスｇｍの特
性は第５図に示すようになり、ゲート・ソース間電圧Ｖ
GSが１〜２〔Ｖ〕以上でオンし始め、電圧ＶGSが高くな
るに従いオン状態が促進され、ある電圧以上で完全にオ
ンする。この場合、ＦＥＴ６３，６５はソース接地であ
るため駆動パルスＡ，のオンパルスのレベルがＥであ
っても下側のＦＥＴ６３，６５は完全にオンすることが
できる。しかし、上側のＦＥＴ６２，６４はソースホロ
ワとして動作しているため、オンパルスのレベルがＥで
は完全にオンするゲート・ソース間電圧ＶGSは与えられ
ず完全にはオンすることができない。したがって、この
とき充放電手段４６のコンデンサ９２，９４，１０４，
１０６の充電は徐々に行なわれる。コンデンサ９２，９
４，１０４，１０６が充電されるにつれて出力コンデン
サ５８の電圧はＥから徐々に増大し、これにつれてこの
出力コンデンサ５８の電圧を電源とする駆動パルス発生
手段４２の出力駆動パルスＡ，のオンパルスのレベル
もＥから徐々に増大し、ＦＥＴ６２，６４のゲート・ソ
ース間電圧ＶGSも徐々に増大してそのオン抵抗が減少し
ていく。そして、出力コンデンサ５８の電圧が２Ｅに達
した時点ではＦＥＴ６２，６４のゲート・ソース間電圧
ＶGSは完全にオンできる大きさになっており、全ＦＥＴ
６２，６３，６４，６５とも完全にオンした状態で動作
する。このように、電源オン直後はスイッチング手段４
４が徐々にオンするので、充放電手段４６に対する突入
電流が防止される。瞬時負荷増大時も同様である。
作、点線は電源オン直後の動作である。電源オン直後は
ＤＣ電源電圧Ｅにより駆動パルス発生手段４２が駆動さ
れるので、駆動パルスＡ，のオンパルスのレベルはＥ
となる。ＭＯＳ形ＦＥＴの相互コンダクタンスｇｍの特
性は第５図に示すようになり、ゲート・ソース間電圧Ｖ
GSが１〜２〔Ｖ〕以上でオンし始め、電圧ＶGSが高くな
るに従いオン状態が促進され、ある電圧以上で完全にオ
ンする。この場合、ＦＥＴ６３，６５はソース接地であ
るため駆動パルスＡ，のオンパルスのレベルがＥであ
っても下側のＦＥＴ６３，６５は完全にオンすることが
できる。しかし、上側のＦＥＴ６２，６４はソースホロ
ワとして動作しているため、オンパルスのレベルがＥで
は完全にオンするゲート・ソース間電圧ＶGSは与えられ
ず完全にはオンすることができない。したがって、この
とき充放電手段４６のコンデンサ９２，９４，１０４，
１０６の充電は徐々に行なわれる。コンデンサ９２，９
４，１０４，１０６が充電されるにつれて出力コンデン
サ５８の電圧はＥから徐々に増大し、これにつれてこの
出力コンデンサ５８の電圧を電源とする駆動パルス発生
手段４２の出力駆動パルスＡ，のオンパルスのレベル
もＥから徐々に増大し、ＦＥＴ６２，６４のゲート・ソ
ース間電圧ＶGSも徐々に増大してそのオン抵抗が減少し
ていく。そして、出力コンデンサ５８の電圧が２Ｅに達
した時点ではＦＥＴ６２，６４のゲート・ソース間電圧
ＶGSは完全にオンできる大きさになっており、全ＦＥＴ
６２，６３，６４，６５とも完全にオンした状態で動作
する。このように、電源オン直後はスイッチング手段４
４が徐々にオンするので、充放電手段４６に対する突入
電流が防止される。瞬時負荷増大時も同様である。
〔変更例１〕 充放電手段は前記第１図の実施例に示したものに限ら
ず、例えば次に示すように様々な構成のものを適用する
ことができる。
ず、例えば次に示すように様々な構成のものを適用する
ことができる。
(1)第６図の充放電手段１２６ 充放電手段１２６はＤＣ電源ライン６０にＤＣ電源４０
から電圧Ｅが供給され、ライン７２，７４に前記第１図
のスイッチング手段４４のＡ出力、Ｂ出力がそれぞれ供
給される。
から電圧Ｅが供給され、ライン７２，７４に前記第１図
のスイッチング手段４４のＡ出力、Ｂ出力がそれぞれ供
給される。
Ａ出力がＥ、Ｂ出力が０のときは、ダイオード１３２を
介してコンデンサ１４０がＥに充電され、ダイオード１
３４を介してコンデンサ１４２がＥに充電される。ま
た、Ａ出力が０、Ｂ出力がＥのときは、ダイオード１３
０を介してコンデンサ１３８がＥに充電され、ダイオー
ド１３６を介してコンデンサ１４４がＥに充電される。
そしてＡ出力がＥ、Ｂ出力が０のときは、Ａ出力の電圧
Ｅとコンデンサ１３８の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオー
ド１４８を介して出力される。また、Ａ出力が０、Ｂ出
力がＥのときは、Ｂ出力のＥとコンデンサ１４０の電圧
Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１４６を介して出力され
る。これら和電圧２ＥはＤＣ電源ライン６０との間に接
続された出力コンデンサ１５４をＥに充電し、出力取出
手段１２８の出力端子１５８、１６０からは電圧Ｅ，２
Ｅがそれぞれ得られる。
介してコンデンサ１４０がＥに充電され、ダイオード１
３４を介してコンデンサ１４２がＥに充電される。ま
た、Ａ出力が０、Ｂ出力がＥのときは、ダイオード１３
０を介してコンデンサ１３８がＥに充電され、ダイオー
ド１３６を介してコンデンサ１４４がＥに充電される。
そしてＡ出力がＥ、Ｂ出力が０のときは、Ａ出力の電圧
Ｅとコンデンサ１３８の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオー
ド１４８を介して出力される。また、Ａ出力が０、Ｂ出
力がＥのときは、Ｂ出力のＥとコンデンサ１４０の電圧
Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１４６を介して出力され
る。これら和電圧２ＥはＤＣ電源ライン６０との間に接
続された出力コンデンサ１５４をＥに充電し、出力取出
手段１２８の出力端子１５８、１６０からは電圧Ｅ，２
Ｅがそれぞれ得られる。
また、Ａ出力が０のときは、ダイオード１５０を介して
コンデンサ１４２の電圧Ｅが出力され、Ｂ出力が０の時
はダイオード１５２を介してコンデンサ１４４の電圧Ｅ
が出力されて出力コンデンサ１５６が−Ｅに充電され、
出力取出手段１２８の出力端子１６２，１６４には電圧
−Ｅ、０がそれぞれ得られる。
コンデンサ１４２の電圧Ｅが出力され、Ｂ出力が０の時
はダイオード１５２を介してコンデンサ１４４の電圧Ｅ
が出力されて出力コンデンサ１５６が−Ｅに充電され、
出力取出手段１２８の出力端子１６２，１６４には電圧
−Ｅ、０がそれぞれ得られる。
駆動パルス発生手段４２へは出力端子１６０に導かれる
電圧を電源として供給すれば、前記第１図の実施例と同
様に電源オン直後等にスイッチング手段４４を徐々にオ
ンすることができ、突入電流が防止される。
電圧を電源として供給すれば、前記第１図の実施例と同
様に電源オン直後等にスイッチング手段４４を徐々にオ
ンすることができ、突入電流が防止される。
(2)第７図の充放電手段１７０ 充放電手段１７０はＤＣ電源ライン６０にＤＣ電源４０
から電圧Ｅが供給され、ライン７２，７４に前記第１図
のスイッチング手段４４のＡ出力、Ｂ出力がそれぞれ供
給される。
から電圧Ｅが供給され、ライン７２，７４に前記第１図
のスイッチング手段４４のＡ出力、Ｂ出力がそれぞれ供
給される。
Ａ出力がＥ、Ｂ出力が０のときは、ダイオード１８０を
介してコンデンサ１９２がＥに充電され、Ａ出力が０、
Ｂ出力がＥのときはダイオード１７８を介してコンデン
サ１７６がＥに充電される。
介してコンデンサ１９２がＥに充電され、Ａ出力が０、
Ｂ出力がＥのときはダイオード１７８を介してコンデン
サ１７６がＥに充電される。
そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ１
７６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１９０を介して
出力され、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ
１９２の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１８８を介し
て出力され、コンデンサ２２２が電圧２Ｅに充電されて
出力取出手段１７２の出力端子２３２に出力電圧２Ｅが
得られる。
７６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１９０を介して
出力され、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ
１９２の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１８８を介し
て出力され、コンデンサ２２２が電圧２Ｅに充電されて
出力取出手段１７２の出力端子２３２に出力電圧２Ｅが
得られる。
また、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ１７
６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１９４を介してコ
ンデンサ１９６に印加され、このコンデンサ１９６が２
Ｅに充電される。また、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅ
とコンデンサ１９２の電圧Ｅの和電圧がダイオード１８
４を介してコンデンサ１８２に印加され、このコンデン
サ１８２が２Ｅに充電される。そして、Ａ出力がＥのと
きはこの電圧Ｅとコンデンサ１８２の電圧２Ｅの和電圧
３Ｅがダイオード１８６を介して出力され、Ｂ出力がＥ
のときはこの電圧Ｅとコンデンサ１９６の電圧２Ｅの和
電圧３Ｅがダイオード１９８を介して出力され、コンデ
ンサ２２０がＥに充電されて出力端子２３０に出力電圧
３Ｅが得られる。
６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード１９４を介してコ
ンデンサ１９６に印加され、このコンデンサ１９６が２
Ｅに充電される。また、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅ
とコンデンサ１９２の電圧Ｅの和電圧がダイオード１８
４を介してコンデンサ１８２に印加され、このコンデン
サ１８２が２Ｅに充電される。そして、Ａ出力がＥのと
きはこの電圧Ｅとコンデンサ１８２の電圧２Ｅの和電圧
３Ｅがダイオード１８６を介して出力され、Ｂ出力がＥ
のときはこの電圧Ｅとコンデンサ１９６の電圧２Ｅの和
電圧３Ｅがダイオード１９８を介して出力され、コンデ
ンサ２２０がＥに充電されて出力端子２３０に出力電圧
３Ｅが得られる。
また、Ａ出力がＥのときはダイオード２０８を介してコ
ンデンサ２０２がＥに充電され、Ｂ出力がＥのときはダ
イオード２００を介してコンデンサ２０６ががＥに充電
される。そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコン
デンサ２０６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２１６
を介してコンデンサ２０４に印加され、このコンデンサ
２０４を２Ｅに充電する。また、Ｂ出力がＥのときはこ
の電圧Ｅとコンデンサ２０２の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダ
イオード２１２を介してコンデンサ２１０に印加され、
このコンデンサ２１０を２Ｅに充電する。そして、Ａ出
力が０のときはコンデンサ２０４の電圧２Ｅがダイオー
ド２１８を介して出力され、Ｂ出力が０のときはコンデ
ンサ２１０の電圧２Ｅがダイオード２１４を介して出力
され、コンデンサ２２６が２Ｅに充電されて、出力端子
２３４に出力電圧−２Ｅが得られる。
ンデンサ２０２がＥに充電され、Ｂ出力がＥのときはダ
イオード２００を介してコンデンサ２０６ががＥに充電
される。そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコン
デンサ２０６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２１６
を介してコンデンサ２０４に印加され、このコンデンサ
２０４を２Ｅに充電する。また、Ｂ出力がＥのときはこ
の電圧Ｅとコンデンサ２０２の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダ
イオード２１２を介してコンデンサ２１０に印加され、
このコンデンサ２１０を２Ｅに充電する。そして、Ａ出
力が０のときはコンデンサ２０４の電圧２Ｅがダイオー
ド２１８を介して出力され、Ｂ出力が０のときはコンデ
ンサ２１０の電圧２Ｅがダイオード２１４を介して出力
され、コンデンサ２２６が２Ｅに充電されて、出力端子
２３４に出力電圧−２Ｅが得られる。
出力取出手段１７２には、以上のほかにＤＣ電源４０に
直結された出力端子２３１から電圧Ｅが得られる。
直結された出力端子２３１から電圧Ｅが得られる。
駆動パルス回路１７２へは出力端子２３０の電圧３Ｅを
昇圧電源ライン５４を介して供給すれば、前記第１図の
実施例と同様に電源オン直後等にスイッチング手段４４
を徐々にオンすることができ、突入電流が防止される。
昇圧電源ライン５４を介して供給すれば、前記第１図の
実施例と同様に電源オン直後等にスイッチング手段４４
を徐々にオンすることができ、突入電流が防止される。
(3)第８図の充放電手段２４０ 充放電手段２４０はＤＣ電源ライン６０にＤＣ電源４０
からの電圧Ｅが供給され、ライン７２，７４に前記第１
図のスイッチング手段４４のＡ出力、Ｂ出力がそれぞれ
供給される。
からの電圧Ｅが供給され、ライン７２，７４に前記第１
図のスイッチング手段４４のＡ出力、Ｂ出力がそれぞれ
供給される。
Ａ出力が０のときは、ダイオード２４４を介してコンデ
ンサ２４６がＥに充電され、Ｂ出力が０のときはダイオ
ード２４８を介してコンデンサ２５０にＥが充電され
る。
ンサ２４６がＥに充電され、Ｂ出力が０のときはダイオ
ード２４８を介してコンデンサ２５０にＥが充電され
る。
そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ２
４６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２５２を介して
コンデンサ２６２に印加され、このコンデンサ２６２を
２Ｅに充電する。また、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅ
とコンデンサ２５０の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード
２５４を介してコンデンサ２５８に印加され、このコン
デンサ２５８を２Ｅに充電する。
４６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２５２を介して
コンデンサ２６２に印加され、このコンデンサ２６２を
２Ｅに充電する。また、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅ
とコンデンサ２５０の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード
２５４を介してコンデンサ２５８に印加され、このコン
デンサ２５８を２Ｅに充電する。
そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ２
５８の電圧２Ｅの和電圧３Ｅがダイオード２５６を介し
て出力され、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデン
サ２６２の電圧２Ｅの和電圧３Ｅがダイオード２６０を
介して出力され、コンデンサ２６４が２Ｅに充電されて
出力取出手段２４２の出力端子２９０からは出力電圧３
Ｅが得られる。
５８の電圧２Ｅの和電圧３Ｅがダイオード２５６を介し
て出力され、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデン
サ２６２の電圧２Ｅの和電圧３Ｅがダイオード２６０を
介して出力され、コンデンサ２６４が２Ｅに充電されて
出力取出手段２４２の出力端子２９０からは出力電圧３
Ｅが得られる。
また、Ａ出力がＥのときはダイオード２６８を介してコ
ンデンサ２６６がＥに充電され、Ｂ出力がＥのときはダ
イオード２７２を介してコンデンサ２７０がＥに充電さ
れる。そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデ
ンサ２７０の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２７４を
介してコンデンサ２７８に印加され、このコンデンサ２
７８を２Ｅに充電する。また、Ｂ出力がＥのときはこの
電圧Ｅとコンデンサ２６６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイ
オード２７６を介してコンデンサ２８２に印加され、こ
のコンデンサ２８２を２Ｅに充電する。そして、Ａ出力
が０のときはダイオード２７８の電圧２Ｅがダイオード
２８０を介して出力され、Ｂ出力が０のときはダイオー
ド２８２の電圧２Ｅがダイオード２８４を介して出力さ
れ、コンデンサ２８６を２Ｅに充電して出力端子２９２
からは−２Ｅの出力電圧が得られる。
ンデンサ２６６がＥに充電され、Ｂ出力がＥのときはダ
イオード２７２を介してコンデンサ２７０がＥに充電さ
れる。そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデ
ンサ２７０の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２７４を
介してコンデンサ２７８に印加され、このコンデンサ２
７８を２Ｅに充電する。また、Ｂ出力がＥのときはこの
電圧Ｅとコンデンサ２６６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイ
オード２７６を介してコンデンサ２８２に印加され、こ
のコンデンサ２８２を２Ｅに充電する。そして、Ａ出力
が０のときはダイオード２７８の電圧２Ｅがダイオード
２８０を介して出力され、Ｂ出力が０のときはダイオー
ド２８２の電圧２Ｅがダイオード２８４を介して出力さ
れ、コンデンサ２８６を２Ｅに充電して出力端子２９２
からは−２Ｅの出力電圧が得られる。
出力取出手段２４２からはこの他にもＤＣ電源４０に直
結された出力端子２８８から出力電圧Ｅが得られ、アー
スに直結された出力端子２９４から出力電圧０が得られ
る。
結された出力端子２８８から出力電圧Ｅが得られ、アー
スに直結された出力端子２９４から出力電圧０が得られ
る。
駆動パルス回路１７２へは出力端子２９０の電圧３Ｅを
昇圧電源ライン５４を介して供給すれば、前記第１図の
実施例と同様に電源オン直後等にスイッチング手段４４
を徐々にオンすることができ、突入電流が防止される。
昇圧電源ライン５４を介して供給すれば、前記第１図の
実施例と同様に電源オン直後等にスイッチング手段４４
を徐々にオンすることができ、突入電流が防止される。
(4)第９図の充放電手段２４０′ 第９図の充放電手段２４０′は第８図の充放電手段２４
０の配線を変更したものである。すなわちコンデンサ２
５８の下側端子をダイオード２４４とコンデンサ２４６
の間に接続し、コンデンサ２６２の下側端子をダイオー
ド２４８とコンデンサ２５０の間に接続している。ま
た、コンデンサ２７８の上側端子をコンデンサ２６６と
ダイオード２６８の間に接続し、コンデンサ２８２の上
側端子をコンデンサ２７０とダイオード２７２の間に接
続している。
０の配線を変更したものである。すなわちコンデンサ２
５８の下側端子をダイオード２４４とコンデンサ２４６
の間に接続し、コンデンサ２６２の下側端子をダイオー
ド２４８とコンデンサ２５０の間に接続している。ま
た、コンデンサ２７８の上側端子をコンデンサ２６６と
ダイオード２６８の間に接続し、コンデンサ２８２の上
側端子をコンデンサ２７０とダイオード２７２の間に接
続している。
これによれば、コンデンサ２４６，２５０，２６６，２
７０は第８図の場合と同じ充電経路を経てそれぞれＥに
充電されるが、それらの放電経路が第８図の場合と異な
っている。すなわち、Ａ出力がＥのときはこの電圧とコ
ンデンサ２４６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２５
２を介してコンデンサ２６２の上側端子に印加され、コ
ンデンサ２５０の上側端子の電圧Ｅがコンデンサ２６２
の下側端子に印加されるので、コンデンサ２６２はＥに
充電される。また、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコ
ンデンサ２５０の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２５
４を介してコンデンサ２５８の上側端子に印加され、コ
ンデンサ２４６の上側端子の電圧Ｅがコンデンサ２５８
の下側端子に印加されるので、コンデンサ２５８はＥに
充電される。そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅと
コンデンサ２４６の電圧Ｅとコンデンサ２５８の電圧Ｅ
の和電圧３Ｅがダイオード２５６を介して出力され、Ｂ
出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ２５０の電圧
Ｅとコンデンサ２６２の電圧Ｅの和電圧３Ｅがダイオー
ド２６０を介して出力され、出力端子２９０に出力電圧
３Ｅが得られる。
７０は第８図の場合と同じ充電経路を経てそれぞれＥに
充電されるが、それらの放電経路が第８図の場合と異な
っている。すなわち、Ａ出力がＥのときはこの電圧とコ
ンデンサ２４６の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２５
２を介してコンデンサ２６２の上側端子に印加され、コ
ンデンサ２５０の上側端子の電圧Ｅがコンデンサ２６２
の下側端子に印加されるので、コンデンサ２６２はＥに
充電される。また、Ｂ出力がＥのときはこの電圧Ｅとコ
ンデンサ２５０の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイオード２５
４を介してコンデンサ２５８の上側端子に印加され、コ
ンデンサ２４６の上側端子の電圧Ｅがコンデンサ２５８
の下側端子に印加されるので、コンデンサ２５８はＥに
充電される。そして、Ａ出力がＥのときはこの電圧Ｅと
コンデンサ２４６の電圧Ｅとコンデンサ２５８の電圧Ｅ
の和電圧３Ｅがダイオード２５６を介して出力され、Ｂ
出力がＥのときはこの電圧Ｅとコンデンサ２５０の電圧
Ｅとコンデンサ２６２の電圧Ｅの和電圧３Ｅがダイオー
ド２６０を介して出力され、出力端子２９０に出力電圧
３Ｅが得られる。
また、出力ＡがＥ，出力Ｂが０のときはコンデンサ２６
６の下側端子の電圧０がコンデンサ２７８の上側端子に
印加され、コンデンサ２７０の下側端子の電圧−Ｅがダ
イオード２７４を介してコンデンサ２７８の下側端子に
印加されるので、コンデンサ２７８はＥに充電される。
また、出力Ａが０、出力ＢがＥのときは、コンデンサ２
７０の下側端子の電圧０がコンデンサ２８２の上側端子
に印加され、コンデンサ２６６の下側端子の電圧−Ｅが
ダイオード２７６を介してコンデンサ２８２の下側端子
に印加されるので、コンデンサ２８２はＥに充電され
る。そして、Ａ出力が０のときはコンデンサ２６６の電
圧Ｅが、コンデンサ２７８の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイ
オード２８０を介して出力され、Ｂ出力が０のときはコ
ンデンサ２７０の電圧Ｅとコンデンサ２８２の電圧Ｅの
和電圧２Ｅがダイオード２８４を介して出力され、コン
デンサ２８６が２Ｅに充電されて、出力端子２９２には
出力電圧−２Ｅが出力される。
６の下側端子の電圧０がコンデンサ２７８の上側端子に
印加され、コンデンサ２７０の下側端子の電圧−Ｅがダ
イオード２７４を介してコンデンサ２７８の下側端子に
印加されるので、コンデンサ２７８はＥに充電される。
また、出力Ａが０、出力ＢがＥのときは、コンデンサ２
７０の下側端子の電圧０がコンデンサ２８２の上側端子
に印加され、コンデンサ２６６の下側端子の電圧−Ｅが
ダイオード２７６を介してコンデンサ２８２の下側端子
に印加されるので、コンデンサ２８２はＥに充電され
る。そして、Ａ出力が０のときはコンデンサ２６６の電
圧Ｅが、コンデンサ２７８の電圧Ｅの和電圧２Ｅがダイ
オード２８０を介して出力され、Ｂ出力が０のときはコ
ンデンサ２７０の電圧Ｅとコンデンサ２８２の電圧Ｅの
和電圧２Ｅがダイオード２８４を介して出力され、コン
デンサ２８６が２Ｅに充電されて、出力端子２９２には
出力電圧−２Ｅが出力される。
第８図の回路ではコンデンサ２５８，２６２，２７８，
２８２は２Ｅに充電されるが、第９図の回路ではこれら
のコンデンサはＥまでしか充電されないので、耐圧が低
くて済み、より小形のコンデンサを用いることができ
る。
２８２は２Ｅに充電されるが、第９図の回路ではこれら
のコンデンサはＥまでしか充電されないので、耐圧が低
くて済み、より小形のコンデンサを用いることができ
る。
〔変更例２〕 前記第１図の実施例では駆動パルスＡ，を常に一定周
期としたが、可変周期とすることもできる。例えば電源
オン直後の周期が長くなるようにすれば、電力供給能力
が増大する。
期としたが、可変周期とすることもできる。例えば電源
オン直後の周期が長くなるようにすれば、電力供給能力
が増大する。
電源オン直後の周期が長くなるように構成した駆動パル
ス発生手段の一実施例を第１０図に示す。ここではスイ
ッチング手段３０２をそれぞれコンプリメンタリプッシ
ュプル接続されたＦＥＴ３０４と３０６およびＦＥＴ３
０８と３１０で構成している。
ス発生手段の一実施例を第１０図に示す。ここではスイ
ッチング手段３０２をそれぞれコンプリメンタリプッシ
ュプル接続されたＦＥＴ３０４と３０６およびＦＥＴ３
０８と３１０で構成している。
駆動パルス発生手段３００はマルチバイブレータ３１２
を具えている。マルチバイブレータ３１２のトランジス
タ３１４がオン、３１６がオフのときはＦＥＴ３０４，
３１０がオン、ＦＥＴ３０６，３０８がオフして、Ａ出
力はＥ、Ｂ出力は０となる。このときＤＣ電源４０→Ｆ
ＥＴ３０４→コンデンサ３２０→ダイオード３２４→ア
ースへと電流が流れてコンデンサ３２０が充電される。
また、マルチバイブレータ３１２のトランジスタ３１４
がオフ、３１６がオンのときは、ＦＥＴ３０６，３０８
がオン、ＦＥＴ３０４，３１０がオフして、Ａ出力は
０、Ｂ出力がＥとなる。このときＤＣ電源４０→ダイオ
ード３１６→コンデンサ３１８→ＦＥＴ３０６→アース
へと電流が流れてコンデンサ３１８が充電される。
を具えている。マルチバイブレータ３１２のトランジス
タ３１４がオン、３１６がオフのときはＦＥＴ３０４，
３１０がオン、ＦＥＴ３０６，３０８がオフして、Ａ出
力はＥ、Ｂ出力は０となる。このときＤＣ電源４０→Ｆ
ＥＴ３０４→コンデンサ３２０→ダイオード３２４→ア
ースへと電流が流れてコンデンサ３２０が充電される。
また、マルチバイブレータ３１２のトランジスタ３１４
がオフ、３１６がオンのときは、ＦＥＴ３０６，３０８
がオン、ＦＥＴ３０４，３１０がオフして、Ａ出力は
０、Ｂ出力がＥとなる。このときＤＣ電源４０→ダイオ
ード３１６→コンデンサ３１８→ＦＥＴ３０６→アース
へと電流が流れてコンデンサ３１８が充電される。
そして、ＦＥＴ３０４がオンしたときはＤＣ電源電圧Ｅ
とコンデンサ３１８の和電圧がダイオード３１４を介し
てコンデンサ３１２に印加され、このコンデンサ３１２
をこの和電圧の値に充電する。また、ＦＥＴ３０６がオ
ンしたときはコンデンサ３２０の電圧がダイオード３２
２を介してコンデンサ３２６に印加され、このコンデン
サ３２６を同電圧に充電する。
とコンデンサ３１８の和電圧がダイオード３１４を介し
てコンデンサ３１２に印加され、このコンデンサ３１２
をこの和電圧の値に充電する。また、ＦＥＴ３０６がオ
ンしたときはコンデンサ３２０の電圧がダイオード３２
２を介してコンデンサ３２６に印加され、このコンデン
サ３２６を同電圧に充電する。
マルチバイブレータ３１２には、コンデンサ３１２の左
側端子の電位（ＤＣ電源電圧Ｅ＋コンデンサ３１２の電
圧）とコンデンサ３２６の左側端子の電位（アースレベ
ル−コンデンサ３２６の電圧）との間の電圧が電源とし
て供給される。電源オン直後はコンデンサ３１２，３２
６はまだ充電されていないので、マルチバイブレータ３
１２は電圧Ｅで駆動されて、比較的遅い周期で駆動パル
スＡ，が出力されてスイッチング手段３０２がスイッ
チングされる。その後コンデンサ３１２，３２６が徐々
に充電されるとマルチバイブレータ３１２は駆動電圧が
高くなって駆動パルスＡ，の周期が徐々に短くなって
いく。そして最終的には、コンデンサ３１２は電圧２Ｅ
に充電され、コンデンサ３２６は−Ｅに充電されて電圧
３Ｅによりマルチバイブレータ３１２が駆動される。
側端子の電位（ＤＣ電源電圧Ｅ＋コンデンサ３１２の電
圧）とコンデンサ３２６の左側端子の電位（アースレベ
ル−コンデンサ３２６の電圧）との間の電圧が電源とし
て供給される。電源オン直後はコンデンサ３１２，３２
６はまだ充電されていないので、マルチバイブレータ３
１２は電圧Ｅで駆動されて、比較的遅い周期で駆動パル
スＡ，が出力されてスイッチング手段３０２がスイッ
チングされる。その後コンデンサ３１２，３２６が徐々
に充電されるとマルチバイブレータ３１２は駆動電圧が
高くなって駆動パルスＡ，の周期が徐々に短くなって
いく。そして最終的には、コンデンサ３１２は電圧２Ｅ
に充電され、コンデンサ３２６は−Ｅに充電されて電圧
３Ｅによりマルチバイブレータ３１２が駆動される。
〔変更例３〕 前記実施例ではスイッチング手段をＦＥＴで構成した場
合について示したが、バイポーラ形トランジスタで構成
した場合にもこの発明を適用することができる。
合について示したが、バイポーラ形トランジスタで構成
した場合にもこの発明を適用することができる。
以上説明したように請求項１に記載の発明によれば、動
作電源切換手段の作用により、出力取出手段の出力に応
じて駆動パルスのうちオンパルスのレベルを変化し、こ
のオンパルスレベルの変化に応じてスイッチング手段の
オン状態を変化するようにしたので、電源オン時や負荷
急増時に出力の増大に伴なってスイッチング手段が徐々
にオンするようになり、突入電流が防止され、不要輻射
ノイズを減少することができる。
作電源切換手段の作用により、出力取出手段の出力に応
じて駆動パルスのうちオンパルスのレベルを変化し、こ
のオンパルスレベルの変化に応じてスイッチング手段の
オン状態を変化するようにしたので、電源オン時や負荷
急増時に出力の増大に伴なってスイッチング手段が徐々
にオンするようになり、突入電流が防止され、不要輻射
ノイズを減少することができる。
また、請求項２に記載の発明によれば、可変時定数手段
の作用により、駆動パルスのうちオンパルスを遅らせて
スイッチング手段に伝達し、オフパルスを瞬時にスイッ
チング手段に伝達するようにしたので、駆動パルス発生
手段から発生される駆動パルスが互いに逆相であるにも
かかわらずオンタイミングをオフタイミングより遅らせ
ることができ、これによりプッシュプル構成のスイッチ
ング手段が同時にオンするのが防止され、突入電流によ
る不要輻射ノイズを減少させることができる。
の作用により、駆動パルスのうちオンパルスを遅らせて
スイッチング手段に伝達し、オフパルスを瞬時にスイッ
チング手段に伝達するようにしたので、駆動パルス発生
手段から発生される駆動パルスが互いに逆相であるにも
かかわらずオンタイミングをオフタイミングより遅らせ
ることができ、これによりプッシュプル構成のスイッチ
ング手段が同時にオンするのが防止され、突入電流によ
る不要輻射ノイズを減少させることができる。
第１図は、この発明の一実施例を示す回路図である。 第２図は、従来回路を示す図である。 第３図は、第１図のダイオード７６，７８，８０，８２
の働きによるＦＥＴ６２〜６５のオン開始の遅延動作を
示すタイムチャートである。 第４図は、第１図の回路の動作を示す波形図である。 第５図は、ＮチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴの相互コンダク
タンス特性図である。 第６図〜第９図は、それぞれ充放電手段の変更例を示す
回路図である。 第１０図は、駆動パルス発生手段の変更例を示す回路図
である。 ４０…ＤＣ電源、４２，３００…駆動パルス発生手段、
４４，３０２…スイッチング手段、４６，１２６，１７
０，２４０，２４０′…充放電手段、４８，１２８，１
７２，２４２…出力取出手段、５６…ダイオード（駆動
電源切換手段）、６２・６３，６４・６５…Ｎチャンネ
ルパワーＭＯＳ形ＦＥＴ（同極性プッシュプル接続され
た電圧制御形素子）、６６・７６・８４，６７・７８・
８６，７０・８２・９０…可変時定数手段。
の働きによるＦＥＴ６２〜６５のオン開始の遅延動作を
示すタイムチャートである。 第４図は、第１図の回路の動作を示す波形図である。 第５図は、ＮチャンネルＭＯＳ形ＦＥＴの相互コンダク
タンス特性図である。 第６図〜第９図は、それぞれ充放電手段の変更例を示す
回路図である。 第１０図は、駆動パルス発生手段の変更例を示す回路図
である。 ４０…ＤＣ電源、４２，３００…駆動パルス発生手段、
４４，３０２…スイッチング手段、４６，１２６，１７
０，２４０，２４０′…充放電手段、４８，１２８，１
７２，２４２…出力取出手段、５６…ダイオード（駆動
電源切換手段）、６２・６３，６４・６５…Ｎチャンネ
ルパワーＭＯＳ形ＦＥＴ（同極性プッシュプル接続され
た電圧制御形素子）、６６・７６・８４，６７・７８・
８６，７０・８２・９０…可変時定数手段。
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (56)参考文献 特開 昭58−151870（ＪＰ，Ａ) 特開 昭55−5087（ＪＰ，Ａ) 特開 昭52−65814（ＪＰ，Ａ) 実開 昭50−64912（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−158690（ＪＰ，Ｕ) 実開 昭56−96891（ＪＰ，Ｕ)
Claims (2)
- 【請求項１】ＤＣ電源と、 互いに逆相の駆動パルスを発生させる駆動パルス発生手
段と、 電圧制御形素子を同極性プッシュプル接続して構成さ
れ、前記ＤＣ電源を動作電源とし前記駆動パルスに応じ
てオンオフ駆動されるスイッチング手段と、 このスイッチング手段の一方の動作位相時に前記ＤＣ電
源と並列接続されて充電され他方の動作位相時に前記Ｄ
Ｃ電源と直列接続されて和電圧で放電するコンデンサを
有してなる充放電手段と、 前記充放電手段の前記和電圧放電出力を昇圧されたＤＣ
出力として取り出す出力取出手段と、 前記出力取出手段の出力電圧が前記ＤＣ電源の電圧より
も小さいときは当該ＤＣ電源から前記駆動パルス発生手
段に動作電源を供給し、当該出力取出手段の出力電圧が
当該ＤＣ電源の電圧よりも大きいときは当該ＤＣ電源に
代えて当該出力取出手段の出力から当該駆動パルス発生
手段に動作電源を供給することにより、当該駆動パルス
発生手段から発生される前記オンパルスのレベルを当該
動作電源の電圧に応じて変化させる動作電源切換手段と
を具備してなり、 前記スイッチング手段を構成する同極性プッシユプル接
続された電圧制御形素子は、前記駆動パルスのオンパル
スのレベルに応じてオン状態が変化するものであり、 前記駆動パルス発生手段から発生されるオンパルスのレ
ベルは、前記ＤＣ電源から動作電源が供給されていると
きは前記同極性プッシュプル接続された電圧制御形素子
のうち低電位側のものが完全にオンし、高電位側のもの
が不完全にオンするレベルであり、前記出力取出手段か
ら動作電源が供給されているときは当該動作電源の上昇
に応じて前記低電位側の素子が完全にオンしたまま前記
高電位側の素子のオン状態が促進されて、当該出力取出
手段の出力電圧が定常状態に達した状態では前記低電位
側および高電位側の素子とも完全にオンするレベルであ
ることを特徴とするＤＣ−ＤＣ昇圧電源。 - 【請求項２】ＤＣ電源と、 互いに逆相の駆動パルスを発生させる駆動パルス発生手
段と、 前記ＤＣ電源を動作電源とし前記駆動パルスに応じてオ
ンオフ駆動されるプッシユプル構成のスイッチング手段
と、 このスイッチング手段の一方の動作位相時に前記ＤＣ電
源と並列接続されて充電され他方の動作位相時に前記Ｄ
Ｃ電源と直列接続されて和電圧で放電するコンデンサを
有してなる充放電手段と、 前記充放電手段の前記和電圧放電出力を昇圧されたＤＣ
出力として取り出す出力取出手段とからなるＤＣ−ＤＣ
昇圧電源において、 前記スイッチング手段は、ダイオードと抵抗の並列接続
回路とコンデンサからなる可変時定数手段が前記プッシ
ュプル構成の各入力側に介挿され、当該可変時定数手段
は前記駆動パルスのうちオンパルスに対しては前記抵抗
とコンデンサの時定数による遅れをもって当該プッシュ
プル構成の入力に伝達し、オフパルスに対しては前記コ
ンデンサの電荷を前記ダイオードを介して放電させて瞬
時に当該プッシュプル構成の入力に伝達することを特徴
とするＤＣ−ＤＣ昇圧電源。
Priority Applications (3)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63071170A JPH061974B2 (ja) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | Ｄｃ−ｄｃ昇圧電源 |
| EP89302879A EP0334644A3 (en) | 1988-03-25 | 1989-03-22 | Dc-to-dc voltage-increasing power source |
| US07/328,182 US4908752A (en) | 1988-03-25 | 1989-03-24 | DC-to-DC voltage-increasing power source |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP63071170A JPH061974B2 (ja) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | Ｄｃ−ｄｃ昇圧電源 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01243847A JPH01243847A (ja) | 1989-09-28 |
| JPH061974B2 true JPH061974B2 (ja) | 1994-01-05 |
Family
ID=13452915
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP63071170A Expired - Fee Related JPH061974B2 (ja) | 1988-03-25 | 1988-03-25 | Ｄｃ−ｄｃ昇圧電源 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4908752A (ja) |
| EP (1) | EP0334644A3 (ja) |
| JP (1) | JPH061974B2 (ja) |
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2809684B2 (ja) * | 1989-04-17 | 1998-10-15 | 株式会社東芝 | 負電圧発生装置 |
| FR2667723B1 (fr) * | 1990-10-09 | 1992-11-27 | Gen Electric Cgr | Dispositif d'obtention et de commutation de hautes tensions de polarisation d'electrodes de tube a rayons x. |
| JP2624909B2 (ja) * | 1991-05-30 | 1997-06-25 | 沖電気工業株式会社 | 高電圧発生回路 |
| MX9206146A (es) | 1992-09-30 | 1994-03-31 | Kimberly Clark Co | Toalla sanitaria con paneles de sujecion de prenda |
| JP3036296B2 (ja) * | 1993-05-25 | 2000-04-24 | 富士通株式会社 | プラズマディスプレイ装置の電源装置 |
| JPH08149800A (ja) * | 1994-11-22 | 1996-06-07 | Yasuo Nakano | 電圧変換装置 |
| US5986649A (en) | 1995-01-11 | 1999-11-16 | Seiko Epson Corporation | Power circuit, liquid crystal display device, and electronic equipment |
| KR20060055029A (ko) * | 2004-11-17 | 2006-05-23 | 현대자동차주식회사 | 차량 내부 유닛의 전원 제어장치 |
Family Cites Families (10)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5064912U (ja) * | 1973-10-15 | 1975-06-12 | ||
| SU526991A1 (ru) * | 1974-07-03 | 1976-08-30 | Предприятие П/Я А-3697 | Преобразователь посто нного напр жени в посто нное |
| US3986085A (en) * | 1974-12-13 | 1976-10-12 | Coulter Information Systems, Inc. | Corona power supply circuit |
| US4092712A (en) * | 1977-05-27 | 1978-05-30 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Regulated high efficiency, lightweight capacitor-diode multiplier dc to dc converter |
| CH621917B (fr) * | 1977-06-27 | Centre Electron Horloger | Dispositif integre de commande. | |
| US4298926A (en) * | 1979-06-29 | 1981-11-03 | The United States Of America As Represented By The Administrator Of The National Aeronautics And Space Administration | Power converter |
| JPS58151870A (ja) * | 1982-03-04 | 1983-09-09 | Nippon Gakki Seizo Kk | スイツチング電源回路 |
| DE3335423A1 (de) * | 1983-09-29 | 1985-04-04 | Siemens AG, 1000 Berlin und 8000 München | Schaltung zur spannungsvervielfachung |
| JPH0736708B2 (ja) * | 1983-10-20 | 1995-04-19 | 株式会社東芝 | インバ−タ制御回路 |
| US4769753A (en) * | 1987-07-02 | 1988-09-06 | Minnesota Mining And Manufacturing Company | Compensated exponential voltage multiplier for electroluminescent displays |
-
1988
- 1988-03-25 JP JP63071170A patent/JPH061974B2/ja not_active Expired - Fee Related
-
1989
- 1989-03-22 EP EP89302879A patent/EP0334644A3/en not_active Withdrawn
- 1989-03-24 US US07/328,182 patent/US4908752A/en not_active Expired - Fee Related
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0334644A2 (en) | 1989-09-27 |
| US4908752A (en) | 1990-03-13 |
| JPH01243847A (ja) | 1989-09-28 |
| EP0334644A3 (en) | 1990-07-18 |
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