JPH06196921A - Method and device for controlling array antenna - Google Patents

Method and device for controlling array antenna

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JPH06196921A
JPH06196921A JP5217321A JP21732193A JPH06196921A JP H06196921 A JPH06196921 A JP H06196921A JP 5217321 A JP5217321 A JP 5217321A JP 21732193 A JP21732193 A JP 21732193A JP H06196921 A JPH06196921 A JP H06196921A
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array antenna
signal
transmission signal
wave
electric field
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Isamu Chiba
勇 千葉
Masayuki Fujise
雅行 藤瀬
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A T R KOUDENPA TSUSHIN KENKYUSHO KK
ATR Optical and Radio Communications Research Laboratories
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A T R KOUDENPA TSUSHIN KENKYUSHO KK
ATR Optical and Radio Communications Research Laboratories
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Abstract

PURPOSE:To provide array antenna control method and device capable of properly controlling the radiation pattern of a transmitting signal even when the frequency of a receiving signal is different from that of the transmitting signal. CONSTITUTION:At first N beam field values are operated based upon M receiving signals received by M antenna elements 100-1 to 100-M in an array antenna, the directions of respective main beams of prescribed N beams to be formed and receiving frequency, only beam field values more than a threshold out of the N beam field values are selected and outputted, the weight of N receiving signals for directing the main beams to the arriving direction of a required wave and setting up the receiving levels of the arriving directions of unrequired waves to zero is computed, based upon the outputted beam field values and at least one of M phase shifting values and M amplitude values for a transmitting signal for directing the main beam to the arriving direction of the required wave and setting up the transmission level of the arriving direction of an unnecessary wave to zero is computed and set up to control the radiation pattern of the transmitting signal.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、アレーアンテナの制御
方法及び制御装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to an array antenna control method and control device.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図６に、特開昭６３−１６７２８７号公
報に開示された従来例のフェーズドアレーレーダ装置を
示す。2. Description of the Related Art FIG. 6 shows a conventional phased array radar device disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 63-167287.

【０００３】図６において、アレーアンテナ１は、複数
Ｍ個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｍが例えば
１直線上に並置されてなり、各アンテナ素子１００−１
乃至１００−Ｍに接続された各送受信モジュールＲＭ−
１乃至ＲＭ−Ｍはそれぞれ、送受共用器として用いられ
るサーキュレータ２と、周波数変換器と復調器とを備え
る受信機３と、アナログ／デジタル変換器（以下、Ａ／
Ｄ変換器という。）４と、送信信号を設定された移相量
だけ移相させる移相器５と、高周波の送信信号を増幅し
て送信する送信用高周波高出力増幅器（以下、高出力増
幅器という。）６とを備える。In FIG. 6, the array antenna 1 is made up of a plurality of M antenna elements 100-1 to 100-M arranged side by side, for example, on a straight line, and each antenna element 100-1.
To 100-M, each transmitting / receiving module RM-
1 to RM-M respectively include a circulator 2 used as a duplexer, a receiver 3 including a frequency converter and a demodulator, and an analog / digital converter (hereinafter referred to as A / M).
It is called a D converter. ) 4, a phase shifter 5 for shifting the transmission signal by a set amount of phase shift, and a transmission high-frequency high-output amplifier (hereinafter referred to as a high-output amplifier) 6 for amplifying and transmitting the high-frequency transmission signal. Equipped with.

【０００４】送信パルス分割分配回路１０１は発振回路
（図示せず。）発振回路から所定の変調方式により変調
されて送出される送信パルスをＭ個のサブパルスに分割
して各送受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍの移相器
５に出力する。一方、目標方位と距離情報が送信ビーム
制御回路１０２に入力され、当該回路１０２はこれらの
情報に基づいて各送受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−
Ｍの移相器５の移相量を演算して出力する。この状態で
送信パルスを目標物体に放射すると、放射された送信パ
ルスが目標物体にあたると反射される。このときの反射
信号は、アレーアンテナ１によって受信された後サーキ
ュレータ２を介して受信機３に入力され、受信機３によ
って中間周波信号に復調され、さらにＡ／Ｄ変換器４に
よって受信デジタル信号に変換される。The transmission pulse division / distribution circuit 101 divides a transmission pulse, which is modulated by a predetermined modulation method from an oscillation circuit (not shown) and is transmitted, into M sub-pulses, and each transmission / reception module RM-1 to RM-1. Output to the phase shifter 5 of the RM-M. On the other hand, the target azimuth and the distance information are input to the transmission beam control circuit 102, and the circuit 102 outputs the transmission / reception modules RM-1 to RM- based on the information.
The phase shift amount of the M phase shifter 5 is calculated and output. When a transmission pulse is emitted to the target object in this state, the emitted transmission pulse is reflected when it hits the target object. The reflected signal at this time is received by the array antenna 1 and then input to the receiver 3 through the circulator 2, demodulated into an intermediate frequency signal by the receiver 3, and further converted into a received digital signal by the A / D converter 4. To be converted.

【０００５】分配回路４００は上記各送受信モジュール
ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍから出力される受信デジタル信号
を１つの組として複数Ｎ個の信号に分配して、各分配し
た受信デジタル信号を第１乃至第Ｎビーム形成回路５０
０−１乃至５００−Ｎに出力する。これらビーム形成回
路５００−１乃至５００−Ｎは上記受信デジタル信号Ｒ
1乃至ＲMを用いてそれらの振幅及び位相をそれぞれ所定
の方法により制御することによって、それぞれ所望の方
向への受信ビームを各々に形成して、Ｎ個の受信ビーム
信号Ｂ1乃至ＢNとして出力する。ここで、ビーム形成回
路５００−１乃至５００−Ｎにおいては、目標物体以外
の方向から到来した不要波の影響を除去する処理を行
い、目標物体からの反射波のみを拾い出して目標物体の
方向と距離などを検出する。The distribution circuit 400 distributes the received digital signals output from the transmission / reception modules RM-1 to RM-M into a plurality of N signals as one set, and distributes each of the distributed received digital signals to the first to first signals. Nth beam forming circuit 50
It outputs to 0-1 to 500-N. These beam forming circuits 500-1 to 500-N receive the received digital signal R
By each controlled by a predetermined method to their amplitudes and phases with 1 to R M, each formed in each of the receive beam in the desired direction, as the N reception beam signals B 1 to B N Output. Here, in the beam forming circuits 500-1 to 500-N, a process of removing the influence of unnecessary waves coming from directions other than the target object is performed, and only reflected waves from the target object are picked up to detect the direction of the target object. And distance etc. are detected.

【０００６】当該従来例における不要波の除去の方法と
して、図７に示すように、全アンテナ素子を用いて形成
した主ビームと１対のアンテナ素子によって構成された
補助ビームを逆相にして重畳し、希望波の到来方向に主
ビームを向けかつ不要波の到来方向に放射パターンの零
点を形成する方法が用いられている。As a method for removing unnecessary waves in the conventional example, as shown in FIG. 7, a main beam formed by using all antenna elements and an auxiliary beam formed by a pair of antenna elements are superposed in opposite phases. However, a method is used in which the main beam is directed in the arrival direction of the desired wave and the zero point of the radiation pattern is formed in the arrival direction of the unwanted wave.

【０００７】送信信号は移相器５によって位相制御され
る一方、受信信号については各アンテナ素子で受信した
信号をデジタル化してビーム形成するのは、以下の理由
による。すなわち、送信信号は遠方にある目標物体まで
の電波を放射する必要があるために、高出力増幅器６に
よって送信信号を増幅する必要がある。The phase of the transmission signal is controlled by the phase shifter 5, while the reception signal is converted into a beam by digitizing the signal received by each antenna element for the following reason. That is, since the transmission signal needs to radiate a radio wave to a distant target object, the transmission signal needs to be amplified by the high-power amplifier 6.

【０００８】図８に従来例の高出力電力増幅器の入出力
特性を示す。図８から明らかなように、高出力増幅器６
を効率良く使用するためには、その増幅率が一定である
飽和領域を用いる必要がある。すなわち、高出力増幅器
６の増幅率は一定の値で使用されるために、位相のみが
制御可能となる。従って、送信においては送信信号をデ
ジタル化する必要が無く、送信信号は移相器５によって
位相制御される。FIG. 8 shows the input / output characteristics of the conventional high output power amplifier. As is clear from FIG. 8, the high power amplifier 6
In order to use efficiently, it is necessary to use a saturation region where the amplification factor is constant. That is, since the amplification factor of the high output amplifier 6 is used at a constant value, only the phase can be controlled. Therefore, in transmission, it is not necessary to digitize the transmission signal, and the phase of the transmission signal is controlled by the phase shifter 5.

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】上述の従来例のフェー
ズドアレーレーダ装置の制御装置は、主としてレーダへ
の応用を目的としているため、受信信号と送信信号の周
波数の違いは考慮されていなかった。しかしながら、衛
星通信などでは、通常、受信信号と送信信号の各周波数
は１０％程度異なっており、上述の従来例の方法をその
まま適用すると、受信信号に基づいて送信信号の位相を
適応制御することができず、例えば、（ａ）所望の方向
に主ビームを向けることができない、（ｂ）干渉波など
の不要波の影響を大きく受けるという問題点があった。Since the control device for the phased array radar device of the conventional example described above is mainly intended for application to radar, the difference between the frequencies of the received signal and the transmitted signal has not been taken into consideration. However, in satellite communication and the like, the frequencies of the received signal and the transmitted signal are usually different by about 10%, and if the above-mentioned conventional method is applied as it is, the phase of the transmitted signal is adaptively controlled based on the received signal. However, there is a problem that, for example, (a) the main beam cannot be directed in a desired direction, and (b) it is greatly affected by unnecessary waves such as interference waves.

【００１０】また、従来例に示すように、不要波の除去
は受信信号に対してのみ行われていた。上述のレーザ装
置などでは、目標物体に強い電波を放射すればよく、送
信信号を所定の方向のみに放射するだけでよかった。し
かしながら、衛星通信では送信信号を歪無く受信する必
要があり、Ｓ／Ｎの良好な回線を構成する必要があると
ともに、受信時において不要波の到来方向に放射パター
ンの零点を形成したならば、送信時にも同一の放射パタ
ーンで送信信号を放射する必要がある。Further, as shown in the conventional example, the unnecessary wave is removed only from the received signal. In the above laser device and the like, it suffices to radiate a strong radio wave to the target object, and it is sufficient to radiate the transmission signal only in a predetermined direction. However, in satellite communication, it is necessary to receive the transmitted signal without distortion, it is necessary to construct a line with good S / N, and if a zero point of the radiation pattern is formed in the arrival direction of the unwanted wave at the time of reception, It is necessary to radiate a transmission signal with the same radiation pattern during transmission.

【００１１】本発明の目的は以上の問題点を解決し、受
信信号と送信信号の各周波数が異なっていても、送信信
号の放射パターンを適応制御することができるアレーア
ンテナの制御方法及び制御装置を提供することにある。The object of the present invention is to solve the above problems and to control the radiation pattern of the transmission signal adaptively even if the reception signal and the transmission signal have different frequencies. To provide.

【００１２】[0012]

【課題を解決するための手段】本発明に係る請求項１記
載のアレーアンテナの制御方法は、所定の配置形状で近
接して並置された所定の複数Ｍ個のアンテナ素子からな
るアレーアンテナを制御するための制御方法であって、
上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
れた複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の
範囲で受信できるように予め決められた形成すべき所定
の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の
受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値
を演算する第１のステップと、上記演算された上記複数
Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することに
よって、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択し
て出力する第２のステップと、上記選択されて出力され
るビーム電界値に基づいて上記アレーアンテナの主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の受
信信号のレベルを零にするような上記複数Ｎ個のビーム
にそれぞれ対応する、受信信号に対する複数Ｎ個のウエ
イトを演算する第３のステップと、上記演算された受信
信号に対する複数Ｎ個のウエイトと送信信号の送信周波
数とに基づいて、上記アレーアンテナの主ビームを希望
波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号の
レベルを零にするような上記各アンテナ素子に対応す
る、送信信号に対する複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振
幅量のうちの少なくとも一方を演算して設定することに
よって、上記アレーアンテナの送信信号の放射パターン
を制御する第４のステップとを含むことを特徴とする。According to a first aspect of the present invention, there is provided an array antenna control method for controlling an array antenna comprising a plurality of predetermined M antenna elements which are closely arranged in a predetermined arrangement shape. Is a control method for
Each of a plurality of M received signals respectively received by each antenna element of the array antenna and a plurality of predetermined N beams to be formed which are predetermined so that a desired wave can be received within a predetermined radiation angle range. A first step of calculating the plurality N of beam electric field values based on the direction of the main beam and the reception frequency of the reception signal, and a predetermined threshold for the calculated plurality N of beam electric field values. The second step of selecting and outputting only the beam electric field value equal to or higher than the threshold value by comparing with the value, and selecting the main beam of the array antenna based on the selected and output beam electric field value. Calculating a plurality of N weights for a received signal, which correspond to the plurality of N beams so as to make the level of the received signal in the direction of arrival of a wave and the direction of arrival of an unnecessary wave zero, And a plurality of N weights for the received signal calculated and the transmission frequency of the transmission signal, the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the transmission signal of the arrival direction of the unwanted wave. The array antenna by calculating and setting at least one of a plurality of M phase shift amounts and a plurality of M amplitude amounts with respect to the transmission signal, which correspond to the above-mentioned antenna elements for making the level of zero. And a fourth step of controlling the radiation pattern of the transmission signal of.

【００１３】また、本発明に係る請求項２記載のアレー
アンテナの制御装置は、所定の配置形状で近接して並置
された所定の複数Ｍ個のアンテナ素子からなるアレーア
ンテナを制御するための制御装置であって、上記アレー
アンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された複数Ｍ
個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の範囲で受信
できるように予め決められた形成すべき所定の複数Ｎ個
のビームの各主ビームの方向と、受信信号の受信周波数
とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値を演算する
マルチビーム形成手段と、上記マルチビーム形成手段に
よって演算された上記複数Ｎ個のビーム電界値を所定の
しきい値と比較することによって、当該しきい値以上の
ビーム電界値のみを選択して出力するビーム選択手段
と、上記ビーム選択手段から出力されるビーム電界値に
基づいて上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ不要波の到来方向の受信信号のレベルを
零にするような上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応す
る、受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演算する適
応制御手段と、上記適応制御手段によって演算された複
数Ｎ個のウエイトと送信信号の送信周波数とに基づい
て、上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを零に
するような上記各アンテナ素子に対応する、送信信号に
対する複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少
なくとも一方を演算して設定する演算手段とを備えたこ
とを特徴とする。According to a second aspect of the present invention, there is provided an array antenna control device for controlling an array antenna comprising a plurality of predetermined M antenna elements which are closely arranged in a predetermined arrangement shape. A plurality of M received by each antenna element of the array antenna
On the basis of the number of received signals, the direction of each main beam of a predetermined plurality of N beams to be formed, which are predetermined so that the desired wave can be received within a predetermined radiation angle range, and the received frequency of the received signals. By comparing the plurality of N beam electric field values calculated by the multi-beam forming means with the predetermined threshold value. A beam selecting means for selecting and outputting only a beam electric field value equal to or higher than a threshold value; and a main beam of the array antenna directed to the direction of arrival of a desired wave based on the beam electric field value outputted from the beam selecting means. Adaptive control means for calculating a plurality of N weights for the received signal, each of which corresponds to the plurality of N beams so that the level of the received signal in the arrival direction of Based on the plurality of N weights calculated by the response control means and the transmission frequency of the transmission signal, the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the level of the transmission signal in the arrival direction of the unwanted wave is zero. And a computing means for computing and setting at least one of a plurality of M phase shift amounts and a plurality of M amplitude amounts for a transmission signal corresponding to each of the above antenna elements. To do.

【００１４】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置は、請求項２記載のアレーアンテナの制御装置
において、さらに、上記演算手段によって演算された複
数Ｍ個の移相量だけそれぞれ、上記各アンテナ素子に対
応して送信信号を移相して上記アレーアンテナに出力す
る移相手段と、上記演算手段によって演算された複数Ｍ
個の振幅量だけそれぞれ、上記各アンテナ素子に対応し
て送信信号の振幅量を変更して上記アレーアンテナに出
力する振幅変更手段とのうちの少なくとも一方を備えた
ことを特徴とする請求項２記載のアレーアンテナの制御
装置。Further, according to a third aspect of the present invention, there is provided an array antenna control apparatus according to the second aspect, wherein the array antenna control apparatus further comprises a plurality of M phase shift amounts calculated by the calculation means. Phase shifting means for shifting the phase of the transmission signal corresponding to the antenna element and outputting it to the array antenna, and a plurality of Ms computed by the computing means.
3. An amplitude changing means for changing the amplitude of the transmission signal corresponding to each of the antenna elements and outputting the same to the array antenna by at least one of the respective amplitudes. A control device for the array antenna described.

【００１５】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置は、請求項３記載のアレーアンテナの制御
装置において、さらに、上記ビーム選択手段から出力さ
れるビーム電界値を示す各信号を、上記適応制御手段に
よって演算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイト
に比例する利得で増幅する増幅手段と、上記増幅手段に
よって増幅された各信号を同相で合成する合成手段とを
備えたことを特徴とする。Further, in the array antenna control device according to a fourth aspect of the present invention, in the array antenna control device according to the third aspect, each signal indicating the beam electric field value output from the beam selecting means is further transmitted. The present invention is characterized by comprising: an amplifying means for amplifying with a gain proportional to a plurality of N weights for the received signal calculated by the adaptive control means, and a combining means for combining the signals amplified by the amplifying means in phase. To do.

【００１６】[0016]

【作用】請求項１記載のアレーアンテナの制御方法にお
いては、上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞ
れ受信された複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放
射角度の範囲で受信できるように予め決められた形成す
べき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受
信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビー
ム電界値を演算する。次いで、上記演算された上記複数
Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することに
よって、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択し
て出力する。さらに、上記選択されて出力されるビーム
電界値に基づいて上記アレーアンテナの主ビームを希望
波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の受信信号の
レベルを零にするような上記複数Ｎ個のビームにそれぞ
れ対応する、受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演
算する。またさらに、上記演算された受信信号に対する
複数Ｎ個のウエイトと送信信号の送信周波数とに基づい
て、上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを零に
するような上記各アンテナ素子に対応する、送信信号に
対する複数Ｍ個の移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少
なくとも一方を演算して設定することによって、上記ア
レーアンテナの送信信号の放射パターンを制御する。従
って、上記アレーアンテナから放射される送信信号の放
射パターンは、上記アレーアンテナの主ビームを希望波
の到来方向に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレ
ベルを零にするような放射パターンであり、希望波を所
定の相手方の無線局に対して、不要波の影響を抑圧して
送信信号を放射することができる。According to the array antenna control method of the present invention, a plurality of M received signals respectively received by the respective antenna elements of the array antenna and desired waves can be received within a predetermined radiation angle range. The plurality of N beam electric field values are calculated based on the direction of each main beam of the predetermined plurality of N beams to be formed and the reception frequency of the reception signal. Then, by comparing the calculated N beam electric field values with a predetermined threshold value, only the beam electric field values equal to or higher than the threshold value are selected and output. Further, based on the selected and output beam electric field value, the plurality of N units are arranged so that the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the level of the received signal in the arrival direction of the unnecessary wave is zero. N weights corresponding to the respective beams for the received signal are calculated. Still further, based on the calculated N weights for the received signal and the transmission frequency of the transmission signal, the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the transmission signal of the arrival direction of the unwanted wave. By calculating and setting at least one of a plurality of M phase shift amounts and a plurality of M amplitude amounts with respect to the transmission signal, which correspond to each of the antenna elements whose level is zero, the array antenna of the array antenna Controls the radiation pattern of the transmitted signal. Therefore, the radiation pattern of the transmission signal radiated from the array antenna is such that the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the level of the transmission signal in the arrival direction of the unwanted wave is zero. Therefore, it is possible to suppress the influence of the unwanted wave and radiate the transmission signal to the predetermined partner radio station of the desired wave.

【００１７】また、請求項２記載のアレーアンテナの制
御装置においては、上記マルチビーム形成手段は、上記
アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信された
複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の範囲
で受信できるように予め決められた形成すべき所定の複
数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の受信
周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値を演
算する。次いで、上記ビーム選択手段は、上記マルチビ
ーム形成手段によって演算された上記複数Ｎ個のビーム
電界値を所定のしきい値と比較することによって、当該
しきい値以上のビーム電界値のみを選択して出力する。
さらに、上記適応制御手段は、上記ビーム選択手段から
出力されるビーム電界値に基づいて上記アレーアンテナ
の主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来
方向の受信信号のレベルを零にするような上記複数Ｎ個
のビームにそれぞれ対応する、受信信号に対する複数Ｎ
個のウエイトを演算する。またさらに、上記演算手段
は、上記適応制御手段によって演算された複数Ｎ個のウ
エイトと送信信号の送信周波数とに基づいて、上記アレ
ーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不
要波の到来方向の送信信号のレベルを零にするような上
記各アンテナ素子に対応する、送信信号に対する複数Ｍ
個の移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少なくとも一方
を演算して設定する。これによって、上記アレーアンテ
ナの送信信号の放射パターンを制御する。従って、上記
アレーアンテナから放射される送信信号の放射パターン
は、上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ不要波の到来方向の送信信号のレベルを零に
するような放射パターンであり、希望波を所定の相手方
の無線局に対して、不要波の影響を抑圧して送信信号を
放射することができる。Further, in the array antenna controller according to a second aspect of the invention, the multi-beam forming means defines a plurality of M received signals respectively received by each antenna element of the array antenna and a desired wave. Based on the direction of each main beam of a predetermined plurality of N beams to be formed which are predetermined to be received in the range of the radiation angle, and the reception frequency of the reception signal, the plurality of N beam electric field values are calculated. Calculate Next, the beam selection means selects only the beam electric field values equal to or higher than the threshold value by comparing the plurality of N beam electric field values calculated by the multi-beam forming means with a predetermined threshold value. Output.
Further, the adaptive control means directs the main beam of the array antenna toward the arrival direction of the desired wave and sets the level of the received signal in the arrival direction of the unwanted wave to zero based on the beam electric field value output from the beam selection means. N corresponding to the above-mentioned plurality of N beams for the received signal
Calculate weights. Furthermore, the calculating means directs the main beam of the array antenna in the arrival direction of the desired wave and eliminates unnecessary waves based on the plurality of N weights calculated by the adaptive control means and the transmission frequency of the transmission signal. A plurality M of transmission signals corresponding to the above-mentioned antenna elements for zeroing the level of the transmission signal in the arrival direction
At least one of the phase shift amount and the M amplitude amounts is calculated and set. Thereby, the radiation pattern of the transmission signal of the array antenna is controlled. Therefore, the radiation pattern of the transmission signal radiated from the array antenna is such that the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the level of the transmission signal in the arrival direction of the unwanted wave is zero. Therefore, it is possible to suppress the influence of the unwanted wave and radiate the transmission signal to the predetermined partner radio station of the desired wave.

【００１８】さらに、請求項３記載のアレーアンテナの
制御装置においては、上記移相手段は、上記演算手段に
よって演算された複数Ｍ個の移相量だけそれぞれ、上記
各アンテナ素子に対応して送信信号を移相して上記アレ
ーアンテナに出力する一方、上記振幅変更手段は、上記
演算手段によって演算された複数Ｍ個の振幅量だけそれ
ぞれ、上記各アンテナ素子に対応して送信信号の振幅量
を変更して上記アレーアンテナに出力する。これによっ
て、上記アレーアンテナの送信信号の上述の放射パター
ンを形成することができる。Further, in the array antenna controller according to the present invention, the phase shift means transmits only a plurality of M phase shift amounts calculated by the calculation means in correspondence with the respective antenna elements. The signals are phase-shifted and output to the array antenna, while the amplitude changing means outputs the amplitude quantities of the transmission signals corresponding to the respective antenna elements by a plurality of M amplitude quantities calculated by the calculating means. It is changed and output to the array antenna. Thereby, the above-mentioned radiation pattern of the transmission signal of the above-mentioned array antenna can be formed.

【００１９】またさらに、請求項４記載のアレーアンテ
ナの制御装置においては、上記増幅手段は、上記ビーム
選択手段から出力されるビーム電界値を示す各信号を、
上記適応制御手段によって演算された受信信号に対する
複数Ｎ個のウエイトに比例する利得で増幅し、次いで、
上記合成手段は、上記増幅手段によって増幅された各信
号を同相で合成する。従って、上記アレーアンテナによ
って受信された受信信号の放射パターンは、上記アレー
アンテナの主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要
波の到来方向の受信信号のレベルを零にするような放射
パターンであり、所定の相手方の無線局からの希望波
を、不要波の影響を抑圧して受信することができる。Further, in the array antenna controller according to the present invention, the amplifying means outputs each signal indicating the beam electric field value output from the beam selecting means,
Amplification is performed with a gain proportional to a plurality of N weights of the received signal calculated by the adaptive control means, and then,
The combining means combines the signals amplified by the amplifying means in phase. Therefore, the radiation pattern of the reception signal received by the array antenna is such that the main beam of the array antenna is directed to the arrival direction of the desired wave and the level of the reception signal in the arrival direction of the unwanted wave is zero. Therefore, it is possible to receive a desired wave from a predetermined partner radio station while suppressing the influence of unnecessary waves.

【００２０】[0020]

【実施例】以下、図面を参照して本発明に係る実施例に
ついて説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the drawings.

【００２１】＜第１の実施例＞図１は、本発明に係る第
１の実施例であるアレーアンテナの制御装置のブロック
図であり、図１において、図６のものと同一のものにつ
いては同一の符号を付している。本実施例の制御装置
は、所定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｍ
個のアンテナ素子１００−１乃至１００−Ｍ（以下、代
表して符号１００を付す。）からなるアレーアンテナ１
を制御するための制御装置であって、図１に示すよう
に、（ａ）各送受信モジュールＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍ
（以下、代表して符号ＲＭ−ｍを付す。）のＡ／Ｄ変換
器４から出力される受信デジタル信号Ｒ1乃至ＲM（以
下、代表して符号Ｒmを付す。）と、希望波を所定の放
射角度の範囲で受信できるように予め決められた形成す
べき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向を表す
方向ベクトルｄnと、受信信号の受信周波数ｆｒとに基
づいて複数Ｎ個のビーム電界値Ｅn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）を演算して出力するマルチビーム形成回路１０と、
（ｂ）マルチビーム形成回路１０から出力される複数Ｎ
個のビーム電界値Ｅnを、アレーアンテナ１のサイドロ
ーブのレベルと適応制御プロセッサの処置速度などから
予め決定されるしきい値と比較して、当該しきい値以上
のビーム電界値ＳＥn（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ただし、
しきい値未満のビーム電界値についてはデータとして出
力されない。）のみを選択して出力するビーム選択回路
１１と、（ｃ）ビーム選択回路１１から出力されるビー
ム電界値ＳＥn（ｎ＝１，２，…，Ｎ）をそれぞれ同相
で分配して一方のビーム電界値ＳＥＡn（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）と他方のビーム電界値ＳＥＢn（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）を出力する同相分配回路１２と、（ｄ）例えば
従来のコンスタント・モジュラス・アルゴリズム（以
下、ＣＭアルゴリズムという。）を用いて、同相分配回
路１２から出力される一方のビーム電界値ＳＥＡn（ｎ
＝１，２，…，Ｎ）に基づいて、アレーアンテナ１の主
ビームを希望波の所望の到来方向に向けかつ干渉波など
の不要波の到来方向の受信信号のレベルを零にするよう
な各ビームに対応する受信信号に対する複数Ｎ個のウエ
イトｗn（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を演算して位相演算プ
ロセッサ１４と可変利得増幅器２０−１乃至２０−Ｎ
（以下、代表して符号２０−ｎを付す。）とに出力する
適応制御プロセッサ１３と、（ｅ）適応制御プロセッサ
１３から出力される複数Ｎ個のウエイトｗn（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）と、送信信号の送信周波数ｆｔとに基づい
て、アレーアンテナ１の主ビームを希望波の所望の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向の送信レ
ベルを零にするような各アンテナ素子１００に対応する
送信信号に対する移相量ＤＰ1乃至ＤＰM（以下、代表し
て符号ＤＰmを付す。）を演算して各送受信モジュール
ＲＭ−ｍの移相器５に出力する位相演算プロセッサ１４
とを備えたことを特徴としている。<First Embodiment> FIG. 1 is a block diagram of an array antenna control apparatus according to a first embodiment of the present invention. In FIG. The same reference numerals are attached. The control device according to the present embodiment is configured such that a predetermined plurality of Ms arranged close to each other in a predetermined arrangement shape are arranged.
An array antenna 1 including a plurality of antenna elements 100-1 to 100-M (hereinafter, represented by a symbol 100).
1 is a control device for controlling the transmission / reception modules, as shown in FIG.
(Hereinafter, representatively code RM-m subjecting.) And to receive digital signals R 1 is output from the A / D converter 4 R M (hereinafter, representatively denoted by reference numerals R m in.), The desired wave On the basis of a reception vector fr of a reception signal and a direction vector d n representing the direction of each main beam of a predetermined plurality of N beams to be formed, which are predetermined so as to be able to receive in a range of a predetermined emission angle. A plurality of N beam electric field values E n (n = 1, 2, ...,
A multi-beam forming circuit 10 for calculating and outputting N),
(B) Plural N output from the multi-beam forming circuit 10
Each beam electric field value E n is compared with a threshold value determined in advance from the side lobe level of the array antenna 1 and the treatment speed of the adaptive control processor, and the beam electric field value SE n ( n n = 1, 2, ..., N;
Beam electric field values below the threshold are not output as data. ) Is selected and output, and (c) the beam electric field values SE n (n = 1, 2, ..., N) output from the beam selection circuit 11 are respectively distributed in the same phase and one of them is distributed. Beam electric field value SEA n (n = 1, 2,
, N) and the other beam electric field value SEB n (n = 1, 2,
, N), and (d) one beam electric field value SEA output from the in-phase distribution circuit 12 by using, for example, a conventional constant modulus algorithm (hereinafter, referred to as CM algorithm). n (n
, 1, 2, ..., N) so that the main beam of the array antenna 1 is directed to the desired arrival direction of the desired wave and the level of the received signal in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave is set to zero. A plurality of N weights w n (n = 1, 2, ..., N) for the received signal corresponding to each beam are calculated to calculate the phase calculation processor 14 and the variable gain amplifiers 20-1 to 20-N.
(Hereinafter, the reference numeral 20-n is representatively shown.), And (e) a plurality of N weights w n (n = 1, 1) output from the adaptive control processor 13.
2, ..., N) and the transmission frequency ft of the transmission signal, the main beam of the array antenna 1 is directed to the desired arrival direction of the desired wave and the transmission level in the arrival direction of the unwanted wave such as an interference wave is set to zero. The phase shifters 5 of the respective transmission / reception modules RM-m are calculated by calculating the phase shift amounts DP 1 to DP M (hereinafter, represented by the symbol DP m as a representative) for the transmission signals corresponding to the respective antenna elements 100. Output phase calculation processor 14
It is characterized by having and.

【００２２】アレーアンテナ１の各アンテナ素子１００
に接続された受信モジュールＲＭ−ｍはそれぞれ、従来
例と同様に、送受共用器として用いられるサーキュレー
タ２と、周波数変換器と復調器とを備える受信機３と、
Ａ／Ｄ変換器４と、送信信号を設定された移相量だけ移
相させる移相器５と、高周波の送信信号を増幅して送信
する高出力増幅器６とを備える。Each antenna element 100 of the array antenna 1
Each of the receiving modules RM-m connected to the same has a circulator 2 used as a duplexer, a receiver 3 including a frequency converter and a demodulator, as in the conventional example.
An A / D converter 4, a phase shifter 5 that shifts the transmission signal by a set amount of phase shift, and a high output amplifier 6 that amplifies and transmits the high frequency transmission signal are provided.

【００２３】送信ベースバンド信号は同相分配器３０に
入力され、同相分配器３０は入力された送信ベースバン
ド信号を複数Ｍ個の送信信号Ｆ1乃至ＦM（以下、代表し
て符号Ｆｍを付す。）に同相で分配してそれぞれ各送受
信モジュールＲＭ−ｍの移相器５に出力する。移相器５
は、詳細後述する位相演算プロセッサ１４によって演算
された移相量ＤＰmだけ移相した後、高出力増幅器６と
サーキュレータ２とを介してアレーアンテナ１内のアン
テナ素子１００に出力して当該送信信号を放射する。The transmission baseband signal is input to the in-phase distributor 30, and the in-phase distributor 30 inputs the input transmission baseband signal into a plurality of M transmission signals F 1 to F M (hereinafter, represented by a symbol Fm as a representative). .) In the same phase and output to the phase shifter 5 of each transmission / reception module RM-m. Phase shifter 5
Is phase-shifted by a phase shift amount DP m calculated by a phase calculation processor 14, which will be described later in detail, and then output to the antenna element 100 in the array antenna 1 via the high-power amplifier 6 and the circulator 2 to output the transmission signal. Radiates.

【００２４】アレーアンテナ１内の各アンテナ素子１０
０で受信された受信信号は、各送受信モジュールＲＭ−
ｍのサーキュレータ２を介して受信機３に入力される。
受信機３は入力された受信信号を所定の中間周波数を有
する中間信号に周波数変換しかつ所定の復調処理を行っ
た後、復調後の受信信号をＡ／Ｄ変換器４を介して受信
デジタル信号Ｒmとしてマルチビーム形成回路１０に出
力する。Each antenna element 10 in the array antenna 1
The received signal received at 0 is transmitted / received by each transmitting / receiving module RM-
It is input to the receiver 3 via the circulator 2 of m.
The receiver 3 frequency-converts the input reception signal into an intermediate signal having a predetermined intermediate frequency, performs a predetermined demodulation process, and then receives the demodulated reception signal via the A / D converter 4 to receive a digital signal. It is output to the multi-beam forming circuit 10 as R m .

【００２５】マルチビーム形成回路１０には各送受信モ
ジュールＲＭ−ｍのＡ／Ｄ変換器４からの受信デジタル
信号が入力され、以下のようにして、複数Ｎ個のビーム
からなるマルチビームの各ビーム電界値Ｅnを演算して
ビーム選択回路１１に出力する。希望波の到来方向に対
応し、形成すべきマルチビームの各ビームの複数Ｎ個の
方向が予め決められ、これらの方向は所定の原点から見
たときの方向ベクトルｄ1，ｄ2，…，ｄN（以下、代表
して符号ｄnを付す。）で表される。ここで、Ｎは、ア
レーアンテナ１を用いて希望波を受信することができる
ように設定される方向ベクトルｄnの数であって、好ま
しくは４以上（Ｎ＝４の場合を図３に示す。）であって
かつアンテナ素子１００の数Ｍ以下の数である。アレー
アンテナ１のアンテナ素子１００が例えば図２に示すよ
うにＸ−Ｙ平面上で互いに半波長だけ離れかつ４×４の
マトリックス形状で並置されているとき、放射方向の中
心はＺ軸であって、本実施例において、放射角度とは、
Ｘ−Ｚ平面においてＺ軸からの角度をいう。また、アレ
ーアンテナ１の各アンテナ素子１００の位置ベクトルｒ
1，ｒ2，…，ｒM（以下、代表して符号ｒmを付す。）が
上記所定の原点から見たときの方向ベクトルとして予め
決められる。そして、マルチビーム形成回路１０は次の
数１を用いて、それぞれ合成電界で表された上記各方向
ベクトルｄnに対応する複数Ｎ個のビーム電界値Ｅnを演
算してビーム選択回路１１に出力する。A received digital signal from the A / D converter 4 of each transmission / reception module RM-m is input to the multi-beam forming circuit 10, and each multi-beam of a plurality of N beams is input as follows. The electric field value E n is calculated and output to the beam selection circuit 11. Corresponding to the arrival direction of the desired wave, a plurality of N directions of each beam of the multi-beam to be formed are predetermined, and these directions are direction vectors d 1 , d 2 , ..., When viewed from a predetermined origin. It is represented by d N (hereinafter, represented by a symbol d n as a representative). Here, N is the number of direction vectors d n set so that the desired wave can be received using the array antenna 1, and is preferably 4 or more (the case of N = 4 is shown in FIG. 3). .) And the number M of the antenna elements 100 or less. When the antenna elements 100 of the array antenna 1 are arranged side by side by a half wavelength on the XY plane and are arranged side by side in a 4 × 4 matrix shape as shown in FIG. 2, the center of the radiation direction is the Z axis. In this embodiment, the radiation angle is
The angle from the Z axis in the XZ plane. Further, the position vector r of each antenna element 100 of the array antenna 1
1 , r 2 , ..., R M (hereinafter, represented by a symbol r m as a representative) are predetermined as direction vectors when viewed from the predetermined origin. Then, the multi-beam forming circuit 10 calculates a plurality of N beam electric field values E n corresponding to the respective direction vectors d n respectively represented by the combined electric field by using the following equation 1 and causes the beam selection circuit 11 to perform the calculation. Output.

【００２６】[0026]

【数１】 [Equation 1]

【数２】ａnm＝−（２π・ｆｒ／ｃ）・（ｄn・ｒm） ここで、ｃは光速であり、（ｄn・ｒm）は方向ベクトル
ｄnと位置ベクトルｒｍとの内積である。従って、位相
ａｎｍはスカラー量である。[Number 2] a nm = - where (2π · fr / c) · (d n · r m), c is the speed of light, the position vector r m and (d n · r m) is a direction vector d n Is the dot product of Therefore, the phase a nm is a scalar quantity.

【００２７】次いで、ビーム選択回路１１は、マルチビ
ーム形成回路１０から出力される複数Ｎ個のビーム電界
値Ｅnを、アレーアンテナ１のサイドローブのレベルと
適応制御プロセッサの処置速度などから決定されるしき
い値と比較して、当該しきい値以上のビーム電界値ＳＥ
n（ｎ＝１，２，…，Ｎ；ただし、しきい値未満のビー
ム電界値についてはデータとして出力されない。）のみ
を同相分配回路１２に出力する。なお、ビーム選択回路
１１は、受信信号のレベルが極めて低くＳ／Ｎの劣悪な
受信信号を除去するために設けられる。Next, the beam selection circuit 11 determines a plurality N of beam electric field values E n output from the multi-beam forming circuit 10 from the side lobe level of the array antenna 1 and the treatment speed of the adaptive control processor. Beam electric field value SE above the threshold value
Only n (n = 1, 2, ..., N; however, beam electric field values less than the threshold value are not output as data) are output to the in-phase distribution circuit 12. The beam selection circuit 11 is provided to remove a received signal having a very low received signal level and a poor S / N.

【００２８】さらに、同相分配回路１２は、ビーム選択
回路１１から出力されるビーム電界値ＳＥn（ｎ＝１，
２，…，Ｎ）をそれぞれ同相で分配して、一方のビーム
電界値ＳＥＡn（ｎ＝１，２，…，Ｎ）を適応制御プロ
セッサ１３に出力するとともに、他方のビーム電界値Ｓ
ＥＢn（ｎ＝１，２，…，Ｎ）をそれぞれ、適応制御プ
ロセッサ１３によって演算される受信信号のウエイトｗ
nに対応した利得で入力される受信信号を増幅する可変
増幅増幅器２０−１乃至２０−Ｎ（以下、代表して符号
２０を付す。）を介して同相合成器２１に出力する。次
いで、同相合成器２１は入力される複数Ｎ個の受信信号
を同相で合成して、合成した受信信号を受信ベースバン
ド信号として出力する。Further, the in-phase distribution circuit 12 outputs the beam electric field value SE n (n = 1, 1) output from the beam selection circuit 11.
, ..., N) are respectively distributed in the same phase, one beam electric field value SEA n (n = 1, 2, ..., N) is output to the adaptive control processor 13, and the other beam electric field value S
EB n (n = 1, 2, ..., N) is the weight w of the received signal calculated by the adaptive control processor 13, respectively.
The signal is output to the in-phase combiner 21 via the variable amplification amplifiers 20-1 to 20-N (hereinafter, represented by a symbol 20) that amplifies the received signal input with a gain corresponding to n . Next, the in-phase combiner 21 combines a plurality of input N received signals in phase and outputs the combined received signal as a received baseband signal.

【００２９】次いで、適応制御プロセッサ１３は、例え
ば従来のＣＭアルゴリズム（例えば、詳しくは、大鐘武
雄ほか「陸上移動通信におけるＣＭＡアダプティブアレ
ーの選択性フェージング補償特性」電子情報通信学会論
文誌，Ｖｏｌ．Ｊ７３−Ｂ−II，Ｎｏ．１０，ｐｐ４８
９−４９７参照。）を用いて、同相分配回路１２から出
力される一方のビーム電界値ＳＥＡn（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）に基づいてアレーアンテナ１の主ビームを希望
波の所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方
向の受信レベルを零にするような各ビームに対応する受
信信号に対する複数Ｎ個のウエイトｗn（ｎ＝１，２，
…，Ｎ）を以下のようにして演算する。すなわち、この
ＣＭアルゴリズムは、以下に述べるように、包絡線が既
知である希望波の信号波を用いた通信方式において、干
渉波などの不要波の影響によって変化した包絡線の波形
を所望の形に変換することによって不要波の到来方向の
当該アレーアンテナ１の放射パターンにおける受信レベ
ルを零にするものである。Next, the adaptive control processor 13 uses, for example, the conventional CM algorithm (for example, in detail, Takeo Ohgane et al., "Selective Fading Compensation Characteristics of CMA Adaptive Array in Land Mobile Communication", IEICE Transactions, Vol. J73. -B-II, No. 10, pp48
See 9-497. ) Of one beam electric field value SEA n (n = 1, 2,
, N), a plurality of reception signals corresponding to the respective beams for directing the main beam of the array antenna 1 in a desired direction of a desired wave and zeroing the reception level in the arrival direction of an unwanted wave such as an interference wave. N weights w n (n = 1, 2,
, N) is calculated as follows. That is, this CM algorithm, as described below, in a communication system using a signal wave of a desired wave whose envelope is known, changes the waveform of the envelope changed by the influence of an unwanted wave such as an interference wave into a desired shape. The reception level in the radiation pattern of the array antenna 1 in the arrival direction of the unnecessary wave is reduced to zero by converting the reception level to 0.

【００３０】いま、ｎ番目のビームの時刻ｔにおける受
信信号をＸn t（ｎ＝１，２，…，Ｎ）とすると、受信信
号Ｘn tに印加すべき複素ウエイトｗn tとする。ここで、
アレーアンテナ１を用いて合成した合成電界Ｙは、次の
数３で表すことができる。Now, assuming that the reception signal of the n-th beam at time t is X n t (n = 1, 2, ..., N), it is a complex weight w n t to be applied to the reception signal X n t . here,
The combined electric field Y combined by using the array antenna 1 can be expressed by the following Expression 3.

【数３】 [Equation 3]

【００３１】ここで、簡単のために信号波の所望の包絡
線の形状を予め決められた一定値Ｐ0であるとすると、
合成電界の信号の包絡線を一定値Ｐ0とするための複素
ウエイトｗn tを求めることは、公知の通り、次の数４と
数５とに示す評価関数Ｆを最小にする複素ウエイトｗn t
を求めることと等価である。Here, for the sake of simplicity, if the shape of the desired envelope of the signal wave is a predetermined constant value P 0 ,
To obtain the complex weight w n t for making the envelope of the signal of the combined electric field a constant value P 0 , as is well known, the complex weight w that minimizes the evaluation function F shown in the following equations 4 and 5 is obtained. n t
Is equivalent to asking for.

【数４】Ｆ＝（｜Ｙ｜2−Ｐ0）2 ここで、数４に数３で表された合成電界Ｙを代入する
と、次の数５を得る。Equation 4] F = (| Y | 2 -P 0) 2 Here, substituting combined electric field Y represented in Equation 4 by the number 3, to obtain the following Equation 5.

【数５】 [Equation 5]

【００３２】従って、複素ウエイトｗn tを次の数６に従
って、次の時刻の複素ウエイトｗn (t+1)に更新して次の
時刻の受信信号Ｘn (t+1)を演算することによって、信号
波の包絡線を所望の形にして不要波の到来方向の放射パ
ターンにおける受信レベルを零にすることができる。Therefore, the complex weight w n t is updated to the complex weight w n (t + 1) at the next time according to the following equation 6 to calculate the received signal X n (t + 1) at the next time. As a result, the envelope of the signal wave can be formed into a desired shape and the reception level in the radiation pattern of the arrival direction of the unnecessary wave can be made zero.

【数６】 ｗn (t+1)＝ｗn t−μＸn＊・（｜Ｙ｜2−Ｐ0）・Ｙ ここで、μはシステムによって決定される定数であり、
Ｘn＊は複素数で表された受信信号Ｘnの共役複素数であ
る。W n (t + 1) = w n t −μX n * · (| Y | 2 −P 0 ) · Y where μ is a constant determined by the system,
X n * is a complex complex number of the received signal X n represented by a complex number.

【００３３】なお、ＣＭアルゴリズムを用いた場合、公
知の通り、マルチビームのビーム数から１を引いた数の
零点を放射パターンにおいて形成することができる。When the CM algorithm is used, as is well known, it is possible to form the number of zeros in the radiation pattern by subtracting 1 from the number of multi-beams.

【００３４】以上述べたように、適応制御プロセッサ１
３は、ＣＭアルゴリズムを用いて、同相分配回路１２か
ら出力されるビーム電界値ＳＥＡn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）に基づいてアレーアンテナ１の主ビームを希望波の
所望の方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向の
受信レベルを零にするような各ビームに対応する受信信
号に対する複数Ｎ個のウエイトｗn（ｎ＝１，２，…，
Ｎ）を演算して、位相演算プロセッサ１４と各可変利得
増幅器２０とに出力する。As described above, the adaptive control processor 1
3 is a beam electric field value SEA n (n = 1, 2, ..., And) output from the in-phase distribution circuit 12 using the CM algorithm.
N) based on N), a plurality of N received signals corresponding to each beam for directing the main beam of the array antenna 1 to a desired direction of a desired wave and zeroing the reception level in the arrival direction of an unwanted wave such as an interference wave. Weight w n (n = 1, 2, ...,
N) is calculated and output to the phase calculation processor 14 and each variable gain amplifier 20.

【００３５】さらに、位相演算プロセッサ１４は、適応
制御プロセッサ１３から出力される複数Ｎ個のウエイト
ｗn（ｎ＝１，２，…，Ｎ）に基づいてアレーアンテナ
１の主ビームを希望波の所望の方向に向けかつ干渉波な
どの不要波の到来方向の送信レベルを零にするような各
アンテナ素子１００に対応する送信信号に対する移相量
ＤＰmを以下のようにして演算して各送受信モジュール
ＲＭ−ｍの移相器５に出力する。すなわち、次の数７を
用いて、受信信号に対するウエイトに対して、マルチビ
ームを形成するための各方向ベクトルｄnに対応するウ
エイトを乗算してすべての方向ベクトルについての和を
計算することによって、アレーアンテナ１の各アンテナ
素子１００で受信した受信信号に与えるべきウエイトｗ
ｂmを演算することができる。Further, the phase calculation processor 14 determines the main beam of the array antenna 1 based on the plurality of N weights w n (n = 1, 2, ..., N) output from the adaptive control processor 13 into a desired wave. The phase shift amount DP m for the transmission signal corresponding to each antenna element 100 that makes the transmission level in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave toward the desired direction zero is calculated as follows and each transmission / reception is performed. Output to the phase shifter 5 of the module RM-m. That is, by using the following Equation 7, the weight for the received signal is multiplied by the weight corresponding to each direction vector d n for forming the multi-beam to calculate the sum for all the direction vectors. , The weight w to be given to the received signal received by each antenna element 100 of the array antenna 1.
b m can be calculated.

【数７】 [Equation 7]

【００３６】数７において、受信周波数ｆｒを送信周波
数ｆｔに置き換えれば、送信時においても希望波の放射
方向に主ビームを向けることができかつ不要波の到来方
向に零点が形成された放射パターンを得ることができ
る。この原理についてさらに詳細に以下に説明する。In Equation 7, if the reception frequency fr is replaced with the transmission frequency ft, the main beam can be directed in the radiation direction of the desired wave even during transmission, and a radiation pattern in which a zero point is formed in the arrival direction of the unwanted wave can be obtained. Obtainable. This principle will be described in more detail below.

【００３７】図５の（ａ）は受信時において希望波の放
射方向に主ビームが向けられたときの適応制御前の初期
の放射パターンであり、この初期の放射パターンは、図
５の（ｂ）に示す複数のビームＥ1，Ｅ2，…，ＥNに対
してそれぞれ受信信号に対するウエイトｗ1，ｗ2，…，
ｗNを掛けてそれらの和を演算することによって重ね合
わせして得ることができる。さらに、図５の（ａ）の初
期の放射パターンに対して適応制御プロセッサ１３によ
って演算された受信信号に対するウエイトｗnを各ビー
ム電界値Ｅn毎に掛けることによって、すなわち可変利
得増幅器２０によってウエイトｗnに比例する利得で増
幅することによって主ビームを希望波の到来方向に向け
かつ干渉波などの不要波を抑圧したときの所望の受信信
号を得ることができる。FIG. 5A is an initial radiation pattern before adaptive control when the main beam is directed in the radiation direction of the desired wave during reception. This initial radiation pattern is shown in FIG. a plurality of beams E 1, E 2 shown in), ..., weights w 1, w 2 for each received signals to the E N, ...,
It can be obtained by superposition by multiplying w N and calculating their sum. Furthermore, by multiplying the weight w n for the received signal calculated by the adaptive control processor 13 with respect to the initial radiation pattern of FIG. 5A for each beam electric field value E n , that is, the weight by the variable gain amplifier 20. By amplifying with a gain proportional to w n , it is possible to obtain a desired reception signal when the main beam is directed in the arrival direction of the desired wave and unnecessary waves such as interference waves are suppressed.

【００３８】ところで、希望波の到来方向である相手方
の無線局の方向は送信信号の放射方向であり、干渉波な
どの不要波の到来方向に対して送信信号を送信しないよ
うに制御する必要があるので、送信信号の放射パターン
は受信信号の放射パターンの相似形状となる。受信周波
数ｆｒと送信周波数ｆｔとが互いに異なる場合であって
も、受信信号と同一の方向に主ビームを有するビームを
受信信号に対するウエイトｗnを掛けて重ね合わせする
ことによって、送信信号の主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の
放射パターンの零点を形成するような、送信信号のため
の放射パターンを得ることができる。従って、数７にお
ける受信周波数ｆｒを送信周波数ｆｔを置き換えた後、
その位相を計算することによって次の数８を得ることが
でき、本実施例においては、特に、詳細後述する理由
で、送信信号に対して位相のみを制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。By the way, the direction of the partner radio station, which is the arrival direction of the desired wave, is the emission direction of the transmission signal, and it is necessary to control so that the transmission signal is not transmitted in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave. Therefore, the radiation pattern of the transmission signal has a similar shape to the radiation pattern of the reception signal. Even when the reception frequency fr and the transmission frequency ft are different from each other, the beam having the main beam in the same direction as the reception signal is multiplied by the weight w n with respect to the reception signal so as to be superposed, and the main beam of the transmission signal is thus obtained. It is possible to obtain a radiation pattern for a transmission signal in which the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the arrival direction of the desired wave and in the arrival direction of an unwanted wave such as an interference wave. Therefore, after replacing the reception frequency fr in Equation 7 with the transmission frequency ft,
By calculating the phase, the following equation 8 can be obtained, and in this embodiment, the radiation pattern of the transmission signal is controlled by controlling only the phase with respect to the transmission signal, for the reason described later in detail. It is characterized by getting.

【００３９】[0039]

【数８】ＤＰm＝ｔａｎ-1［Ｉｍ（Ｚm）／Ｒｅ
（Ｚm）］，ｍ＝１，２，…，Ｍ ここで、複素数Ｚmは、## EQU8 ## DP m = tan -1 [Im (Z m ) / Re
(Z m )], m = 1, 2, ..., M where the complex number Z m is

【数９】 であり、Ｒｅ（Ｚm）は複素数Ｚmの実数成分であり、Ｉ
ｍ（Ｚm）は複素数Ｚmの純虚数成分である。[Equation 9] And Re (Z m ) is the real component of the complex number Z m ,
m (Z m ) is a pure imaginary component of the complex number Z m .

【００４０】上記位相演算プロセッサ１４は、適応制御
プロセッサ１３によって演算された受信信号に対するウ
エイトｗｂmに基づいて、上記数８を用いて送信信号の
移相量ＤＰmを演算して各送受信モジュールＲＭ−ｍの
移相器５に出力する。これに応答して、移相器５は、位
相演算プロセッサ１４によって演算された移相量ＤＰm
だけ移相した後、高出力増幅器６とサーキュレータ２と
を介してアレーアンテナ１内のアンテナ素子１００に出
力して当該送信信号を放射する。このとき放射される送
信信号の放射パターンは、送信信号の主ビームを希望波
の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に
送信信号の放射パターンの零点を形成するような放射パ
ターンである。The phase calculation processor 14 calculates the phase shift amount DP m of the transmission signal by using the above equation 8 on the basis of the weight wb m for the reception signal calculated by the adaptive control processor 13 to calculate each transmission / reception module RM. -M to the phase shifter 5. In response to this, the phase shifter 5 causes the phase shift amount DP m calculated by the phase calculation processor 14
After being phase-shifted by only, the signal is output to the antenna element 100 in the array antenna 1 via the high-power amplifier 6 and the circulator 2, and the transmission signal is radiated. The radiation pattern of the transmission signal radiated at this time is such that the main beam of the transmission signal is directed in the direction of arrival of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the direction of arrival of unwanted waves such as interference waves. Is.

【００４１】さらに、送信信号に対して位相のみを制御
することによって、送信信号の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信
号の放射パターンの零点を形成するような送信信号の放
射パターンを得ることができる理由について以下に説明
する。Further, by controlling only the phase of the transmission signal, the main beam of the transmission signal is directed to the arrival direction of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is set to the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave. The reason why it is possible to obtain the radiation pattern of the transmission signal that is formed will be described below.

【００４２】まず、送信信号Ｆmの放射パターンにおけ
る適応制御前の初期の合成電界Ｅ0を次の数１０で表す
ことができる。First, the initial combined electric field E 0 before adaptive control in the radiation pattern of the transmission signal F m can be expressed by the following expression 10.

【数１０】 [Equation 10]

【００４３】次いで、送信信号Ｆmの放射パターンにお
いて零点を形成するための複素励振値Ａmを、複素励振
値Ａmの振幅変位（実数値）をΔａ0mとしかつその位相
変位（実数値）をΔφmとして次の数１１で表すと、Next, regarding the complex excitation value A m for forming the zero point in the radiation pattern of the transmission signal F m , the amplitude displacement (real value) of the complex excitation value A m is set to Δa 0 m and its phase displacement (real value). Let Δφ m be the following equation 11,

【数１１】Ａm＝（１＋Δａ0m）ｅｘｐ（ｊΔφm）・Ｆ
m，ｍ＝１，２，…，Ｍ 送信信号の放射パターンにおいて零点を形成したときの
合成電界は次の数１２で表される。[Equation 11] A m = (1 + Δa 0 m ) exp (jΔφ m ) · F
m , m = 1, 2, ..., M The combined electric field when a zero point is formed in the radiation pattern of the transmission signal is expressed by the following formula 12.

【数１２】 [Equation 12]

【００４４】上記数１２から送信信号の励振位相のみを
Δφmに設定したときの初期合成電界からの誤差合成電
界Ｅｅｐは次の数１３で表される。From the above equation 12, the error combined electric field Eep from the initial combined electric field when only the excitation phase of the transmission signal is set to Δφ m is expressed by the following expression 13.

【数１３】 [Equation 13]

【００４５】ここで、送信信号の放射パターンにおける
サイドローブ領域に零点を形成するためには、次の数１
４と数１５が成立する。Here, in order to form a zero point in the side lobe region in the radiation pattern of the transmission signal, the following equation 1
4 and the number 15 are established.

【数１４】ｅｘｐ（ｊΔφm）＝１＋ｊΔφm (14) exp (jΔφ m ) = 1 + jΔφ m

【数１５】Δａ0m・Δφm＜＜１[Formula 15] Δa 0m · Δφ m << 1

【００４６】上記数１４と数１５の条件を数１３に代入
すると、次の数１６を得る。Substituting the conditions of the above equations 14 and 15 into the equation 13, the following equation 16 is obtained.

【数１６】 [Equation 16]

【００４７】さらに、一般に、複素励振値の振幅変位Δ
ａ0m＜＜１であるので、数１６に適用すると、誤差合成
電界Ｅｅｐ＜＜１となる。このことは、送信信号に対し
て位相のみを制御することによって、送信信号の主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するよ
うな送信信号の放射パターンを得ることができることを
意味する。Further, in general, the amplitude displacement Δ of the complex excitation value
Since a 0m << 1, when applied to Equation 16, the error combined electric field Eep << 1. This means that by controlling only the phase of the transmission signal, the main beam of the transmission signal is directed in the arrival direction of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the arrival direction of unwanted waves such as interference waves. It means that the radiation pattern of the transmitted signal can be obtained.

【００４８】以上のように構成された第１の実施例のア
レーアンテナの制御装置を用いて、受信時の実施例の効
果を確認するために行ったシミュレーションを行った計
算結果を以下に説明する。Using the array antenna control apparatus of the first embodiment configured as described above, the calculation results of the simulation performed to confirm the effect of the embodiment at the time of reception will be described below. .

【００４９】例えば図１のアレーアンテナ１を図２のよ
うに配列したときにマルチビーム形成回路１０によって
形成された、Ｚ軸に平行な水平方向の４個のマルチビー
ムの放射パターンを示す。ここで、各放射パターンの主
ビームの放射角度θは次の通りである。 （ａ）ｎ＝１の放射パターン（実線）：θ＝０° （ｂ）ｎ＝２の放射パターン（点線）：θ＝−３０° （ｃ）ｎ＝３の放射パターン（２点鎖線）：θ＝−５０
° （ｄ）ｎ＝４の放射パターン（１点鎖線）：θ＝−５０
° 図３から明らかなように、放射角度θが−９０°から＋
９０°までの範囲で、少なくとも４個の放射パターンで
受信信号をアレーアンテナ１の主ビームを機能は方向に
向けることができることがわかる。For example, a radiation pattern of four horizontal multi-beams formed by the multi-beam forming circuit 10 when the array antenna 1 of FIG. 1 is arranged as shown in FIG. 2 is shown. Here, the radiation angle θ of the main beam of each radiation pattern is as follows. (A) n = 1 radiation pattern (solid line): θ = 0 ° (b) n = 2 radiation pattern (dotted line): θ = −30 ° (c) n = 3 radiation pattern (two-dot chain line): θ = −50
(D) Radiation pattern of n = 4 (dashed line): θ = −50
° As is clear from Fig. 3, the radiation angle θ changes from -90 ° to +
It can be seen that in the range up to 90 ° the function can direct the main beam of the array antenna 1 to receive signals with at least four radiation patterns.

【００５０】次いで、受信系の内部雑音を−２０ｄＢ
（第１波の受信電力を０ｄＢとしたときの相対電力値）
としかつ表１に示す電波環境において、相手方の無線局
から第１波を受信した後、当該第１波が他の物体で反射
されて到来した第２波を受信したときの受信信号の放射
パターンを図４に示す。Then, the internal noise of the receiving system is reduced by -20 dB.
(Relative power value when the received power of the first wave is 0 dB)
In addition, in the radio wave environment shown in Table 1, the radiation pattern of the received signal when the first wave is received from the other party's wireless station and then the second wave is received that is reflected by another object Is shown in FIG.

【００５１】[0051]

【表１】 ──────────────────────────────── 信号波の種類 受信相対電力（ｄＢ） 放射角度（°） 遅延時間 ──────────────────────────────── 第１波 ０ ２０ ０ 第２波 −３ −４５ １．６ ──────────────────────────────── （注）遅延時間の単位は、伝送信号の１タイムスロットである。[Table 1] ──────────────────────────────── Signal wave type Received relative power (dB) Radiation angle (° ) Delay time ──────────────────────────────── 1st wave 0 20 0 2nd wave -3-45. 6 ──────────────────────────────── (Note) The unit of the delay time is one time slot of the transmission signal. .

【００５２】図４において、点線は色の放射パターンを
示し、実線は本実施例の制御装置で適応制御したときの
適応制御後の放射パターンを示す。図４から明らかなよ
うに、初期の放射パターンにおいては第２波の放射角度
では電界値が大きいが、適応制御後の放射パターンでは
大幅に低下して第２波の放射角度で零点を形成してい
る。すなわち、主ビームを希望波の第１波に向けかつ不
要波の第２波の到来方向では零点を形成しており、当該
第２波を大幅に抑圧していることがわかる。In FIG. 4, the dotted line shows the color radiation pattern, and the solid line shows the radiation pattern after adaptive control when adaptive control is performed by the control device of this embodiment. As is apparent from FIG. 4, in the initial radiation pattern, the electric field value is large at the radiation angle of the second wave, but in the radiation pattern after the adaptive control, it is significantly reduced and a zero point is formed at the radiation angle of the second wave. ing. That is, it can be seen that the main beam is directed toward the first wave of the desired wave and a zero point is formed in the arrival direction of the second wave of the unwanted wave, and the second wave is significantly suppressed.

【００５３】従って、本実施例においては、以下の特有
の効果を有する。 （１）送信周波数ｆｔが受信周波数ｆｒと異なる場合で
あっても、アレーアンテナ１の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向では零点
を形成しており、当該不要波を大幅に抑圧して受信しか
つ送信することができる。 （２）上記（１）によって、送信信号の放射パターンを
上述のように適応制御することができるので、受信信号
のみを適応制御する従来装置に比較して、当該無線通信
回線のＳ／Ｎを大幅に改善することができ、回線品質を
改善できる。従って、例えばデジタル無線回線の場合、
ビット誤り率を大幅に改善することができる。また、特
に移動体通信システムにおいて、追尾システムと組み合
わせてアレーアンテナ１の放射パターンの制御を、送信
信号についても制御可能であるというより改善された手
法で行うことができる。 （３）送信系において送信信号の位相のみを制御し、そ
の振幅を制御しないので、制御装置の装置構成を簡単に
することができる。Therefore, this embodiment has the following unique effects. (1) Even when the transmission frequency ft is different from the reception frequency fr, a zero point is formed in the arrival direction of the desired wave with the main beam of the array antenna 1 and in the arrival direction of unnecessary waves such as interference waves. The unnecessary wave can be greatly suppressed and received and transmitted. (2) Since the radiation pattern of the transmission signal can be adaptively controlled as described above by the above (1), the S / N ratio of the wireless communication line can be reduced as compared with the conventional device that adaptively controls only the reception signal. It can be greatly improved and the line quality can be improved. Therefore, for example, in the case of digital wireless line,
The bit error rate can be greatly improved. In addition, particularly in a mobile communication system, the radiation pattern of the array antenna 1 can be controlled in combination with a tracking system by an improved method rather than being able to control the transmission signal. (3) Since only the phase of the transmission signal is controlled in the transmission system and its amplitude is not controlled, the device configuration of the control device can be simplified.

【００５４】＜第２の実施例＞図９は、本発明に係る第
２の実施例であるアレーアンテナの制御装置のブロック
図であり、図９において図１と同一のものについては同
一の符号を付している。この第２の実施例のアレーアン
テナの制御装置は、図９に示すように、図１の第１の実
施例に比較して、以下の点が異なる。 （ａ）位相演算プロセッサ１４に代えて振幅演算プロセ
ッサ１４ａを設ける。 （ｂ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、高出力増
幅器６に代えて、振幅変更可能型高出力増幅器６ａを用
いる。 （ｃ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、移相器５
を設けず、同相分配器３０から出力される複数Ｍ個の送
信信号Ｆ1乃至ＦMはそれぞれ直接に振幅変更可能型高出
力増幅器６ａに入力される。以下、上記相違点について
詳細に説明する。<Second Embodiment> FIG. 9 is a block diagram of an array antenna control apparatus according to a second embodiment of the present invention. In FIG. 9, the same parts as those in FIG. Is attached. As shown in FIG. 9, the array antenna control apparatus of the second embodiment is different from the first embodiment of FIG. 1 in the following points. (A) An amplitude calculation processor 14a is provided instead of the phase calculation processor 14. (B) In each transmission / reception module RM-m, an amplitude changeable high output amplifier 6a is used instead of the high output amplifier 6. (C) In each transmission / reception module RM-m, the phase shifter 5
, The plurality of M transmission signals F 1 to F M output from the in-phase distributor 30 are directly input to the amplitude changeable high output amplifier 6a. Hereinafter, the difference will be described in detail.

【００５５】この第２の実施例においては、送信信号の
主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不
要波の到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成
するような、送信信号のための放射パターンを得るため
に、数９の右辺の振幅量ＤＡ m（次の数１７参照。）を
用いて送信信号に対して振幅のみを制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。In the second embodiment, the transmission signal
Direct the main beam in the direction of arrival of the desired wave and
Forming the zero point of the radiation pattern of the transmitted signal in the direction of arrival of the required wave
To obtain a radiation pattern for the transmitted signal, such as
Then, the amplitude amount DA on the right side of Equation 9 m(See the following Equation 17.)
By controlling only the amplitude for the transmitted signal using
And obtain the radiation pattern of the transmitted signal.
It

【数１７】ＤＡm＝｜Ｚm｜，ｍ＝１，２，…，Ｍ## EQU17 ## DA m = | Z m |, m = 1,2, ..., M

【００５６】上記振幅演算プロセッサ１４ａは、適応制
御プロセッサ１３によって演算された受信信号に対する
ウエイトｗｂmに基づいて、上記数１７を用いて送信信
号の振幅量ＤＡmを演算して各送受信モジュールＲＭ−
ｍの振幅変更可能型高出力増幅器６ａに出力する。これ
に応答して、増幅器６ａは、各送信信号Ｆ1乃至ＦMの振
幅量が上記振幅量ＤＡmとなるように変更して電力増幅
した後、サーキュレータ２とを介してアレーアンテナ１
内のアンテナ素子１００に出力して当該送信信号を放射
する。このとき放射される送信信号の放射パターンは、
送信信号の主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉
波などの不要波の到来方向に送信信号の放射パターンの
零点を形成するような放射パターンである。Based on the weight wb m for the received signal calculated by the adaptive control processor 13, the amplitude calculation processor 14a calculates the amplitude amount DA m of the transmission signal by using the above equation 17 to calculate each transmission / reception module RM-
It is output to the high-power amplifier 6a capable of changing the amplitude of m. In response to this, the amplifier 6a changes the amplitude amount of each of the transmission signals F 1 to F M so as to be the amplitude amount DA m, and after power amplification, the array antenna 1 via the circulator 2 is used.
The signal is output to the antenna element 100 inside and the transmission signal is radiated. The radiation pattern of the transmitted signal radiated at this time is
The radiation pattern is such that the main beam of the transmission signal is directed in the arrival direction of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave.

【００５７】さらに、送信信号に対して振幅のみを制御
することによって、送信信号の主ビームを希望波の到来
方向に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信
号の放射パターンの零点を形成するような送信信号の放
射パターンを得ることができる理由について以下に説明
する。Further, by controlling only the amplitude of the transmission signal, the main beam of the transmission signal is directed in the arrival direction of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is set in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave. The reason why it is possible to obtain the radiation pattern of the transmission signal that is formed will be described below.

【００５８】まず、送信信号Ｆmの放射パターンにおけ
る適応制御前の初期の合成電界Ｅ0を上記数１０で表す
ことができる。次いで、送信信号Ｆmの放射パターンに
おいて零点を形成するための複素励振値Ａmを、複素励
振値Ａmの振幅変位（実数値）をΔａ0mとしかつその位
相変位（実数値）をΔφmとして上記数１１で表すと、
送信信号の放射パターンにおいて零点を形成したときの
合成電界は上記数１２で表される。そして、上記数１２
から送信信号の励振振幅のみを（１＋Δａ0m）に設定し
たときの初期合成電界からの誤差合成電界Ｅｅａは次の
数１８で表される。First, the initial combined electric field E 0 before adaptive control in the radiation pattern of the transmission signal F m can be expressed by the above expression 10. Then, the transmission signal F a complex excitation values A m for forming the zero point in the radiation pattern of m, .DELTA.a 0 m Toshikatsu the phase displacement amplitude displaced (real value) of the complex excitation values A m the (real-valued) [Delta] [phi m Is expressed by the above equation 11,
The combined electric field when the zero point is formed in the radiation pattern of the transmission signal is expressed by the above mathematical expression 12. Then, the above equation 12
Therefore, the error combined electric field Eea from the initial combined electric field when only the excitation amplitude of the transmission signal is set to (1 + Δa 0m ) is represented by the following Expression 18.

【数１８】 [Equation 18]

【００５９】ここで、上記数１５が成立すると仮定し、
上記数１５の条件（Δａ0m・Δφm＜＜１）を数１８に
代入すると、次の数１９を得る。Here, it is assumed that the above equation 15 holds,
By substituting the condition (Δa 0m · Δφ m << 1) of the above Expression 15 into Expression 18, the following Expression 19 is obtained.

【数１９】 [Formula 19]

【００６０】さらに、一般に、複素励振値の位相変位Δ
φm＜＜１であるので、数１９に適用すると、誤差合成
電界Ｅｅａ＜＜１となる。このことは、送信信号に対し
て振幅のみを制御することによって、送信信号の主ビー
ムを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不要波の
到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成するよ
うな送信信号の放射パターンを得ることができることを
意味する。従って、第２の実施例においても、第１の実
施例と同様の効果を有する。Further, in general, the phase displacement Δ of the complex excitation value
Since φ m << 1, when applied to Equation 19, the error synthesis electric field Eea << 1. This means that by controlling only the amplitude of the transmission signal, the main beam of the transmission signal is directed in the direction of arrival of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the direction of arrival of unwanted waves such as interference waves. It means that the radiation pattern of the transmitted signal can be obtained. Therefore, the second embodiment also has the same effect as that of the first embodiment.

【００６１】＜第３の実施例＞図１０は、本発明に係る
第３の実施例であるアレーアンテナの制御装置のブロッ
ク図であり、図１０において図１と同一のものについて
は同一の符号を付している。この第３の実施例のアレー
アンテナの制御装置は、図１０に示すように、図１の第
１の実施例に比較して、以下の点が異なる。 （ａ）位相演算プロセッサ１４に代えて振幅及び位相演
算プロセッサ１４ｂを設ける。 （ｂ）各送受信モジュールＲＭ−ｍにおいて、高出力増
幅器６に代えて、振幅変更可能型高出力増幅器６ａを用
いる。以下、上記相違点について詳細に説明する。<Third Embodiment> FIG. 10 is a block diagram of an array antenna controller according to a third embodiment of the present invention. In FIG. 10, the same parts as those in FIG. 1 are designated by the same reference numerals. Is attached. As shown in FIG. 10, the array antenna control apparatus of the third embodiment is different from the first embodiment of FIG. 1 in the following points. (A) An amplitude and phase arithmetic processor 14b is provided instead of the phase arithmetic processor 14. (B) In each transmission / reception module RM-m, an amplitude changeable high output amplifier 6a is used instead of the high output amplifier 6. Hereinafter, the difference will be described in detail.

【００６２】この第３の実施例においては、送信信号の
主ビームを希望波の到来方向に向けかつ干渉波などの不
要波の到来方向に送信信号の放射パターンの零点を形成
するような、送信信号のための放射パターンを得るため
に、数１７の振幅量ＤＡm及び数８の位相量ＤＰmを用い
て送信信号に対して振幅及び位相を制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。In the third embodiment, the transmission is performed so that the main beam of the transmission signal is directed in the arrival direction of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave. In order to obtain the radiation pattern for the signal, the radiation amount of the transmission signal is obtained by controlling the amplitude and the phase of the transmission signal using the amplitude amount DA m of the equation 17 and the phase amount DP m of the equation 8. It is characterized by that.

【００６３】上記振幅及び位相演算プロセッサ１４ｂ
は、適応制御プロセッサ１３によって演算された受信信
号に対するウエイトｗｂmに基づいて、上記数１７を用
いて送信信号の振幅量ＤＡmを演算して各送受信モジュ
ールＲＭ−ｍの振幅変更可能型高出力増幅器６ａに出力
するとともに、上記数８を用いて送信信号の位相量ＤＰ
mを演算して各送受信モジュールＲＭ−ｍの移相器５に
出力する。これに応答して、増幅器６ａは第２の実施例
と同様に動作する一方、移相器５は第１の実施例と同様
に動作する。従って、各送信信号Ｆ1乃至ＦMは、移相器
５と増幅器６ａとサーキュレータ２とを介してアレーア
ンテナ１内のアンテナ素子１００に出力して当該送信信
号を放射する。このとき放射される送信信号の放射パタ
ーンは、送信信号の主ビームを希望波の到来方向に向け
かつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の放射パ
ターンの零点を形成するような放射パターンである。ま
た、誤差合成電界Ｅｅｐ，Ｅｅａに対応する第３の実施
例における誤差合成電界Ｅｅはゼロとなる。The amplitude and phase calculation processor 14b.
Is an amplitude variable type high output of each transmission / reception module RM-m by calculating the amplitude amount DA m of the transmission signal by using the above formula 17 based on the weight wb m for the reception signal calculated by the adaptive control processor 13. The phase amount DP of the transmission signal is output using the above equation 8 while being output to the amplifier 6a.
m is calculated and output to the phase shifter 5 of each transmission / reception module RM-m. In response, the amplifier 6a operates similarly to the second embodiment, while the phase shifter 5 operates similar to the first embodiment. Therefore, each of the transmission signals F 1 to F M is output to the antenna element 100 in the array antenna 1 via the phase shifter 5, the amplifier 6 a and the circulator 2 and radiates the transmission signal. The radiation pattern of the transmission signal radiated at this time is such that the main beam of the transmission signal is directed in the direction of arrival of the desired wave and the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the direction of arrival of unwanted waves such as interference waves. Is. Further, the error combined electric field Ee in the third embodiment corresponding to the error combined electric fields Eep and Eea becomes zero.

【００６４】図１１は、第３の実施例のアレーアンテナ
の制御装置における送信放射パターンと、受信ウエイト
ｗnをそのまま与えたときの従来技術の送信放射パター
ンとを示すシミュレーション結果のグラフである。当該
送信放射パターンは、第１の実施例と同様の電波環境に
おいて、相手方の無線局から第１波を受信した後、当該
第１波が他の物体で反射されて到来した第２波を受信し
たときの送信信号の放射パターンである。FIG. 11 is a graph of simulation results showing a transmission radiation pattern in the control apparatus for the array antenna of the third embodiment and a transmission radiation pattern of the prior art when the receiving weight w n is given as it is. The transmission radiation pattern is such that, in the same radio environment as in the first embodiment, after the first wave is received from the partner radio station, the first wave is reflected by another object and the second wave is received. It is a radiation pattern of a transmission signal at the time of doing.

【００６５】図１１から明らかなように、送信信号に対
して適応制御を行わずにそのまま受信ウエイトを与えた
ときの従来技術の送信放射パターンでは、上記第２波の
放射角度における相対出力電力は−２３．０２ｄＢとな
っているが、適応制御を行った第３の実施例の送信放射
パターンでは、上記第２波の放射角度における相対出力
電力は−３４．０２ｄＢとなっている。すなわち、干渉
波である第２波の放射角度における送信電力を大幅に減
衰させ、これによって、第２波から送信信号波への影響
を大幅に軽減することができるということがわかる。As is apparent from FIG. 11, in the transmission radiation pattern of the prior art when the reception weight is given as it is without performing the adaptive control on the transmission signal, the relative output power at the radiation angle of the second wave is Although it is −23.02 dB, in the transmission radiation pattern of the third embodiment in which the adaptive control is performed, the relative output power at the radiation angle of the second wave is −34.02 dB. That is, it can be seen that the transmission power at the radiation angle of the second wave, which is an interference wave, is significantly attenuated, and thereby the influence of the second wave on the transmission signal wave can be significantly reduced.

【００６６】以上説明したように、第３の実施例におい
ては、送信信号に対して振幅及び位相をともに制御する
ので、第１の実施例や第２の実施例と比較して構成は若
干複雑となるが、第１の実施例で述べた効果（１），
（２）を有する一方、上述のように、誤差合成電界Ｅｅ
はゼロとなり、完全に干渉波の影響を除去することがで
きる。As described above, in the third embodiment, both the amplitude and the phase of the transmission signal are controlled, so that the configuration is slightly complicated as compared with the first and second embodiments. However, the effect (1) described in the first embodiment,
While having (2), as described above, the error combined electric field Ee
Becomes zero, and the influence of the interference wave can be completely eliminated.

【００６７】＜第３の実施例と従来技術における干渉波
の受信レベルの比較＞以下、送信信号に対して上記数９
で表される複素ウエイトＺmを与えたときの第３の実施
例の場合と、送信信号に対して受信ウエイトｗnを与え
たときの従来技術の場合の、主ビームを基準とした干渉
波の受信レベル（いわゆる、零深度と呼ばれる。）を比
較する。<Comparison of Reception Level of Interference Wave between Third Embodiment and Prior Art> Below, the above equation 9 is applied to the transmission signal.
The interference wave based on the main beam in the case of the third embodiment when the complex weight Z m represented by the following is given and in the case of the conventional technique when the reception weight w n is given to the transmission signal. Of the reception level (so-called zero depth) is compared.

【００６８】第３の実施例の場合の干渉波の受信レベル
Ｅｐｔと従来技術の場合の干渉波の受信レベルＥｃｔは
それぞれ、次の数２０，数２１で表わされる。The reception level Ept of the interference wave in the case of the third embodiment and the reception level Ect of the interference wave in the case of the prior art are expressed by the following equations 20 and 21, respectively.

【数２０】Ｅｐｔ＝(Δｆ)・(ｘ1−ｘ0)・ｆ'(ｘ1−
ｘ０）[Equation 20] Ept = (Δf) · (x 1 −x 0 ) · f ′ (x 1 −
x 0 )

【数２１】 Ｅｃｔ＝［１−ｆ(Δｆ・ｘ1)]・ｆ(ｘ1−ｘ0)＋(Δｆ)・ｘ1・ｆ'(ｘ1−ｘ0)[Equation 21] Ect = [1-f (Δf · x 1 )] · f (x 1 −x 0 ) + (Δf) · x 1 · f ′ (x 1 −x 0 ).

【００６９】ここで、Here,

【数２２】Δｆ＝｜ｆｔ−ｆｒ｜Δf = | ft−fr |

【数２３】 ｆ（ｘ）＝（１／Ｎ）・｛ｓｉｎ（Ｎｘ）／ｓｉｎ（ｘ）｝F (x) = (1 / N) · {sin (Nx) / sin (x)}

【数２４】 ｆ'(ｘ)＝(１／Ｎ)・{Ｎcos(Ｎｘ)／sin(ｘ)−sin(Ｎｘ)・cos(ｘ)／sin2(ｘ)} であり、主ビームの放射方向θ0と干渉波の到来方向θ1
はそれぞれ次の数２５，数２６で表されるｘ0，ｘ1に規
格化した。F ′ (x) = (1 / N) · {Ncos (Nx) / sin (x) −sin (Nx) · cos (x) / sin 2 (x)}, and the emission of the main beam Direction θ 0 and arrival direction of interference wave θ 1
Are normalized to x 0 and x 1 represented by the following equations 25 and 26, respectively.

【数２５】ｘ0＝π／λ・ｄ・ｓｉｎ（θ0）X 0 = π / λ · d · sin (θ 0 )

【数２６】ｘ1＝π／λ・ｄ・ｓｉｎ（θ1） ここで、λは受信周波数の波長であり、ｄはアンテナ素
子１００の素子間隔である。X 1 = π / λ · d · sin (θ 1 ) where λ is the wavelength of the reception frequency and d is the element spacing of the antenna element 100.

【００７０】上記数２０と数２１とを比較すると、第３
の実施例の場合の干渉波の受信レベルＥｐｔは（Δｆ）
の１次項のみで表されるが、従来技術の場合の干渉波の
受信レベルＥｃｔは、上記（Δｆ）の１次項にさらに、
［１−ｆ（Δｆ・ｘ1)］・ｆ（ｘ1−ｘ0）の項が加わ
る。従って、第３の実施例の場合の干渉波の受信レベル
Ｅｐｔは、従来技術の場合の干渉波の受信レベルＥｃｔ
に比較して小さいことがわかる。これによって、第３の
実施例においては、干渉波の受信レベルを小さくするこ
とができる。Comparing the equations (20) and (21), the third
The reception level Ept of the interference wave in the case of the embodiment is (Δf)
However, the reception level Ect of the interference wave in the case of the conventional technique is further represented by the first term of (Δf)
A term of [1-f (Δf · x 1 )] · f (x 1 −x 0 ) is added. Therefore, the reception level Ept of the interference wave in the case of the third embodiment is the reception level Ect of the interference wave in the case of the conventional technique.
You can see that it is smaller than. This makes it possible to reduce the reception level of the interference wave in the third embodiment.

【００７１】＜変形例＞以上の実施例において、受信周
波数ｆｒと送信周波数ｆｔとは互いに異なるように設定
しているが、本発明はこれに限らず、同一であっても、
上述の作用効果を実現することができる。以上の第２と
第３の実施例において、振幅変更可能型高出力増幅器６
ａを用いているが、本発明は、これに限らず、少なくと
も送信信号の振幅量を各アンテナ素子１００に対応して
変更する振幅変更手段を備えればよい。当該振幅変更手
段は、例えば、減衰器、又は減衰器と増幅器の組み合わ
せ回路などである。<Modification> In the above embodiments, the reception frequency fr and the transmission frequency ft are set to be different from each other, but the present invention is not limited to this, and even if they are the same,
It is possible to realize the above-mentioned effects. In the above second and third embodiments, the amplitude changeable high output amplifier 6 is used.
Although “a” is used, the present invention is not limited to this, and at least an amplitude changing unit that changes the amplitude amount of the transmission signal corresponding to each antenna element 100 may be provided. The amplitude changing means is, for example, an attenuator or a combination circuit of an attenuator and an amplifier.

【００７２】[0072]

【発明の効果】以上詳述したように本発明によれば、所
定の配置形状で近接して並置された所定の複数Ｍ個のア
ンテナ素子からなるアレーアンテナを制御するための制
御方法であって、上記アレーアンテナの各アンテナ素子
でそれぞれ受信された複数Ｍ個の受信信号と、希望波を
所定の放射角度の範囲で受信できるように予め決められ
た形成すべき所定の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方
向と、受信信号の受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ
個のビーム電界値を演算し、上記演算された上記複数Ｎ
個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することによ
って、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択して
出力し、上記選択されて出力されるビーム電界値に基づ
いて上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ不要波の到来方向の受信信号のレベルを零に
するような上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応する、
受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演算し、上記演
算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトと送信信
号の送信周波数とに基づいて、上記アレーアンテナの主
ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到来方向
の送信信号のレベルを零にするような上記各アンテナ素
子に対応する、送信信号に対する複数Ｍ個の移相量と複
数Ｍ個の振幅量のうちの少なくとも一方を演算して設定
することによって、上記アレーアンテナの送信信号の放
射パターンを制御する。As described above in detail, according to the present invention, there is provided a control method for controlling an array antenna composed of a predetermined plurality of M antenna elements which are closely arranged in a predetermined arrangement shape. , A plurality of M received signals respectively received by the respective antenna elements of the array antenna and a predetermined plurality of N beams to be formed which are predetermined so as to receive a desired wave within a predetermined radiation angle range. Based on the direction of each main beam and the reception frequency of the reception signal, the plurality of N
The beam electric field values are calculated individually, and the calculated plurality of N
By comparing each beam electric field value with a predetermined threshold value, only the beam electric field value equal to or higher than the threshold value is selected and output, and the array antenna is based on the selected and output beam electric field value. Corresponding to the plurality of N beams for directing the main beam toward the arrival direction of the desired wave and zeroing the level of the received signal in the arrival direction of the unwanted wave,
A plurality of N weights for the received signal are calculated, and the main beam of the array antenna is directed in the arrival direction of the desired wave based on the calculated N weights for the received signal and the transmission frequency of the transmission signal. By calculating at least one of a plurality of M phase shift amounts and a plurality of M amplitude amounts with respect to the transmission signal, which corresponds to each of the above-mentioned antenna elements that makes the level of the transmission signal in the direction of arrival of the unwanted wave zero. By setting, the radiation pattern of the transmission signal of the array antenna is controlled.

【００７３】従って、本発明に係るアレーアンテナの制
御方法と制御装置は、以下の特有の効果を有する。 （１）送信周波数が受信周波数と異なる場合であって
も、アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向
けかつ干渉波などの不要波の到来方向では零点を形成し
ており、当該不要波を大幅に抑圧して受信しかつ送信す
ることができる。 （２）上記（１）によって、送信信号の放射パターンを
上述のように適応制御することができるので、受信信号
のみを適応制御する従来装置に比較して、当該無線通信
回線のＳ／Ｎを大幅に改善することができ、回線品質を
改善できる。従って、例えばデジタル無線回線の場合、
ビット誤り率を大幅に改善することができる。また、特
に移動体通信システムにおいて、追尾システムと組み合
わせてアレーアンテナの放射パターンの制御を、送信信
号についても制御可能であるというより改善された手法
で行うことができる。 （３）送信系において送信信号の位相のみを制御する場
合、その振幅を制御しないので、制御装置の装置構成を
簡単にすることができる。Accordingly, the array antenna control method and control apparatus according to the present invention have the following unique effects. (1) Even when the transmission frequency is different from the reception frequency, the main beam of the array antenna is directed toward the arrival direction of the desired wave and a zero point is formed in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave. Can be received and transmitted with significant suppression. (2) Since the radiation pattern of the transmission signal can be adaptively controlled as described above by the above (1), the S / N ratio of the wireless communication line can be reduced as compared with the conventional device that adaptively controls only the reception signal. It can be greatly improved and the line quality can be improved. Therefore, for example, in the case of digital wireless line,
The bit error rate can be greatly improved. Further, particularly in a mobile communication system, the radiation pattern of the array antenna can be controlled in combination with the tracking system by an improved technique rather than being able to control the transmission signal. (3) When only the phase of the transmission signal is controlled in the transmission system, the amplitude is not controlled, so the device configuration of the control device can be simplified.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】 本発明に係る第１の実施例であるアレーアン
テナの制御装置のブロック図である。FIG. 1 is a block diagram of an array antenna control device according to a first embodiment of the present invention.

【図２】 図１のアレーアンテナ１の一例を示す平面図
である。FIG. 2 is a plan view showing an example of the array antenna 1 of FIG.

【図３】 図１の制御装置におけるマルチビームの放射
パターンを示す図である。FIG. 3 is a diagram showing a multi-beam radiation pattern in the control device of FIG.

【図４】 図１の制御装置における受信時に適応制御し
たときの放射パターンを示す図である。FIG. 4 is a diagram showing a radiation pattern when adaptive control is performed during reception in the control device of FIG. 1.

【図５】 図１の制御装置におけるビームの重ね合わせ
の原理を説明するための（ａ）初期パターンと（ｂ）重
畳パターンと（ｃ）零点形成パターンとを示す放射パタ
ーン図である。5 is a radiation pattern diagram showing (a) an initial pattern, (b) a superimposed pattern, and (c) a zero point formation pattern for explaining the principle of beam superposition in the control device of FIG.

【図６】 従来例のフェーズドアレーレーダ装置のブロ
ック図である。FIG. 6 is a block diagram of a conventional phased array radar device.

【図７】 図６のフェーズドアレーレーダ装置における
適応制御の原理を説明するための（ａ）主ビームと
（ｂ）補助ビームの放射パターン図である。FIG. 7 is a radiation pattern diagram of (a) main beam and (b) auxiliary beam for explaining the principle of adaptive control in the phased array radar device of FIG.

【図８】 図６の従来例の高出力電力増幅器の入出力特
性を示すグラフである。8 is a graph showing the input / output characteristics of the conventional high output power amplifier of FIG.

【図９】 本発明に係る第２の実施例であるアレーアン
テナの制御装置のブロック図である。FIG. 9 is a block diagram of an array antenna control device according to a second embodiment of the present invention.

【図１０】 本発明に係る第３の実施例であるアレーア
ンテナの制御装置のブロック図である。FIG. 10 is a block diagram of an array antenna controller according to a third embodiment of the present invention.

【図１１】 第３の実施例のアレーアンテナの制御装置
における送信放射パターンと、受信ウエイトをそのまま
与えたときの従来技術の送信放射パターンとを示すシミ
ュレーション結果のグラフである。FIG. 11 is a graph of simulation results showing a transmission radiation pattern and a transmission radiation pattern of the related art when the receiving weight is given as it is in the control device for the array antenna of the third embodiment.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…アレーアンテナ、 ２…サーキュレータ、 ３…受信機、 ４…アナログ／デジタル変換器（Ａ／Ｄ変換器）、 ５…移相器、 ６…高出力増幅器、 ６ａ…振幅変更可能型高出力増幅器、 １０…マルチビーム形成回路、 １１…ビーム選択回路、 １２…同相分配回路、 １３…適応制御プロセッサ、 １４…位相演算プロセッサ、 １４ａ…振幅演算プロセッサ、 １４ｂ…振幅及び位相演算プロセッサ、 ２０−１乃至２０−Ｎ…可変利得増幅器、 ２１…同相合成器、 ３０…同相分配器、 １００，１００−１乃至１００−Ｍ…アンテナ素子、 ＲＭ−１乃至ＲＭ−Ｍ…送受信モジュール。 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 ... Array antenna, 2 ... Circulator, 3 ... Receiver, 4 ... Analog / digital converter (A / D converter), 5 ... Phase shifter, 6 ... High output amplifier, 6a ... Amplitude changeable high output amplifier , 10 ... Multi-beam forming circuit, 11 ... Beam selecting circuit, 12 ... In-phase distribution circuit, 13 ... Adaptive control processor, 14 ... Phase arithmetic processor, 14a ... Amplitude arithmetic processor, 14b ... Amplitude and phase arithmetic processor, 20-1 to 20. 20-N ... Variable gain amplifier, 21 ... In-phase combiner, 30 ... In-phase distributor, 100, 100-1 to 100-M ... Antenna element, RM-1 to RM-M ... Transceiver module.

【手続補正書】[Procedure amendment]

【提出日】平成５年１０月２８日[Submission date] October 28, 1993

【手続補正１】[Procedure Amendment 1]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】００３８[Correction target item name] 0038

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【００３８】ところで、希望波の到来方向である相手方
の無線局の方向は送信信号の放射方向であり、干渉波な
どの不要波の到来方向に対して送信信号を送信しないよ
うに制御する必要があるので、送信信号の放射パターン
は受信信号の放射パターンの相似形状となる。受信周波
数ｆｒと送信周波数ｆｔとが互いに異なる場合であって
も、受信信号と同一の方向に主ビームを有するビームを
受信信号に対するウエイトｗnを掛けて重ね合わせする
ことによって、送信信号の主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ干渉波などの不要波の到来方向に送信信号の
放射パターンの零点を形成するような、送信信号のため
の放射パターンを得ることができる。従って、数７にお
ける受信周波数ｆｒを送信周波数ｆｔで置き換えた後、
その位相を計算することによって次の数８を得ることが
でき、本実施例においては、特に、詳細後述する理由
で、送信信号に対して位相のみを制御することによっ
て、送信信号の放射パターンを得ることを特徴としてい
る。By the way, the direction of the partner radio station, which is the arrival direction of the desired wave, is the emission direction of the transmission signal, and it is necessary to control so that the transmission signal is not transmitted in the arrival direction of the unwanted wave such as the interference wave. Therefore, the radiation pattern of the transmission signal has a similar shape to the radiation pattern of the reception signal. Even when the reception frequency fr and the transmission frequency ft are different from each other, the beam having the main beam in the same direction as the reception signal is multiplied by the weight w n with respect to the reception signal so as to be superposed, and the main beam of the transmission signal is thus obtained. It is possible to obtain a radiation pattern for a transmission signal in which the zero point of the radiation pattern of the transmission signal is formed in the arrival direction of the desired wave and in the arrival direction of an unwanted wave such as an interference wave. Therefore, after replacing the reception frequency fr in Equation 7 with the transmission frequency ft,
By calculating the phase, the following equation 8 can be obtained, and in this embodiment, the radiation pattern of the transmission signal is controlled by controlling only the phase with respect to the transmission signal, for the reason described later in detail. It is characterized by getting.

【手続補正２】[Procedure Amendment 2]

【補正対象書類名】明細書[Document name to be amended] Statement

【補正対象項目名】００４９[Correction target item name] 0049

【補正方法】変更[Correction method] Change

【補正内容】[Correction content]

【００４９】例えば図１のアレーアンテナ１を図２のよ
うに配列したときにマルチビーム形成回路１０によって
形成された、Ｚ軸に平行な水平方向の４個のマルチビー
ムの放射パターンを示す。ここで、各放射パターンの主
ビームの放射角度θは次の通りである。 （ａ）ｎ＝１の放射パターン（実線）：θ＝０° （ｂ）ｎ＝２の放射パターン（点線）：θ＝−３０° （ｃ）ｎ＝３の放射パターン（２点鎖線）：θ＝−５０
° （ｄ）ｎ＝４の放射パターン（１点鎖線）：θ＝−５０
° 図３から明らかなように、放射角度θが−９０°から＋
９０°までの範囲で、少なくとも４個の放射パターンで
受信信号をアレーアンテナ１の主ビームを希望波方向に
向けることができることがわかる。For example, a radiation pattern of four horizontal multi-beams formed by the multi-beam forming circuit 10 when the array antenna 1 of FIG. 1 is arranged as shown in FIG. 2 is shown. Here, the radiation angle θ of the main beam of each radiation pattern is as follows. (A) n = 1 radiation pattern (solid line): θ = 0 ° (b) n = 2 radiation pattern (dotted line): θ = −30 ° (c) n = 3 radiation pattern (two-dot chain line): θ = −50
(D) Radiation pattern of n = 4 (dashed line): θ = −50
° As is clear from Fig. 3, the radiation angle θ changes from -90 ° to +
It can be seen that the main beam of the array antenna 1 can be directed in the desired wave direction for the received signal with at least four radiation patterns in the range up to 90 °.

───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｈ０１Ｑ 3/38 7015−5Ｊ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. 5 Identification code Office reference number FI technical display location // H01Q 3/38 7015-5J

Claims (4)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 所定の配置形状で近接して並置された所
定の複数Ｍ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナを
制御するための制御方法であって、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
れた複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の
範囲で受信できるように予め決められた形成すべき所定
の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の
受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値
を演算する第１のステップと、 上記演算された上記複数Ｎ個のビーム電界値を所定のし
きい値と比較することによって、当該しきい値以上のビ
ーム電界値のみを選択して出力する第２のステップと、 上記選択されて出力されるビーム電界値に基づいて上記
アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向に向けか
つ不要波の到来方向の受信信号のレベルを零にするよう
な上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応する、受信信号
に対する複数Ｎ個のウエイトを演算する第３のステップ
と、 上記演算された受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトと
送信信号の送信周波数とに基づいて、上記アレーアンテ
ナの主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波の到
来方向の送信信号のレベルを零にするような上記各アン
テナ素子に対応する、送信信号に対する複数Ｍ個の移相
量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少なくとも一方を演算し
て設定することによって、上記アレーアンテナの送信信
号の放射パターンを制御する第４のステップとを含むこ
とを特徴とするアレーアンテナの制御方法。1. A control method for controlling an array antenna composed of a predetermined plurality of M antenna elements arranged in close proximity in a predetermined arrangement shape, wherein the antenna elements are received by each antenna element of the array antenna. Direction of each main beam of a predetermined plurality of N beams to be formed, which are predetermined so that a desired wave can be received within a predetermined radiation angle range, and a reception frequency of the reception signal. A first step of calculating the plurality of N beam electric field values based on the above, and comparing the calculated plurality of N beam electric field values with a predetermined threshold value. The second step of selecting and outputting only the beam electric field value above, and directing the main beam of the array antenna in the arrival direction of the desired wave based on the selected and output beam electric field value and unnecessary A third step of calculating N weights for the received signal, which correspond to the N beams for making the level of the received signal in the arrival direction of the wave zero, respectively, and for the calculated received signal Each of the above antennas that directs the main beam of the array antenna in the arrival direction of the desired wave and makes the level of the transmission signal in the arrival direction of the unwanted wave zero based on the plurality of N weights and the transmission frequency of the transmission signal. A fourth aspect of controlling a radiation pattern of a transmission signal of the array antenna by calculating and setting at least one of a plurality of M phase shift amounts and a plurality of M amplitude amounts of the transmission signal, which corresponds to the element. And a method of controlling an array antenna. 【請求項２】 所定の配置形状で近接して並置された所
定の複数Ｍ個のアンテナ素子からなるアレーアンテナを
制御するための制御装置であって、 上記アレーアンテナの各アンテナ素子でそれぞれ受信さ
れた複数Ｍ個の受信信号と、希望波を所定の放射角度の
範囲で受信できるように予め決められた形成すべき所定
の複数Ｎ個のビームの各主ビームの方向と、受信信号の
受信周波数とに基づいて、上記複数Ｎ個のビーム電界値
を演算するマルチビーム形成手段と、 上記マルチビーム形成手段によって演算された上記複数
Ｎ個のビーム電界値を所定のしきい値と比較することに
よって、当該しきい値以上のビーム電界値のみを選択し
て出力するビーム選択手段と、 上記ビーム選択手段から出力されるビーム電界値に基づ
いて上記アレーアンテナの主ビームを希望波の到来方向
に向けかつ不要波の到来方向の受信信号のレベルを零に
するような上記複数Ｎ個のビームにそれぞれ対応する、
受信信号に対する複数Ｎ個のウエイトを演算する適応制
御手段と、 上記適応制御手段によって演算された複数Ｎ個のウエイ
トと送信信号の送信周波数とに基づいて、上記アレーア
ンテナの主ビームを希望波の到来方向に向けかつ不要波
の到来方向の送信信号のレベルを零にするような上記各
アンテナ素子に対応する、送信信号に対する複数Ｍ個の
移相量と複数Ｍ個の振幅量のうちの少なくとも一方を演
算して設定する演算手段とを備えたことを特徴とするア
レーアンテナの制御装置。2. A control device for controlling an array antenna composed of a predetermined plurality of M antenna elements arranged in close proximity in a predetermined arrangement shape, each of which is received by each antenna element of the array antenna. Direction of each main beam of a predetermined plurality of N beams to be formed, which are predetermined so that a desired wave can be received within a predetermined radiation angle range, and a reception frequency of the reception signal. A multi-beam forming means for calculating the plurality N of beam electric field values, and comparing the plurality N of beam electric field values calculated by the multi-beam forming means with a predetermined threshold value. Beam selecting means for selecting and outputting only a beam electric field value equal to or more than the threshold value, and the array antenna based on the beam electric field value output from the beam selecting means. Corresponding to the plurality of N beams for directing the main beam toward the arrival direction of the desired wave and zeroing the level of the received signal in the arrival direction of the unwanted wave,
Based on the adaptive control means for calculating a plurality of N weights for the received signal, and the plurality of N weights calculated by the adaptive control means and the transmission frequency of the transmission signal, the main beam of the array antenna is changed to a desired wave. At least one of a plurality M of phase shift amounts and a plurality M of amplitude amounts with respect to the transmission signal, which correspond to the above-mentioned antenna elements so as to make the level of the transmission signal in the arrival direction of the unwanted wave zero. An array antenna control device, comprising: a calculation unit configured to calculate and set one of them. 【請求項３】 上記制御装置はさらに、 上記演算手段によって演算された複数Ｍ個の移相量だけ
それぞれ、上記各アンテナ素子に対応して送信信号を移
相して上記アレーアンテナに出力する移相手段と、 上記演算手段によって演算された複数Ｍ個の振幅量だけ
それぞれ、上記各アンテナ素子に対応して送信信号の振
幅量を変更して上記アレーアンテナに出力する振幅変更
手段とのうちの少なくとも一方を備えたことを特徴とす
る請求項２記載のアレーアンテナの制御装置。3. The control device further shifts the phase of a transmission signal corresponding to each of the antenna elements by a plurality of M phase shift amounts calculated by the calculating means, and outputs the shift signal to the array antenna. Of the phase means and the amplitude changing means for changing the amplitude amount of the transmission signal corresponding to each of the antenna elements and outputting to the array antenna by a plurality of M amplitude amounts calculated by the calculating means. The array antenna control device according to claim 2, comprising at least one. 【請求項４】 上記制御装置はさらに、 上記ビーム選択手段から出力されるビーム電界値を示す
各信号を、上記適応制御手段によって演算された受信信
号に対する複数Ｎ個のウエイトに比例する利得で増幅す
る増幅手段と、 上記増幅手段によって増幅された各信号を同相で合成す
る合成手段とを備えたことを特徴とする請求項３記載の
アレーアンテナの制御装置。4. The control device further amplifies each signal indicating the beam electric field value output from the beam selection means with a gain proportional to a plurality of N weights with respect to the reception signal calculated by the adaptive control means. 4. The array antenna control device according to claim 3, further comprising: an amplifying unit that performs the above-described amplification and a combining unit that combines the signals amplified by the amplifying unit in phase.
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