JPH06161507A - Controller - Google Patents
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- JPH06161507A JPH06161507A JP4315193A JP31519392A JPH06161507A JP H06161507 A JPH06161507 A JP H06161507A JP 4315193 A JP4315193 A JP 4315193A JP 31519392 A JP31519392 A JP 31519392A JP H06161507 A JPH06161507 A JP H06161507A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、プラントの等価外乱推
定補償制御に関するもので、例えば、産業応用モータ駆
動システムにおいて、負荷の入り切り、機械定数の推定
誤差あるいは運転中の変動などのいわゆる等価外乱が存
在する場合、等価外乱推定器を設け、該推定器で推定し
た等価外乱推定値により補償制御されるが、その構成の
一改善方法に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a plant equivalent disturbance estimation and compensation control. For example, in an industrial application motor drive system, so-called equivalent disturbance such as load switching, mechanical constant estimation error, or fluctuation during operation. If there is an equivalent disturbance estimator, compensation control is performed by the equivalent disturbance estimated value estimated by the estimator, and the present invention relates to an improvement method of the configuration.
【０００２】[0002]
【従来の技術】プラントの外乱推定補償制御に関し、例
えば、産業における制御システムにおいては比例積分
（ＰＩ）制御器で構成されることが多い。その比例器
（Ｐ）のゲインと積分器（Ｉ）のゲインの選定は実運転
をしながら調整し、経験によるものが大きい。実際に負
荷系の機械定数である慣性、粘性摩擦係数などが運転中
に変わった場合、せっかく調整した好特性のシステムは
オーバシュートしたり振動的になってしまうことがあ
る。また、この種の制御方法は負荷の入り切りをした場
合、速度が乱れ、速度整定に時間が結構かかる。すなわ
ち応答が悪くなることがよく知られている。2. Description of the Related Art Regarding disturbance estimation and compensation control of a plant, for example, in a control system in industry, it is often constituted by a proportional integral (PI) controller. The selection of the gain of the proportional unit (P) and the gain of the integrator (I) is adjusted by actual operation, and is largely due to experience. When the mechanical constants of the load system, such as inertia and viscous friction coefficient, actually change during operation, the system with good characteristics that has been carefully adjusted may overshoot or become oscillating. Further, in this type of control method, when the load is turned on and off, the speed is disturbed and it takes a long time to settle the speed. That is, it is well known that the response becomes poor.
【０００３】また、プラントの機械定数の変動に対して
は、適応推定器を設け、オンラインで機械定数を推定し
ながら適応調整ゲインを調整するという適応制御方法が
使われている。しかし、この場合は制御器の構造が複雑
になり応答も遅く、実現するのにコストがかかる。ま
た、適応器を入れたため、速度の応答が乱れることがあ
る。さらに、適応器が正常に動作するのに外乱やモデル
誤差が存在しないことが多く、実際問題にそぐわない理
想的な仮定が必要であるため、ほとんどのシステムに適
応して実現する場合、いろいろな問題が出ることが多
い。従って、従来は負荷の入り切り、パラメータ変動な
どの外乱を推定し、推定した外乱を入力トルク指令に印
加することによって、外乱がシステムに与える影響を打
ち消す等価外乱補償が適用されている。Further, an adaptive control method has been used in which an adaptive estimator is provided for the fluctuation of the plant mechanical constants, and the adaptive adjustment gain is adjusted while online estimating the mechanical constants. However, in this case, the structure of the controller is complicated, the response is slow, and it is costly to implement. In addition, the speed response may be disturbed due to the inclusion of an adaptor. In addition, there are often no disturbances or model errors in the normal operation of the adaptor, and ideal assumptions that do not fit the actual problem are required. Often appears. Therefore, conventionally, equivalent disturbance compensation has been applied which cancels the influence of disturbance on the system by estimating disturbance such as load on / off and parameter fluctuation and applying the estimated disturbance to the input torque command.
【０００４】この制御法を使った場合、外乱を補償する
ため、負荷やパラメータ変動があっても、速度の応答が
早く、すなわちロバスト（頑丈）な制御システムを実現
することができる。この種の等価外乱制御法の原理的構
成を図２に示す。トルク係数Ｋt を有するアクチュエー
タ13と、モータ系14とから成るモータ駆動系プラント１
の出力信号である速度信号ωを、速度指令値ωd と加算
器８において比較し、その差を比例積分（ＰＩ）制御器
２に入力し、その出力Ｕpiを加算器８′において等価外
乱推定器３からの出力と加算の上、その合計であるトル
ク指令値Ｕをモータ駆動系プラント１に入力している。
モータ系14にはアクチュエータ13の出力と、外乱ＴL と
が加算器18で加算されて入力される。また、等価外乱推
定器３は微分器４、トルク係数のノミナル値乗算器15、
加算器８″、トルク係数の逆数のノミナル値乗算器12、
及びローバスフィルタ６から成っており、モータ系14か
らの速度信号ωを微分器４にて微分した出力と、加算器
８′の出力Ｕを入力されるトルク係数のノミナル値乗算
器15の出力とを、加算器８″で加算し、その出力をトル
ク係数の逆数のノミナル値乗算器12に入力し、その出力
をローパスフィルタ６を介して加算器８へ出力してい
る。When this control method is used, the disturbance is compensated, so that a speed (speed) response is fast, that is, a robust (robust) control system can be realized even if there is a load or a parameter change. FIG. 2 shows the principle configuration of this type of equivalent disturbance control method. A motor drive system plant 1 including an actuator 13 having a torque coefficient K t and a motor system 14.
The speed signal ω, which is the output signal of, is compared with the speed command value ω d in the adder 8, the difference is input to the proportional-plus-integral (PI) controller 2, and its output U pi is added to the equivalent disturbance in the adder 8 '. The output from the estimator 3 is added, and the total torque command value U is input to the motor drive system plant 1.
The output of the actuator 13 and the disturbance T L are added by the adder 18 and input to the motor system 14. Further, the equivalent disturbance estimator 3 is a differentiator 4, a torque coefficient nominal value multiplier 15,
An adder 8 ″, a nominal value multiplier 12 that is the reciprocal of the torque coefficient,
And the low-pass filter 6, the output of the speed signal ω from the motor system 14 is differentiated by the differentiator 4, and the output U of the adder 8'is the output of the nominal value multiplier 15 of the input torque coefficient. Are added by the adder 8 ″, the output is input to the nominal value multiplier 12 which is the reciprocal of the torque coefficient, and the output is output to the adder 8 via the low pass filter 6.
【０００５】このように、速度検出器から得た速度信号
ωを微分する必要があり、速度検出器に混入した信号ノ
イズが該微分器４を通して拡大されてシステムに悪影響
を与え、結局、システムを不安定にさせることがあるた
め、ローパスフィルタを通して入力トルク指令に印加し
なければならないというトレードオフがあった。また実
現に際しては完全微分器を構成することが不可能なの
で、等価的に図３に示したようにローパスフィルタ付き
トルク係数のノミナル値乗算器５とハイパスフィルタ付
き微分器７及びトルク係数の逆数のノミナル値乗算器12
により構成しているので構造がやや複雑になる。すなわ
ち、図３は等価外乱推定器３のみが図２と異なってお
り、図３の等価外乱推定器３はモータ系からの速度信号
ωを入力したハイパスフィルタ付き微分器７の出力と、
トルク指令値Ｕを入力とするローパスフィルタ付きトル
ク係数のノミナル値乗算器５の出力とを、加算器８″に
入力してその出力をトルク係数の逆数のノミナル値乗算
器12に入力し、その出力を加算器８′に入力している。As described above, it is necessary to differentiate the speed signal ω obtained from the speed detector, and the signal noise mixed in the speed detector is expanded through the differentiator 4 and adversely affects the system. There is a trade-off in that the input torque command must be applied through a low-pass filter in order to make it unstable. Further, since it is impossible to configure a complete differentiator in realization, equivalently, as shown in FIG. 3, the nominal value multiplier 5 of the torque coefficient with the low-pass filter, the differentiator 7 with the high-pass filter, and the reciprocal of the torque coefficient Nominal value multiplier 12
Since it is composed of, the structure becomes a little complicated. That is, FIG. 3 is different from FIG. 2 only in the equivalent disturbance estimator 3, and the equivalent disturbance estimator 3 in FIG. 3 outputs the output of the high-pass filter differentiator 7 to which the speed signal ω from the motor system is input,
The output of the torque coefficient nominal value multiplier 5 with the torque command value U as input is input to the adder 8 ″, and its output is input to the reciprocal torque coefficient nominal value multiplier 12. The output is input to the adder 8 '.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】従来は図２に示すよう
に等価外乱補償制御されていたが、ここで速度検出器か
ら得た速度信号ωを微分器を通して入力トルク指令に印
加しており、前述のように近似微分器で構成しているの
で構造がやや複雑になる。そこで等価外乱推定方法の構
成を微分器を使わないでしかも簡便な方式に改善するも
のである。すなわち、図２の外乱推定器３と同じ機能を
有し、しかも簡単で確実な構造で実現しようとするのが
本発明のまず最初の解決使用とする課題である。Conventionally, equivalent disturbance compensation control was performed as shown in FIG. 2, but here the speed signal ω obtained from the speed detector is applied to the input torque command through the differentiator, Since it is composed of an approximate differentiator as described above, the structure becomes slightly complicated. Therefore, the structure of the equivalent disturbance estimation method is improved to a simple method without using a differentiator. That is, the first problem to be solved and used by the present invention is to have the same function as the disturbance estimator 3 of FIG. 2 and to realize it with a simple and reliable structure.
【０００７】次に、本発明の外乱推定器の構造からみ
て、外乱推定器に既に積分機能を具備しているので、Ｐ
Ｉ制御器の積分器が冗長になっていることが分かる。よ
って、比例制御（Ｐ）のみで十分な制御性能が得られ、
制御器をさらに簡素化することが可能である。さらに、
比例制御器（Ｐ）のゲインを運転状況によって可変させ
て、制御性能を一層上げることが第２の課題である。Next, in view of the structure of the disturbance estimator of the present invention, since the disturbance estimator already has an integration function, P
It can be seen that the integrator of the I controller is redundant. Therefore, sufficient control performance can be obtained only by proportional control (P),
It is possible to further simplify the controller. further,
The second problem is to further improve the control performance by varying the gain of the proportional controller (P) according to the operating conditions.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】まず、このような課題を
解決するために、例えば特開平3-025505号公報等で明示
され、ロバスト制御に盛んに使用されている等価外乱補
償法がある。その一例として、これを誘導電動機の速度
制御系に適用した場合のブロック図を図２に示す。図２
において、Ｊn はモータ駆動システムの慣性Ｊのノミナ
ル値で、Ｔf はフィルタの時定数、Ｋtnはトルク係数Ｋ
t のノミナル値である。速度指令ωd と実速度ωとの偏
差を入力とする比例制御器（Ｐ）の出力をＵpi、入力ト
ルク指令をＵ、外乱推定器出力をＴLEとすると、この図
より以下の方程式を満たすことが分かる。First, in order to solve such a problem, there is an equivalent disturbance compensating method which is clarified in, for example, Japanese Patent Laid-Open No. 3-025505 and is widely used for robust control. As an example thereof, FIG. 2 shows a block diagram when this is applied to a speed control system of an induction motor. Figure 2
Where J n is the nominal value of the inertia J of the motor drive system, T f is the time constant of the filter, and K tn is the torque coefficient K.
is the nominal value of t . Assuming that the output of the proportional controller (P) that receives the deviation between the speed command ω d and the actual speed ω is U pi , the input torque command is U, and the disturbance estimator output is T LE , the following equation is obtained from this figure. You know that you will meet.
【０００９】[0009]
【数１】 Ｕ＝ＴLE＋Ｕpi (1) また、等価外乱推定器ブロック３より、次式が得られ
る。ここで、ブロック６は時定数Ｔf のローパスフィル
タである。## EQU1 ## U = T LE + U pi (1) Further, the following equation is obtained from the equivalent disturbance estimator block 3. Here, the block 6 is a low-pass filter having a time constant T f .
【数２】 ＴLE＝（ＵＫtn−Ｊn ｓω）／（１＋Ｔf ｓ）Ｋtn (2) (2)式のＵに (1)式を代入すると## EQU2 ## T LE = (UK tn −J n sω) / (1 + T f s) K tn (2) Substituting Eq. (1) into U of Eq.
【数３】 ＴLE＝〔ＴLE＋Ｕpi−（Ｊn ／Ｋtn）ｓω〕／（１＋Ｔf ｓ） (3) となる。 (3)式を計算し直すと## EQU3 ## T LE = [T LE + U pi − (J n / K tn ) sω] / (1 + T f s) (3) Recalculating equation (3)
【数４】 ＴLE＝Ｕpi／Ｔf ｓ−Ｊn ω／Ｔf Ｋtn (4) となる。## EQU4 ## T LE = U pi / T f s-J n ω / T f K tn (4)
【００１０】(1)、 (4)式に基づいてブロック図化する
と、図１が得られる。図１は図２から等価変換したもの
なので、図２と完全に同じ機能を有する。しかも、図２
と較べると外乱推定器３は２個の動態フィルタから各１
個の積分器10と比例器11とに変換されたので、制御構造
が簡単になる。更に、Ｊn はモータ駆動システムの慣性
ノミナル値で、Ｔf はフィルタの時定数、Ｋtnはトルク
係数のノミナル値であるから、実際の設計に際してパラ
メータの選定が設計値や実験値などのノミナル値でよい
ので単純明快である。FIG. 1 is obtained by making a block diagram based on the equations (1) and (4). Since FIG. 1 is an equivalent conversion from FIG. 2, it has the completely same function as FIG. Moreover, FIG.
The disturbance estimator 3 has two dynamic filters, one for each.
Since the integrator 10 and the proportionalizer 11 are converted, the control structure is simplified. Furthermore, J n is the inertial nominal value of the motor drive system, T f is the time constant of the filter, and K tn is the nominal value of the torque coefficient. Therefore, in actual designing, the parameters should be selected according to the nominal values such as design values and experimental values. Since the value is good, it is simple and clear.
【００１１】また、図２から等価外乱補償制御の導入に
よって、速度制御ループに積分の機能を持たせたので、
従来の等価外乱補償制御した場合のＰＩ制御器には、積
分器（Ｉ）が冗長に成っていることが分かる。従って、
速度制御ループにＰＩ制御器の積分器を取り外し、比例
（Ｐ）制御のみで構成すれば、制御構造をさらに簡素化
することができる。等価外乱を推定し補償したため、パ
ラメータ変動による不安定な要素を取り外し、負荷の入
り切りによるインパクトドロップ量を小さくし得る。Further, since the equivalent disturbance compensation control is introduced from FIG. 2, the speed control loop has the function of integration.
It can be seen that the PI controller in the case of the conventional equivalent disturbance compensation control has the integrator (I) redundantly. Therefore,
If the integrator of the PI controller is removed from the speed control loop and only the proportional (P) control is used, the control structure can be further simplified. Since the equivalent disturbance is estimated and compensated, the unstable element due to the parameter fluctuation can be removed, and the impact drop amount due to the on / off of the load can be reduced.
【００１２】外乱の影響を克服した後、目標速度追従偏
差ｅは速度指令ωd 、実速度ωよりAfter overcoming the influence of disturbance, the target velocity following deviation e is calculated from the velocity command ω d and the actual velocity ω.
【数５】 ｅ＝ωd −ω (5) と定義され、次のような理想的な動特性を持つことがよ
く知られている。## EQU5 ## It is well known that e = ω d −ω (5) is defined and has the following ideal dynamic characteristics.
【数６】 Ｊn （ｄｅ／ｄｔ）＋ｋp ・Ｋtn・ε＝０ (6) ただし、ｋp は比例制御（Ｐ）のゲインである。 (6)式
を解くと、偏差は[Equation 6] J n (de / dt) + k p · K tn · ε = 0 (6) where k p is the gain of the proportional control (P). By solving equation (6), the deviation is
【数７】 ｅ(t) ＝ｅ(0) ・exp 〔−（ｋp ・Ｋtn／Ｊn ）ｔ〕 (7) ただし、ｅ(0):初期偏差 を満たし、オーバーシュート、減衰振動無しで漸近収束
し、収束率は比例制御のゲインｋp で決まることが分か
る。よって、速度制御ループの設計も単純な収束率の決
定となり、実際の設計仕様に応じてｋp を決めればよ
い。[Equation 7] e (t) = e (0 ) · exp [- (k p · K tn / J n) t ] (7) where, e (0): meet the initial deviation, overshoot, without damped oscillation It can be seen that the asymptotic convergence occurs at, and the convergence rate is determined by the gain k p of the proportional control. Therefore, the design of the speed control loop also determines the convergence rate simply, and k p may be determined according to the actual design specifications.
【００１３】実際のシステムでは速度検出器にノイズが
入り、制御器に悪影響を与える。その影響が制御ループ
のゲインに比例していることがよく知られている。よっ
て、収束性をよくするためのゲインの上げとノイズの影
響を現象するためのゲインの下げに矛盾が出る。ゲイン
を一定にすると、うまくトレードオフできない場合があ
る。そこで、ここでは、ノイズの追従偏差ｅに対する割
合が、ｅが大きい場合小さく、ｅが小さい場合大きいと
いう特徴に注目し、偏差が大きい場合ゲインを上げるこ
とによって収束率を上げ、偏差が小さくなったらゲイン
を下げることによってノイズの影響を小さくすると、両
方の性能を満たすことができる。かくして、図１の比例
ゲインｋp と外乱推定器３のゲイン（１／Ｔf ）を図４
のように偏差の値に従って上げたり下げたりすると、収
束率とノイズの影響の両方の性能とも上げることがで
き、制御変化が大きい時は応答が早く、制御変化が安定
な時は応答を遅くして制御を行うことができる。In an actual system, noise is introduced into the speed detector, which adversely affects the controller. It is well known that its effect is proportional to the gain of the control loop. Therefore, there is a contradiction between the increase of the gain for improving the convergence and the decrease of the gain for causing the effect of noise. When the gain is constant, there are cases where the tradeoff cannot be done well. Therefore, here, paying attention to the feature that the ratio of the noise to the tracking deviation e is small when e is large and large when e is small. When the deviation is large, the gain is increased to increase the convergence rate, and when the deviation becomes small, Both effects can be met by reducing the effect of noise by lowering the gain. Thus, the proportional gain k p of FIG. 1 and the gain (1 / T f ) of the disturbance estimator 3 are shown in FIG.
By raising or lowering according to the deviation value, both the convergence rate and the effect of noise can be raised.When the control change is large, the response is fast, and when the control change is stable, the response is slow. Control can be performed.
【００１４】[0014]
【作用】図１において、ブロック１は制御対象のモータ
駆動系を示す。ブロック９は速度偏差を入力とする速度
Ｐ（Ｉ）制御部で、出力はブロック３及びブロック１へ
送られる。点線で囲まれたブロック３は本発明の同化外
乱を推定する制御装置であり、等価的な負荷、パラメー
タの変動量を推定するために、まずＰＩ出力であるＵpi
を入力量としてブロック10の積分ゲイン（１／Ｔf ）の
積分器を通し、またブロック１の出力である速度信号ω
を制御量としてブロック11のプラントのダイナミックス
から決まる係数Ｊn ／（ＫtnＴf ）を掛け、それらの出
力から加算器８″により偏差を求める。この偏差が等価
外乱推定値ＴLEであり、これを加算器８′でＰＩ出力で
あるＵpiに加算させる。ここでＪn はモータ駆動系の慣
性、Ｋtnはトルク係数のノミナル値、Ｔf は制御の応答
性を左右するいわゆる感度関数の時定数である。これは
ルーエンバーガのオブザーバフィルタ時定数に対応する
ものである。等価外乱推定値ＴLEを加算器８′に印加す
る前にローパスフィルタを通過させてノイズに対して安
定化しておいてもよい。In FIG. 1, block 1 shows a motor drive system to be controlled. A block 9 is a speed P (I) control unit having a speed deviation as an input, and the output is sent to the blocks 3 and 1. A block 3 surrounded by a dotted line is a control device for estimating the assimilation disturbance according to the present invention, and in order to estimate the equivalent load and the variation amount of the parameter, first, the PI output U pi
Is an input quantity and is passed through the integrator of the integral gain (1 / T f ) of the block 10, and the velocity signal ω which is the output of the block 1
Is used as a control amount and a coefficient J n / (K tn T f ) determined from the plant dynamics of the block 11 is multiplied, and a deviation is obtained from the output by the adder 8 ″. This deviation is the equivalent disturbance estimated value T LE . , Which is added to the PI output U pi by the adder 8'where J n is the inertia of the motor drive system, K tn is the nominal value of the torque coefficient, and T f is the so-called sensitivity that affects the response of the control. This is the time constant of the function, which corresponds to the observer filter time constant of the Luenberger, and is passed through a low-pass filter before being applied to the adder 8'to provide the equivalent disturbance estimation value T LE to stabilize against noise. You may keep it.
【００１５】[0015]
【実施例】図１は本発明の制御装置をモータの速度制御
系に用いた一実施例を示すブロック図である。加算器８
で速度指令ωd と実速度ωとの偏差をとり、その偏差を
入力とする比例制御器９の出力Ｕpiが、等価外乱推定器
３の出力である外乱推定値ＴLEと加算器８′で加算さ
れ、入力トルク指令ｕとなる。トルク指令ｕはモータ駆
動系プラント１へ到り、パワーアクチュエータ13を経て
モータ系14が速度信号ωを出力する。等価外乱推定器３
のブロックは前記ＰＩ出力であるＵpiと速度信号ωとを
入力として、前記 (4)式に基づいて積分器10と比例器11
とから成る推定器によって外乱を補償するため、負荷や
パラメータの変動があっても速度の応答が早く、すなわ
ちロバスト（頑丈）な制御システムを実現することがで
きる。多くの制御プラントにおいて、このような簡単で
実現性の高い外乱推定器を設けて外乱を推定し、補償す
ることによって高機能の制御システムを構成することが
できることは以上の例示からも明らかである。1 is a block diagram showing an embodiment in which the control device of the present invention is used in a motor speed control system. Adder 8
, The deviation between the speed command ω d and the actual speed ω is taken, and the output U pi of the proportional controller 9 with the deviation as input is the estimated disturbance value T LE which is the output of the equivalent disturbance estimator 3 and the adder 8 ′. Is added to obtain the input torque command u. The torque command u reaches the motor drive system plant 1, and the motor system 14 outputs a speed signal ω via the power actuator 13. Equivalent disturbance estimator 3
Block inputs the PI output U pi and the velocity signal ω, based on the equation (4), the integrator 10 and the proportional circuit 11
Since the disturbance is compensated by the estimator composed of and, it is possible to realize a robust (robust) control system in which the speed response is fast even if there is a change in load or parameters. It is clear from the above examples that in many control plants, a highly functional control system can be configured by providing such a simple and highly feasible disturbance estimator to estimate and compensate for the disturbance. .
【００１６】特に、制御システムを設計する際は、図１
において、制御プラントの慣性Ｊやパワーアクチュエー
タのトルク係数Ｋt のノミナル値を、ただ単にブロック
11に取り入れればよい。また、要求仕様に応じて比例ゲ
インｋp と感度関数の時定数Ｔf とを決め、それらを比
例制御器９、積分器10、及び比例器11に取り入れればよ
い。また、一例として図４のゲイン関数に示したように
制御ゲインであるｋpと１／Ｔf とを速度偏差ｅの大き
さによって可変構造系とするとか、データテーブル化し
てそれを参照する方法も可能であり、かくすることによ
って制御安定度が向上することが期待でき、これは実験
によっても確認している。In particular, when designing a control system, FIG.
At, the inertia value J of the control plant and the nominal value of the torque coefficient K t of the power actuator are simply blocked.
It should be incorporated in 11. Further, the proportional gain k p and the time constant T f of the sensitivity function may be determined according to the required specifications, and these may be incorporated into the proportional controller 9, the integrator 10, and the proportional device 11. As an example, as shown in the gain function of FIG. 4, the control gains k p and 1 / T f are made into a variable structure system depending on the magnitude of the speed deviation e, or a data table is created and referred to. It is also possible, and it can be expected that the control stability will be improved by doing so, and this has been confirmed by experiments.
【００１７】[0017]
【発明の効果】本発明の制御装置で必要なパラメータ定
数は確実な物理的意味を持っており、設計する時に、慣
性のノミナル値、トルク係数のノミナル値、追従偏差の
収束率に対応する速度制御部の比例ゲインｋp 、外乱の
推定速さに対応する感度関数の時定数の逆数１／Ｔf を
所定の仕様に応じて決定すればよく、実機での試運転が
不要である。また、本発明の制御装置は単純な積分演算
すなわち加算演算と掛け算より成る等価外乱推定、補償
機能を有している。そのため負荷の入り切り、慣性等の
パラメータ変化量を高速に推定、補償して、外乱がシス
テムに与える悪影響を解消するため、速度応答の乱れが
小さいという特徴を持っている。また、比例制御のゲイ
ンｋp 、外乱推定器のゲイン１／Ｔf を例えば図４のゲ
イン関数に示すように、速度偏差ｅの大きさによって可
変にすることによって、速度の収束率とノイズの影響の
減少の両方とも制御機能を一段と改善することができ
る。しかも、高機能を有しながら簡単な制御構造で実現
可能である。よって、本発明の制御装置はモータ駆動シ
ステムの速度制御系、位置制御系の制御ばかりでなく、
あらゆるプラントの制御系に適用可能である。The parameter constants necessary for the control device of the present invention have a certain physical meaning, and at the time of designing, the nominal value of the inertia, the nominal value of the torque coefficient, and the speed corresponding to the convergence rate of the tracking deviation are set. It suffices to determine the proportional gain k p of the control unit and the reciprocal 1 / T f of the time constant of the sensitivity function corresponding to the estimated speed of the disturbance according to predetermined specifications, and it is not necessary to carry out a trial run in an actual machine. Further, the control device of the present invention has an equivalent disturbance estimation and compensation function consisting of a simple integration operation, that is, addition operation and multiplication. Therefore, it has a feature that the disturbance of the speed response is small in order to quickly estimate and compensate the amount of change in the load and the amount of change in parameters such as inertia, and to eliminate the adverse effect of the disturbance on the system. Further, the gain k p of the proportional control and the gain 1 / T f of the disturbance estimator are made variable according to the magnitude of the velocity deviation e as shown in the gain function of FIG. Both reduction of impact can further improve the control function. Moreover, it can be realized with a simple control structure while having high functionality. Therefore, the control device of the present invention not only controls the speed control system and position control system of the motor drive system,
It is applicable to control systems of all plants.
【図１】本発明の制御装置をモータの速度制御系に用い
た一実施例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment in which a control device of the present invention is used in a motor speed control system.
【図２】等価外乱補償制御法の原理的構成を示すブロッ
ク図である。FIG. 2 is a block diagram showing a principle configuration of an equivalent disturbance compensation control method.
【図３】従来の等価外乱補償制御の実例を示すブロック
図である。FIG. 3 is a block diagram showing an actual example of conventional equivalent disturbance compensation control.
【図４】速度偏差ｅの大きさの関数として変化させる比
例制御のゲインｋp 、外乱推定器のゲイン１／Ｔf のグ
ラフである。FIG. 4 is a graph of a gain k p of proportional control and a gain 1 / T f of a disturbance estimator which are changed as a function of the magnitude of a velocity deviation e.
１ モータ駆動系プラント ２ 比例積分制御器 ３ 等価外乱推定器 ４ 微分器 ５ ローパスフィルタ付きトルク係数のノミナル値乗算
器 ６ ローパスフィルタ ７ ハイパスフィルタ付き微分器 ８，８′，８″加算器 ９ 比例制御器 10 積分器 11 比例器 12 トルク係数の逆数のノミナル値乗算器 13 アクチュエータ 14 モータ系 15 トルク係数のノミナル値乗算器 18 加算器 ω 速度信号 ωd 速度指令 ｅ 目標速度追従偏差 Ｊn モータ駆動システムの慣性のノミナル値 ｋp 比例制御（Ｐ）のゲイン Ｋt トルク係数 Ｋtn トルク係数のノミナル値 Ｔf フィルタの時定数 ＴL 外乱 ＴLE 外乱推定値 Ｕ トルク指令値 Ｕpi 比例制御器の出力1 Motor drive system plant 2 Proportional integral controller 3 Equivalent disturbance estimator 4 Differentiator 5 Torque coefficient nominal value multiplier with low pass filter 6 Low pass filter 7 Differentiator with high pass filter 8, 8 ', 8 "adder 9 Proportional control Unit 10 Integrator 11 Proportional unit 12 Nominal value multiplier of reciprocal torque coefficient 13 Actuator 14 Motor system 15 Nominal value multiplier of torque coefficient 18 Adder ω Speed signal ω d Speed command e Target speed tracking deviation J n Motor drive system Nominal value of inertia of k p Proportional control (P) gain K t Torque coefficient K tn Torque coefficient nominal value T f Filter time constant T L Disturbance T LE Disturbance estimated value U Torque command value U pi Output of proportional controller
Claims (3)
ナミクスから決まる係数のノミナル値を掛け、且つ該プ
ラントの制御応答を決定する感度関数を決める時定数の
逆数を掛けた値と、制御プラントの入力量を積分し、且
つ前記感度関数を決める時定数の逆数を掛けた値との偏
差を、前記プラントの入力量に印加することを特徴とす
る制御装置。1. A value obtained by multiplying a controlled variable of a control plant by a nominal value of a coefficient determined from the dynamics of the plant, and by multiplying a reciprocal of a time constant determining a sensitivity function for determining a control response of the plant, and a value of the control plant. A controller that integrates an input amount and applies a deviation from a value obtained by multiplying an inverse of a time constant that determines the sensitivity function to the input amount of the plant.
との偏差に比例した値とすることを特徴とする請求項１
記載の制御装置。2. The input amount is a value proportional to a deviation between a command input and a plant control amount.
The control device described.
例させるための比例ゲインの値と、感度関数を決める時
定数の逆数の値とを、該プラントの稼働状態により可変
とすることを特徴とする請求項２記載の制御装置。3. A value of a proportional gain for proportionalizing a deviation between a command input and a control amount of a plant and a value of a reciprocal of a time constant for determining a sensitivity function are made variable depending on an operating state of the plant. The control device according to claim 2, wherein the control device is a control device.
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|---|---|---|---|
| JP4315193A JP2650822B2 (en) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | Control device |
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| JP4315193A JP2650822B2 (en) | 1992-11-25 | 1992-11-25 | Control device |
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| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06161507A true JPH06161507A (en) | 1994-06-07 |
| JP2650822B2 JP2650822B2 (en) | 1997-09-10 |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JPH08255005A (en) * | 1995-03-17 | 1996-10-01 | Shinko Electric Co Ltd | Control compensator |
| JPH10275003A (en) * | 1997-03-25 | 1998-10-13 | Samsung Electron Co Ltd | Method and device for controlling double inertia resonance system |
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| JP2018186627A (en) * | 2017-04-25 | 2018-11-22 | アイシン精機株式会社 | Rotary electric machine control device |
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-
1992
- 1992-11-25 JP JP4315193A patent/JP2650822B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP2018186627A (en) * | 2017-04-25 | 2018-11-22 | アイシン精機株式会社 | Rotary electric machine control device |
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| Publication number | Publication date |
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