JPH06164249A - 可変利得増幅回路 - Google Patents
可変利得増幅回路Info
- Publication number
- JPH06164249A JPH06164249A JP4338129A JP33812992A JPH06164249A JP H06164249 A JPH06164249 A JP H06164249A JP 4338129 A JP4338129 A JP 4338129A JP 33812992 A JP33812992 A JP 33812992A JP H06164249 A JPH06164249 A JP H06164249A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- transistor
- current source
- base
- current
- variable
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03F—AMPLIFIERS
- H03F1/00—Details of amplifiers with only discharge tubes, only semiconductor devices or only unspecified devices as amplifying elements
- H03F1/02—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation
- H03F1/0205—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers
- H03F1/0261—Modifications of amplifiers to raise the efficiency, e.g. gliding Class A stages, use of an auxiliary oscillation in transistor amplifiers with control of the polarisation voltage or current, e.g. gliding Class A
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03G—CONTROL OF AMPLIFICATION
- H03G1/00—Details of arrangements for controlling amplification
- H03G1/0005—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal
- H03G1/0035—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements
- H03G1/0082—Circuits characterised by the type of controlling devices operated by a controlling current or voltage signal using continuously variable impedance elements using bipolar transistor-type devices
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Power Engineering (AREA)
- Control Of Amplification And Gain Control (AREA)
- Amplifiers (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 携帯電話等の電池駆動型の電子機器における
1〜2GHz帯域の高周波電力増幅回路に用いて好適
な、低消費電力動作,低電圧動作,IC容易な可変利得
増幅回路を提供する。 【構成】 エミッタ接地型トランジスタ1のベースとグ
ランドとの間に可変電流源6を設け、この電流源6の電
流の増減制御により、トランジスタ1のベースバイアス
電流の分流電流の制御を行って、回路利得を制御する。 【効果】 トランジスタ1のエミッタが直接接地可能
で、バイパスコンデンサ不要となりIC化容易となり、
トランジスタ1のベース電流の制御を行うために制御電
力が極めて小となり、また電源間にトランジスタ1のみ
の1段構成であるので、低電圧化ができる。
1〜2GHz帯域の高周波電力増幅回路に用いて好適
な、低消費電力動作,低電圧動作,IC容易な可変利得
増幅回路を提供する。 【構成】 エミッタ接地型トランジスタ1のベースとグ
ランドとの間に可変電流源6を設け、この電流源6の電
流の増減制御により、トランジスタ1のベースバイアス
電流の分流電流の制御を行って、回路利得を制御する。 【効果】 トランジスタ1のエミッタが直接接地可能
で、バイパスコンデンサ不要となりIC化容易となり、
トランジスタ1のベース電流の制御を行うために制御電
力が極めて小となり、また電源間にトランジスタ1のみ
の1段構成であるので、低電圧化ができる。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は可変利得増幅回路に関
し、特にエミッタ接続型の高周波増幅用の可変利得増幅
回路に関するものである。
し、特にエミッタ接続型の高周波増幅用の可変利得増幅
回路に関するものである。
【0002】
【従来の技術】従来のこの種の可変利得増幅回路の例を
図7に示す。図7において(A)はその概念図であり、
(B)はその具体的回路の例を示す図である。コレクタ
に増幅出力4を導出する増幅用トランジスタ1はエミッ
タ接地型として動作し、増幅入力3はベースへ印加され
る。このベースには固定バイアス用抵抗53,54が接
続されている。尚、2はコレクタ負荷抵抗である。
図7に示す。図7において(A)はその概念図であり、
(B)はその具体的回路の例を示す図である。コレクタ
に増幅出力4を導出する増幅用トランジスタ1はエミッ
タ接地型として動作し、増幅入力3はベースへ印加され
る。このベースには固定バイアス用抵抗53,54が接
続されている。尚、2はコレクタ負荷抵抗である。
【0003】トランジスタ1のエミッタとグランドとの
間には、この増幅回路の利得を制御するための可変電流
源7が設けられている。この電流源7は(B)に示す如
くベースに可変制御電圧72が印加された電流源トラン
ジスタ71からなり、このトランジスタ71が増幅用ト
ランジスタ1のエミッタとグランドとの間に挿入接続さ
れている。
間には、この増幅回路の利得を制御するための可変電流
源7が設けられている。この電流源7は(B)に示す如
くベースに可変制御電圧72が印加された電流源トラン
ジスタ71からなり、このトランジスタ71が増幅用ト
ランジスタ1のエミッタとグランドとの間に挿入接続さ
れている。
【0004】そして、この電流源7を交流的にバイパス
して、増幅用トランジスタ1をエミッタ接地型として動
作させるべく、この電流源7に並列にコンデンサ8が設
けられている。
して、増幅用トランジスタ1をエミッタ接地型として動
作させるべく、この電流源7に並列にコンデンサ8が設
けられている。
【0005】かかる構成において、可変制御電圧72を
制御することにより、トランジスタ71の電流値がそれ
に応じて変化し、その結果増幅用トランジスタ1からな
る増幅回路の利得が可変制御されることになる。
制御することにより、トランジスタ71の電流値がそれ
に応じて変化し、その結果増幅用トランジスタ1からな
る増幅回路の利得が可変制御されることになる。
【0006】他の従来の可変利得増幅回路の例として、
図8に示すいわゆるギルバートマルチプライヤと称され
る乗算器タイプのものがある。この回路は“Silco
nBipolar Fixed and Variab
le Gain Amplifier MMICs F
or Microwave and Lightwav
e Applications up to 6GH
z”,IEEE MTT−S Digest,‘89,
pp109−112の論文に開示されている。
図8に示すいわゆるギルバートマルチプライヤと称され
る乗算器タイプのものがある。この回路は“Silco
nBipolar Fixed and Variab
le Gain Amplifier MMICs F
or Microwave and Lightwav
e Applications up to 6GH
z”,IEEE MTT−S Digest,‘89,
pp109−112の論文に開示されている。
【0007】差動対トランジスタ30,31のベース間
には差動入力36,37が印加されており、また他の差
動対トランジスタ32,33のベース間にも差動入力3
6,37が印加されている。そしてトランジスタ30と
33とのコレクタが共通接続されて一方の出力39とな
り、トランジスタ31と32とのコレクタが共通接続さ
れて他方の出力38となっている。尚、42,43は負
荷抵抗を示す。
には差動入力36,37が印加されており、また他の差
動対トランジスタ32,33のベース間にも差動入力3
6,37が印加されている。そしてトランジスタ30と
33とのコレクタが共通接続されて一方の出力39とな
り、トランジスタ31と32とのコレクタが共通接続さ
れて他方の出力38となっている。尚、42,43は負
荷抵抗を示す。
【0008】そして、差動対トランジスタ30,31の
エミッタ共通接続点に電流を供給するトランジスタ34
と、差動対32,33のエミッタ共通接続点に電流を供
給するトランジスタ35とが設けられ、これ等両トラン
ジスタ34,35のベース間に差動入力40,41が印
加されている。この両トランジスタ34,35のエミッ
タ共通接続点とグランドとの間に定電流源44が設けら
れている。
エミッタ共通接続点に電流を供給するトランジスタ34
と、差動対32,33のエミッタ共通接続点に電流を供
給するトランジスタ35とが設けられ、これ等両トラン
ジスタ34,35のベース間に差動入力40,41が印
加されている。この両トランジスタ34,35のエミッ
タ共通接続点とグランドとの間に定電流源44が設けら
れている。
【0009】かかる構成において、差動入力36,37
に印加される制御電圧によって差動入力40,41に印
加される交流信号の増幅利得を可変制御することがで
き、また、逆に差動入力40,41に制御電圧を印加す
ることによって、差動入力36,37へ印加される交流
信号の増幅利得を可変制御することができるようになっ
ている。
に印加される制御電圧によって差動入力40,41に印
加される交流信号の増幅利得を可変制御することがで
き、また、逆に差動入力40,41に制御電圧を印加す
ることによって、差動入力36,37へ印加される交流
信号の増幅利得を可変制御することができるようになっ
ている。
【0010】
【発明が解決しようとする課題】図7に示した可変利得
増幅回路においては、高周波増幅に用いる場合には、増
幅用トランジスタ1のエミッタを交流的に接地すること
が必須となり、そのためにコンデンサ8が必要であるた
めに、LSI化には不向きである。
増幅回路においては、高周波増幅に用いる場合には、増
幅用トランジスタ1のエミッタを交流的に接地すること
が必須となり、そのためにコンデンサ8が必要であるた
めに、LSI化には不向きである。
【0011】例えば、入力3に印加される信号が1GH
zのとき、このコンデンサ8の値は、インピーダンスと
して1Ω程度にするには、170pFとする必要があ
り、よってコンデンサ8の面積がICチップ面積の大半
を占めることになってしまい、LSI化には全く不向き
となるのである。
zのとき、このコンデンサ8の値は、インピーダンスと
して1Ω程度にするには、170pFとする必要があ
り、よってコンデンサ8の面積がICチップ面積の大半
を占めることになってしまい、LSI化には全く不向き
となるのである。
【0012】また、増幅用トランジスタ1と電流源トラ
ンジスタ71とを2段の直列接続構成とする必要上、回
路電源を低電圧とすることが困難になる。特に、携帯電
話等に代表される電池駆動の電子機器に用いる場合に
は、電源電圧を低くすることが必須条件となることから
も、図7の増幅回路構成は不適となる。
ンジスタ71とを2段の直列接続構成とする必要上、回
路電源を低電圧とすることが困難になる。特に、携帯電
話等に代表される電池駆動の電子機器に用いる場合に
は、電源電圧を低くすることが必須条件となることから
も、図7の増幅回路構成は不適となる。
【0013】一方、図8の増幅回路は差動回路であるた
めにLSI化には極めて適したものであるが、トランジ
スタをこれまた電源間に2段の直列接続構成(縦積み構
成)としているために、低電圧化が困難となる。また、
この回路は定電流源44の一定電流で常に動作している
ので、高利得の場合には勿論、低利得の場合にも同一電
流を消費しており、よって低消費電力化も困難であり、
やはり携帯用電子機器には不向きである。
めにLSI化には極めて適したものであるが、トランジ
スタをこれまた電源間に2段の直列接続構成(縦積み構
成)としているために、低電圧化が困難となる。また、
この回路は定電流源44の一定電流で常に動作している
ので、高利得の場合には勿論、低利得の場合にも同一電
流を消費しており、よって低消費電力化も困難であり、
やはり携帯用電子機器には不向きである。
【0014】そこで、本発明はこの様な従来技術の欠点
を解決すべくなされたものであって、その目的とすると
ころは、低電圧化,低消費電力化,IC容易化の全てを
満足した電池駆動の携帯用電子機器に好適な可変利得増
幅回路を提供することである。
を解決すべくなされたものであって、その目的とすると
ころは、低電圧化,低消費電力化,IC容易化の全てを
満足した電池駆動の携帯用電子機器に好適な可変利得増
幅回路を提供することである。
【0015】
【課題を解決するための手段】本発明による可変利得増
幅回路は、コレクタに増幅出力を導出するエミッタ接地
型の増幅用トランジスタと、前記トランジスタのベース
と基準電位点との間に設けられ前記トランジスタのベー
スバイアス電流を可変制御する可変電流源とを含むこと
を特徴とする。
幅回路は、コレクタに増幅出力を導出するエミッタ接地
型の増幅用トランジスタと、前記トランジスタのベース
と基準電位点との間に設けられ前記トランジスタのベー
スバイアス電流を可変制御する可変電流源とを含むこと
を特徴とする。
【0016】
【実施例】以下に本発明について図面を参照しつつ詳細
に説明する。
に説明する。
【0017】図1は本発明の一実施例の原理を説明する
回路図である。エミッタ接地型増幅用トランジスタ1の
コレクタには負荷2が接続され、この負荷2により増幅
出力4が取出される。トランジスタ1のベースにはベー
スバイアス回路5が設けられると共に、このベースバイ
アス電流を制御して増幅利得を可変するための可変電流
源6が設けられている。
回路図である。エミッタ接地型増幅用トランジスタ1の
コレクタには負荷2が接続され、この負荷2により増幅
出力4が取出される。トランジスタ1のベースにはベー
スバイアス回路5が設けられると共に、このベースバイ
アス電流を制御して増幅利得を可変するための可変電流
源6が設けられている。
【0018】図1の例では、この可変電流源6はベース
とグランド電位点との間に設けられており、よって、こ
の可変電流源6によりトランジスタ1のベースバイアス
電流を分流制御する構成となっている。すなわち、可変
電流源6の電流を増加させれば、バイアス回路5からの
ベースバイアス供給電流がそれだけ余計に電流源6によ
り分流吸収されて結果的にベースバイアス電流は減少す
る。逆に、可変電流源6の電流を減少させれば、バイア
ス回路5からのベースバイアス供給電流の電流源6によ
る分流吸収はそれだけ減り、結果的にベースバイアス電
流は増大する。
とグランド電位点との間に設けられており、よって、こ
の可変電流源6によりトランジスタ1のベースバイアス
電流を分流制御する構成となっている。すなわち、可変
電流源6の電流を増加させれば、バイアス回路5からの
ベースバイアス供給電流がそれだけ余計に電流源6によ
り分流吸収されて結果的にベースバイアス電流は減少す
る。逆に、可変電流源6の電流を減少させれば、バイア
ス回路5からのベースバイアス供給電流の電流源6によ
る分流吸収はそれだけ減り、結果的にベースバイアス電
流は増大する。
【0019】この様に、可変電流源6の電流制御によっ
て、増幅用トランジスタ1のベースバイアス供給電流が
分流制御されて利得制御が可能となるのである。
て、増幅用トランジスタ1のベースバイアス供給電流が
分流制御されて利得制御が可能となるのである。
【0020】図2は本発明の他の実施例の原理を説明す
る回路図であり、図1と同等部分は同一符号により示し
ている。この回路では、可変電流源6をトランジスタ1
のベースと回路電源電圧との間に設け、図1の例とは逆
に、この可変電流源6の電流をトランジスタ1のベース
バイアス電流として供給するようにしている。
る回路図であり、図1と同等部分は同一符号により示し
ている。この回路では、可変電流源6をトランジスタ1
のベースと回路電源電圧との間に設け、図1の例とは逆
に、この可変電流源6の電流をトランジスタ1のベース
バイアス電流として供給するようにしている。
【0021】すなわち、可変電流源6の電流を増加させ
れば、それだけトランジスタ1にはベースバイアス電流
が余計に供給されて増加し、逆に可変電流源6の電流を
減少させれば、トランジスタ1へのベースバイアス電流
はそれだけ減少する。この様に、可変電流源6の電流制
御によって、増幅用トランジスタ1への供給ベースバイ
アス電流が増減制御されて利得制御が可能となるのであ
る。
れば、それだけトランジスタ1にはベースバイアス電流
が余計に供給されて増加し、逆に可変電流源6の電流を
減少させれば、トランジスタ1へのベースバイアス電流
はそれだけ減少する。この様に、可変電流源6の電流制
御によって、増幅用トランジスタ1への供給ベースバイ
アス電流が増減制御されて利得制御が可能となるのであ
る。
【0022】図3及び図4は図1の回路の具体例を夫々
示す図である。図3を参照すると、増幅用トランジスタ
1のベースバイアス回路5は自己バイアス方式となって
おり、コレクタとベースとの間の抵抗51と、ベースと
グランドとの間の抵抗52とからなっている。
示す図である。図3を参照すると、増幅用トランジスタ
1のベースバイアス回路5は自己バイアス方式となって
おり、コレクタとベースとの間の抵抗51と、ベースと
グランドとの間の抵抗52とからなっている。
【0023】可変電流源6は電流源トランジスタ61
と、このトランジスタ61のコレクタ抵抗64と、ベー
スバイアス抵抗62,63とからなっている。そして、
このトランジスタ61のベース入力電圧65を制御する
ことにより、トランジスタ61のコレクタ電流がそれに
応じて変化することになり、結果としてトランジスタ1
のベースバイアス電流の分流制御がなされる。
と、このトランジスタ61のコレクタ抵抗64と、ベー
スバイアス抵抗62,63とからなっている。そして、
このトランジスタ61のベース入力電圧65を制御する
ことにより、トランジスタ61のコレクタ電流がそれに
応じて変化することになり、結果としてトランジスタ1
のベースバイアス電流の分流制御がなされる。
【0024】図4を参照すると、可変電流源6をカレン
トミラー回路として構成しており、電流源トランジスタ
61とベース共通のダイオード接続構成のトランジスタ
66を追加し、このトランジスタ66のベース入力電圧
65を抵抗62を介して制御することで、カレントミラ
ー回路のミラー電流をそれに応じて変化するようにして
いる。
トミラー回路として構成しており、電流源トランジスタ
61とベース共通のダイオード接続構成のトランジスタ
66を追加し、このトランジスタ66のベース入力電圧
65を抵抗62を介して制御することで、カレントミラ
ー回路のミラー電流をそれに応じて変化するようにして
いる。
【0025】この様に、可変電流源6をカレントミラー
回路として構成することにより、ベース入力電圧65
(制御電圧)とトランジスタ61の電流(ミラー電流)
との関係が略リニアとなり、好適となる。
回路として構成することにより、ベース入力電圧65
(制御電圧)とトランジスタ61の電流(ミラー電流)
との関係が略リニアとなり、好適となる。
【0026】図6に図4の回路の利得可変特性を示して
いる。横軸がカレントミラー制御入力電圧65(V)で
あり、縦軸が利得(dB)である。信号周波数はf=1
GHzとしている。この様に、利得の可変範囲が20d
Bと広くなっており、携帯電話等の高周波帯域の可変利
得増幅回路として好適である。
いる。横軸がカレントミラー制御入力電圧65(V)で
あり、縦軸が利得(dB)である。信号周波数はf=1
GHzとしている。この様に、利得の可変範囲が20d
Bと広くなっており、携帯電話等の高周波帯域の可変利
得増幅回路として好適である。
【0027】図5は図2の回路の具体例を示しており、
図1〜図4と同等部分は同一符号により示す。トランジ
スタ1のベースと回路電源電圧との間の可変電流源6
を、図4と同様にカレントミラー回路構成として、制御
電圧とミラー電流との関係を略リニアとしたものであ
る。
図1〜図4と同等部分は同一符号により示す。トランジ
スタ1のベースと回路電源電圧との間の可変電流源6
を、図4と同様にカレントミラー回路構成として、制御
電圧とミラー電流との関係を略リニアとしたものであ
る。
【0028】本例では、カレントミラー用のトランジス
タ67,68は共にPNPトランジスタとなっており、
制御電圧65を抵抗69を介してダイオード構成のトラ
ンジスタ68のベース電圧とし、トランジスタ67のミ
ラー電流を抵抗70を介してトランジスタ1のベースへ
供給するようにしたものである。この回路の動作は図2
のそれと同一である。
タ67,68は共にPNPトランジスタとなっており、
制御電圧65を抵抗69を介してダイオード構成のトラ
ンジスタ68のベース電圧とし、トランジスタ67のミ
ラー電流を抵抗70を介してトランジスタ1のベースへ
供給するようにしたものである。この回路の動作は図2
のそれと同一である。
【0029】以上に示した本発明による可変利得増幅回
路は、エミッタ接地型増幅回路であり、増幅用トランジ
スタ1のエミッタは直接基準電位点の1つであるグラン
ドに接続できるので、交流接地用のコンデンサが不要と
なり、IC化が容易となる。
路は、エミッタ接地型増幅回路であり、増幅用トランジ
スタ1のエミッタは直接基準電位点の1つであるグラン
ドに接続できるので、交流接地用のコンデンサが不要と
なり、IC化が容易となる。
【0030】また、トランジスタを電源間で直列に(縦
積みに)接続する必要がないので、低電圧動作が可能に
なり、また、利得制御を増幅用トランジスタ1のコレク
タ電流ではなくベース電流で行っているので、制御入力
65の駆動能力は極めて小さくなり、更に図8の差動方
式の乗算器タイプの回路の様に、利得制御時にコレクタ
電流を他へバイパスすることはないので、低消費電力化
が可能となっている。
積みに)接続する必要がないので、低電圧動作が可能に
なり、また、利得制御を増幅用トランジスタ1のコレク
タ電流ではなくベース電流で行っているので、制御入力
65の駆動能力は極めて小さくなり、更に図8の差動方
式の乗算器タイプの回路の様に、利得制御時にコレクタ
電流を他へバイパスすることはないので、低消費電力化
が可能となっている。
【0031】尚、上記実施例では、増幅用トランジスタ
1のベースバイアスを自己バイアス方式として回路性能
を向上させているが、他のバイアス方式である例えば固
定バイアス方式等を用いても同様な効果が得られるもの
である。
1のベースバイアスを自己バイアス方式として回路性能
を向上させているが、他のバイアス方式である例えば固
定バイアス方式等を用いても同様な効果が得られるもの
である。
【0032】
【発明の効果】叙上の如く、本発明によれば、エミッタ
接地型増幅トランジスタのベースバイアスを増減制御す
るための可変電流源を、このトランジスタのベースと基
準電位点(電源電圧やグランド)との間に設ける構成と
したので、トランジスタのコレクタ電流を制御する必要
がなくなって利得制御のための駆動電力が極めて小とな
り、低消費電力となるという効果がある。
接地型増幅トランジスタのベースバイアスを増減制御す
るための可変電流源を、このトランジスタのベースと基
準電位点(電源電圧やグランド)との間に設ける構成と
したので、トランジスタのコレクタ電流を制御する必要
がなくなって利得制御のための駆動電力が極めて小とな
り、低消費電力となるという効果がある。
【0033】また、交流信号接地用のバイパスコンデン
サを用いる必要がないので、LSI化に極めて適した回
路となり、また、トランジスタを電源間に直列に接続す
る必要がないので、低電圧動作可能となり、携帯用電子
機器等の電池駆動用の増幅回路に極めて好適なものとな
るという効果がある。
サを用いる必要がないので、LSI化に極めて適した回
路となり、また、トランジスタを電源間に直列に接続す
る必要がないので、低電圧動作可能となり、携帯用電子
機器等の電池駆動用の増幅回路に極めて好適なものとな
るという効果がある。
【図1】本発明の一実施例を説明する図である。
【図2】本発明の他の実施例を説明する図である。
【図3】図1の回路の具体例を示す図である。
【図4】図1の回路の他の具体例を示す図である。
【図5】図2の回路の具体例を示す図である。
【図6】図4の回路の特性例を示す図である。
【図7】(A)は従来の可変利得増幅回路の基本構成を
示す図、(B)はその具体例を示す回路図である。
示す図、(B)はその具体例を示す回路図である。
【図8】従来の可変利得増幅回路の他の例を示す回路図
である。
である。
1 増幅用エミッタ接地トランジスタ 2 コレクタ負荷 3 増幅入力 4 増幅出力 5 ベースバイアス回路 6 可変電流源 51,52 ベースバイアス抵抗 61,67 電流源トランジスタ 65 制御入力電圧 66,68 ダイオード接続構成トランジスタ
Claims (5)
- 【請求項1】 コレクタに増幅出力を導出するエミッタ
接地型の増幅用トランジスタと、前記トランジスタのベ
ースと基準電位点との間に設けられ前記トランジスタの
ベースバイアス電流を可変制御する可変電流源とを含む
ことを特徴とする可変利得増幅回路。 - 【請求項2】 前記可変電流源は前記トランジスタのベ
ースとグランド電位点との間に設けられ、この可変電流
源により前記ベースへの供給バイアス電流を分流制御す
るよう構成されていることを特徴とする請求項1記載の
可変利得増幅回路。 - 【請求項3】 前記可変電流源は前記トランジスタのベ
ースと回路電源電圧との間に設けられ、この可変電流源
により前記ベースバイアス電流の供給制御をなすよう構
成されていることを特徴とする請求項1記載の可変利得
増幅回路。 - 【請求項4】 前記可変電流源は、前記ベースと前記基
準電位点との間に接続された電流源トランジスタと、こ
の電流源トランジスタのベース電位を可変制御する制御
手段とを有することを特徴とする請求項1〜3いずれか
に記載の可変利得増幅回路。 - 【請求項5】 前記可変電流源は、前記ベースと前記基
準電位点との間に接続された電流源トランジスタと、こ
の電流源トランジスタと共にカレントミラー回路を構成
するダイオード接続構成のトランジスタと、このカレン
トミラー回路のミラー電流を可変制御する制御手段とを
有することを特徴とする請求項1〜3いずれかに記載の
可変利得増幅回路。
Priority Applications (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4338129A JPH06164249A (ja) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | 可変利得増幅回路 |
EP93119045A EP0599327A1 (en) | 1992-11-25 | 1993-11-25 | Variable gain amplifier |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4338129A JPH06164249A (ja) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | 可変利得増幅回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06164249A true JPH06164249A (ja) | 1994-06-10 |
Family
ID=18315190
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4338129A Pending JPH06164249A (ja) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | 可変利得増幅回路 |
Country Status (2)
Country | Link |
---|---|
EP (1) | EP0599327A1 (ja) |
JP (1) | JPH06164249A (ja) |
Cited By (17)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2001077646A (ja) * | 1999-09-02 | 2001-03-23 | Hitachi Ltd | 光受信装置 |
US6308047B1 (en) | 1996-08-05 | 2001-10-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio-frequency integrated circuit for a radio-frequency wireless transmitter-receiver with reduced influence by radio-frequency power leakage |
US6535065B2 (en) | 2000-02-07 | 2003-03-18 | Nec Corporation | Variable-gain circuit |
WO2004086613A1 (ja) * | 2003-03-26 | 2004-10-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 増幅回路 |
JP2009077449A (ja) * | 2009-01-09 | 2009-04-09 | Panasonic Corp | 高周波電力増幅装置 |
JP2009525692A (ja) * | 2006-02-03 | 2009-07-09 | クアンタンス, インコーポレイテッド | Rf電力増幅器コントローラ回路 |
US7671682B2 (en) | 2005-11-15 | 2010-03-02 | Nec Electronics Corporation | Variable gain power amplifier |
JP2010161595A (ja) * | 2009-01-07 | 2010-07-22 | Denso Corp | 入力バイアス電圧供給回路 |
JP2010252155A (ja) * | 2009-04-17 | 2010-11-04 | Dx Antenna Co Ltd | 高周波機器及びそれを備えた共同受信システム |
US7869542B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-01-11 | Quantance, Inc. | Phase error de-glitching circuit and method of operating |
US7917106B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-03-29 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop |
US7917105B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-03-29 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit with compensation for output impedance mismatch |
US7933570B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-04-26 | Quantance, Inc. | Power amplifier controller circuit |
US8032097B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-10-04 | Quantance, Inc. | Amplitude error de-glitching circuit and method of operating |
JP2014513901A (ja) * | 2011-05-05 | 2014-06-05 | ステ エッセ・ア・エッセ ディ ジ・モイラーギ アンド チ. | 無線周波数信号の受信機 |
JP2015527021A (ja) * | 2012-08-29 | 2015-09-10 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | デジタルアナログ変換器 |
JPWO2021005679A1 (ja) * | 2019-07-08 | 2021-01-14 |
Families Citing this family (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP3130801B2 (ja) * | 1996-08-14 | 2001-01-31 | 日本電気株式会社 | アッテネータ付エミッタ接地型増幅回路 |
US5812029A (en) * | 1996-10-04 | 1998-09-22 | Harris Corporation | Gain control circuit and method |
DE19738939C1 (de) * | 1997-09-05 | 1999-04-15 | Siemens Ag | Steuerbarer Verstärker |
US6339361B1 (en) * | 1999-06-09 | 2002-01-15 | Conexant Systems, Inc. | Power amplifier driver system for wireless handset |
WO2002003544A1 (fr) * | 2000-06-30 | 2002-01-10 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur haute frequence |
WO2002045253A1 (fr) * | 2000-12-01 | 2002-06-06 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Amplificateur haute fréquence |
CN116131777B (zh) * | 2023-04-04 | 2023-08-04 | 安徽矽磊电子科技有限公司 | 一种高动态范围的可变增益放大器电路 |
Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5374868A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-03 | Sony Corp | Variable gain control circuit |
JPS5547715A (en) * | 1978-09-30 | 1980-04-04 | Toshiba Corp | Gain control amplifier |
JPS5899014A (ja) * | 1981-12-09 | 1983-06-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得調整回路 |
Family Cites Families (5)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE1247405B (de) * | 1960-06-09 | 1967-08-17 | Telefunken Patent | In einem weiten Bereich regelbarer einstufiger Transistorverstaerker |
GB1298126A (en) * | 1970-06-05 | 1972-11-29 | Philips Nv | Amplifier arrangement |
US3806824A (en) * | 1973-05-31 | 1974-04-23 | Gen Electric | Center frequency and bandwidth selection circuit for a frequency selective amplifier |
US4305044A (en) * | 1979-10-01 | 1981-12-08 | Rca Corporation | Amplifier circuit having controllable gain |
US4481481A (en) * | 1983-02-11 | 1984-11-06 | National Semiconductor Corporation | Buffer inverter circuit with adaptive bias |
-
1992
- 1992-11-25 JP JP4338129A patent/JPH06164249A/ja active Pending
-
1993
- 1993-11-25 EP EP93119045A patent/EP0599327A1/en not_active Withdrawn
Patent Citations (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5374868A (en) * | 1976-12-15 | 1978-07-03 | Sony Corp | Variable gain control circuit |
JPS5547715A (en) * | 1978-09-30 | 1980-04-04 | Toshiba Corp | Gain control amplifier |
JPS5899014A (ja) * | 1981-12-09 | 1983-06-13 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 利得調整回路 |
Cited By (19)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US6308047B1 (en) | 1996-08-05 | 2001-10-23 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Radio-frequency integrated circuit for a radio-frequency wireless transmitter-receiver with reduced influence by radio-frequency power leakage |
JP2001077646A (ja) * | 1999-09-02 | 2001-03-23 | Hitachi Ltd | 光受信装置 |
US6535065B2 (en) | 2000-02-07 | 2003-03-18 | Nec Corporation | Variable-gain circuit |
WO2004086613A1 (ja) * | 2003-03-26 | 2004-10-07 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | 増幅回路 |
US7671682B2 (en) | 2005-11-15 | 2010-03-02 | Nec Electronics Corporation | Variable gain power amplifier |
JP2009525692A (ja) * | 2006-02-03 | 2009-07-09 | クアンタンス, インコーポレイテッド | Rf電力増幅器コントローラ回路 |
US8032097B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-10-04 | Quantance, Inc. | Amplitude error de-glitching circuit and method of operating |
JP4849572B2 (ja) * | 2006-02-03 | 2012-01-11 | クアンタンス, インコーポレイテッド | Rf電力増幅器コントローラ回路 |
US7869542B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-01-11 | Quantance, Inc. | Phase error de-glitching circuit and method of operating |
US7876853B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-01-25 | Quantance, Inc. | Phase error de-glitching circuit and method of operating |
US7917106B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-03-29 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit including calibrated phase control loop |
US7917105B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-03-29 | Quantance, Inc. | RF power amplifier controller circuit with compensation for output impedance mismatch |
US7933570B2 (en) | 2006-02-03 | 2011-04-26 | Quantance, Inc. | Power amplifier controller circuit |
JP2010161595A (ja) * | 2009-01-07 | 2010-07-22 | Denso Corp | 入力バイアス電圧供給回路 |
JP2009077449A (ja) * | 2009-01-09 | 2009-04-09 | Panasonic Corp | 高周波電力増幅装置 |
JP2010252155A (ja) * | 2009-04-17 | 2010-11-04 | Dx Antenna Co Ltd | 高周波機器及びそれを備えた共同受信システム |
JP2014513901A (ja) * | 2011-05-05 | 2014-06-05 | ステ エッセ・ア・エッセ ディ ジ・モイラーギ アンド チ. | 無線周波数信号の受信機 |
JP2015527021A (ja) * | 2012-08-29 | 2015-09-10 | テレフオンアクチーボラゲット エル エム エリクソン(パブル) | デジタルアナログ変換器 |
JPWO2021005679A1 (ja) * | 2019-07-08 | 2021-01-14 |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
EP0599327A1 (en) | 1994-06-01 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
JPH06164249A (ja) | 可変利得増幅回路 | |
US6414553B1 (en) | Power amplifier having a cascode current-mirror self-bias boosting circuit | |
JPH06326536A (ja) | 低サプライ電圧システム用可変ゲイン増幅器 | |
US6137366A (en) | High VSWR mismatch output stage | |
US6486739B1 (en) | Amplifier with self-bias boosting using an enhanced wilson current mirror biasing scheme | |
US6177837B1 (en) | Active low-pass filter | |
US7332968B2 (en) | Amplifier circuit having an impedance-controllable bias-boosting circuit | |
US6480066B1 (en) | Amplifiers | |
US7262666B2 (en) | Amplifier circuit having an extended Wilson current-mirror self-bias boosting circuit | |
US5517684A (en) | Radio communication system having current control circuit | |
JPH05315862A (ja) | 増幅回路 | |
US5532650A (en) | High-frequency amplifier | |
JP2002335135A (ja) | 高周波電力増幅器及びその制御回路 | |
JP3479422B2 (ja) | 利得制御型トランジスタ電力増幅器 | |
JP3061674B2 (ja) | 利得制御回路 | |
JP2002217659A (ja) | 利得制御回路 | |
JP2690595B2 (ja) | 電力制御回路 | |
US3873932A (en) | Gain control circuit having variable impedance to determine circuit gain and to control minimum gain | |
US20030058045A1 (en) | Power control in RF amplifiers | |
KR940004746B1 (ko) | 과도응답억제겸용 가변임피던스회로 | |
JPS6160607B2 (ja) | ||
EP1052771A3 (en) | A high frequency signal amplifying circuit and a receiver using the same | |
JPS6154288B2 (ja) | ||
JPS59195824U (ja) | 利得制御回路 | |
CN112436808A (zh) | 一种多模控制偏置电路 |