JPH06147949A - Mass flowmeter - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To provide a mass flowmeter using phase amplifying means wherein pickup signal on the up- and down-stream sides is made high frequency by frequency multiplication (k times), due to phase synchronous circuit, o that phase shift at high frequency is k times of phase shift PHI at the pickup signal. CONSTITUTION:The title mass flowmeter comprises a pair of detectors that detect a symmetrical deflection vibration, frequency multiplication circuits 72, 74, 76, 78 (80) and 82 (84) that multiplies frequency of output signal 20a and 20b obtained from those detectors, and means 86, 88, 90, 92, 94, 96 and 98 that obtain a pair of data string by quantizing a pair of signal processed with frequency multiplication. Further, a means 100 for obtaining phase difference, obtained by performing complex Foutier conversion with the pair of data string, at vibration frequency of piping, and a means for obtaining mass flow rate from the phase difference, are provided.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】本発明は、コリオリの力により発
生する配管の上流側と下流側での流体の質量と速度によ
る配管の振動の位相差を検出して、流体の流量を検出す
るよう構成した質量流量計に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention detects the flow rate of a fluid by detecting the phase difference of the vibration of the fluid due to the mass and velocity of the fluid on the upstream and downstream sides of the fluid generated by the Coriolis force. It relates to a configured mass flow meter.

【０００２】[0002]

【従来の技術】図７は、コリオリ式質量流量計の動作原
理を示すものである。すなわち、図７において、参照符
号１０は測定流体が流れるＵ字配管を示し、このＵ字配
管１０の先端中央部には永久磁石１２が固定されると共
に、このＵ字配管１０の両端は基台１４に固定されてい
る。参照符号１６はＵ字配管１０を挾み込むようにして
設けられた電磁駆動用コイル、参照符号１８は電磁駆動
用コイル１６を保持する支持枠を示し、この支持枠１８
は基台１４にしっかりと固定されている。Ｕ字配管１０
は、音叉のように、基台１４の部分が振動の節点となっ
て、振動エネルギを失うことが少ない構成となってい
る。参照符号２０、２２は、Ｕ字配管１０の両脚の変位
を検出するための電磁ピックアップを示す。2. Description of the Related Art FIG. 7 shows the operating principle of a Coriolis mass flowmeter. That is, in FIG. 7, reference numeral 10 indicates a U-shaped pipe through which the measurement fluid flows, a permanent magnet 12 is fixed to the center of the tip of the U-shaped pipe 10, and both ends of the U-shaped pipe 10 are a base. It is fixed at 14. Reference numeral 16 indicates an electromagnetic drive coil provided so as to sandwich the U-shaped pipe 10, and reference numeral 18 indicates a support frame for holding the electromagnetic drive coil 16.
Is firmly fixed to the base 14. U-shaped piping 10
Has a structure in which, like a tuning fork, the portion of the base 14 serves as a node of vibration, and the vibration energy is less likely to be lost. Reference numerals 20 and 22 denote electromagnetic pickups for detecting the displacement of both legs of the U-shaped pipe 10.

【０００３】しかるに、電磁駆動用コイル１６と、これ
に対抗するＵ字配管１０に固定された永久磁石１２との
間に働く電磁力により、Ｕ字配管１０をその固有振動数
で振動［Ｓｉｎ（ωｔ）］すると、Ｕ字配管１０内を流
れる流体にコリオリの力が発生する。図８は、このＵ字
配管１０の振動の様子を示すものである。この場合、コ
リオリ力の大きさは、Ｕ字配管１０内を流れる流体の質
量とその速度に比例し、力の方向は流体の運動方向とＵ
字配管１０を励振する角速度のベクトル積の方向に一致
する。また、Ｕ字配管１０の流量の入力側と出力側で
は、流体の方向が正反対となるので、両脚側のコリオリ
力によって、Ｕ字配管１０に捩じりのトルクが発生す
る。このトルクは励振周波数と同一の周波数で変化し、
その振幅値は流体の質量流量に比例する。However, the electromagnetic force acting between the electromagnetic drive coil 16 and the permanent magnet 12 fixed to the U-shaped pipe 10 facing it causes the U-shaped pipe 10 to vibrate at its natural frequency [Sin ( ωt)], Coriolis force is generated in the fluid flowing in the U-shaped pipe 10. FIG. 8 shows how the U-shaped pipe 10 vibrates. In this case, the magnitude of the Coriolis force is proportional to the mass of the fluid flowing in the U-shaped pipe 10 and its velocity, and the direction of the force is the direction of movement of the fluid and U
It coincides with the direction of the vector product of the angular velocities that excite the character pipe 10. Further, since the flow directions of the fluids in the U-shaped pipe 10 on the input side and the output side are opposite, a twisting torque is generated in the U-shaped pipe 10 due to the Coriolis force on both legs. This torque changes at the same frequency as the excitation frequency,
Its amplitude value is proportional to the mass flow rate of the fluid.

【０００４】図９は、前記捩じりトルクによって生じる
振動モードを示す。この捩じり振動のトルクの振幅を、
ピックアップ２０、２２で検出〔上流側：Ｓｉｎ（ωｔ
−α）、下流側：Ｓｉｎ（ωｔ＋α）〕すれば、質量流
量を知ることができることになる。FIG. 9 shows a vibration mode generated by the torsion torque. The torque amplitude of this torsional vibration is
Detected by pickups 20 and 22 [Upstream side: Sin (ωt
-Α), downstream side: Sin (ωt + α)], the mass flow rate can be known.

【０００５】しかし、実際のＵ字配管１０の振動は、電
磁駆動用コイル１６による励振振動にコリオリ力による
捩じれ振動が重畳された形となり、上流側はＳｉｎ（ω
ｔ−α）、下流側はＳｉｎ（ωｔ＋α）の形で表わされ
る。従って、ピックアップ２０、２２で検出される信号
ｅ₁ 、ｅ₂ は、図１０に示すように、位相差（Δｔ）の
生じた波形となり、この位相差は配管および励振周波数
によって異なる。例えば、Ｕ字配管が１５Ａの場合、Ｕ
字配管の共振周波数を８０Ｈｚとすると、最大流量（１
８０Ｋｇ／ｍｉｎ）で約１２０μＳの位相差が生じ、こ
の１／２０のレンジにおいて１％の分解能を補償しなけ
ればならない。従って、６０ｎＳの時間計測分解能が必
要となる。However, the actual vibration of the U-shaped pipe 10 is a form in which the torsional vibration due to the Coriolis force is superimposed on the vibration excited by the electromagnetic drive coil 16, and Sin (ω
t-α), and the downstream side is represented by Sin (ωt + α). Therefore, the signals e ₁ and e ₂ detected by the pickups 20 and 22 have a waveform having a phase difference (Δt) as shown in FIG. 10, and this phase difference varies depending on the piping and the excitation frequency. For example, if the U-shaped pipe is 15A, U
If the resonance frequency of the pipe is 80Hz, the maximum flow rate (1
A phase difference of about 120 μS occurs at 80 Kg / min), and 1% resolution must be compensated for in this 1/20 range. Therefore, a time measurement resolution of 60 nS is required.

【０００６】この位相測定には種々の方法があるが、最
も簡単な手法は、基準クロックにより時間差ゲートをカ
ウントすることである。図１１に、このカウンタ法によ
るブロック回路図を示す。上流側ピックアップ信号２０
ａ、下流側ピックアップ信号２２ａをそれぞれ増幅器２
４、２４で増幅し、コンパレータ２６、２６により２値
化し、論理回路２８によりこの２値化信号の排他論理和
演算を行い、上流側および下流側ピックアップ信号２０
ａ、２２ａの時間差に相当するパルス幅のゲートパルス
３０を得て、このパルス幅の間、カウンタ３２で基準ク
ロック３４によりそのパルス数を計測する手法である。
なお、この場合の基準クロック２７の周波数は２０ＭＨ
ｚ以上が必要である。There are various methods for this phase measurement, but the simplest method is to count the time difference gate by the reference clock. FIG. 11 shows a block circuit diagram of this counter method. Upstream pickup signal 20
a, the pickup signal 22a on the downstream side is supplied to the amplifier 2
Amplification by 4 and 24, binarization by the comparators 26 and 26, exclusive OR calculation of the binarized signal by the logic circuit 28, and the upstream and downstream pickup signals 20
This is a method in which the gate pulse 30 having a pulse width corresponding to the time difference between a and 22a is obtained, and the pulse number is measured by the reference clock 34 by the counter 32 during this pulse width.
The frequency of the reference clock 27 in this case is 20 MHz.
z or more is required.

【０００７】ところで、このＵ字配管をプラントに用い
た場合、屈曲しているために圧損が大きく、配管内の清
掃が困難となる問題点がある。このため、直管の配管を
用いる直管式のコリオリ流量計も提案されている。By the way, when this U-shaped pipe is used in a plant, there is a problem that it is difficult to clean the inside of the pipe because the pressure loss is large because it is bent. Therefore, a straight pipe type Coriolis flowmeter using a straight pipe has also been proposed.

【０００８】図１２は、直管式のコリオリ流量計の構成
を示すものである。図１２において、参照符号３６は測
定流体が流れる直管で、その中央部には永久磁石３８が
固定され、直管３６の両端は基台４０に固定されてい
る。参照符号４２は直管３６を挾み込むようにして設け
られた電磁駆動用コイルを示し、また参照符号４４は電
磁駆動用コイル４２を保持する支持枠を示し、この支持
枠４４は基台４０にしっかりと固定されている。さら
に、参照符号２０、２２は電磁ピックアップを示す。な
お、この直管方式では、流体の通過する配管の剛性が高
く、Ｕ字配管程撓み難く、前記の時間差が微小になる欠
点がある。FIG. 12 shows the structure of a straight pipe type Coriolis flowmeter. In FIG. 12, reference numeral 36 is a straight pipe through which the measurement fluid flows, a permanent magnet 38 is fixed to the central portion thereof, and both ends of the straight pipe 36 are fixed to a base 40. Reference numeral 42 indicates an electromagnetic drive coil provided so as to sandwich the straight pipe 36, reference numeral 44 indicates a support frame for holding the electromagnetic drive coil 42, and the support frame 44 is firmly attached to the base 40. Has been fixed. Further, reference numerals 20 and 22 denote electromagnetic pickups. Note that this straight pipe system has drawbacks that the rigidity of the pipe through which the fluid passes is high, the U-shaped pipe is less likely to bend, and the time difference is small.

【０００９】例えば、直管３６が１５Ａの場合、この直
管３６の共振周波数は１ＫＨｚとなり、最大流量（１８
Ｋｇ／ｍｉｎ）で約２μＳの位相差が生じ、この１／２
０のレンジにおいて１％の分解能で測定する必要があ
る。従って、１ｎＳの時間計測分解能が必要である。カ
ウンタ法による測定では、１ＧＨｚの基準クロックが必
要となり、実際には製作不可能であり、また可能として
もピックアップ信号から時間差信号を得るためにコンパ
レータを使用するが、これには入力信号の不感帯の問題
によるジッタが発生（コンパレータの出力が「０」また
は「１」でもない中途半端なレベルを不感帯と称し、入
力信号がこの不感帯をどれだけ早く過ぎるかが大きく影
響する。）し、１ｎＳの精度が得られるかは疑問であ
る。For example, when the straight pipe 36 is 15 A, the resonance frequency of the straight pipe 36 is 1 KHz, and the maximum flow rate (18
Kg / min) causes a phase difference of about 2 μS.
It is necessary to measure with a resolution of 1% in the 0 range. Therefore, a time measurement resolution of 1 nS is required. In the measurement by the counter method, a reference clock of 1 GHz is required, which cannot be manufactured in practice, and even if possible, a comparator is used to obtain the time difference signal from the pickup signal. Jitter occurs due to a problem (a halfway level where the output of the comparator is not "0" or "1" is called a dead zone, and how quickly the input signal passes through this dead zone greatly affects), and the accuracy of 1 nS. It is doubtful that will be obtained.

【００１０】このため、従来においては、図１３に示す
回路構成により測定を行っている。すなわち、上流側ピ
ックアップ信号２０ａと、下流側ピックアップ信号２２
ａとの減算〔Ｓｉｎ（ωｔ＋α）−Ｓｉｎ（ωｔ−α）
＝Ｃｏｓ（ω）・Ｓｉｎ（α）〕を減算器４６により行
い、Ｓｉｎ（α）が振幅となる微弱（周期が１ｍｓに対
して位相αが０．１ｎＳ）な位相信号を得て、これを増
幅器４８により高増幅すると共に、低域フィルタ５０に
よりノイズ成分を除去した後、全波整流・検波器５２で
Ｂ・Ｓｉｎ（α）なる直流レベルを得た後、Ａ／Ｄ変換
器５４によりＳｉｎ（α）のディジタル値を求め、これ
より位相差αを算出していた。Therefore, conventionally, the measurement is performed by the circuit configuration shown in FIG. That is, the upstream pickup signal 20a and the downstream pickup signal 22
Subtraction with a [Sin (ωt + α) -Sin (ωt-α)
= Cos (ω) · Sin (α)] is performed by the subtractor 46 to obtain a weak phase signal (Phase α is 0.1 nS for a period of 1 ms) whose amplitude is Sin (α), and this is obtained. The amplifier 48 performs high amplification, the low-pass filter 50 removes noise components, the full-wave rectifier / detector 52 obtains a DC level of B · Sin (α), and the A / D converter 54 then Sin. The digital value of (α) is obtained, and the phase difference α is calculated from this.

【００１１】しかしながら、この手法によれば、増幅器
のオフセット電流および電圧の温度ドリフトを受け、特
に温度環境の悪いプラントでは指示値の誤差が大きくな
り、１％の精度が得られなくなる。However, according to this method, the offset current of the amplifier and the temperature drift of the voltage are subjected to the temperature drift, and the error of the indicated value becomes large especially in the plant where the temperature environment is bad, and the accuracy of 1% cannot be obtained.

【００１２】一方、増幅器等の温度ドリフトの影響を受
け難い手法として、ディジタル信号処理の複素フーリエ
変換により位相差を求める手法がある。図１４は、この
手法を実施するブロック回路を示すｍｋである。この場
合、上流側および下流側のピックアップ信号２０ａ、２
２ａは、それぞれ増幅器５６、５６で増幅し、これをサ
ンプルホールド回路５８、５８でサンプリングを行い、
サンプリングレベルをＡ／Ｄ変換器６０、６０によりデ
ィジタル化し、データメモリ６２に蓄積する。ディジタ
ル・シグナル・プロセッサ６４は、データメモリ６２に
蓄積された離散化ディジタル値のデータ列に対して、ノ
イズ成分を除去するディジタルフィルタリングおよび周
波数解析を行い、各周波数での実部および虚部の成分を
求める複素フーリエ変換を行い、電磁コイルでの励振周
波数での実部および虚部による位相を求めることができ
る。On the other hand, as a method less susceptible to the temperature drift of an amplifier or the like, there is a method of obtaining a phase difference by a complex Fourier transform of digital signal processing. FIG. 14 is an mk showing a block circuit that implements this technique. In this case, the upstream and downstream pickup signals 20a, 2
2a is amplified by amplifiers 56 and 56, respectively, and is sampled by sample and hold circuits 58 and 58,
The sampling level is digitized by the A / D converters 60, 60 and stored in the data memory 62. The digital signal processor 64 performs digital filtering for removing noise components and frequency analysis on the data string of the discretized digital values stored in the data memory 62, and the real part and imaginary part components at each frequency. By performing the complex Fourier transform to obtain the phase, it is possible to obtain the phase due to the real part and the imaginary part at the excitation frequency in the electromagnetic coil.

【００１３】この複素フーリエ変換による位相測定の原
理につき以下に説明する。まず、時間関数ｆ（ｔ）のフ
ーリエ変換をＦ（Ｕ）とすると、Ｆ（Ｕ）は次式で表わ
される。The principle of phase measurement by the complex Fourier transform will be described below. First, assuming that the Fourier transform of the time function f (t) is F (U), F (U) is expressed by the following equation.

【００１４】[0014]

【数１】 [Equation 1]

【００１５】次に、この時間ｔをａだけずらした時間関
数ｆ（ｔ＋ａ）のフーリエ変換をＦ（Ｕ′）とし、以下
の式で表わすことができる。Next, the Fourier transform of the time function f (t + a) obtained by shifting the time t by a is defined as F (U ') and can be expressed by the following equation.

【００１６】[0016]

【数２】 [Equation 2]

【００１７】すなわち、時間軸上での位相の進みは、周
波数領域での位相の進みとなることが、上記式により判
明した。前記説明により、前段でディジタルフィルタに
より、電磁コイルでの励振周波数ωの成分のみを選択す
るため、複素フーリエ変換結果は図１５に示すようにな
る。That is, it has been found from the above equation that the phase lead on the time axis is the phase lead in the frequency domain. According to the above description, since only the component of the excitation frequency ω in the electromagnetic coil is selected by the digital filter in the previous stage, the complex Fourier transform result is as shown in FIG.

【００１８】従って、Ｆ（Ｕ）＝Ａ＋ｊＢとすると、Ｆ
（Ｕ）ｅ^jua ＝（Ａ＋ｊＢ）［Ｃｏｓ（ｕａ）＋ｊＳｉ
ｎ（ｕａ）］となり、両者のベクトル成分から位相を求
めることが可能となる。この位相演算において、ベクト
ル成分の分解能は位相の分解能に影響するので、ピック
アップ信号のＡ／Ｄは高ビットが必要となる。また、検
出位相感度は、Ａ／Ｄ変換器のビット数に依存してい
る。図１６は、Ａ／Ｄ変換器のビット数をパラメータと
した時の時間軸での位相差（時間差）と、複素フーリエ
変換での位相演算値との関係を示すものである。Therefore, if F (U) = A + jB, then F
(U) e ^jua = (A + jB) [Cos (ua) + jSi
n (ua)], and the phase can be obtained from both vector components. In this phase calculation, the resolution of the vector component influences the resolution of the phase, so that the A / D of the pickup signal requires high bits. The detection phase sensitivity depends on the number of bits of the A / D converter. FIG. 16 shows the relationship between the phase difference (time difference) on the time axis when the number of bits of the A / D converter is used as a parameter, and the phase calculation value in the complex Fourier transform.

【００１９】直管の場合での励振周波数を１ＫＨｚ、最
小位相検出を０．１ｎＳとすると、Ａ／Ｄ変換器のビッ
ト数は２４ｂｉｔ必要となる。最近、２４ｂｉｔのＡ／
Ｄ変換器も市販されているが、変換速度は１６ｍＳで、
１ＫＨｚのピックアップ信号をサンプリングするには余
りにも遅く、またＡ／Ｄ変換器のプルスケールを１０Ｖ
とした時の最小ビットでのレベルは、０．６μＶで、特
にノイズ環境の良くないプラントでは、到底そのレベル
を低減することができず、実際には０．１ｎＳの分解能
で位相差を測定することは不可能である。When the excitation frequency in the case of a straight tube is 1 KHz and the minimum phase detection is 0.1 nS, the number of bits of the A / D converter is 24 bits. Recently, 24-bit A /
D converter is also commercially available, but the conversion speed is 16mS,
It is too slow to sample a 1KHz pickup signal, and the A / D converter pull scale is set to 10V.
The level at the minimum bit is 0.6 μV. In a plant with particularly poor noise environment, the level cannot be reduced, and the phase difference is actually measured with a resolution of 0.1 nS. Is impossible.

【００２０】[0020]

【発明が解決しようとする課題】しかるに、従来の圧損
が少なく、しかも清掃性に富む直管式コリオリ流量計に
おいて、温度ドリフトの影響の少ないディジタル信号処
理の複素フーリエ変換により位相差を求める手法では、
その実用上の検出分解能が低く（約５ｎＳ）、１％の精
度を補償することができなかった。However, in the conventional straight pipe type Coriolis flowmeter which has a small pressure loss and is excellent in cleanability, in the method of obtaining the phase difference by the complex Fourier transform of the digital signal processing which is less influenced by the temperature drift. ,
The practical detection resolution was low (about 5 nS), and the accuracy of 1% could not be compensated.

【００２１】そこで、本発明の目的は、上流側および下
流側のピックアップ信号を位相同期回路による周波数逓
倍（ｋ倍）によって高周波数化し、高周波での位相のず
れを、ピックアップ信号での位相ずれΦのｋ倍とする位
相増幅手段を適用する質量流量計を提供することにあ
る。Therefore, the object of the present invention is to increase the frequency of the pickup signal on the upstream side and the pickup signal on the downstream side by frequency multiplication (k times) by the phase synchronization circuit, and to shift the phase shift at high frequency to the phase shift Φ in the pickup signal. It is to provide a mass flowmeter to which a phase amplifying means for multiplying k is applied.

【００２２】[0022]

【課題を解決するための手段】前記目的を達成するため
に、本発明に係る質量流量計は、振動する配管内に流体
を流し、その流れと配管の角振動によって発生するコリ
オリ力により配管を捩じれ振動させ、この振動の位相差
から流体の質量流量を検出するよう構成した質量流量計
において、配管の非対象たわみ振動を検出する一対の検
出器と、これらの検出器から得られる出力信号の周波数
をそれぞれ逓倍する周波数逓倍回路と、それぞれ周波数
逓倍した一対の信号を量子化して一対のデータ列を得る
手段と、これら一対のデータ列を複素フーリエ変換して
得られる配管の振動周波数における位相差を求める手段
と、この位相差により質量流量を求める手段とから構成
することを特徴とする。In order to achieve the above object, a mass flowmeter according to the present invention causes a fluid to flow in an oscillating pipe, and the pipe is caused by a Coriolis force generated by the flow and angular vibration of the pipe. In a mass flowmeter that is configured to detect torsional vibration and the mass flow rate of a fluid from the phase difference of this vibration, a pair of detectors that detect asymmetric flexural vibrations of piping and output signals obtained from these detectors A frequency multiplication circuit for multiplying each frequency, a means for obtaining a pair of data strings by quantizing a pair of signals that are each frequency multiplied, and a phase difference at the vibration frequency of the pipe obtained by performing a complex Fourier transform on the pair of data strings. And a means for determining the mass flow rate from this phase difference.

【００２３】前記の質量流量計において、複素フーリエ
変換して得られた位相差から質量流量を求める手段は、
前記位相差を所定の周波数逓倍率で除算し、この除算さ
れた位相値より質量流量を求めることができる。In the above mass flow meter, the means for obtaining the mass flow rate from the phase difference obtained by the complex Fourier transform is
The phase difference can be divided by a predetermined frequency multiplication rate, and the mass flow rate can be obtained from the divided phase value.

【００２４】[0024]

【作用】本発明に係る質量流量計によれば、上流側およ
び下流側のピックアップ信号を位相同期回路による周波
数逓倍（ｋ倍）により高周波数化し、ピックアップ信号
での位相ずれΦをｋ倍する位相増幅により、通常のピッ
クアップ信号では０．１ｎＳの分解能が必要であるのに
比較して、その分解能をｋ×０．１ｎＳに低減し、高ビ
ット（１６ビット）のＡ／Ｄ変換器によるサンプリング
で量子化を行い、これを複素フーリエ変換して、励振周
波数成分での位相差を位相の増幅率で割算することによ
り、０．１ｎＳの分解能でピックアップ信号での位相差
を０．１ｎＳの分解能で得ることが可能となる。According to the mass flowmeter of the present invention, the pickup signal on the upstream side and the pickup signal on the downstream side are increased in frequency by the frequency multiplication (k times) by the phase synchronization circuit, and the phase shift Φ in the pickup signal is multiplied by k times. Due to the amplification, the resolution of 0.1 nS is required for a normal pickup signal, but the resolution is reduced to k × 0.1 nS, and sampling by a high-bit (16-bit) A / D converter is performed. Quantization is performed, and this is subjected to a complex Fourier transform, and the phase difference in the excitation frequency component is divided by the amplification factor of the phase to obtain a resolution of 0.1 nS and a phase difference in the pickup signal of 0.1 nS. Can be obtained at.

【００２５】[0025]

【実施例】次に、本発明に係る質量流量計の実施例につ
き、添付図面を参照しながら以下詳細に説明する。Embodiments of the mass flowmeter according to the present invention will be described below in detail with reference to the accompanying drawings.

【００２６】図１は、本発明の質量流量計の一実施例を
示す回路構成図である。すなわち、図１において、上流
側ピックアップ信号〔Ｓｉｎ（ωｔ−α）〕２０ａは、
増幅器７０で増幅され、周波数逓倍部（破線により囲ま
れた部分）の乗算器７２の一方の入力端に入力する。ま
た、周波数制御信号７５によって、周波数制御される上
流側の可変制御発振器（ＶＣＯ）７８の発振信号７９
は、カウンタ８２によってｎ分周した分周信号８３を、
前記乗算器７２の他方の入力端に印加する。なお、通常
可変制御発振器の発振波形は、方形波であり、その発振
周波数をｎ₁ ω、位相を−ｎ₂ αとすると、ｎ分周され
た波形は方形波であって、その周波数はｎ₁ ω／ｎ、位
相は−ｎ₂ α／ｎとなる。この方形波は、Ｓｉｎ（［ｎ
₁ ／ｎ］ωｔ−［ｎ₂ ／ｎ］α）の基本波と、この奇数
高調波（３次、５次、７次、・・・・ｐ次）成分からな
る。FIG. 1 is a circuit diagram showing an embodiment of the mass flowmeter of the present invention. That is, in FIG. 1, the upstream pickup signal [Sin (ωt−α)] 20a is
The signal is amplified by the amplifier 70 and input to one input terminal of the multiplier 72 of the frequency multiplication section (the section surrounded by the broken line). Further, an oscillation signal 79 of an upstream variable control oscillator (VCO) 78 whose frequency is controlled by the frequency control signal 75.
Is a frequency-divided signal 83 divided by n by the counter 82,
It is applied to the other input terminal of the multiplier 72. Note that the oscillation waveform of the variable control oscillator is usually a square wave, and if the oscillation frequency is n ₁ ω and the phase is −n ₂ α, the waveform divided by n is a square wave and its frequency is n. ₁ ω / n and the phase is -n ₂ α / n. This square wave is Sin ([n
₁ / n] ωt− [n ₂ / n] α) and the odd harmonics (3rd, 5th, 7th, ... Pth) components.

【００２７】[0027]

【数３】 [Equation 3]

【００２８】この方形波とＳｉｎ（ωｔ−α）との乗算
値である乗算器７２の出力は、次式で表わされる。The output of the multiplier 72, which is the product of this square wave and Sin (ωt-α), is expressed by the following equation.

【００２９】[0029]

【数４】 [Equation 4]

【００３０】この乗算器７２の出力を、低域フィルタ７
４に導き、ω以上の成分は全て除去すると、その出力は
次式で表わされる。すなわち、可変制御発振器７８の可
変周波数ｎ₁ ωは、通常ｎω±０．２％の範囲内である
ので、前記式のの項においてｐ＝１のみしか満足せ
ず、ｐ＝２以上のおよびの項については、全て除去
される。従って、次段の増幅器７６に対しては、次式に
示す成分しか入力されない。この低域フィルタ７４の出
力は、振幅が時間と共に正弦波状に変化する周波数誤差
（ビート周波数成分）と、直流成分として得られる位相
誤差の情報を含んでいる。The output of the multiplier 72 is supplied to the low pass filter 7
4 and removing all components above ω, the output is expressed by the following equation. That is, since the variable frequency n ₁ ω of the variable control oscillator 78 is usually within the range of nω ± 0.2%, only p = 1 is satisfied in the term of the above equation, and p = 2 or more and All terms are removed. Therefore, only the component shown in the following equation is input to the amplifier 76 in the next stage. The output of the low-pass filter 74 includes information on a frequency error (beat frequency component) whose amplitude changes sinusoidally with time and a phase error obtained as a DC component.

【００３１】[0031]

【数５】 [Equation 5]

【００３２】この低域フィルタ７４の出力を増幅器７６
において増幅し、この出力信号を上流側の可変制御発振
器７８の周波数制御信号７５として使用する。The output of the low pass filter 74 is fed to the amplifier 76.
And the output signal is used as the frequency control signal 75 of the upstream variable control oscillator 78.

【００３３】以上説明したフィードバック系が安定し、
周波数誤差、位相誤差もゼロになれば、すなわちｎ₁ ＝
ｎ、ｎ₂ ＝ｎとなれば、上流側の可変制御発振器７８か
ら得られる信号は、周波数ｎω、位相−ｎαの方形波が
得られ、位相が増幅されたことになる。The feedback system described above is stable,
If the frequency error and the phase error are also zero, that is, n ₁ =
When n, n ₂ = n, the signal obtained from the variable control oscillator 78 on the upstream side is a square wave having a frequency nω and a phase −nα, and the phase is amplified.

【００３４】以上の説明については、下流側の周波数逓
倍部（破線により囲まれた部分）についても同様に適用
することができ、それぞれの信号は、以下の式により表
わすことができる。なお、下流側の周波数逓倍部におい
て、参照符号７７は周波数制御信号、８０は可変制御発
振器、８１は発振信号、８４はカウンタ、８５は分周信
号をそれぞれ示す。そして、下流側の可変制御発振器８
０から得られる信号は、周波数ｎω、位相＋ｎαの方形
波が得られる。The above description can be similarly applied to the downstream frequency multiplier (the portion surrounded by the broken line), and each signal can be expressed by the following equations. In the frequency multiplier on the downstream side, reference numeral 77 is a frequency control signal, 80 is a variable control oscillator, 81 is an oscillation signal, 84 is a counter, and 85 is a frequency division signal. Then, the variable control oscillator 8 on the downstream side
The signal obtained from 0 is a square wave of frequency nω and phase + nα.

【００３５】[0035]

【数６】 [Equation 6]

【００３６】可変制御発振器素子には、周波数安定度に
優れた水晶、ＬｉＴａＯ₃ 等を使用し得るが、この発振
周波数は４〜３００ＭＨｚの何れかの値であり、その変
化幅は±０．２％程度である。しかし、２０サンプリン
グ／１波長程度のＡ／Ｄ変換を行う場合には、周波数と
して高過ぎるので、低周波化する必要がある。A crystal, LiTaO ₃ or the like, which is excellent in frequency stability, can be used for the variable control oscillator element, but the oscillation frequency is any value of 4 to 300 MHz, and the variation range is ± 0.2. %. However, when performing A / D conversion of about 20 samplings / one wavelength, the frequency is too high, so it is necessary to lower the frequency.

【００３７】そこで、カウント値ｍのカウンタ４８６、
８６によって、可変制御発振器７８、８０の周波数をカ
ウントダウンし、周波数ｎω／ｍ、位相−ｎα／ｍの方
形波を得る。ここで高速フーリエ変換（ＦＦＴ）によっ
て位相を求めるには、入力波形が正弦波でなければいけ
ないので、ｎω／ｍを中心周波数とする狭帯域フィルタ
８８、８８を適用し、方形波の基本周波成分のみを選択
抽出する。Therefore, the counter 486 of the count value m,
The frequency of the variable control oscillators 78 and 80 is counted down by 86 to obtain a square wave having a frequency nω / m and a phase −nα / m. Here, in order to obtain the phase by the Fast Fourier Transform (FFT), the input waveform must be a sine wave, so narrow-band filters 88, 88 having a center frequency of nω / m are applied to obtain the fundamental frequency component of the square wave. Only select and extract.

【００３８】[0038]

【数７】 [Equation 7]

【００３９】ここで、可変制御発振器７８、８０の発振
周波数を１０ＭＨｚとすると、ｎ＝１００００となる。
またｍ＝１０００とすると、狭帯域フィルタ８８、８８
の出力信号の周波数は１０ＫＭｚとなり、位相は１０α
とピックアップ信号の１０倍となる。この基本周波数の
正弦波は、増幅器９０、９０を介してサンプルホールド
回路９２、９２において、サンプリングパルス発生器９
４、９４からのサンプリングパルス信号９５ａ、９５ｂ
によりサンプリングホールドし、Ａ／Ｄ変換器９６、９
６にて、ディジタル値に変換する。このサンプリングパ
ルス信号９５ａ、９５ｂの周波数は、高速フーリエ変換
（ＦＦＴ）における演算結果の信頼性を高めるため、基
本周波数よりも充分高い２０×［ｎ／ｍ］ωに設定す
る。この離散化および量子化データはデータメモリ９８
に格納され、ディジタル・シグナル・プロセッサ（ＲＩ
ＳＣプロセッサ，ＣＰＵでも使用可能）１００により、
基本周波数のみを取り出すディジタルフィルタ、各周波
数成分の実部および虚部を求める複素フーリエ変換、基
本周波数での実部および虚部成分より位相を求める位相
計算を行う。これによって求めた位相は、ｎ／ｍで割っ
た値がピックアップでの位相となり、それぞれのピック
アップにおける位相から位相差を求めることにより、質
量流量が求まる。If the oscillation frequency of the variable control oscillators 78 and 80 is 10 MHz, then n = 10000.
Further, when m = 1000, the narrow band filters 88, 88
The output signal has a frequency of 10 KMz and a phase of 10α.
And 10 times the pickup signal. The sine wave of this fundamental frequency is sent to the sampling pulse generator 9 in the sample hold circuits 92, 92 via the amplifiers 90, 90.
Sampling pulse signals 95a, 95b from 4, 94
Sampling and holding by the A / D converters 96 and 9
At 6, it is converted to a digital value. The frequencies of the sampling pulse signals 95a and 95b are set to 20 × [n / m] ω which is sufficiently higher than the fundamental frequency in order to increase the reliability of the calculation result in the fast Fourier transform (FFT). This discretized and quantized data is stored in the data memory 98.
Stored in a digital signal processor (RI
SC processor, CPU can also be used) 100,
A digital filter that extracts only the fundamental frequency, a complex Fourier transform that finds the real and imaginary parts of each frequency component, and a phase calculation that finds the phase from the real and imaginary components at the fundamental frequency are performed. The phase thus obtained is a value obtained by dividing by n / m to be the phase at the pickup, and the mass flow rate can be obtained by finding the phase difference from the phase at each pickup.

【００４０】図２および図３は、前記図１に示す回路構
成の各ブロックでの動作波形を示す。条件は、ω＝２π
×１ＫＨｚ、ｎ＝４０００、ｍ＝４００とし、時間基準
Ｔｓを中心として以下に説明する。2 and 3 show operation waveforms in each block of the circuit configuration shown in FIG. The condition is ω = 2π
The description will be made below centering on the time reference Ts, with x1 KHz, n = 4000, m = 400.

【００４１】上流側のピックアップ信号２０ａと、下流
側のピックアップ信号２２ａとは、ゼロ流量の時の波形
に対して＋Φおよび−Φの位相ずれを有する波形とな
る。なお、図２および図３においては、理解し易くする
ために、実際より位相ずれを拡大し、Φ＝２π／４０と
している。一方、上流側および下流側の可変制御発振器
７８、８０は、約４Ｍｚで発振しており、そのｎ分周信
号８２、８５が図２および図３に示すように、ピックア
ップ信号２０ａ、２２ａと同一周波数で、位相同期する
ように位相同期回路（ＰＬＬ）〔乗算器７２、低域フィ
ルタ７４、増幅器７６、可変制御発振器７８、８０およ
びカウンタ８２、８４のループ〕が作動する。この可変
制御発振器７８、８０の発振信号をｍ分周し、可変制御
発振器７８、８０のｍ分周信号８６ａ、８６ｂを得て、
これを狭帯域フィルタ８８、８８によって正弦波８８
ａ、８８ｂを得る。The pickup signal 20a on the upstream side and the pickup signal 22a on the downstream side have waveforms having a phase shift of + Φ and −Φ with respect to the waveform at the time of zero flow rate. Note that, in FIGS. 2 and 3, the phase shift is enlarged from the actual state to make Φ = 2π / 40 for easy understanding. On the other hand, the upstream and downstream variable control oscillators 78 and 80 oscillate at about 4 Mz, and their n frequency division signals 82 and 85 are the same as the pickup signals 20a and 22a, as shown in FIGS. A phase locked loop (PLL) (multiplier 72, low pass filter 74, amplifier 76, loops of variable controlled oscillators 78, 80 and counters 82, 84) operates to be phase locked at frequency. The oscillation signals of the variable control oscillators 78 and 80 are divided by m to obtain m divided signals 86a and 86b of the variable control oscillators 78 and 80,
This is a sine wave 88 by a narrow band filter 88, 88.
a and 88b are obtained.

【００４２】図４の（ａ）、（ｂ）は、図２および図３
に示すピックアップ信号２０ａ、２２ａを拡大して示し
たものである。また、図５の（ａ）、（ｂ）は、狭帯域
フィルタ８８、８８の出力信号８８ａ、８８ｂを拡大し
て示したものである。しかるに、前記ピックアップ信号
２０ａ、２２ａでは、位相差が２Φ＝４π／４０、時間
差が５０μＳであるのに対し、狭帯域フィルタ８８、８
８の出力信号８８ａ、８８ｂでは、周波数が逓倍された
だけ位相差が拡大されて、２Φ＝４×１０π／４０とな
る。このことは、それぞれの信号が反転の関係にあるこ
とを意味するが、時間差は５０μＳと変化せず、位相差
の増幅が行われたことになる。FIGS. 4A and 4B show FIGS. 2 and 3.
3 is an enlarged view of the pickup signals 20a and 22a shown in FIG. Further, FIGS. 5A and 5B are enlarged views of the output signals 88a and 88b of the narrow band filters 88 and 88, respectively. However, in the pickup signals 20a and 22a, the phase difference is 2Φ = 4π / 40 and the time difference is 50 μS, while the narrow band filters 88 and 8 are used.
In the output signals 88a and 88b of No. 8, the phase difference is expanded by the frequency multiplied and becomes 2Φ = 4 × 10π / 40. This means that the respective signals have an inversion relationship, but the time difference does not change to 50 μS, and the phase difference is amplified.

【００４３】図６は、以上説明した本発明の質量流量計
の動作フローチャートを示すものである。FIG. 6 shows an operation flowchart of the mass flowmeter of the present invention described above.

【００４４】以上、本発明の好適な実施例について説明
したが、本発明は前記実施例に限定されることなく、本
発明の精神を逸脱しない範囲内において多くの設計変更
が可能である。Although the preferred embodiments of the present invention have been described above, the present invention is not limited to the above embodiments, and many design changes can be made without departing from the spirit of the present invention.

【００４５】[0045]

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る質量
流量計は、上流側および下流側のピックアップ信号を位
相同期回路（ＰＬＬ）による周波数逓倍（ｎ倍）によ
り、高周波数化し、ピックアップ信号での位相ずれΦを
ｎ倍する位相増幅により、通常のピックアップ信号では
０．１ｎＳの分解能が必要であるのに比較して、その分
解能をｎ×０．１ｎＳと緩和させ、高ビット（１６ビッ
ト）のＡ／Ｄ変換器によるサンプリングおよび量子化を
行い、これを複素フーリエ変換し、励振周波数成分での
位相差を位相の増幅率で割り算することにより、０．１
ｎＳの分解能でピックアップ信号での位相差を得ること
が可能となる。As described above, in the mass flowmeter according to the present invention, the pickup signal on the upstream side and the pickup signal on the downstream side are increased in frequency by frequency multiplication (n times) by the phase locked loop (PLL), and the pickup signal is increased. By the phase amplification that multiplies the phase shift Φ by n times, the resolution of 0.1 nS is required for a normal pickup signal, but the resolution is relaxed to n × 0.1 nS, and high bit (16 bits) ) Is sampled and quantized by the A / D converter, the complex Fourier transform is performed, and the phase difference at the excitation frequency component is divided by the phase amplification factor to obtain 0.1.
It is possible to obtain the phase difference in the pickup signal with a resolution of nS.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明に係る質量流量計の一実施例を示す回路
構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing an embodiment of a mass flowmeter according to the present invention.

【図２】図１に示す質量流量計の回路構成の各部におけ
る動作波形図である。FIG. 2 is an operation waveform diagram in each part of the circuit configuration of the mass flow meter shown in FIG.

【図３】図１に示す質量流量計の回路構成の各部におけ
る動作波形図である。3 is an operation waveform diagram in each part of the circuit configuration of the mass flow meter shown in FIG.

【図４】（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図２に示す動作
波形の拡大波形図である。4 (a) and (b) are enlarged waveform diagrams of the operation waveforms shown in FIG. 2, respectively.

【図５】（ａ）および（ｂ）はそれぞれ図３に示す動作
波形の拡大波形図である。5 (a) and 5 (b) are enlarged waveform diagrams of the operation waveforms shown in FIG. 3, respectively.

【図６】図１に示す質量流量計の動作を示すフローチャ
ート図である。FIG. 6 is a flowchart showing the operation of the mass flow meter shown in FIG.

【図７】コリオリ質量流量計の動作原理図である。FIG. 7 is an operation principle diagram of a Coriolis mass flowmeter.

【図８】Ｕ字配管の振動の動作状態を示す説明図であ
る。FIG. 8 is an explanatory diagram showing an operating state of vibration of a U-shaped pipe.

【図９】Ｕ字配管のコリオリ力の捩じりトルクにより発
生する振動モードを示す説明図である。FIG. 9 is an explanatory diagram showing a vibration mode generated by a torsion torque of a Coriolis force of a U-shaped pipe.

【図１０】Ｕ字配管にコリオリ力が発生した場合のピッ
クアップの検出信号を示す波形図である。FIG. 10 is a waveform diagram showing a detection signal of the pickup when Coriolis force is generated in the U-shaped pipe.

【図１１】カウンタ法による位相差検出回路のブロック
回路図である。FIG. 11 is a block circuit diagram of a phase difference detection circuit by a counter method.

【図１２】直管式のコリオリ質量流量計の概略構成図で
ある。FIG. 12 is a schematic configuration diagram of a straight pipe type Coriolis mass flowmeter.

【図１３】差動増幅式の位相差検出回路のブロック回路
図である。FIG. 13 is a block circuit diagram of a differential amplification type phase difference detection circuit.

【図１４】高速フーリエ変換式の位相差検出回路のブロ
ック回路図である。FIG. 14 is a block circuit diagram of a fast Fourier transform type phase difference detection circuit.

【図１５】（ａ）および（ｂ）はそれぞれ複素フーリエ
変換における位相検出原理を示す説明図である。15A and 15B are explanatory diagrams showing the principle of phase detection in complex Fourier transform.

【図１６】Ａ／Ｄ変換器のビット数による位相測定分解
能を示す特性線図である。FIG. 16 is a characteristic diagram showing a phase measurement resolution according to the number of bits of an A / D converter.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

２０ａ 上流側ピックアップ信号 ２２ａ 下流側ピックアップ信号 ７０ 増幅器 ７２ 乗算器 ７４ 低域フィルタ ７６ 増幅器 ７５ 周波数制御信号 ７８ 上流側の可変制御発振器 ７７ 周波数制御信号 ８０ 下流側の可変制御発振器 ７９、８１ 発振信号 ８２、８４ カウンタ ８３ 上流側の可変制御発振器のｎ分周信号 ８５ 下流側の可変制御発振器のｎ分周信号 ８６ カウンタ ８６ａ 上流側の可変制御発振器のｍ分周信号 ８６ｂ 下流側の可変制御発振器のｍ分周信号 ８８ 狭帯域フィルタ ８８ａ 上流側の狭帯域フィルタ出力信号 ８８ｂ 下流側の狭帯域フィルタ出力信号 ９０ 増幅器 ９２ サンプルホールド回路 ９４ サンプリングパルス発生器 ９５ａ、９５ｂ サンプリングパルス信号 ９６ Ａ／Ｄ変換器 ９８ データメモリ １００ ディジタル・シグナル・プロセッサ 20a upstream pickup signal 22a downstream pickup signal 70 amplifier 72 multiplier 74 low-pass filter 76 amplifier 75 frequency control signal 78 upstream variable control oscillator 77 frequency control signal 80 downstream variable control oscillator 79, 81 oscillation signal 82, 84 counter 83 n frequency division signal of upstream variable control oscillator 85 n frequency division signal of downstream variable control oscillator 86 counter 86a m frequency division signal of upstream variable control oscillator 86b m frequency division of variable control oscillator downstream Circular signal 88 Narrow band filter 88a Upstream narrow band filter output signal 88b Downstream narrow band filter output signal 90 Amplifier 92 Sample hold circuit 94 Sampling pulse generator 95a, 95b Sampling pulse signal 96 A / D converter 98 Data memory 100 digital Signal processor

Claims (2)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】 振動する配管内に流体を流し、その流れ
と配管の角振動によって発生するコリオリ力により配管
を捩じれ振動させ、この振動の位相差から流体の質量流
量を検出するよう構成した質量流量計において、 配管の非対象たわみ振動を検出する一対の検出器と、こ
れらの検出器から得られる出力信号の周波数をそれぞれ
逓倍する周波数逓倍回路と、それぞれ周波数逓倍した一
対の信号を量子化して一対のデータ列を得る手段と、こ
れら一対のデータ列を複素フーリエ変換して得られる配
管の振動周波数における位相差を求める手段と、この位
相差により質量流量を求める手段とから構成することを
特徴とする質量流量計。1. A mass configured to flow a fluid in an oscillating pipe, twist and vibrate the pipe by Coriolis force generated by the flow and the angular vibration of the pipe, and detect a mass flow rate of the fluid from a phase difference of the vibration. In a flow meter, a pair of detectors that detect non-symmetrical flexural vibrations in piping, a frequency multiplier circuit that multiplies the frequency of the output signal obtained from these detectors, and a pair of signals that are each frequency-multiplied are quantized. It is characterized by comprising means for obtaining a pair of data strings, means for obtaining a phase difference at the vibration frequency of piping obtained by performing a complex Fourier transform of these pair of data strings, and means for obtaining a mass flow rate from this phase difference. And a mass flow meter. 【請求項２】 複素フーリエ変換して得られた位相差か
ら質量流量を求める手段は、前記位相差を所定の周波数
逓倍率で除算し、この除算された位相値より質量流量を
求めてなる請求項１記載の質量流量計。2. A means for obtaining a mass flow rate from a phase difference obtained by complex Fourier transform divides the phase difference by a predetermined frequency multiplication rate and obtains the mass flow rate from the divided phase value. Item 1. The mass flowmeter according to Item 1.