JPH06152676A - Quasi-synchronization detection demodulation circuit - Google Patents
Quasi-synchronization detection demodulation circuitInfo
- Publication number
- JPH06152676A JPH06152676A JP4300710A JP30071092A JPH06152676A JP H06152676 A JPH06152676 A JP H06152676A JP 4300710 A JP4300710 A JP 4300710A JP 30071092 A JP30071092 A JP 30071092A JP H06152676 A JPH06152676 A JP H06152676A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase rotation
- error
- drift
- phase
- gain
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Granted
Links
Landscapes
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、直交変調された信号を
復調するための準同期検波復調回路に関し、特に準同期
検波復調回路における利得制御(AGC)およびドリフ
ト制御(DRC)の組み合わせ方法に関するものであ
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a quasi-coherent detection demodulation circuit for demodulating a quadrature-modulated signal, and more particularly to a method of combining gain control (AGC) and drift control (DRC) in the quasi-coherent detection demodulation circuit. It is a thing.
【0002】準同期検波復調方式は、直交変調波を復調
する際に、固定周波数のローカル信号を使用して復調を
行なって得られた信号に対して、ディジタルキャリア再
生(DCR)によって、位相回転の処理を行って復調信
号を得るものである。In the quasi-coherent detection demodulation method, when demodulating a quadrature modulated wave, a signal obtained by demodulating using a local signal having a fixed frequency is phase-rotated by digital carrier reproduction (DCR). Is performed to obtain a demodulated signal.
【0003】準同期検波復調回路においては、変調側と
復調側とにおける、信号振幅成分と、直流成分のずれを
補償するために、AGCとDRCとを行うことが必要で
あり、このような補償を正しく行えるような復調回路が
求められている。In the quasi-coherent detection demodulation circuit, it is necessary to perform AGC and DRC in order to compensate for the deviation between the signal amplitude component and the DC component on the modulation side and the demodulation side. There is a demand for a demodulation circuit that can correctly perform.
【0004】[0004]
【従来の技術】図5は、従来の復調回路を示したもので
あって、同期検波を行う場合を示している。11はハイ
ブリッド(H)、12,13は検波回路、14は電圧制
御発振器(VCO)、15は90°ハイブリッド
(H)、16,17はローパスフィルタ、18,19は
可変利得増幅器、20,21は加算器、22,23はア
ナログディジタル変換器(A/D)、24は等化器、2
5は制御部(CONT)、26,27,28,29,3
0はローパスフィルタである。2. Description of the Related Art FIG. 5 shows a conventional demodulation circuit and shows a case where synchronous detection is performed. 11 is a hybrid (H), 12 and 13 are detection circuits, 14 is a voltage controlled oscillator (VCO), 15 is a 90 ° hybrid (H), 16 and 17 are low-pass filters, 18 and 19 are variable gain amplifiers, and 20 and 21. Is an adder, 22 and 23 are analog-to-digital converters (A / D), 24 is an equalizer, 2
5 is a control unit (CONT), 26, 27, 28, 29, 3
0 is a low pass filter.
【0005】直交変調(QAM)された中間周波信号入
力(IF IN)は、ハイブリッド11で2分岐され
て、それぞれ検波回路12,13の一方の入力に加えら
れる。電圧制御発振器14は、搬送波再生回路(CR)
を構成し、入力信号に同期したクロックを再生する。9
0°ハイブリッド15はこのローカル信号を90°移相
して、それぞれ検波回路12,13の他方の入力に加え
ることによって、検波回路12,13からそれぞれIチ
ャネルとQチャネルの復調出力を発生する。A quadrature-modulated (QAM) intermediate frequency signal input (IF IN) is branched into two by a hybrid 11 and applied to one input of each of detection circuits 12 and 13. The voltage controlled oscillator 14 is a carrier recovery circuit (CR).
And reproduce the clock synchronized with the input signal. 9
The 0 ° hybrid 15 phase-shifts this local signal by 90 ° and applies it to the other input of each of the detection circuits 12 and 13 to generate demodulated outputs of the I channel and the Q channel from the detection circuits 12 and 13, respectively.
【0006】IチャネルとQチャネルの復調出力は、そ
れぞれ、ローパスフィルタ16,17で帯域制限され、
可変利得増幅器18,19において信号振幅のAGCを
行われ、加算器20,21において直流成分のずれを補
償するDRCを行われたのち、A/D22,23におい
て例えば8ビットのディジタル信号に変換され、トラン
スバーサル等化器等からなる等化器24において所要の
振幅等化を受けて、出力データICH, QCHを生じる。The demodulated outputs of the I channel and the Q channel are band-limited by the low pass filters 16 and 17, respectively,
The variable gain amplifiers 18 and 19 perform AGC of the signal amplitude, the adders 20 and 21 perform DRC for compensating the deviation of the DC component, and then the A / Ds 22 and 23 convert the signals into 8-bit digital signals, for example. , A transversal equalizer and the like are subjected to a required amplitude equalization to generate output data I CH, Q CH .
【0007】制御部25においては、復調データICH,
QCHから、VCO14に対する周波数制御用の信号を作
成する。この際の制御信号は、復調データの第1ビット
を極性信号(D)、第2ビット以下所定のビット数を有
効データ、有効データより下位の1ビットを誤差信号
(E)としたとき、Iチャネルのデータを添字I,Qチ
ャネルのデータを添字Qで表して、D(I) とE(Q) の排
他的論理和、またはD(Q ) とE(I) の排他的論理和のデ
ータを使用する。例えば16QAM方式の場合は、有効
データは第2,第3ビットであり、第4ビットは誤差信
号である。この信号はローパスフィルタ26を経て平滑
化されて、制御電圧としてVCO14に供給される。こ
れによってVCO14はその発振周波数を変化し、入力
信号の周波数に同期するように制御される。In the control unit 25, the demodulated data I CH,
A signal for frequency control for the VCO 14 is created from Q CH . The control signal at this time is I when the first bit of the demodulated data is the polarity signal (D), the predetermined number of bits from the second bit onward is valid data, and the lower 1 bit of the valid data is the error signal (E). Channel data is represented by subscript I, Q Channel data is represented by subscript Q, and exclusive OR of D (I) and E (Q) or exclusive OR of D (Q ) and E (I) To use. For example, in the case of the 16QAM system, the valid data is the second and third bits and the fourth bit is the error signal. This signal is smoothed through the low pass filter 26 and supplied to the VCO 14 as a control voltage. As a result, the VCO 14 changes its oscillation frequency and is controlled so as to be synchronized with the frequency of the input signal.
【0008】また、制御部25においては、復調データ
ICH, QCHから、AGC用の制御信号を作成する。この
場合の制御信号としては、IチャネルとQチャネルに対
してそれぞれ、D(I) とE(I) の排他的論理和、および
D(Q) とE(Q) の排他的論理和のデータが使用される。
これらの信号は、それぞれローパスフィルタ27,28
を経て可変利得増幅器18,19に供給されて、復調信
号振幅をそれぞれのチャネルごとに制御するベースバン
ド(B.B)AGCを行われる。The control unit 25 also creates a control signal for AGC from the demodulated data I CH, Q CH . In this case, the control signals are data of the exclusive OR of D (I) and E (I) and the exclusive OR of D (Q) and E (Q) for the I channel and the Q channel, respectively. Is used.
These signals are supplied to the low pass filters 27 and 28, respectively.
And is supplied to the variable gain amplifiers 18 and 19 to perform baseband (BB) AGC for controlling the demodulated signal amplitude for each channel.
【0009】さらに制御部25においては、復調データ
ICH, QCHから、DRC用の制御信号を作成する。この
場合の制御信号としては、IチャネルとQチャネルに対
してそれぞれ、E(I) とE(Q) のデータが使用される。
これらの信号は、それぞれローパスフィルタ29,30
を経て平滑化されて、加算器20,21に供給されて、
復調データにおける直流分をチャネルごとに補償する。Further, the control section 25 creates a control signal for DRC from the demodulated data I CH, Q CH . As the control signal in this case, E (I) and E (Q) data are used for the I channel and the Q channel, respectively.
These signals are respectively passed through the low pass filters 29, 30.
Is smoothed and supplied to the adders 20 and 21,
The direct current component in the demodulated data is compensated for each channel.
【0010】図6は、従来の準同期検波復調回路を示し
たものであって、図5の回路において搬送波再生部を省
略して、固定周波数発振器と位相回転部およびディジタ
ル可変周波数発振器とを付加した構成を有している。図
5におけると同じものを同じ番号で示し、31は固定周
波数発振器(OSC)、32は位相回転部、33はロー
パスフィルタ、34はディジタル可変周波数発振器(D
VCO)である。FIG. 6 shows a conventional quasi-synchronous detection demodulation circuit. In the circuit of FIG. 5, the carrier recovery unit is omitted and a fixed frequency oscillator, a phase rotation unit and a digital variable frequency oscillator are added. It has a configuration. 5 are the same as those in FIG. 5, 31 is a fixed frequency oscillator (OSC), 32 is a phase rotation unit, 33 is a low-pass filter, and 34 is a digital variable frequency oscillator (D).
VCO).
【0011】図7は、位相回転部の構成を示したもので
あって、36,37,38,39はミキサ、40,41
は加算器である。図7において、位相回転前の信号を
I,Qとし、位相回転後の信号をI’,Q’としたと
き、与えるべき位相回転をθとすると、ミキサ36,3
7,38,39の一方の入力に、それぞれcos
(θ),sin(θ),sin(θ),cos(θ)の
信号を与えることによって、次式の関係によって、所望
の位相回転θを与えることができる。 I’=Icos(θ)−Qsin(θ) (1) Q’=Isin(θ)+Qcos(θ) (2)FIG. 7 shows the structure of the phase rotating section, in which 36, 37, 38 and 39 are mixers and 40 and 41.
Is an adder. In FIG. 7, assuming that the signals before phase rotation are I and Q and the signals after phase rotation are I ′ and Q ′, and the phase rotation to be given is θ, the mixers 36, 3
One of the inputs of 7, 38 and 39 has cos
By giving signals of (θ), sin (θ), sin (θ), cos (θ), a desired phase rotation θ can be given by the relationship of the following equation. I ′ = Icos (θ) −Qsin (θ) (1) Q ′ = Isin (θ) + Qcos (θ) (2)
【0012】図8は、DVCOの構成を示したものであ
って、43,44は遅延回路、45は加算器、46,4
7はそれぞれリードオンリーメモリ(ROM)である。FIG. 8 shows the structure of the DVCO. 43 and 44 are delay circuits, 45 is an adder, and 46 and 4.
Reference numerals 7 are read-only memories (ROMs).
【0013】制御部25においては、図5に示された場
合と同様にして、復調データICH,QCHから周波数制御
用の信号を作成し、この信号はローパスフィルタ33を
経て平滑化されて、遅延回路43に加えられて所要の時
間保持されたのち、遅延回路44と加算器45とからな
るアキュムレータ(積分器)において、サンプリング周
期ごとにカウントアップまたはカウントダウンされ、そ
の出力はROM46,47にアドレスとして加えられ
る。このアドレスは、位相回転部32における位相角θ
に対応し、ROM46,47は、それぞれこのアドレス
に対応するsin(θ)およびcos(θ)のデータを
出力する。In the control unit 25, in the same manner as in the case shown in FIG. 5, a signal for frequency control is created from the demodulated data I CH, Q CH , and this signal is smoothed through the low pass filter 33. After being added to the delay circuit 43 and held for a required time, an accumulator (integrator) including a delay circuit 44 and an adder 45 counts up or down for each sampling cycle, and the output is stored in the ROMs 46 and 47. It is added as an address. This address is the phase angle θ in the phase rotation unit 32.
Corresponding to, the ROMs 46 and 47 output data of sin (θ) and cos (θ) corresponding to this address, respectively.
【0014】この場合、ミキサ12,13における復調
出力は、IF INとOSC31のローカル信号とが非
同期のため、時間的にその位相が回転しているので、そ
の振幅成分および直流成分は、位相回転部32によって
位相回転を与えた後において、この位相回転の分だけ回
転して出力データに現れる。従って、図6に示された準
同期検波復調回路では、図5に示された同期検波復調回
路のような単純なAGC,DRCによっては、その振幅
成分および直流成分の変化に対する補償を行うことがで
きない。In this case, the phase of the demodulated outputs of the mixers 12 and 13 is rotated with time because the IF IN and the local signal of the OSC 31 are asynchronous, so that the amplitude component and the DC component of the demodulated output are phase rotated. After the phase rotation is given by the unit 32, it is rotated by the phase rotation and appears in the output data. Therefore, in the quasi-coherent detection demodulation circuit shown in FIG. 6, the simple AGC and DRC as in the coherent detection demodulation circuit shown in FIG. Can not.
【0015】図6の回路において、利得変化によって、
位相回転前にIチャネルの復調信号IがΔi(G) Iに変
化し、Qチャネルの復調信号QがΔq(G) Qに変化した
とすると、位相回転後のIチャネルとQチャネルの復調
信号は、 I”=Δi(G) I cos(θ)−Δq(G) Q sin(θ) =I’+(Δi(G) −1)I cos(θ)−(Δq(G) −1)Q sin(θ) …(3) Q”=Δi(G) I sin(θ)+Δq(G) Q cos(θ) =Q’+(Δi(G) −1)I sin(θ)+(Δq(G) −1)Q cos(θ) …(4)In the circuit of FIG. 6, due to the gain change,
If the I channel demodulated signal I changes to Δi (G) I before the phase rotation and the Q channel demodulated signal Q changes to Δq (G) Q, the I channel and Q channel demodulated signals after the phase rotation. Is I ″ = Δi (G) I cos (θ) −Δq (G) Q sin (θ) = I ′ + (Δi (G) −1) I cos (θ) − (Δq (G) −1) Q sin (θ) (3) Q ″ = Δi (G) I sin (θ) + Δq (G) Q cos (θ) = Q ′ + (Δi (G) −1) I sin (θ) + (Δq (G) -1) Q cos (θ) (4)
【0016】従って位相回転後のIチャネルとQチャネ
ルの復調信号における振幅誤差は、 EI(G)=(Δi(G) −1)I cos(θ)−(Δq(G) −1)Q sin(θ) …(5) EQ(G)=(Δi(G) −1)I sin(θ)+(Δq(G) −1)Q cos(θ) …(6) であって、位相回転部32における位相回転と同じ位相
回転θを有している。Therefore, the amplitude error in the demodulated signals of the I and Q channels after the phase rotation is E I (G) = (Δi (G) −1) I cos (θ) − (Δq (G) −1) Q sin (θ) (5) EQ (G) = (Δi (G) -1) I sin (θ) + (Δq (G) -1) Q cos (θ) (6) and the phase It has the same phase rotation θ as the phase rotation in the rotating unit 32.
【0017】Δi(G) ,Δq(G) は1に近い値を持つも
のであり、利得変化がないときは、1になるものであ
る。そこで(Δi(G) −1),(Δq(G) −1)は、位
相回転前の利得誤差を表している。Δi (G) and Δq (G) have values close to 1, and become 1 when there is no gain change. Therefore, (Δi (G) −1) and (Δq (G) −1) represent the gain error before the phase rotation.
【0018】(5),(6)式から(Δi(G) −1),
(Δq(G) −1)を求めると、 Δi(G) −1=〔EI(G) cos(θ)+EQ(G) sin(θ)〕/I …(7) Δq(G) −1=〔−EI(G) sin(θ)+EQ(G) cos(θ)〕/Q …(8)From equations (5) and (6), (Δi (G) −1),
When (Δq (G) −1) is calculated, Δi (G) −1 = [E I (G) cos (θ) + E Q (G) sin (θ)] / I (7) Δq (G) − 1 = [-E I (G) sin (θ) + E Q (G) cos (θ)] / Q (8)
【0019】さらに、(Δi(G) −1),(Δq(G) −
1)は(7),(8)式から、 Δi(G) −1=〔EI(G) cos(−θ)−EQ(G) sin(−θ)〕/I …(9) Δq(G) −1=〔EI(G) sin(−θ)+EQ(G) cos(−θ)〕/Q …(10)Further, (Δi (G) −1), (Δq (G) −
1) is obtained from the equations (7) and (8), Δi (G) −1 = [EI (G) cos (−θ) −E Q (G) sin (−θ)] / I (9) Δq (G) −1 = [EI (G) sin (−θ) + E Q (G) cos (−θ)] / Q (10)
【0020】(9), (10)式から位相回転前の利得誤差
は、位相回転後のIチャネルとQチャネルの振幅誤差に
対して、位相回転部32の位相回転θと逆の位相回転
(−θ)を与えて、それぞれのチャネルの位相回転前の
復調信号で割ることによって求められる。可変利得増幅
器18,19においては、このようにして求められた利
得誤差によってAGCを行うことによって、準同期検波
復調時の振幅成分の変化に対する補償を行うことができ
る。From the expressions (9) and (10), the gain error before the phase rotation is the phase rotation (opposite to the phase rotation θ of the phase rotation unit 32 with respect to the amplitude error of the I channel and the Q channel after the phase rotation). −θ) and divide by the demodulated signal before phase rotation of each channel. In the variable gain amplifiers 18 and 19, by performing the AGC with the gain error thus obtained, it is possible to compensate for the change of the amplitude component at the time of the quasi-coherent detection demodulation.
【0021】また、図6の回路において、ドリフトの変
化によって、位相回転前にIチャネルの復調出力Iが
(I+Δi(D) )に変化し、Qチャネルの復調出力Qが
(Q+Δq(D) )に変化したとすると、位相回転後のI
チャネルとQチャネルの復調信号は、 I”=(I+Δi(D) ) cos(θ)−(Q+Δq(D) ) sin(θ) =I’+Δi(D) cos(θ)−Δq(D) sin(θ) …(11) Q”=(I+Δi(D) ) sin(θ)+(Q+Δq(D) ) cos(θ) =Q’+Δi(D) sin(θ)+Δq(D) cos(θ) …(12)In the circuit of FIG. 6, the demodulation output I of the I channel changes to (I + Δi (D) ) before the phase rotation due to the change of the drift, and the demodulation output Q of the Q channel changes to (Q + Δq (D) ). Change to I after phase rotation
The demodulated signals of the channel and the Q channel are I ″ = (I + Δi (D) ) cos (θ) − (Q + Δq (D) ) sin (θ) = I ′ + Δi (D) cos (θ) −Δq (D) sin (Θ) (11) Q ″ = (I + Δi (D) ) sin (θ) + (Q + Δq (D) ) cos (θ) = Q ′ + Δi (D) sin (θ) + Δq (D) cos (θ) … (12)
【0022】従って位相回転後のIチャネルとQチャネ
ルの復調信号におけるドリフト誤差は、 EI(D)=Δi(D) cos (θ)−Δq(D) sin (θ) …(13) EQ(D)=Δi(D) sin (θ)+Δq(D) cos (θ) …(14) であって、位相回転部32における位相回転と同じ位相
回転θを有している。[0022] Thus the drift error in the demodulated signal I and Q channel after phase rotation, E I (D) = Δi (D) cos (θ) -Δq (D) sin (θ) ... (13) E Q (D) = Δi (D) sin (θ) + Δq (D) cos (θ) (14), which has the same phase rotation θ as the phase rotation in the phase rotation unit 32.
【0023】(13),(14)式からΔi(D) ,Δq(D) を
求めると、 Δi(D) =EI(D) cos(θ)+EQ(D) sin(θ) …(15) Δq(D) =−EI(D) sin(θ)+EQ(D) cos(θ) …(16)When Δi (D) and Δq (D) are calculated from the equations (13) and (14), Δi (D) = E I (D) cos (θ) + E Q (D) sin (θ) ( 15) Δq (D) = -E I (D) sin (θ) + EQ (D) cos (θ)… (16)
【0024】さらに、Δi(D) ,Δq(D) は(15),(1
6)式から、 Δi(D) =EI(D) cos(−θ)−EQ(D) sin(−θ) …(17) Δq(D) =EI(D) sin(−θ)+EQ(D) cos(−θ) …(18)Further, Δi (D) and Δq (D) are (15), (1
From the equation ( 6), Δi (D) = E I (D) cos (-θ) -E Q (D) sin (-θ) (17) Δq (D) = E I (D) sin (-θ) + E Q (D) cos (−θ)… (18)
【0025】(17), (18) 式から位相回転前のドリフト
誤差は、位相回転後のIチャネルとQチャネルのドリフ
ト誤差に対して、位相回転部32の位相回転θと逆の位
相回転(−θ)を与えることによって求められる。加算
器20,21においては、このようにして求められたド
リフト誤差によってDRCを行うことによって、準同期
検波復調時のドリフト成分の変化に対する補償を行うこ
とができる。From the equations (17) and (18), the drift error before the phase rotation is the phase rotation opposite to the phase rotation θ of the phase rotation unit 32 with respect to the drift error of the I channel and the Q channel after the phase rotation ( -Θ) is given. In the adders 20 and 21, the DRC is performed based on the drift error thus obtained, so that the change in the drift component during the quasi-coherent detection demodulation can be compensated.
【0026】[0026]
【発明が解決しようとする課題】図6に示された従来の
準同期検波復調回路によれば、復調部における検波回路
からA/D変換器入力に至る部分において発生した、振
幅変化と、直流成分のずれに対しては補償することがで
きる。しかしながら、図6に示された準同期検波復調回
路では、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分の変
動に対しては、補償することができない。According to the conventional quasi-coherent detection demodulation circuit shown in FIG. 6, the amplitude change and the direct current generated in the part from the detection circuit to the A / D converter input in the demodulation section It is possible to compensate for the deviation of the components. However, the quasi-synchronous detection demodulation circuit shown in FIG. 6 cannot compensate for variations in the amplitude and DC component of the modulated input signal itself.
【0027】図9は、変調側の概略構成を示したもので
あって、48,49はディジタルアナログ変換器(D/
A)、50,51はローパスフィルタ、52,53はミ
キサ、54はハイブリッド、55は搬送波発振器(OS
C)、56は90°ハイブリッドである。FIG. 9 shows a schematic structure of the modulation side, and 48 and 49 are digital-analog converters (D / D).
A), 50 and 51 are low-pass filters, 52 and 53 are mixers, 54 is a hybrid, and 55 is a carrier wave oscillator (OS).
C) and 56 are 90 ° hybrids.
【0028】IチャネルとQチャネルの入力信号は、そ
れぞれD/A48,49においてディジタル信号からア
ナログ信号に変換され、ローパスフィルタ50,51を
経て帯域制限されて、ミキサ52,53に入力される。
ミキサ52,53の他方の入力には、OSC55の固定
周波数のローカル信号が、90°ハイブリッド56を経
て直交位相で加えられているので、ハイブリッド54に
おいて、両ミキサ52,53の出力を合成することによ
って、直交変調波を発生する。The input signals of the I channel and the Q channel are converted from digital signals to analog signals in the D / A's 48 and 49, band-limited through the low pass filters 50 and 51, and input to the mixers 52 and 53.
Since the fixed frequency local signal of the OSC 55 is applied to the other inputs of the mixers 52 and 53 in quadrature through the 90 ° hybrid 56, the hybrid 54 should combine the outputs of both mixers 52 and 53. Generates a quadrature modulated wave.
【0029】この際、ミキサ52,53以前の段階およ
びミキサ52,53において回路の調整や不平衡等に基
づいて、出力信号において、振幅と直流成分に正規のレ
ベルから外れた成分を発生する。At this time, based on the stages before the mixers 52 and 53 and the adjustment and unbalance of the circuits in the mixers 52 and 53, the amplitude and DC components of the output signal deviate from the normal levels.
【0030】このような、変調入力自体が有する振幅と
直流成分における、正規レベルからのずれは、準同期検
波復調回路の出力においてそのまま現れ、図6に示され
た従来のAGCおよびDRCによっては、補償すること
ができないという問題があった。Such deviations from the normal level in the amplitude and DC component of the modulation input itself appear as they are in the output of the quasi-synchronous detection demodulation circuit, and depending on the conventional AGC and DRC shown in FIG. There was a problem that we could not compensate.
【0031】本発明は、このような従来技術の課題を解
決しようとするものであって、準同期検波復調回路にお
いて、変調入力自体が有する振幅と直流成分における規
定レベルからのずれに対しても補償することができる、
準同期検波復調回路を提供することを目的としている。The present invention is intended to solve such a problem of the prior art, and in the quasi-synchronous detection demodulation circuit, even with respect to the deviation of the amplitude and DC component of the modulation input itself from the specified level. Can be compensated,
An object is to provide a quasi-coherent detection demodulation circuit.
【0032】[0032]
(1) 本発明は、直交変調波を準同期検波して2系列から
なる直交検波信号を出力する直交検波器1と、該直交検
波信号を位相回転して位相回転のない復調信号I,Qを
出力する位相回転部2とを有する準同期検波復調回路に
おいて、復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位
相回転する利得誤差を求める第1の利得誤差検出手段3
と、位相回転する利得誤差に対して位相回転部2におけ
る位相回転と逆の位相回転を付与する第1の位相回転手
段3Aと、直交検波信号に対して第1の位相回転手段3
Aからの利得誤差を補償する第1の利得制御手段4I,4
Qと、復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相
回転しない利得誤差を求める第2の利得誤差検出手段5
と、位相回転後の信号に対して第2の利得誤差検出手段
5からの利得誤差を補償する第2の利得制御手段6I,6
Q と、復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相
回転するドリフト誤差を求める第1のドリフト検出手段
7と、位相回転するドリフト誤差に対して位相回転部2
における位相回転と逆の位相回転を付与する第2の位相
回転手段7Aと、直交検波信号に対して第2の位相回転
手段7Aからのドリフト誤差を補償する第1のドリフト
補償手段8I,8Q と、復調信号I,Qにおける正規復調
出力からの位相回転しないドリフト誤差を求める第2の
ドリフト検出手段9と、位相回転後の信号に対して第2
のドリフト検出手段9からのドリフト誤差を補償する第
2のドリフト補償手段10I,10Q とを設けたものであ
る。(1) According to the present invention, a quadrature detector 1 that quasi-coherently detects a quadrature-modulated wave and outputs a quadrature detection signal composed of two sequences; In the quasi-synchronous detection demodulation circuit having the phase rotation unit 2 for outputting the first rotation error, the first gain error detection means 3 for obtaining the gain error for rotating the phase from the normal demodulation output in the demodulation signals I and Q.
And a first phase rotation means 3A for imparting a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation part 2 to the gain error of phase rotation, and the first phase rotation means 3 for the quadrature detection signal.
First gain control means 4 I, 4 for compensating the gain error from A
Second gain error detecting means 5 for obtaining Q and a gain error that does not rotate the phase from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q.
And second gain control means 6 I, 6 for compensating the gain error from the second gain error detection means 5 with respect to the phase-rotated signal.
Q , the first drift detection means 7 for obtaining a drift error in which the phase of the demodulated signals I and Q is rotated from the normal demodulation output, and the phase rotation unit 2 for the drift error in which the phase is rotated.
Second phase rotation means 7A for imparting a phase rotation opposite to that of the first rotation compensation means 8I, 8 for compensating the drift error from the second phase rotation means 7A for the quadrature detection signal. Q , a second drift detection means 9 for obtaining a drift error in the demodulated signals I and Q from the normal demodulation output without phase rotation, and a second for the signal after phase rotation
The second drift compensating means 10 I and 10 Q for compensating for the drift error from the drift detecting means 9 are provided.
【0033】(2) また本発明は、直交変調波を準同期検
波して2系列の信号を出力する直交検波器1と、この2
系列の信号の位相回転を補正して復調信号I,Qを出力
する位相回転部2とを有する準同期検波復調回路におい
て、復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第1の利得誤差検出手段3と、
この利得誤差に対して位相回転部2における位相回転と
逆の位相回転を付与する第1の位相回転手段3Aと、復
調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回転しな
い利得誤差を求める第2の利得誤差検出手段5と、第2
の利得誤差検出手段5からの利得誤差に位相回転部2に
おける位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転部7
1と、第1の位相回転手段3Aからの利得誤差と、位相
回転部71からの利得誤差とを加算する加算器73,7
4と、直交検波信号に対して加算器73,74からの利
得誤差を補償する利得制御手段4I,4Q と、復調信号
I,Qにおける正規復調出力からの位相回転するドリフ
ト誤差を求める第1のドリフト検出手段7と、このドリ
フト誤差に対して位相回転部2における位相回転と逆の
位相回転を付与する第2の位相回転手段7Aと、復調信
号I,Qにおける正規復調出力からの位相回転しないド
リフト誤差を求める第2のドリフト検出手段9と、第2
のドリフト検出手段9からのドリフト誤差に位相回転部
2における位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転
部72と、第2の位相回転手段7Aからのドリフト誤差
と、位相回転部72からのドリフト誤差とを加算する加
算器75,76と、直交検波信号に対して加算器75,
76からのドリフト誤差を補償するドリフト補償手段8
I,8Q とを設けたものである。(2) The present invention also relates to a quadrature detector 1 which quasi-coherently detects a quadrature modulated wave and outputs two series of signals, and the quadrature detector 1.
In a quasi-synchronous detection demodulation circuit having a phase rotation unit 2 that corrects the phase rotation of a series of signals and outputs demodulation signals I and Q, a phase rotation gain error from the normal demodulation output in the demodulation signals I and Q is obtained. A first gain error detection means 3,
The first phase rotation means 3A that gives a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2 with respect to this gain error, and the second phase error that does not rotate the phase from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q Gain error detection means 5 and a second
The phase rotation unit 7 which gives the gain error from the gain error detection means 5 of the phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2.
1, the gain error from the first phase rotation means 3A, and the gain error from the phase rotation unit 71 are added.
4, gain control means 4 I and 4 Q for compensating the gain error from the adders 73 and 74 with respect to the quadrature detection signal, and a phase rotation drift error from the normal demodulation output in the demodulation signals I and Q. No. 1 drift detection means 7, second phase rotation means 7A for imparting a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation part 2 to this drift error, and the phase from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q. A second drift detecting means 9 for obtaining a drift error that does not rotate;
Of the drift detecting means 9 to give a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotating portion 2 to the drift error, the drift error from the second phase rotating means 7A, and the phase rotating portion 72. Adders 75 and 76 for adding the drift error, and adders 75 and 76 for the quadrature detection signal
Drift compensation means 8 for compensating for drift error from 76
I and 8 Q are provided.
【0034】(3) また本発明は、直交変調波を準同期検
波して2系列の信号を出力する直交検波器1と、この2
系列の信号の位相回転を補正して復調信号I,Qを出力
する位相回転部2とを有する準同期検波復調回路におい
て、復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第1の利得誤差検出手段3と、
復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回転し
ない利得誤差を求める第2の利得誤差検出手段5と、第
1の利得誤差検出手段3からの利得誤差に位相回転部2
における位相回転と逆の位相回転を付与する位相回転部
81と、位相回転部81からの利得誤差の直流分に位相
回転部2における位相回転と同じ位相回転を付与する位
相回転部87と、位相回転部87からの利得誤差と、第
2の利得誤差検出手段5からの利得誤差とを加算する加
算器89,90と、位相回転後の信号に対して加算器8
9,90からの利得誤差を補償する可変利得増幅器9
3,94と、復調信号I,Qにおける正規復調出力から
の位相回転するドリフト誤差を求める第1のドリフト誤
差検出手段7と、復調信号I,Qにおける正規復調出力
からの位相回転しないドリフト誤差を求める第2のドリ
フト誤差検出手段9と、第1のドリフト誤差検出手段7
からのドリフト誤差に位相回転部2における位相回転と
逆の位相回転を付与する位相回転部82と、位相回転部
82からのドリフト誤差の直流分に位相回転部2におけ
る位相回転と同じ位相回転を付与する位相回転部88
と、位相回転部88からのドリフト誤差と、第2のドリ
フト誤差検出手段9からのドリフト誤差とを加算する加
算器91,92と、位相回転後の信号に対して加算器9
1,92からのドリフト誤差を補償する加算器95,9
6とを設けたものである。(3) The present invention also provides a quadrature detector 1 which quasi-coherently detects a quadrature-modulated wave and outputs two series of signals.
In a quasi-synchronous detection demodulation circuit having a phase rotation unit 2 that corrects the phase rotation of a series of signals and outputs demodulation signals I and Q, a phase rotation gain error from the normal demodulation output in the demodulation signals I and Q is obtained. A first gain error detection means 3,
The second gain error detecting means 5 for obtaining a gain error without phase rotation from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q, and the gain error from the first gain error detecting means 3 to the phase rotation part 2
A phase rotation unit 81 that imparts a phase rotation opposite to that of the phase rotation unit, and a phase rotation unit 87 that imparts the same phase rotation as the phase rotation in the phase rotation unit 2 to the DC component of the gain error from the phase rotation unit 81. Adders 89 and 90 for adding the gain error from the rotating unit 87 and the gain error from the second gain error detecting means 5, and the adder 8 for the signal after the phase rotation.
Variable gain amplifier 9 for compensating for gain error from 9, 90
3 and 94, the first drift error detecting means 7 for obtaining the drift error in which the phase of the demodulated signals I and Q is rotated from the normal demodulated output, and the drift error of the demodulated signals I and Q in which the phase is not rotated from the normal demodulated output. The second drift error detecting means 9 to be obtained and the first drift error detecting means 7
To the drift error from the phase rotation part 2 and the phase rotation part 82 which gives the opposite phase rotation to the phase rotation in the phase rotation part 2, and the same phase rotation as the phase rotation in the phase rotation part 2 to the DC component of the drift error from the phase rotation part 82. Phase rotation unit 88 to be applied
, Adders 91 and 92 for adding the drift error from the phase rotation unit 88 and the drift error from the second drift error detection means 9, and the adder 9 for the signal after the phase rotation.
Adders 95 and 9 for compensating for drift error from
6 and 6 are provided.
【0035】[0035]
(1) 準同期検波復調回路においては、直交変調波を準同
期検波して2系列からなる直交検波信号を出力し、位相
回転部2でこの直交検波信号を位相回転して、位相回転
のない復調信号I,Qを出力する。(1) In the quasi-coherent detection demodulation circuit, the quadrature-modulated wave is quasi-coherently detected and a quadrature detection signal composed of two sequences is output, and the quadrature detection signal is phase-rotated with no phase rotation. The demodulated signals I and Q are output.
【0036】第1の発明では、復調信号I,Qにおける
位相回転する利得誤差を求め、位相回転部2における位
相回転と逆の位相回転を与えて、この利得誤差によっ
て、直交検波信号に対して利得制御を行い、また、復調
信号I,Qにおける位相回転するドリフト誤差を求め、
位相回転部2における位相回転と逆の位相回転を与え
て、このドリフト誤差によって、直交検波信号に対して
ドリフト補償を行う。In the first aspect of the present invention, the gain error of the phase rotation in the demodulated signals I and Q is obtained, and the phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2 is given. The gain control is performed, and the drift error of the phase rotation in the demodulated signals I and Q is calculated,
A phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2 is applied, and drift compensation is performed on the quadrature detection signal by this drift error.
【0037】さらに、復調信号I,Qにおける位相回転
しない利得誤差を求め、この利得誤差によって、位相回
転後の信号に対して利得制御を行い、また、復調信号
I,Qにおける位相回転しないドリフト誤差を求め、こ
のドリフト誤差によって、位相回転後の信号に対してド
リフト補償を行う。Further, a gain error without phase rotation in the demodulated signals I and Q is obtained, gain control is performed on the signal after phase rotation with this gain error, and a drift error without phase rotation in the demodulated signals I and Q is obtained. Then, the drift error is used to perform drift compensation on the signal after the phase rotation.
【0038】従って、第1の発明によれば、復調出力
I,Qにおいて位相回転して現れる、直交検波の段階で
発生した、振幅と直流分の誤差に対する補償を行うこと
ができるとともに、復調出力I,Qにおいて位相回転し
ない、変調側で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、
補償を行うことができる。Therefore, according to the first aspect of the present invention, it is possible to compensate for the error of the amplitude and the DC component generated at the phase of the quadrature detection, which appears with phase rotation in the demodulated outputs I and Q, and at the same time, the demodulated output can be obtained. Even with respect to the amplitude and DC error generated on the modulation side, which does not rotate the phase in I and Q,
Compensation can be made.
【0039】(2) 第2の発明では、復調信号I,Qにお
ける位相回転する利得誤差を求めて、位相回転部2にお
ける位相回転と逆の位相回転を与えたものと、復調信号
I,Qにおける位相回転しない利得誤差を求めて、位相
回転部2における位相回転と逆の位相回転を与えたもの
とを加算して、加算された信号によって、直交検波信号
に対して利得制御を行う。(2) In the second aspect of the invention, the gain error in which the phase rotation in the demodulated signals I and Q is obtained and the phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2 is given, and the demodulated signals I and Q. The gain error that does not rotate the phase is calculated, and the phase rotation in the phase rotation unit 2 and the one to which the phase rotation is given are added, and the added signal performs gain control on the quadrature detection signal.
【0040】また、復調信号I,Qにおける位相回転す
るドリフト誤差を求めて、位相回転部2における位相回
転と逆の位相回転を与えたものと、復調信号I,Qにお
ける位相回転しないドリフト誤差を求めて、位相回転部
2における位相回転と逆の位相回転を与えたものとを加
算して、加算された信号によって、直交検波信号に対し
てドリフト制御を行う。Further, a drift error in which the phase rotation in the demodulated signals I and Q is obtained and a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2 is given, and a drift error in which the phase rotation in the demodulated signals I and Q does not rotate are obtained. Then, the phase rotation in the phase rotation unit 2 and that to which the phase rotation is applied are added, and the quadrature detection signal is subjected to drift control by the added signal.
【0041】従って、第2の発明によれば、第1の発明
と同様に、直交検波の段階で発生した、振幅と直流分の
誤差に対する補償を行うことができるとともに、変調側
で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、補償を行うこ
とができる。Therefore, according to the second invention, similarly to the first invention, it is possible to compensate for the error of the amplitude and the DC component generated at the stage of the quadrature detection and at the same time the amplitude generated on the modulation side. It is also possible to compensate for the error of DC component.
【0042】(3) 第3の発明では、復調信号I,Qにお
ける位相回転する利得誤差を求めて、位相回転部2にお
ける位相回転と逆の位相回転を与えたものから直流分を
抽出し、これに対して位相回転部2における位相回転と
逆の位相回転を与えたものと、復調信号I,Qにおける
位相回転しない利得誤差とを加算して、加算された信号
によって、位相回転後の復調信号に対して利得制御を行
う。(3) In the third aspect of the invention, the phase rotating gain error in the demodulated signals I and Q is obtained, and the direct current component is extracted from the phase rotating unit 2 which gives a phase rotation opposite to the phase rotation. On the other hand, a phase rotation that is opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2 and a gain error that does not rotate the phase in the demodulated signals I and Q are added, and the added signal is used for demodulation after phase rotation. Gain control is performed on the signal.
【0043】また、復調信号I,Qにおける位相回転す
るドリフト誤差を求めて、位相回転部2における位相回
転と逆の位相回転を与えたものから直流分を抽出し、こ
れに対して位相回転部2における位相回転と逆の位相回
転を与えたものと、復調信号I,Qにおける位相回転し
ないドリフト誤差とを加算して、加算された信号によっ
て、位相回転後の復調信号に対してドリフト制御を行
う。Further, the drift error of the phase rotation in the demodulated signals I and Q is obtained, and the DC component is extracted from the phase rotation that is opposite to the phase rotation in the phase rotation unit 2, and the phase rotation unit is extracted. 2 and the drift error that does not rotate the phase in the demodulated signals I and Q are added, and drift control is performed on the demodulated signal after the phase rotation by the added signal. To do.
【0044】従って、第3の発明によれば、第1の発明
と同様に、直交検波の段階で発生した、振幅と直流分の
誤差に対する補償を行うことができるとともに、変調側
で生じた振幅と直流分の誤差に対しても、補償を行うこ
とができる。Therefore, according to the third invention, similarly to the first invention, it is possible to compensate for the error between the amplitude and the DC component generated at the stage of the quadrature detection, and at the same time, to correct the amplitude generated on the modulation side. It is also possible to compensate for the error of DC component.
【0045】[0045]
【実施例】図2は、本発明の実施例(1)を示したもの
であって、図6におけると同じものを同じ番号で示し、
25Aは周波数制御部、57は位相回転する利得誤差を
求める第1の利得誤差検出部、58は位相回転するドリ
フト誤差を求める第1のドリフト誤差検出部、59は位
相回転しない利得誤差を求める第2の利得誤差検出部、
60は位相回転しないドリフト誤差を求める第2のドリ
フト誤差検出部、61,62はローパスフィルタ、6
3,64は利得制御部、65,66はローパスフィル
タ、67,68は加算器、69,70はそれぞれ位相回
転部である。FIG. 2 shows an embodiment (1) of the present invention, in which the same parts as those in FIG.
25A is a frequency control unit, 57 is a first gain error detection unit that obtains a phase rotation gain error, 58 is a first drift error detection unit that obtains a phase rotation drift error, 59 is a first gain error detection unit that obtains a phase rotation non-rotation gain error 2 gain error detector,
Reference numeral 60 is a second drift error detection unit for obtaining a drift error without phase rotation, 61 and 62 are low-pass filters, 6
Reference numerals 3 and 64 are gain control sections, 65 and 66 are low-pass filters, 67 and 68 are adders, and 69 and 70 are phase rotation sections.
【0046】周波数制御部25Aは、図6に示された従
来例の制御部25と同様にして、周波数制御用の信号を
発生し、ローパスフィルタ33を経て、DVCO34を
制御する。これによって、DVCO34は、位相回転信
号cosθ,sinθを発生して、位相回転部32に与
えることによって、位相回転部32において、変調出力
に対する所要の位相回転が行われる。The frequency control unit 25A generates a frequency control signal in the same manner as the conventional control unit 25 shown in FIG. 6, and controls the DVCO 34 via the low pass filter 33. As a result, the DVCO 34 generates the phase rotation signals cos θ and sin θ and supplies the phase rotation signals cos θ and sin θ to the phase rotation unit 32, so that the phase rotation unit 32 performs the required phase rotation on the modulated output.
【0047】利得誤差検出部57は、復調出力ICH, Q
CHにおける誤差成分から、DVCO34から与えられる
位相回転信号cosθ,sinθと同期した成分を検出
し、これから、位相回転θを有する利得誤差をIチャネ
ルとQチャネルとについて抽出する。この利得誤差は、
ローパスフィルタ27,28を経て、位相回転部69に
与えられる。The gain error detecting section 57 has a demodulation output I CH, Q.
From the error component in CH, a component synchronized with the phase rotation signals cos θ and sin θ given from the DVCO 34 is detected, and from this, the gain error having the phase rotation θ is extracted for the I channel and the Q channel. This gain error is
It is supplied to the phase rotation unit 69 via the low-pass filters 27 and 28.
【0048】位相回転部69は、利得誤差検出部57に
おいて検出された位相回転θを有する利得誤差に対し
て、DVCO34から与えられる位相回転信号cos
θ,sinθを用い、(7), (8)式の関係によって、
位相回転部32における位相回転θと逆の位相回転(−
θ)を与えることによって、(9), (10) 式の関係によ
って示される、位相回転前の利得誤差を求める。The phase rotation section 69 responds to the gain error having the phase rotation θ detected by the gain error detection section 57 by the phase rotation signal cos given from the DVCO 34.
Using θ and sin θ, the relationship of equations (7) and (8) gives
A phase rotation (−) opposite to the phase rotation θ in the phase rotation unit 32.
θ) is given to obtain the gain error before the phase rotation, which is represented by the relations of the equations (9) and (10).
【0049】この利得誤差は、ミキサ12,13の出力
における復調信号と同位相であるから、可変利得増幅器
18,19に利得制御信号として与えることによって、
位相回転を有する利得誤差の補償を行うことができる。Since this gain error has the same phase as the demodulated signals at the outputs of the mixers 12 and 13, by giving it to the variable gain amplifiers 18 and 19 as a gain control signal,
Compensation for gain error with phase rotation can be performed.
【0050】ドリフト誤差検出部58は、復調出力I
CH, QCHにおけるドリフト成分から、DVCO34から
与えられる位相回転信号cosθ,sinθと同期した
成分を検出することによって、位相回転θを有するドリ
フト誤差をIチャネルとQチャネルとについて抽出す
る。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ29,30
を経て、位相回転部70に与えられる。The drift error detector 58 receives the demodulation output I
A drift error having a phase rotation θ is extracted for the I channel and the Q channel by detecting a component synchronized with the phase rotation signals cos θ and sin θ given from the DVCO 34 from the drift components in CH and Q CH . This drift error is caused by the low pass filters 29, 30.
And is given to the phase rotation unit 70.
【0051】位相回転部70は、ドリフト誤差検出部5
8において検出された位相回転θを有するドリフト誤差
に対して、DVCO34から与えられる位相回転信号c
osθ,sinθを用い、(15), (16)式の関係によっ
て、位相回転部32における位相回転θと逆の位相回転
(−θ)を与えることによって、(17), (18) 式の関係
によって示される、位相回転前のドリフト誤差を求め
る。The phase rotation unit 70 includes the drift error detection unit 5
The phase rotation signal c given from the DVCO 34 with respect to the drift error having the phase rotation θ detected in
By using osθ and sinθ, by applying the phase rotation (−θ) opposite to the phase rotation θ in the phase rotation unit 32 by the relationships of equations (15) and (16), the relationships of equations (17) and (18) are obtained. The drift error before the phase rotation, which is indicated by, is obtained.
【0052】このドリフト誤差は、ミキサ12,13の
出力における復調信号と同位相であるから、加算器2
0,21にドリフト補償信号として与えることによっ
て、位相回転を有するドリフト誤差の補償を行うことが
できる。Since this drift error has the same phase as the demodulated signals at the outputs of the mixers 12 and 13, the adder 2
By giving 0 and 21 as a drift compensation signal, it is possible to compensate for a drift error having a phase rotation.
【0053】一方、利得誤差検出部59は、復調出力I
CH, QCHにおける誤差成分が0になる条件から、位相回
転しない利得誤差をIチャネルとQチャネルとについて
抽出する。この利得誤差は、ローパスフィルタ61,6
2を経て、利得制御部63,64に与えられる。On the other hand, the gain error detecting section 59 has the demodulation output I
From the condition that the error components in CH and Q CH are 0, the gain error without phase rotation is extracted for the I channel and the Q channel. This gain error is caused by the low pass filters 61, 6
It is given to the gain control units 63 and 64 via 2.
【0054】利得制御部63,64は、この利得誤差を
利得制御信号として利得制御を行うことによって、位相
回転部32の出力における、位相回転しない利得誤差を
補償する。従って、入力信号IF INにおける、変調
入力自体が有する、振幅の規定レベルからのずれを補償
することができる。The gain control units 63 and 64 perform gain control using this gain error as a gain control signal, thereby compensating the gain error in the output of the phase rotation unit 32 without phase rotation. Therefore, the deviation of the amplitude of the input signal IF IN from the specified level, which the modulation input itself has, can be compensated.
【0055】また、ドリフト誤差検出部60は、復調出
力ICH, QCHにおける誤差成分から、位相回転しないド
リフト誤差をIチャネルとQチャネルとについて抽出す
る。このドリフト誤差は、ローパスフィルタ65,66
を経て、加算器67,68に与えられる。Further, the drift error detector 60 extracts a drift error that does not rotate the phase for the I channel and the Q channel from the error components in the demodulated outputs I CH, Q CH . This drift error is caused by the low pass filters 65 and 66.
To the adders 67 and 68.
【0056】加算器67,68は、このドリフト誤差を
ドリフト補償信号として利得制御部63,64の出力に
加算することによって、位相回転部32の出力におけ
る、位相回転しないドリフト誤差を補償する。従って、
入力信号IF INにおける、変調入力自体が有する、
直流成分の規定レベルからのずれを補償することができ
る。The adders 67 and 68 add the drift error as drift compensation signals to the outputs of the gain control units 63 and 64, thereby compensating for the drift error in which the phase rotation unit 32 does not rotate. Therefore,
The modulation input itself in the input signal IF IN has,
The deviation of the DC component from the specified level can be compensated.
【0057】図2に示された実施例によれば、準同期検
波復調回路において、位相回転部以前において発生した
復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償と、これ
によって補償されない、変調側において発生した、変調
入力信号自体が有する振幅と直流成分のずれに対する補
償とをそれぞれのチャネルにおいて別個に行うので、準
同期検波復調回路における、復調信号の振幅と直流成分
のずれに対する補償をより完全に行うことができる。According to the embodiment shown in FIG. 2, in the quasi-synchronous detection demodulation circuit, compensation is made for the deviation of the amplitude and DC component of the demodulation signal generated before the phase rotation part, and on the modulation side which is not compensated by this. Since the generated amplitude of the modulated input signal itself and the compensation of the deviation of the DC component are separately performed in each channel, the compensation of the deviation of the amplitude and the DC component of the demodulated signal in the quasi-synchronous detection demodulation circuit can be more completely compensated. It can be carried out.
【0058】図3は、本発明の実施例(2)を示したも
のであって、図2におけると同じものを同じ番号で示
し、71,72は位相回転部、73,74,75,76
は加算器である。FIG. 3 shows an embodiment (2) of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 2 are indicated by the same numbers, and 71 and 72 are phase rotation parts, 73, 74, 75 and 76.
Is an adder.
【0059】位相回転部71は、利得誤差検出部59に
おいて求められた、位相回転しない利得誤差に対して、
DVCO34から与えられる位相回転信号cosθ,s
inθを用い、位相回転部69と同様の位相回転を行っ
て、位相回転部32における位相回転θと逆の位相回転
(−θ)を与えることによって、位相回転前の利得誤差
を求める。The phase rotation unit 71 receives the gain error obtained by the gain error detection unit 59 without phase rotation,
Phase rotation signal cos θ, s given from DVCO 34
By using inθ, the same phase rotation as that of the phase rotation unit 69 is performed, and the phase rotation (−θ) opposite to the phase rotation θ in the phase rotation unit 32 is given to obtain the gain error before the phase rotation.
【0060】加算器73,74は、位相回転部69の出
力と、位相回転部71の出力とを加算して、可変利得増
幅器18,19に与える。可変利得増幅器18,19
は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行う
ことによって、位相回転部32の出力における、位相回
転する利得誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償す
る。The adders 73 and 74 add the output of the phase rotator 69 and the output of the phase rotator 71 and give them to the variable gain amplifiers 18 and 19. Variable gain amplifier 18, 19
Performs gain control using this gain error as a gain control signal, thereby compensating for the gain error in which the phase is rotated and the gain error in which the phase is not rotated in the output of the phase rotation unit 32.
【0061】位相回転部72は、ドリフト誤差検出部6
0において求められた、位相回転しないドリフト誤差に
対して、DVCO34から与えられる位相回転信号co
sθ,sinθを用い、位相回転部70と同様の位相回
転を行って、位相回転部32における位相回転θと逆の
位相回転(−θ)を与えることによって、位相回転前の
ドリフト誤差を求める。The phase rotation section 72 includes a drift error detection section 6
0 for the drift error without phase rotation, the phase rotation signal co supplied from the DVCO 34
By using sθ and sinθ, the same phase rotation as that of the phase rotation unit 70 is performed, and a phase rotation (−θ) opposite to the phase rotation θ of the phase rotation unit 32 is given to obtain the drift error before the phase rotation.
【0062】加算器75,76は、位相回転部70の出
力と、位相回転部72の出力とを加算して、加算器2
0,21に与える。加算器20,21は、このドリフト
誤差をドリフト補償信号として可変利得増幅器18,1
9の出力に加算することによって、位相回転部32の出
力における、位相回転するドリフト誤差と、位相回転し
ないドリフト誤差とを補償する。The adders 75 and 76 add the output of the phase rotation unit 70 and the output of the phase rotation unit 72, and adder 2
Give to 0,21. The adders 20 and 21 use the drift error as a drift compensation signal and the variable gain amplifiers 18 and 1 respectively.
By adding to the output of 9, the phase rotation drift error and the phase non-rotation drift error in the output of the phase rotation unit 32 are compensated.
【0063】図3に示された実施例によれば、変調器側
において発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直
流成分のずれに対する補償のための制御信号を、準同期
検波復調回路において、位相回転部以前において発生し
た復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償のため
の制御信号と、同じ位相回転状態として加算して、位相
回転部以前において補償を行うようにしたので、復調側
において発生した振幅と直流成分のずれと、変調側にお
いて発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成
分のずれとを、ともに補償することができる。According to the embodiment shown in FIG. 3, the quasi-synchronous detection demodulation circuit provides the control signal for compensating for the deviation of the amplitude and DC component of the modulation input signal itself, which is generated on the modulator side, in the quasi-synchronous detection demodulation circuit. Since the same phase rotation state is added with the control signal for compensating for the deviation of the demodulation signal and DC component generated before the phase rotation section, the compensation is performed before the phase rotation section. It is possible to compensate both the deviation of the generated amplitude and the DC component and the deviation of the amplitude and the DC component of the modulation input signal itself, which occurs on the modulation side.
【0064】図4は、本発明の実施例(3)を示したも
のであって、図2におけると同じものを同じ番号で示
し、81,82は位相回転部、83,84,85,86
はローパスフィルタ、87,88は位相回転部、89,
90,91,92は加算器、93,94は可変利得増幅
器、95,96は加算器である。FIG. 4 shows an embodiment (3) of the present invention, in which the same parts as those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and 81 and 82 are phase rotation parts, 83, 84, 85 and 86.
Is a low pass filter, 87 and 88 are phase rotators, 89 and
90, 91 and 92 are adders, 93 and 94 are variable gain amplifiers, and 95 and 96 are adders.
【0065】位相回転部81は、利得誤差検出部57に
おいて求められた、位相回転する利得誤差に対して、D
VCO34から与えられる位相回転信号cosθ,si
nθを用い、位相回転部69と同様の位相回転を行っ
て、位相回転(−θ)を与えることによって、位相回転
しないときの利得誤差を求める。この利得誤差から、ロ
ーパスフィルタ83,84によって、直流分を求める。The phase rotation unit 81 receives the D error with respect to the gain error of the phase rotation obtained by the gain error detection unit 57.
Phase rotation signal cos θ, si given from VCO 34
By using nθ, the same phase rotation as that of the phase rotation unit 69 is performed, and the phase rotation (−θ) is given to obtain the gain error when the phase is not rotated. From this gain error, the DC component is obtained by the low pass filters 83 and 84.
【0066】位相回転部87は、ローパスフィルタ8
3,84からの利得誤差の直流分に対して、DVCO3
4から与えられる位相回転信号cosθ,sinθを用
い、位相回転部32と同様の位相回転を行って、位相回
転(θ)を与えることによって、位相回転したときの利
得誤差を求める。The phase rotator 87 includes a low pass filter 8
For the DC component of the gain error from 3,84, DVCO3
By using the phase rotation signals cos θ and sin θ given from 4, the phase rotation similar to that of the phase rotation unit 32 is performed and the phase rotation (θ) is given to obtain the gain error when the phase is rotated.
【0067】加算器89,90は、ローパスフィルタ6
1,62からの位相回転しない利得誤差と、位相回転部
87からの位相回転する利得誤差とを加算して、可変利
得増幅器93,94に与える。可変利得増幅器93,9
4は、この利得誤差を利得制御信号として利得制御を行
うことによって、復調出力における、位相回転する利得
誤差と、位相回転しない利得誤差とを補償する。The adders 89 and 90 are the low-pass filter 6
The gain error from which the phase is not rotated from 1, 62 and the gain error from which the phase is rotated from the phase rotating unit 87 are added and given to the variable gain amplifiers 93 and 94. Variable gain amplifier 93, 9
4 performs gain control by using this gain error as a gain control signal, thereby compensating the gain error in which the phase is rotated and the gain error in which the phase is not rotated in the demodulation output.
【0068】位相回転部82は、ドリフト誤差検出部5
8において求められた、位相回転するドリフト誤差に対
して、DVCO34から与えられる位相回転信号cos
θ,sinθを用い、位相回転部70と同様の位相回転
を行って、位相回転(−θ)を与えることによって、位
相回転しないときのドリフト誤差を求める。このドリフ
ト誤差から、ローパスフィルタ85,86によって、直
流分を求める。The phase rotation unit 82 includes the drift error detection unit 5
The phase rotation signal cos given from the DVCO 34 with respect to the drift error of phase rotation obtained in 8
By using θ and sin θ, the same phase rotation as that of the phase rotation unit 70 is performed and the phase rotation (−θ) is given to obtain the drift error when the phase is not rotated. From this drift error, the DC component is obtained by the low pass filters 85 and 86.
【0069】位相回転部88は、ローパスフィルタ8
5,86からのドリフト誤差の直流分に対して、DVC
O34から与えられる位相回転信号cosθ,sinθ
を用い、位相回転部32と同様の位相回転を行って、位
相回転(θ)を与えることによって、位相回転したとき
のドリフト誤差を求める。The phase rotator 88 includes a low pass filter 8
For the DC component of the drift error from 5,86,
Phase rotation signals cos θ, sin θ given from O34
The phase error is obtained by performing the same phase rotation as that of the phase rotation unit 32 and giving the phase rotation (θ).
【0070】加算器91,92は、ローパスフィルタ6
5,66からの位相回転しないドリフト誤差と、位相回
転部88からの位相回転するドリフト誤差とを加算し
て、加算器95,96に与える。加算器95,96は、
このドリフト誤差を可変利得増幅器93,94からの信
号に加算してドリフト制御を行うことによって、復調出
力における、位相回転するドリフトと、位相回転しない
ドリフトとを補償する。The adders 91 and 92 are the low-pass filter 6
The drift error that the phase does not rotate from 5, 66 and the drift error that the phase rotates from the phase rotating unit 88 are added and given to the adders 95 and 96. The adders 95 and 96 are
The drift error is added to the signals from the variable gain amplifiers 93 and 94 to perform drift control, thereby compensating for the drift of phase rotation and the drift of non-phase rotation in the demodulation output.
【0071】なおこれらの場合における、利得誤差検出
部57,ドリフト誤差検出部58に対する入力として
は、復調出力ICH, QCHにおける正規復調レベルからの
位相回転する振幅誤差とドリフト誤差とを使用し、利得
誤差検出部59,ドリフト誤差検出部60に対する入力
としては、復調出力ICH, QCHにおける正規復調レベル
からの位相回転しない振幅誤差とドリフト誤差とを使用
する。In these cases, as the inputs to the gain error detection unit 57 and the drift error detection unit 58, the amplitude error and the drift error of the phase rotation from the normal demodulation level in the demodulation outputs I CH and Q CH are used. As the inputs to the gain error detection unit 59 and the drift error detection unit 60, the amplitude error and the drift error which do not rotate the phase from the normal demodulation level in the demodulation outputs I CH and Q CH are used.
【0072】図4に示された実施例によれば、変調側に
おいて発生した、準同期検波復調回路における、位相回
転部以前において発生した復調信号の振幅と直流成分の
ずれに対する補償のための制御信号を、変調入力信号自
体が有する振幅と直流成分のずれに対する補償のための
制御信号と、同一位相回転状態として加算して、位相回
転部以後において補償を行うようにしたので、復調側に
おいて発生した振幅と直流成分のずれと、変調側におい
て発生した、変調入力信号自体が有する振幅と直流成分
のずれとを、ともに補償することができる。この実施例
の方法は、復調出力の位相回転後において、すべての処
理を行うことができるので、LSI化する場合等に便利
である。According to the embodiment shown in FIG. 4, the control for compensating for the deviation of the amplitude and DC component of the demodulation signal generated before the phase rotation section in the quasi-synchronous detection demodulation circuit generated on the modulation side. The signal is added as a phase rotation state with the control signal for compensating for the deviation of the amplitude and DC component of the modulation input signal itself, and the compensation is performed after the phase rotation unit. It is possible to compensate both the deviation of the amplitude and the DC component and the deviation of the amplitude and the DC component of the modulation input signal itself generated on the modulation side. The method of this embodiment can perform all the processes after the phase rotation of the demodulation output, and is therefore convenient when implementing an LSI.
【0073】[0073]
【発明の効果】以上説明したように本発明によれば、準
同期検波復調回路において、位相回転部以前において発
生した復調信号の振幅と直流成分のずれに対する補償
と、変調側において発生した、変調入力信号自体が有す
る振幅と直流成分のずれに対する補償とを同時に行うこ
とができるので、準同期検波復調回路における、信号品
質向上の上で、極めて効果的である。As described above, according to the present invention, in the quasi-synchronous detection demodulation circuit, compensation for the deviation of the amplitude and DC component of the demodulation signal generated before the phase rotation section and the modulation generated on the modulation side are performed. Since the amplitude of the input signal itself and the deviation of the DC component can be compensated for at the same time, it is extremely effective in improving the signal quality in the quasi-synchronous detection demodulation circuit.
【図1】本発明の原理的構成を示す図である。FIG. 1 is a diagram showing a principle configuration of the present invention.
【図2】本発明の実施例(1)を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an embodiment (1) of the present invention.
【図3】本発明の実施例(2)を示す図である。FIG. 3 is a diagram showing an embodiment (2) of the present invention.
【図4】本発明の実施例(3)を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an embodiment (3) of the present invention.
【図5】従来の復調回路を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing a conventional demodulation circuit.
【図6】従来の準同期検波復調回路を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a conventional quasi-coherent detection demodulation circuit.
【図7】位相回転部の構成を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a configuration of a phase rotation unit.
【図8】DVCOの構成を示す図である。FIG. 8 is a diagram showing a configuration of a DVCO.
【図9】変調側の概略構成を示す図である。FIG. 9 is a diagram showing a schematic configuration on a modulation side.
1 直交検波器 2 位相回転部 3 利得誤差検出手段 3A 位相回転手段 4I 利得制御手段 4Q 利得制御手段 5 利得誤差検出手段 6I 利得制御手段 6Q 利得制御手段 7 ドリフト誤差検出手段 7A 位相回転手段 8I ドリフト補償手段 8Q ドリフト補償手段 9 ドリフト誤差検出手段 10I ドリフト補償手段 10Q ドリフト補償手段 71 位相回転部 72 位相回転部 73 加算器 74 加算器 75 加算器 76 加算器 81 位相回転部 82 位相回転部 87 位相回転部 88 位相回転部 89 加算器 90 加算器 91 加算器 92 加算器 93 可変利得増幅器 94 可変利得増幅器 95 加算器 96 加算器DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Quadrature detector 2 Phase rotation part 3 Gain error detection means 3A Phase rotation means 4 I Gain control means 4 Q Gain control means 5 Gain error detection means 6 I Gain control means 6 Q gain control means 7 Drift error detection means 7A Phase rotation Means 8 I Drift Compensation Means 8 Q Drift Compensation Means 9 Drift Error Detection Means 10 I Drift Compensation Means 10 Q Drift Compensation Means 71 Phase Rotation Units 72 Phase Rotation Units 73 Adders 74 Adders 75 Adders 76 Adders 81 Phase Rotation Units 82 phase rotator 87 phase rotator 88 phase rotator 89 adder 90 adder 91 adder 92 adder 93 variable gain amplifier 94 variable gain amplifier 95 adder 96 adder
Claims (3)
なる直交検波信号を出力する直交検波器(1)と、該直
交検波信号を位相回転して位相回転のない復調信号I,
Qを出力する位相回転部(2)とを有する準同期検波復
調回路において、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第1の利得誤差検出手段(3)
と、 該位相回転する利得誤差に対して前記位相回転部(2)
における位相回転と逆の位相回転を付与する第1の位相
回転手段(3A)と、 前記直交検波信号に対して該第1の位相回転手段(3
A)からの利得誤差を補償する第1の利得制御手段(4
I,4Q )と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転しない利得誤差を求める第2の利得誤差検出手段
(5)と、 前記位相回転後の信号に対して該第2の利得誤差検出手
段(5)からの利得誤差を補償する第2の利得制御手段
(6I,6Q )と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転するドリフト誤差を求める第1のドリフト誤差検出手
段(7)と、 該位相回転するドリフト誤差に対して前記位相回転部
(2)における位相回転と逆の位相回転を付与する第2
の位相回転手段(7A)と、 前記直交検波信号に対して該第2の位相回転手段(7
A)からのドリフト誤差を補償する第1のドリフト補償
手段(8I,8Q )と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転しないドリフト誤差を求める第2のドリフト誤差検出
手段(9)と、 前記位相回転後の信号に対して該第2のドリフト誤差検
出手段(9)からのドリフト誤差を補償する第2のドリ
フト補償手段(10I,10Q )とを設けたことを特徴と
する準同期検波復調回路。1. A quadrature detector (1) for quasi-coherently detecting a quadrature-modulated wave and outputting a quadrature detection signal consisting of two sequences, and a demodulation signal I which rotates the quadrature detection signal in phase without phase rotation.
In a quasi-synchronous detection demodulation circuit having a phase rotation section (2) for outputting Q, first gain error detection means (3) for obtaining a phase rotation gain error from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q.
And the phase rotation unit (2) for the gain error of rotating the phase.
A first phase rotation means (3A) for imparting a phase rotation opposite to that of the first phase rotation means (3A) for the quadrature detection signal.
First gain control means (4) for compensating the gain error from A).
I, 4 Q ), second gain error detection means (5) for obtaining a gain error without phase rotation from the normal demodulated output in the demodulated signals I and Q, and the second gain error detection means (5) for the signal after the phase rotation. Second gain control means (6 I, 6 Q ) for compensating for the gain error from the gain error detection means (5), and for obtaining a drift error in phase rotation from the normal demodulated output in the demodulated signals I, Q. No. 1 drift error detection means (7), and second phase rotation means for imparting a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation part (2) to the drift error of the phase rotation.
And a second phase rotation means (7A) for the quadrature detection signal.
A) first drift compensating means (8 I, 8 Q ) for compensating the drift error from A), and second drift error detecting means for finding a drift error in the demodulated signals I and Q without phase rotation from the normal demodulation output. (9) and second drift compensating means (10 I, 10 Q ) for compensating the drift error from the second drift error detecting means (9) for the phase-rotated signal. A quasi-synchronous detection demodulation circuit characterized by.
号を出力する直交検波器(1)と、該2系列の信号の位
相回転を補正して復調信号I,Qを出力する位相回転部
(2)とを有する準同期検波復調回路において、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第1の利得誤差検出手段(3)
と、 該利得誤差に対して前記位相回転部(2)における位相
回転と逆の位相回転を付与する第1の位相回転手段(3
A)と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転しない利得誤差を求める第2の利得誤差検出手段
(5)と、 該第2の利得誤差検出手段(5)からの利得誤差に前記
位相回転部(2)における位相回転と逆の位相回転を付
与する位相回転部(71)と、 前記第1の位相回転手段(3A)からの利得誤差と、位
相回転部(71)からの利得誤差とを加算する加算器
(73,74)と、 前記直交検波信号に対して該加算器(73,74)から
の利得誤差を補償する利得制御手段(4I,4Q )と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転するドリフト誤差を求める第1のドリフト誤差検出手
段(7)と、 該ドリフト誤差に対して前記位相回転部(2)における
位相回転と逆の位相回転を付与する第2の位相回転手段
(7A)と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転しないドリフト誤差を求める第2のドリフト誤差検出
手段(9)と、 該第2のドリフト誤差検出手段(9)からのドリフト誤
差に前記位相回転部(2)における位相回転と逆の位相
回転を付与する位相回転部(72)と、 前記第2の位相回転手段(7A)からのドリフト誤差
と、位相回転部(72)からのドリフト誤差とを加算す
る加算器(75,76)と、 前記直交検波信号に対して該加算器(75,76)から
のドリフト誤差を補償するドリフト補償手段(8
I,8Q )とを設けたことを特徴とする準同期検波復調回
路。2. A quadrature detector (1) for quasi-coherently detecting a quadrature-modulated wave and outputting two series of signals, and a phase for correcting phase rotation of the two series of signals and outputting demodulated signals I, Q. In a quasi-synchronous detection demodulation circuit having a rotation section (2), first gain error detection means (3) for obtaining a gain error of phase rotation from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q.
And a first phase rotation means (3) for applying a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation part (2) to the gain error.
A), a second gain error detection means (5) for obtaining a gain error without phase rotation from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q, and a gain error from the second gain error detection means (5). A phase rotation part (71) for giving a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation part (2), a gain error from the first phase rotation means (3A), and a phase rotation part (71) And a gain control means (4 I, 4 Q ) for compensating the gain error from the adder (73, 74) with respect to the quadrature detection signal, A first drift error detecting means (7) for obtaining a drift error in which the phase of the demodulated signals I and Q is rotated from a normal demodulation output, and a drift error opposite to the phase rotation in the phase rotation part (2) with respect to the drift error. Second phase rotation that imparts phase rotation From the second drift error detection means (9), the second drift error detection means (9) for obtaining a drift error that does not rotate the phase from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q. To the drift error of the phase rotation unit (2), a phase rotation unit (72) that gives a phase rotation opposite to that of the phase rotation unit (2), a drift error from the second phase rotation unit (7A), and a phase rotation unit ( 72) and a drift compensating means (8) for compensating the drift error from the adder (75, 76) with respect to the quadrature detection signal.
I, 8 Q ) and a quasi-synchronous detection demodulator circuit.
号を出力する直交検波器(1)と、該2系列の信号の位
相回転を補正して復調信号I,Qを出力する位相回転部
(2)とを有する準同期検波復調回路において、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転する利得誤差を求める第1の利得誤差検出手段(3)
と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転しない利得誤差を求める第2の利得誤差検出手段
(5)と、 前記第1の利得誤差検出手段(3)からの利得誤差に前
記位相回転部(2)における位相回転と逆の位相回転を
付与する位相回転部(81)と、 該位相回転部(81)からの利得誤差の直流分に前記位
相回転部(2)における位相回転と同じ位相回転を付与
する位相回転部(87)と、 該位相回転部(87)からの利得誤差と、前記第2の利
得誤差検出手段(5)からの利得誤差とを加算する加算
器(89,90)と、 前記位相回転後の信号に対して該加算器(89,90)
からの利得誤差を補償する可変利得増幅器(93,9
4)と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転するドリフト誤差を求める第1のドリフト誤差検出手
段(7)と、 前記復調信号I,Qにおける正規復調出力からの位相回
転しないドリフト誤差を求める第2のドリフト誤差検出
手段(9)と、 該第1のドリフト誤差検出手段(7)からのドリフト誤
差に前記位相回転部(2)における位相回転と逆の位相
回転を付与する位相回転部(82)と、 該位相回転部(82)からのドリフト誤差の直流分に前
記位相回転部(2)における位相回転と同じ位相回転を
付与する位相回転部(88)と、 該位相回転部(88)からのドリフト誤差と、前記第2
のドリフト誤差検出手段(9)からのドリフト誤差とを
加算する加算器(91,92)と、 前記位相回転後の信号に対して該加算器(91,92)
からのドリフト誤差を補償する加算器(95,96)と
を設けたことを特徴とする準同期検波復調回路。3. A quadrature detector (1) for quasi-coherently detecting a quadrature-modulated wave and outputting two series of signals, and a phase for correcting phase rotation of the two series of signals and outputting demodulated signals I, Q. In a quasi-synchronous detection demodulation circuit having a rotation section (2), first gain error detection means (3) for obtaining a gain error of phase rotation from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q.
A second gain error detecting means (5) for obtaining a gain error without phase rotation from the normal demodulation output in the demodulated signals I and Q; and a gain error from the first gain error detecting means (3). A phase rotation unit (81) that gives a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotation unit (2), and a phase rotation in the phase rotation unit (2) to the DC component of the gain error from the phase rotation unit (81). A phase rotation unit (87) that gives the same phase rotation as the above, an adder that adds the gain error from the phase rotation unit (87) and the gain error from the second gain error detection means (5) ( 89, 90) and the adder (89, 90) for the signal after the phase rotation.
Gain amplifier (93, 9
4), first drift error detection means (7) for obtaining a phase rotating drift error from the normal demodulation output in the demodulation signals I and Q, and phase rotation from the normal demodulation output in the demodulation signals I and Q A second drift error detecting means (9) for obtaining a drift error and a drift error from the first drift error detecting means (7) are given a phase rotation opposite to the phase rotation in the phase rotating part (2). A phase rotation part (82), a phase rotation part (88) for imparting the same phase rotation as the phase rotation in the phase rotation part (2) to the DC component of the drift error from the phase rotation part (82), The drift error from the rotating part (88) and the second
Adder (91, 92) for adding the drift error from the drift error detection means (9), and the adder (91, 92) for the signal after the phase rotation.
And a quasi-synchronous detection demodulation circuit, which is provided with an adder (95, 96) for compensating for the drift error from the.
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30071092A JP3451398B2 (en) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP30071092A JP3451398B2 (en) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit |
Related Child Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP2002380025A Division JP3613344B2 (en) | 2002-12-27 | 2002-12-27 | Quasi-synchronous detection demodulation circuit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH06152676A true JPH06152676A (en) | 1994-05-31 |
JP3451398B2 JP3451398B2 (en) | 2003-09-29 |
Family
ID=17888162
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP30071092A Expired - Lifetime JP3451398B2 (en) | 1992-11-11 | 1992-11-11 | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP3451398B2 (en) |
Cited By (7)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08223237A (en) * | 1995-02-08 | 1996-08-30 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital demodulator |
US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
US6570441B1 (en) | 1999-11-05 | 2003-05-27 | Nec Corporation | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal |
US6751275B2 (en) | 2001-01-31 | 2004-06-15 | Nec Corporation | Demodulator and radio communication system using the same |
US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
JP2012235371A (en) * | 2011-05-06 | 2012-11-29 | Nec Corp | Demodulator and demodulation method |
US8652624B2 (en) | 2007-11-14 | 2014-02-18 | Dow Global Technologies Llc | Articles and methods of making the same |
Families Citing this family (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP4842186B2 (en) * | 2007-03-28 | 2011-12-21 | 日本無線株式会社 | Wireless receiver |
-
1992
- 1992-11-11 JP JP30071092A patent/JP3451398B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (8)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPH08223237A (en) * | 1995-02-08 | 1996-08-30 | Nippon Telegr & Teleph Corp <Ntt> | Digital demodulator |
US6483883B1 (en) | 1998-05-20 | 2002-11-19 | Nec Corporation | Automatic gain control type demodulation apparatus having single automatic gain control circuit |
US6570441B1 (en) | 1999-11-05 | 2003-05-27 | Nec Corporation | Incoherent demodulator and method of incoherently demodulating an IF signal |
US7031399B2 (en) | 2000-01-26 | 2006-04-18 | Nec Corporation | Demodulator having automatic quadrature control function |
US6751275B2 (en) | 2001-01-31 | 2004-06-15 | Nec Corporation | Demodulator and radio communication system using the same |
US8652624B2 (en) | 2007-11-14 | 2014-02-18 | Dow Global Technologies Llc | Articles and methods of making the same |
US9656446B2 (en) | 2007-11-14 | 2017-05-23 | Dow Global Technologies Llc | Articles and methods of making the same |
JP2012235371A (en) * | 2011-05-06 | 2012-11-29 | Nec Corp | Demodulator and demodulation method |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
JP3451398B2 (en) | 2003-09-29 |
Similar Documents
Publication | Publication Date | Title |
---|---|---|
US5268647A (en) | Method and arrangement of coherently demodulating PSK signals using a feedback loop including a filter bank | |
US4054838A (en) | QAM phase jitter and frequency offset correction system | |
JPH10308784A (en) | Demodulator | |
JP3371876B2 (en) | Demodulator with automatic quadrature control function | |
JPH09224059A (en) | Direct conversion fsk receiver | |
JP3451398B2 (en) | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit | |
AU678950B2 (en) | Digital demodulator | |
US4295222A (en) | Arrangement for restituting the clock for a receiver of data transmitted by phase modulation of a carrier | |
JP3570843B2 (en) | Phase modulator | |
JP3742257B2 (en) | Demodulator | |
JP2001136223A (en) | Demodulator and demodulating method | |
JPH09321814A (en) | Modulation accuracy adjustment and its device | |
JP3613344B2 (en) | Quasi-synchronous detection demodulation circuit | |
JP3444938B2 (en) | Quasi-synchronous detection and demodulation circuit | |
JP3439036B2 (en) | Quadrature and amplitude error compensation circuit | |
JPH059978B2 (en) | ||
JPH0690265A (en) | Sub-synchronous detection demodulation part | |
JP3006382B2 (en) | Frequency offset correction device | |
JPH1155338A (en) | Digital demodulator | |
JPH08223237A (en) | Digital demodulator | |
JPS6111494B2 (en) | ||
JP2707797B2 (en) | Quadrature modulator | |
JP3261755B2 (en) | Quasi-synchronous detection demodulation unit | |
JPS6173459A (en) | Delay detecting circuit device of dpsk signal | |
JPS5870664A (en) | Msk demodulation circuit |
Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A01 | Written decision to grant a patent or to grant a registration (utility model) |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A01 Effective date: 20030603 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20080718 Year of fee payment: 5 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20090718 Year of fee payment: 6 |
|
FPAY | Renewal fee payment (event date is renewal date of database) |
Free format text: PAYMENT UNTIL: 20100718 Year of fee payment: 7 |