JPH06112735A - Shared device - Google Patents
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- JPH06112735A JPH06112735A JP4258290A JP25829092A JPH06112735A JP H06112735 A JPH06112735 A JP H06112735A JP 4258290 A JP4258290 A JP 4258290A JP 25829092 A JP25829092 A JP 25829092A JP H06112735 A JPH06112735 A JP H06112735A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は共用器に関し、特に一つ
のアンテナを送信側と受信側とで共用し送信信号と受信
信号とを分離する機能を有する共用器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a duplexer, and more particularly to a duplexer having a function of separating one transmission signal from a reception signal by sharing one antenna between a transmission side and a reception side.
【０００２】[0002]
【従来の技術および発明が解決しようとする課題】共用
器、例えば、一つのアンテナを送信側と受信側とで共用
し送信信号と受信信号とを分離する機能を有するアンテ
ナ共用器においては、中心周波数の異なる二つのフィル
タが並列に接続されるから、これらの二つのフィルタの
いずれか一方のフィルタの中心周波数においても、これ
らのフィルタが共用する入出力端子であるアンテナから
見た他方のフィルタのインピーダンスが無限大になるよ
うにして、当該フィルタの通過特性を妨げないようする
必要がある。2. Description of the Related Art A duplexer, for example, an antenna duplexer having a function of sharing one antenna between a transmitting side and a receiving side and separating a transmission signal and a reception signal is mainly used. Since two filters with different frequencies are connected in parallel, even at the center frequency of one of these two filters, the other filter seen from the antenna that is the input / output terminal shared by these filters It is necessary to make the impedance infinite so as not to interfere with the pass characteristic of the filter.
【０００３】この目的のために、分波回路を二つのフイ
ルタの接続部分に挿入することが行われている。図１０
は、それぞれ所定の電気長を持った伝送線路４１１、４
１２をアンテナ７００とフィルタ５００およびフィルタ
６００との間にそれぞれ挿入して分波回路４００を構成
した場合を示している。この構造においては、伝送線路
４１１、４１２が所定の電気長を有することが必要とな
るので、これらの伝送線路４１１、４１２を所定の長さ
引き回す必要があり、誘電体基板中にこれらの伝送線路
４１１、４１２を形成する場合には大きな面積を必要と
し、共用器を小型化できないという問題があった。For this purpose, it is common practice to insert a branching circuit into the connecting part of two filters. Figure 10
Are transmission lines 411 and 4 having predetermined electric lengths, respectively.
12 shows a case where the demultiplexing circuit 400 is configured by inserting 12 between the antenna 700 and the filter 500 and the filter 600, respectively. In this structure, since the transmission lines 411 and 412 need to have a predetermined electric length, it is necessary to route these transmission lines 411 and 412 to a predetermined length, and these transmission lines 411 and 412 are arranged in the dielectric substrate. When forming 411 and 412, there is a problem that a large area is required and the duplexer cannot be downsized.
【０００４】そこで、伝送線路の代わりに容量やコイル
等の集中定数素子を使用して分波回路を構成することが
行われている。図１１にはその一例として、コイル４２
１および４２２をフィルタ５００および６００とアンテ
ナ７００との間にそれぞれ直列に挿入し、容量４２３を
フィルタ５００、６００と並列に挿入した場合を示して
いる。このような分波回路を構成するために、従来にお
いては、コイル４２１、４２２として、実際にリードを
巻いた個別部品を使用し、容量４２３として、チップ容
量等の個別部品を使用していた。従って、部品点数が増
加し、共用器も小型化できないという問題があった。さ
らに、コイルのリアクタンスが振動によって変化し、安
定性や信頼性も低いという問題があった。Therefore, instead of the transmission line, a lumped constant element such as a capacitor or a coil is used to form a demultiplexing circuit. FIG. 11 shows a coil 42 as an example.
1 and 422 are inserted in series between the filters 500 and 600 and the antenna 700, respectively, and the capacitor 423 is inserted in parallel with the filters 500 and 600. In order to configure such a demultiplexing circuit, conventionally, individual components in which leads are actually wound are used as the coils 421 and 422, and individual components such as a chip capacitance are used as the capacitance 423. Therefore, there is a problem that the number of parts increases and the duplexer cannot be downsized. Further, there is a problem that the reactance of the coil changes due to the vibration, and the stability and reliability are low.
【０００５】従って、本発明の一目的は、小型化に適し
た構造を有する共用器を提供することにある。Therefore, an object of the present invention is to provide a duplexer having a structure suitable for miniaturization.
【０００６】本発明の他の目的は、分波回路を構成する
のにコイル等の部品を不用とし、安定性や信頼性に優れ
た共用器を提供することにある。Another object of the present invention is to provide a duplexer which is excellent in stability and reliability because parts such as a coil are unnecessary for constructing a branching circuit.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】本発明によれば、中心周
波数の異なる第１のフィルタおよび第２のフィルタと、
前記第１および第２のフィルタのいずれか一方のフィル
タの中心周波数においても、前記第１および第２のフィ
ルタが共用する入出力端子から見た前記第１および第２
のフィルタのうちの他方のフィルタのインピーダンスが
無限大になるようにした分波回路とを有する共用器にお
いて、前記第１および第２のフィルタの少なくとも一つ
を共振素子が誘電体基板中に一体的に設けられたトリプ
レート型のフィルタとし、前記分波回路の少なくとも一
部を前記誘電体基板中に設け、前記第１のフィルタ、前
記第２のフィルタおよび前記分波回路を前記誘電体基板
に一体的に形成したことを特徴とする共用器が得られ
る。According to the present invention, a first filter and a second filter having different center frequencies;
Even at the center frequency of one of the first and second filters, the first and second filters seen from the input / output terminals shared by the first and second filters
A duplexer in which the impedance of the other of the filters is set to infinity, and at least one of the first and second filters has a resonant element integrated in a dielectric substrate. Provided in a dielectric plate, at least a part of the demultiplexing circuit is provided in the dielectric substrate, and the first filter, the second filter and the demultiplexing circuit are provided in the dielectric substrate. It is possible to obtain a duplexer which is characterized by being integrally formed in the.
【０００８】好ましくは、前記分波回路が前記第１およ
び第２のフィルタにそれぞれ直列に接続された容量と前
記第１および第２のフィルタに並列に接続されたインダ
クタンスとを有して構成される。Preferably, the demultiplexing circuit has a capacitance connected in series with each of the first and second filters and an inductance connected in parallel with each of the first and second filters. It
【０００９】さらに好ましくは、前記インダクタンスの
先端がアースに短絡され電気長が９０度以下の伝送線路
によって構成される。More preferably, the tip of the inductance is short-circuited to the ground and is constituted by a transmission line having an electrical length of 90 degrees or less.
【００１０】前記分波回路のインダクタンスを構成する
伝送線路がマイクロストリップ線路であることが、さら
に好ましい。More preferably, the transmission line that constitutes the inductance of the branching circuit is a microstrip line.
【００１１】[0011]
【作用】本発明においては、中心周波数の異なる第１の
フィルタおよび第２のフィルタと、前記第１および第２
のフィルタのいずれか一方のフィルタの中心周波数にお
いても、前記第１および第２のフィルタが共用する入出
力端子から見た前記第１および第２のフィルタのうちの
他方のフィルタのインピーダンスが無限大になるように
した分波回路とを有する共用器において、前記第１およ
び第２のフィルタの少なくとも一つを共振素子が誘電体
基板中に一体的に設けられたトリプレート型のフィルタ
とし、前記分波回路の少なくとも一部を前記誘電体基板
中に設け、前記第１のフィルタ、前記第２のフィルタお
よび前記分波回路を前記誘電体基板に一体的に形成して
いるから、共用器を小型化でき、部品点数も減少し、ま
た、コイル等の部品も不用となるから、安定性や信頼性
に優れた共用器が得られる。In the present invention, the first filter and the second filter having different center frequencies and the first and second filters are provided.
Even at the center frequency of any one of the first and second filters, the impedance of the other of the first and second filters seen from the input / output terminal shared by the first and second filters is infinite. In the duplexer having the branching circuit configured as described above, at least one of the first and second filters is a triplate type filter in which a resonant element is integrally provided in a dielectric substrate, At least a part of the demultiplexing circuit is provided in the dielectric substrate, and the first filter, the second filter and the demultiplexing circuit are integrally formed on the dielectric substrate. Since it can be downsized, the number of parts is reduced, and parts such as coils are unnecessary, a duplexer excellent in stability and reliability can be obtained.
【００１２】ここで、使用するフィルタをトリプレート
型のフィルタとする理由は、一部内蔵化された分波回路
とフィルタを接続する際、その接続は基板に内蔵された
電極を使用して行われるのが望ましく、そのためには、
導体の内蔵多層構造が可能で、分波回路とフィルタを接
続する電極の形成が容易な積層型のトリプレート型フィ
ルタが好ましいからである。Here, the reason why the filter to be used is a triplate type filter is that when connecting a partially built-in demultiplexing circuit and the filter, the connection is made by using electrodes built in the substrate. It is desirable that
This is because a laminated triplate filter is preferable because it allows a multilayer structure with a built-in conductor and facilitates formation of electrodes for connecting the branching circuit and the filter.
【００１３】また、少なくとも一つがトリプレート型で
ある理由は、残り一つのフィルタに要求される仕様が低
い場合には、集中定数型のＬＣ型フィルタ（バンドパ
ス、ローパス等）が使用される場合が考えられるからで
ある。The reason why at least one is the triplate type is that when the specifications required for the remaining one filter are low, a lumped constant type LC filter (bandpass, lowpass, etc.) is used. Is possible.
【００１４】好ましくは、第１、第２のフィルタ共にト
リプレート型フィルタが使用される。Preferably, a triplate filter is used for both the first and second filters.
【００１５】また、本発明の共用器において、分波回路
を第１および第２のフィルタにそれぞれ直列に接続され
た容量と第１および第２のフィルタに並列に接続された
インダクタンスとによって構成することにより、分波回
路を誘電体基板に容易に形成できる。すなわち、誘電体
基板中または誘電体基板上に形成した導体を利用してイ
ンダクタンスを形成する場合には導体の一端を短絡また
は開放にする必要があるが、この導体を第１および第２
のフィルタに並列に接続することによって、その一端を
容易に短絡または開放できる。なお、第１および第２の
フィルタに直列に接続された容量は誘電体基板内に内蔵
された電極を利用して容易に形成できる。Further, in the duplexer of the present invention, the demultiplexing circuit is composed of the capacitors connected in series to the first and second filters and the inductances connected in parallel to the first and second filters. Thus, the demultiplexing circuit can be easily formed on the dielectric substrate. That is, when forming an inductance using a conductor formed in or on a dielectric substrate, one end of the conductor needs to be short-circuited or open.
One end of the filter can be easily short-circuited or opened by connecting the filter in parallel. The capacitors connected in series to the first and second filters can be easily formed by using the electrodes built in the dielectric substrate.
【００１６】そして、このインダクタンスを先端がアー
スに短絡され電気長が９０度以下の伝送線路によって構
成することによって、インダクタンスをコンパクトに誘
電体基板に形成できる。なお、先端短絡した伝送線路の
インピーダンスは、ｊＺｔａｎθと変化するため、どの
ようなインピーダンスの値にも対応できる。The inductance can be compactly formed on the dielectric substrate by constructing the inductance by a transmission line whose tip is short-circuited to ground and whose electric length is 90 degrees or less. Since the impedance of the transmission line short-circuited at the tip changes to jZtan θ, any impedance value can be supported.
【００１７】また、分波回路のインダクタンスを構成す
る伝送線路をマイクロストリップ線路とすることによっ
て、伝送線路の特性インピーダンスを高くすることがで
きる。分波回路のインダクタンスを構成する伝送線路は
集中定数素子であるコイルを置き換えたものであるが、
この伝送線路の特性インピーダンスが高くなると、その
周波数に対するリアクタンスの変化がコイルの場合に近
くなるから分波回路を広帯域化することができる。Further, the characteristic impedance of the transmission line can be increased by using the microstrip line as the transmission line which constitutes the inductance of the branching circuit. The transmission line that constitutes the inductance of the branching circuit replaces the coil, which is a lumped element,
When the characteristic impedance of this transmission line becomes higher, the change in reactance with respect to the frequency becomes closer to that in the case of the coil, so that the demultiplexing circuit can have a wider band.
【００１８】[0018]
【実施例】以下、本発明の実施例を添付の図面を参照し
て説明する。Embodiments of the present invention will be described below with reference to the accompanying drawings.
【００１９】図１は本発明の共用器の第１の実施例の模
式展開図であり、図２は本実施例の斜視図である。FIG. 1 is a schematic development view of a first embodiment of a duplexer of the present invention, and FIG. 2 is a perspective view of this embodiment.
【００２０】誘電体層１１の下面には後にアース電極１
１０が設けられるが、そのアース電極１１０と後記する
伝送線路７０の先端部とを接続するためのスルーホール
９１を誘電体層１１内に形成する。On the lower surface of the dielectric layer 11, the earth electrode 1 will be formed later.
10 is provided, but a through hole 91 for connecting the ground electrode 110 to the tip of the transmission line 70 described later is formed in the dielectric layer 11.
【００２１】後記する共振素子２１、２２の開放端側に
誘電体層１４、１３を挟んで重なり、端部が後記するア
ース電極１１０と接続される内層アース電極８１および
後記する共振素子２３、２４、２５の開放端側に誘電体
層１４、１３を挟んで重なり、端部が後記するアース電
極１１０と接続される内層アース電極８３を誘電体層１
２上に形成する。さらに、アース電極１１０と後記する
伝送線路７０の先端部とを接続するためのスルーホール
９２も誘電体層１２内に形成する。Inner layer ground electrodes 81, which are overlapped with the dielectric layers 14 and 13 on the open end sides of the resonance elements 21 and 22 described later, with the dielectric layers 14 and 13 interposed therebetween, and the ground electrode 110, which will be described later, and the resonance elements 23 and 24 described later, , 25 are overlapped on the open end sides with the dielectric layers 14 and 13 interposed therebetween, and the end portions of the inner layer ground electrode 83 connected to the ground electrode 110 described later are connected to the dielectric layer 1
Form on 2. Further, a through hole 92 for connecting the ground electrode 110 and the tip portion of the transmission line 70 described later is also formed in the dielectric layer 12.
【００２２】誘電体層１３上に、その一端部５１が後記
する伝送線路７０の一部に誘電体層１４を挟んで重なり
その他端部５２が後記する共振素子２３の一部に誘電体
層１４を挟んで重なる容量結合電極５０および後記する
共振素子２５の一部に重なる入出力電極４２を形成す
る。さらに、アース電極１１０と後記する伝送線路７０
の先端部とを接続するためのスルーホール９３も誘電体
層１３内に形成する。On the dielectric layer 13, one end 51 thereof overlaps a part of a transmission line 70 described later with the dielectric layer 14 sandwiched therebetween, and the other end 52 partly overlaps a part of a resonance element 23 described later with the dielectric layer 14. A capacitive coupling electrode 50 and an input / output electrode 42 which overlap with a part of a resonance element 25 which will be described later are formed. Furthermore, the ground electrode 110 and the transmission line 70 described later
A through hole 93 for connecting to the tip end of is also formed in the dielectric layer 13.
【００２３】後記するアース電極１１０に一端部がそれ
ぞれ接続されて１／４波長型ストリップライン共振器を
構成する共振素子２１〜２５を誘電体層１４上に形成
し、さらに、一端部が後記するアース電極１１０に接続
され、かつ他端部が共振素子２１〜２５の開放端から所
定の間隔離れて共振素子２１〜２５の開放端とそれぞれ
対向する電極３１〜３５を誘電体層１４上に形成し、共
振素子２１、２２が分布結合されることを利用してコム
ライン型のフィルタ５００を構成し、共振素子２３、２
４、２５が分布結合されることを利用してコムライン型
のフィルタ６００を構成する。Resonant elements 21 to 25, each of which is connected to a ground electrode 110 to be described later and which constitutes a quarter-wavelength stripline resonator, are formed on the dielectric layer 14, and one end thereof will be described later. Electrodes 31 to 35, which are connected to the ground electrode 110 and are separated from the open ends of the resonant elements 21 to 25 for a predetermined period and respectively oppose the open ends of the resonant elements 21 to 25, are formed on the dielectric layer 14. Then, the comb-line type filter 500 is configured by utilizing the distributed coupling of the resonant elements 21 and 22, and the resonant elements 23 and 2
The comb line type filter 600 is configured by utilizing the distributed coupling of 4 and 25.
【００２４】また、さらに、共振素子２２と共振素子２
３との間の誘電体層１４上には、インダクタンスを構成
するための伝送線路７０を形成する。伝送線路７０の先
端部にはアース電極１１０と接続するためのスルーホー
ル９４が設けられており、伝送線路７０の先端部はスル
ーホール９４、９３、９２および９１を介して誘電体層
１１の下面に設けられるアース電極１１０に短絡され
る。スルーホール９４は伝送線路７０の電気長が９０度
以下の所定の長さとなるような位置に設けてあるから、
伝送線路７０はインダクタンスを構成する。なお、伝送
線路７０の前端部７１の導体幅を細くしているのは伝送
線路７０の特性インピーダンスをなるべく高くして分波
回路を広帯域化するためであり、伝送線路７０の後端部
７２の導体幅を広くしているのは、実装を容易にするた
めには外部導出部をある程度広くする必要があるからで
ある。Further, the resonance element 22 and the resonance element 2 are further provided.
A transmission line 70 for forming an inductance is formed on the dielectric layer 14 between the wirings 3 and 3. A through hole 94 for connecting to the ground electrode 110 is provided at the tip of the transmission line 70, and the tip of the transmission line 70 is provided on the lower surface of the dielectric layer 11 via the through holes 94, 93, 92 and 91. Is short-circuited to the ground electrode 110 provided in the. Since the through hole 94 is provided at a position where the electrical length of the transmission line 70 is a predetermined length of 90 degrees or less,
The transmission line 70 constitutes an inductance. The reason why the conductor width of the front end 71 of the transmission line 70 is narrowed is to make the characteristic impedance of the transmission line 70 as high as possible to widen the band of the demultiplexing circuit, and the rear end 72 of the transmission line 70. The conductor width is widened because it is necessary to widen the external lead portion to some extent in order to facilitate mounting.
【００２５】誘電体層１５上に、その一端部６１が伝送
線路７０の一部に誘電体層１５を挟んで重なりその他端
部６２が共振素子２２の一部に誘電体層１５を挟んで重
なる容量結合電極６０および共振素子２１の一部に重な
る入出力電極４１を形成する。On the dielectric layer 15, one end 61 thereof overlaps a part of the transmission line 70 with the dielectric layer 15 interposed therebetween, and the other end 62 thereof overlaps a part of the resonance element 22 with the dielectric layer 15 interposed therebetween. The input / output electrode 41 is formed so as to overlap with the capacitive coupling electrode 60 and a part of the resonant element 21.
【００２６】共振素子２１、２２の開放端側に誘電体層
１５、１６を挟んで重なり、端部が後記するアース電極
１１０と接続される内層アース電極８２および共振素子
２３、２４、２５の開放端側に誘電体層１５、１６を挟
んで重なり、端部が後記するアース電極１１０と接続さ
れる内層アース電極８４を誘電体層１６上に形成する。Opening of the inner layer ground electrode 82 and the resonant elements 23, 24, 25 which overlap the open ends of the resonant elements 21, 22 with the dielectric layers 15, 16 sandwiched therebetween and whose ends are connected to the ground electrode 110 described later. An inner-layer ground electrode 84 is formed on the dielectric layer 16 so as to overlap the end layers with the dielectric layers 15 and 16 sandwiched therebetween and the end portion of which is connected to a ground electrode 110 described later.
【００２７】誘電体層１６上に、表面にアース電極１１
０が形成される誘電体層１７を積層して、誘電体層１１
〜１７を一体に構成し、その後焼成して、積層体１００
を形成する。The earth electrode 11 is provided on the surface of the dielectric layer 16.
The dielectric layer 17 in which 0 is formed is laminated to form the dielectric layer 11
To 17 are integrally configured and then fired to form the laminated body 100.
To form.
【００２８】図２に示すように、積層体１００の上下面
および入出力端子部１３１、入出力端子部１３２および
アンテナ端子部１３３を除く側面に、アース電極１１０
を形成する。また、積層体１００の側面の入出力端子部
１３１内に、アース電極１１０と絶縁され、かつ入出力
電極４１と接続される入出力端子１２１を形成し、さら
に同様に、積層体１００の側面の入出力端子部１３２内
に、アース電極１１０と絶縁され、かつ入出力電極４２
と接続される入出力端子１２２を形成する。さらに、ア
ンテナ端子部１３３内に、アース電極１１０と絶縁さ
れ、かつ伝送線路７０の後端部７２と接続されるアンテ
ナ端子１２３を形成する。As shown in FIG. 2, the ground electrode 110 is provided on the upper and lower surfaces of the laminate 100 and on the side surfaces except the input / output terminal portion 131, the input / output terminal portion 132 and the antenna terminal portion 133.
To form. Further, in the input / output terminal portion 131 on the side surface of the laminated body 100, the input / output terminal 121 insulated from the ground electrode 110 and connected to the input / output electrode 41 is formed. In the input / output terminal portion 132, the input / output electrode 42 is insulated from the ground electrode 110.
An input / output terminal 122 connected to is formed. Further, in the antenna terminal portion 133, the antenna terminal 123 insulated from the ground electrode 110 and connected to the rear end portion 72 of the transmission line 70 is formed.
【００２９】上記のようにして構成した共用器の等価回
路は図３のようになる。共振素子２１、２２によってバ
ンドパスフィルタ５００を構成し、共振素子２３、２
４、２５によってバンドパスフィルタ６００を構成して
いる。静電容量２１１、２２１、２３１、２４１、２５
１およびインダクタンス２１２、２２２、２３２、２４
２、２５２は共振素子２１、２２、２３、２４、２５を
それぞれ等価変換したときの静電容量およびインダクタ
ンスである。静電容量２１３、２２３、２３３、２４
３、２５３はそれぞれ共振素子２１、２２、２３、２
４、２５と電極３１、３２、３３、３４、３５との間に
形成される静電容量であり、これらの静電容量が存在す
ることによって共振素子２１と共振素子２２とはインダ
クタンス３１１で結合され、共振素子２３と共振素子２
４とはインダクタンス３１２で結合され、共振素子２４
と共振素子２５とはインダクタンス３１３で結合されて
いる。An equivalent circuit of the duplexer configured as above is shown in FIG. The resonance elements 21 and 22 form a bandpass filter 500, and the resonance elements 23 and 2
The bandpass filter 600 is composed of 4 and 25. Capacitance 211, 221, 231, 241, 25
1 and inductances 212, 222, 232, 24
Reference numerals 2 and 252 denote capacitance and inductance when the resonant elements 21, 22, 23, 24, and 25 are equivalently converted. Capacitance 213, 223, 233, 24
Reference numerals 3, 253 denote resonant elements 21, 22, 23, 2 respectively.
4 and 25 and the electrodes 31, 32, 33, 34, and 35, which are electrostatic capacitances. Due to the presence of these electrostatic capacitances, the resonance element 21 and the resonance element 22 are coupled by the inductance 311. The resonance element 23 and the resonance element 2
4 is coupled with the inductance 312, and the resonance element 24
And the resonance element 25 are coupled by an inductance 313.
【００３０】また、この実施例においては、共振素子２
１、２２の開放端側と対向する内層アース電極８１、８
２および共振素子２３、２４、２５の開放端側と対向す
る内層アース電極８３、８４を設けている。内層アース
電極８１、８２と対向している共振素子２１、２２の開
放端側の部分はよりアースに近くなり、共振素子２１の
開放端側と内層アース電極８１および８２との間には静
電容量２１４、２１５がそれぞれ形成され、共振素子２
２の開放端側と内層アース電極８１および８２との間に
は静電容量２２４、２２５がそれぞれ形成される。同様
に、内層アース電極８３、８４と対向している共振素子
２３、２４、２５の開放端側の部分はよりアースに近く
なり、共振素子２３の開放端側と内層アース電極８３お
よび８４との間には静電容量２３４、２３５がそれぞれ
形成され、共振素子２４の開放端側と内層アース電極８
３および８４との間には静電容量２４４、２４５がそれ
ぞれ形成され、共振素子２５の開放端側と内層アース電
極８３および８４との間には静電容量２５４、２５５が
それぞれ形成されている。これらの静電容量２１４、２
１５、２２４、２２５、２３４、２３５、２４４、２４
５、２５４、２５５も共振素子２１、２２、２３、２
４、２５を等価変換したときの並列共振回路の静電容量
２１１、２２１、２３１、２４１、２５１にそれぞれ付
加されることになる。従って、共振周波数を同一とすれ
ば、並列共振回路のインダクタンスは小さくてすむこと
になり、共振素子２１、２２、２３、２４、２５の長さ
もより短くなる。Further, in this embodiment, the resonance element 2
Inner layer ground electrodes 81, 8 facing the open end sides of 1, 22
2 and inner layer ground electrodes 83 and 84 facing the open ends of the resonance elements 23, 24 and 25. The open-end side portions of the resonance elements 21 and 22 facing the inner-layer ground electrodes 81 and 82 are closer to the ground, and electrostatic charges are present between the open-end side of the resonance element 21 and the inner-layer ground electrodes 81 and 82. Capacitors 214 and 215 are formed respectively, and the resonance element 2
Capacitances 224 and 225 are formed between the open end side of 2 and the inner layer ground electrodes 81 and 82, respectively. Similarly, the open end side portions of the resonance elements 23, 24, 25 facing the inner layer ground electrodes 83, 84 become closer to the ground, and the open end side of the resonance element 23 and the inner layer ground electrodes 83, 84. Capacitances 234 and 235 are formed between them, and the open end side of the resonant element 24 and the inner layer ground electrode 8 are formed.
Capacitances 244 and 245 are formed between the electrodes 3 and 84, respectively, and capacitances 254 and 255 are formed between the open end side of the resonant element 25 and the inner-layer ground electrodes 83 and 84, respectively. . These capacitances 214, 2
15, 224, 225, 234, 235, 244, 24
5, 254, 255 are also resonant elements 21, 22, 23, 2
It is added to the electrostatic capacitances 211, 221, 231, 241, and 251 of the parallel resonant circuit when the equivalent conversion of 4 and 25 is performed. Therefore, if the resonance frequencies are the same, the inductance of the parallel resonance circuit can be small, and the lengths of the resonance elements 21, 22, 23, 24, 25 are also shorter.
【００３１】さらに、また、内層アース電極８１、８２
と対向している共振素子２１、２２の開放端側の部分お
よび内層アース電極８３、８４と対向している共振素子
２３、２４、２５の開放端側の部分はよりアースに近く
なり、アースとの結合が強くなるから、内層アース電極
８１、８２と対向している共振素子２１、２２の開放端
側の部分および内層アース電極８３、８４と対向してい
る共振素子２３、２４、２５の開放端側の部分における
共振素子同士の結合が弱くなる。従って、共振素子同士
の結合は内層アース電極８１、８２または内層アース電
極８３、８４と重ならない部分で主として結合すること
になる。このことは、実質的に共振素子の結合電気長が
短くなったことを意味する。このように結合電気長が短
くなると、共振素子同士を結合する分布定数素子のリア
クタンスも小さくなり、共振素子同士が強く誘導結合す
るようになり、フィルタ５００、６００の特性が広帯域
化する。Furthermore, the inner layer ground electrodes 81, 82 are also provided.
The open-end side portions of the resonance elements 21 and 22 facing each other and the open-end side portions of the resonance elements 23, 24 and 25 facing the inner-layer ground electrodes 83 and 84 are closer to the ground, and Of the resonance elements 21, 22 facing the inner-layer ground electrodes 81, 82 and the resonance elements 23, 24, 25 facing the inner-layer ground electrodes 83, 84 are opened. The coupling between the resonant elements in the end portion becomes weak. Therefore, the resonance elements are coupled to each other mainly at the portions which do not overlap the inner layer ground electrodes 81 and 82 or the inner layer ground electrodes 83 and 84. This means that the coupling electric length of the resonant element is substantially shortened. When the coupling electric length is shortened in this manner, the reactance of the distributed constant element that couples the resonant elements is also reduced, the resonant elements are strongly inductively coupled, and the characteristics of the filters 500 and 600 are broadened.
【００３２】静電容量３０１は入出力電極４１と共振素
子２１との間に形成される静電容量であり、静電容量３
０２は容量結合電極６０と共振素子２２との間に形成さ
れる静電容量であり、静電容量３０３は容量結合電極５
０と共振素子２３との間に形成される静電容量であり、
静電容量３０４は入出力電極４２と共振素子２５との間
に形成される静電容量である。A capacitance 301 is a capacitance formed between the input / output electrode 41 and the resonance element 21, and the capacitance 3
Reference numeral 02 is an electrostatic capacitance formed between the capacitive coupling electrode 60 and the resonance element 22, and electrostatic capacitance 303 is a capacitive coupling electrode 5
0 is the capacitance formed between the resonance element 23,
The capacitance 304 is a capacitance formed between the input / output electrode 42 and the resonance element 25.
【００３３】静電容量４０１は容量結合電極６０と伝送
線路７０との間に形成される静電容量であり、静電容量
４０２は容量結合電極５０と伝送線路７０との間に形成
される静電容量である。インダクタンス４０３は伝送線
路７０によって構成されるインダクタンスである。イン
ダクタンス４０３はフィルタ５００、６００と並列に接
続され、静電容量４０１はアンテナ７００とフィルタ５
００との間に直列に接続され、静電容量４０２はアンテ
ナ７００とフィルタ６００との間に直列に接続され、こ
れらのインダクタンス４０３、静電容量４０１、４０２
によって分波回路４００を構成している。The capacitance 401 is a capacitance formed between the capacitance coupling electrode 60 and the transmission line 70, and the capacitance 402 is a capacitance formed between the capacitance coupling electrode 50 and the transmission line 70. It is the electric capacity. The inductance 403 is an inductance formed by the transmission line 70. The inductance 403 is connected in parallel with the filters 500 and 600, and the capacitance 401 is the antenna 700 and the filter 5.
00 is connected in series, and the electrostatic capacitance 402 is connected in series between the antenna 700 and the filter 600, and these inductance 403 and electrostatic capacitances 401, 402 are connected.
The demultiplexing circuit 400 is configured by.
【００３４】このように、本実施例においては、フィル
タ５００、６００および分波回路４００を一つの積層体
１００内に一体的に形成しているから、共用器を小型化
でき、部品点数も減少し、また、コイル等の部品も不用
となるから、安定性や信頼性に優れた共用器が得られ
る。As described above, in this embodiment, since the filters 500 and 600 and the demultiplexing circuit 400 are integrally formed in one laminated body 100, the duplexer can be downsized and the number of parts can be reduced. In addition, since parts such as coils are unnecessary, a duplexer with excellent stability and reliability can be obtained.
【００３５】そして、本実施例においては、分波回路４
００を構成するインダクタンス４０３をフィルタ５０
０、６００と並列に接続しているから、インダクタンス
４０３を構成する伝送線路７０の先端を容易にアースに
短絡することができる。伝送線路７０の先端をアースに
短絡しその電気長を９０度以下とすることによって伝送
線路７０はインダクタンス４０３となる。なお、このよ
うに先端短絡した伝送線路のインピーダンスは、ｊＺｔ
ａｎθと変化するため、どのようなインピーダンスの値
にも対応できる。また、フィルタ５００に直列に接続さ
れる静電容量４０１は誘電体層１５上に設けられた容量
結合電極６０、誘電体層１５および伝送線路７０により
容易に形成でき、フィルタ６００に直列に接続される静
電容量４０２は誘電体層１３上に設けられた容量結合電
極５０、誘電体層１４および伝送線路７０により容易に
形成できる。In the present embodiment, the demultiplexing circuit 4
Inductance 403 that constitutes
Since it is connected in parallel with 0 and 600, the tip of the transmission line 70 forming the inductance 403 can be easily short-circuited to the ground. The transmission line 70 becomes the inductance 403 by short-circuiting the tip of the transmission line 70 to the ground and setting its electrical length to 90 degrees or less. Note that the impedance of the transmission line thus short-circuited at the tip is jZt
Since it changes with an θ, it can correspond to any impedance value. Further, the electrostatic capacitance 401 connected in series to the filter 500 can be easily formed by the capacitive coupling electrode 60, the dielectric layer 15 and the transmission line 70 provided on the dielectric layer 15, and is connected to the filter 600 in series. The electrostatic capacitance 402 can be easily formed by the capacitive coupling electrode 50, the dielectric layer 14 and the transmission line 70 provided on the dielectric layer 13.
【００３６】次に、第１の実施例の共用器の製造方法に
ついて説明する。Next, a method of manufacturing the duplexer of the first embodiment will be described.
【００３７】本実施例の共用器は共振素子２１〜２５、
電極３１〜３５、入出力電極４１、４２、容量結合電極
５０、６０、伝送線路７０および内層アース電極８１〜
８４を完全に誘電体中に内蔵することから、共振素子２
１〜２５、電極３１〜３５、入出力電極４１、４２、容
量結合電極５０、６０、伝送線路７０および内層アース
電極８１〜８４には損失の少ない比抵抗の低いものを用
いることが望ましく、低抵抗のＡｇ系、若しくはＣｕ系
の導体を用いることが好ましい。The duplexer of this embodiment is composed of the resonance elements 21 to 25,
The electrodes 31 to 35, the input / output electrodes 41 and 42, the capacitive coupling electrodes 50 and 60, the transmission line 70, and the inner layer ground electrodes 81 to 81.
Since 84 is completely embedded in the dielectric, the resonance element 2
1 to 25, the electrodes 31 to 35, the input / output electrodes 41 and 42, the capacitive coupling electrodes 50 and 60, the transmission line 70, and the inner layer ground electrodes 81 to 84 are preferably low loss and low specific resistance. It is preferable to use an Ag-based or Cu-based conductor of resistance.
【００３８】使用する誘電体としては、信頼性が高く誘
電率εγが大きいために小型化が可能となるセラミック
ス誘電体が好ましい。As the dielectric to be used, a ceramic dielectric which is highly reliable and has a large permittivity εγ and which can be miniaturized is preferable.
【００３９】また、製造方法としては、セラミックス粉
末の成形体に導体ペーストを塗布して電極パターンを形
成した後、各々の成形体を積層しさらに焼成して緻密化
し、導体がその内部に積層された状態でセラミックス誘
電体と一体化することが望ましい。As a manufacturing method, a conductor paste is applied to a ceramic powder compact to form an electrode pattern, the compacts are laminated and fired to densify, and a conductor is laminated therein. It is desirable to integrate the ceramic dielectric with the ceramic dielectric.
【００４０】Ａｇ系やＣｕ系の導体を使用する場合に
は、それらの導体の融点が低く、通常の誘電体材料と同
時焼成することは困難であるところから、それらの融点
（１１００℃以下）よりも低い温度で焼成され得る誘電
体材料を用いる必要がある。また、マイクロ波フィルタ
としてのデバイスの性格上、形成される並列共振回路の
共振周波数の温度特性（温度係数）が±５０ｐｐｍ／℃
以下になるような誘電体材料が好ましい。このような誘
電体材料としては、例えば、コージェライト系ガラス粉
末とＴｉＯ2 粉末およびＮｄ2 Ｔｉ2 Ｏ7 粉末との混合
物等のガラス系のものや、ＢａＯ−ＴｉＯ2 −Ｒｅ2 Ｏ
3 −Ｂｉ2 Ｏ3 系組成（Ｒｅ：レアアース成分）に若干
のガラス形成成分やガラス粉末を添加したもの、酸化バ
リウム−酸化チタン−酸化ネオジウム系誘電体磁器組成
物粉末に若干のガラス粉末を添加したものがある。When Ag-based or Cu-based conductors are used, the melting points of these conductors are low and it is difficult to co-fire with ordinary dielectric materials. Therefore, their melting points (1100 ° C. or less) are used. It is necessary to use a dielectric material that can be fired at lower temperatures. Also, due to the nature of the device as a microwave filter, the temperature characteristic (temperature coefficient) of the resonance frequency of the formed parallel resonance circuit is ± 50 ppm / ° C.
The following dielectric materials are preferred. Examples of such a dielectric material include glass-based materials such as a mixture of cordierite-based glass powder, TiO 2 powder and Nd 2 Ti 2 O 7 powder, and BaO—TiO 2 —Re 2 O.
3- Bi 2 O 3 -based composition (Re: rare earth component) with some glass-forming components or glass powder added, barium oxide-titanium oxide-neodymium oxide-based dielectric ceramic composition powder with some glass powder added There is something I did.
【００４１】一例として、ＭｇＯ：１８ｗｔ％−Ａｌ2
Ｏ3 ：３７ｗｔ％−ＳｉＯ2 ：３７ｗｔ％−Ｂ2 Ｏ3 ：
５ｗｔ％−ＴｉＯ2 ：３ｗｔ％なる組成のガラス粉末の
７３ｗｔ％と、市販のＴｉＯ2 粉末の１７ｗｔ％と、Ｎ
ｄ2 Ｔｉ2 Ｏ7 粉末の１０ｗｔ％を充分に混合し、混合
粉末を得た。なお、Ｎｄ2 Ｔｉ2 Ｏ7 粉末は、Ｎｄ2Ｏ
3 粉末とＴｉＯ2 粉末を１２００℃で仮焼した後、粉砕
して得たものを使用した。次いで、この混合粉末に、ア
クリル系有機バインダー、可塑剤、トルエンおよびアル
コール系の溶剤を加え、アルミナ玉石で充分に混合して
スラリーとした。そして、このスラリーを用いて、ドク
ターブレード法により、０．２ｍｍ〜０．５ｍｍの厚み
のグリーンテープを作成した。As an example, MgO: 18 wt% -Al 2
O 3: 37wt% -SiO 2: 37wt% -B 2 O 3:
5 wt% -TiO 2: and 73 wt% of glass powder 3 wt% a composition, and 17 wt% of a commercially available TiO 2 powder, N
10 wt% of the d 2 Ti 2 O 7 powder was thoroughly mixed to obtain a mixed powder. The Nd 2 Ti 2 O 7 powder is Nd 2 O.
3 powder and TiO 2 powder were calcined at 1200 ° C. and then pulverized to be used. Next, an acrylic organic binder, a plasticizer, toluene and an alcohol solvent were added to this mixed powder, and the mixture was thoroughly mixed with alumina cobblestone to form a slurry. Then, using this slurry, a green tape having a thickness of 0.2 mm to 0.5 mm was prepared by a doctor blade method.
【００４２】次に、上記第１の実施例の場合は、所定の
位置にスルーホール用の穴を形成した後、銀ペーストに
よって充填する。そして、銀ペーストを導体ペーストと
して図１に示した導体パターンをそれぞれ印刷し、次い
で、これら導体パターンが印刷されたグリーンテープの
厚みを調整するため必要なグリーンテープを重ねて図１
の構造となるように重ね、積層した後、９００℃で焼成
して、積層体１００を作成した。Next, in the case of the first embodiment, holes for through holes are formed at predetermined positions and then filled with silver paste. Then, the conductor patterns shown in FIG. 1 are printed by using the silver paste as the conductor paste, and then the green tapes necessary for adjusting the thickness of the green tape on which these conductor patterns are printed are overlapped to form the conductor pattern shown in FIG.
After stacking and stacking so as to have the structure of (1), firing was performed at 900 ° C. to prepare a laminated body 100.
【００４３】上記のように構成した積層体１００の上
面、下面および入出力端子部１３１、１３２およびアン
テナ端子部１３３を除く側面に図２に示すように銀電極
からなるアース電極１１０を印刷し、さらにアース電極
１１０から絶縁し、かつ入出力電極４１、４２および伝
送線路７０に各別に接続する銀電極を入出力端子部１３
１、１３２内およびアンテナ端子部１３３内に入出力端
子１２１、１２２およびアンテナ端子１２３として印刷
し、印刷した電極を８５０℃で焼きつけた。As shown in FIG. 2, the ground electrode 110 made of a silver electrode is printed on the upper surface and the lower surface of the laminated body 100 having the above-described structure and on the side surfaces except the input / output terminal portions 131 and 132 and the antenna terminal portion 133, Further, a silver electrode that is insulated from the ground electrode 110 and is connected to the input / output electrodes 41 and 42 and the transmission line 70 separately is connected to the input / output terminal portion
The I / O terminals 121 and 122 and the antenna terminal 123 were printed in the Nos. 1 and 132 and the antenna terminal portion 133, and the printed electrodes were baked at 850 ° C.
【００４４】次に、本発明の共用器の第２の実施例を説
明する。図４は本実施例の模式展開図であり、図５は本
実施例の斜視図である。Next, a second embodiment of the duplexer of the present invention will be described. FIG. 4 is a schematic development view of this embodiment, and FIG. 5 is a perspective view of this embodiment.
【００４５】第１の実施例においては、分波回路４００
のインダクタンス４０３を構成する伝送線路７０を積層
体１００の内部に形成したストリップ線路としたが、本
実施例においては、分波回路４００のインダクタンス４
０３を構成する伝送線路７０を誘電体層１７上、すなわ
ち、積層体１００上に形成したマイクロストリップ線路
としている。このように、分波回路４００のインダクタ
ンス４０３を構成する伝送線路７０をマイクロストリッ
プ線路とすることによって、伝送線路７０の特性インピ
ーダンスを高くすることができる。分波回路４００のイ
ンダクタンス４０３を構成する伝送線路７０は集中定数
素子であるコイルを置き換えたものであるが、この伝送
線路７０の特性インピーダンスが高くなると、周波数に
対するリアクタンスの変化がコイルの場合に近くなるか
ら分波回路４００を広帯域化することができる。In the first embodiment, the branching circuit 400
The transmission line 70 constituting the inductance 403 of the above is a strip line formed inside the laminated body 100. However, in the present embodiment, the inductance 4 of the demultiplexing circuit 400 is
The transmission line 70 that constitutes 03 is a microstrip line formed on the dielectric layer 17, that is, on the laminated body 100. As described above, by using the microstrip line as the transmission line 70 that constitutes the inductance 403 of the demultiplexing circuit 400, the characteristic impedance of the transmission line 70 can be increased. The transmission line 70 forming the inductance 403 of the branching circuit 400 replaces the coil which is a lumped constant element, but when the characteristic impedance of this transmission line 70 becomes high, the change in the reactance with respect to the frequency becomes closer to that of the coil. Therefore, the demultiplexing circuit 400 can have a wider band.
【００４６】なお、本実施例では、インダクタンスは表
面のマイクロストリップ線路としたが、実用的には保護
層として薄い絶縁層をマイクロストリップ線路の導体上
に形成する場合もある。In this embodiment, the inductance is the microstrip line on the surface, but in practice, a thin insulating layer may be formed on the conductor of the microstrip line as a protective layer.
【００４７】本実施例においては、さらに、分波回路４
００の静電容量４０１を容量結合電極６０の一端部６１
と誘電体層１４上の容量結合電極７３との重なり部分で
形成し、分波回路４００の静電容量４０２を容量結合電
極５０の一端部５１と誘電体層１４上の容量結合電極７
３との重なり部分で形成した点、および伝送線路７０の
先端部を誘電体層１７上に設けられるアース電極と直接
接続している点が第１の実施例と異なるが、他の構成は
第１の実施例と同様である。なお、伝送線路７０の後端
部７２と容量結合電極７３とはアンテナ端子部１３３内
に設けたアンテナ端子１２３によって接続されている。
また、使用した材料や製造方法も第１の実施例と同様で
ある。In the present embodiment, further, the demultiplexing circuit 4
The capacitance 401 of 00 is set to the one end 61 of the capacitive coupling electrode 60.
And the capacitive coupling electrode 73 on the dielectric layer 14 are overlapped with each other, and the capacitance 402 of the demultiplexing circuit 400 is formed by the one end 51 of the capacitive coupling electrode 50 and the capacitive coupling electrode 7 on the dielectric layer 14.
3 is different from the first embodiment in that it is formed at the overlapping portion with 3 and that the tip of the transmission line 70 is directly connected to the ground electrode provided on the dielectric layer 17, but other configurations are the same. This is similar to the first embodiment. The rear end portion 72 of the transmission line 70 and the capacitive coupling electrode 73 are connected by the antenna terminal 123 provided in the antenna terminal portion 133.
The materials used and the manufacturing method are also the same as in the first embodiment.
【００４８】次に、本発明の共用器の第３の実施例を説
明する。図６は本実施例の模式展開図であり、図７は本
実施例の斜視図である。Next, a third embodiment of the duplexer of the present invention will be described. FIG. 6 is a schematic development view of this embodiment, and FIG. 7 is a perspective view of this embodiment.
【００４９】第２の実施例において、誘電体層１１の下
面に設けられるアース電極１１０を伝送線路７０の下の
部分１４１だけ除いたのが本実施例であり、他の構成は
第２の実施例と同様であり、使用した材料や製造方法も
第１の実施例と同様である。本実施例においては伝送線
路７０の下の部分１４１にはアース電極１１０が設けら
れていないから、伝送線路７０の特性インピーダンスを
第２の実施例よりも高くすることができ、分波回路４０
０をより広帯域化することができる。なお、フィルタ５
００、６００に対応する部分のアース電極１１０は第
１、第２の実施例と同様に設けられているから、フィル
タ５００、６００の特性に対する影響はほとんどない。In the second embodiment, the ground electrode 110 provided on the lower surface of the dielectric layer 11 is removed only in the lower part 141 of the transmission line 70, and other structures are the second embodiment. Similar to the example, the materials used and the manufacturing method are also the same as those in the first embodiment. In this embodiment, since the ground electrode 110 is not provided in the lower part 141 of the transmission line 70, the characteristic impedance of the transmission line 70 can be made higher than that of the second embodiment, and the branching circuit 40 can be used.
The band of 0 can be made wider. Note that the filter 5
The portions of the ground electrode 110 corresponding to 00 and 600 are provided in the same manner as in the first and second embodiments, so that the characteristics of the filters 500 and 600 are hardly affected.
【００５０】次に、本発明の共用器の第４の実施例を説
明する。図８は本実施例の模式展開図であり、図２は本
実施例の斜視図であり、図９は本実施例の等価回路図で
ある。Next, a fourth embodiment of the duplexer of the present invention will be described. 8 is a schematic development view of this embodiment, FIG. 2 is a perspective view of this embodiment, and FIG. 9 is an equivalent circuit diagram of this embodiment.
【００５１】第１〜第３の実施例においては、分波回路
４００を二つの静電容量４０１、４０２および一つのイ
ンダクタンス４０３によって構成したが、本実施例にお
いては、分波回路４００を四つの静電容量４３１〜４３
４と二つのインダクタンス４３５、４３６とによって構
成している。このようにして分波回路４００を構成する
ことにより、分波回路４００の設計が容易となり、その
特性を広帯域化することができる。In the first to third embodiments, the demultiplexing circuit 400 is composed of the two capacitances 401 and 402 and the one inductance 403, but in the present embodiment, the demultiplexing circuit 400 is composed of four capacitances. Capacitance 431-43
4 and two inductances 435 and 436. By configuring the demultiplexing circuit 400 in this manner, the demultiplexing circuit 400 can be easily designed and its characteristics can be broadened.
【００５２】このような分波回路４００を実現するため
に、本実施例においては、誘電体層１１上に容量結合用
電極７７を設け、誘電体層１２上には内層アース電極８
１、８３に加え伝送線路７６を設け、誘電体層１４上に
は伝送線路７０に代えてアース電極８００を設け、誘電
体層１６上には内装アース電極８２、８４に加え伝送線
路７４を設け、誘電体層１６と誘電体層１７との間に誘
電体層１８を設けその誘電体層１８上には容量結合用電
極７５を設けた点が第１の実施例と異なるが、他の構成
は第１の実施例と同様であり、使用した材料や製造方法
も同様である。In order to realize such a demultiplexing circuit 400, in this embodiment, a capacitive coupling electrode 77 is provided on the dielectric layer 11 and an inner layer ground electrode 8 is provided on the dielectric layer 12.
1, 83, a transmission line 76 is provided, a ground electrode 800 is provided on the dielectric layer 14 instead of the transmission line 70, and a transmission line 74 is provided on the dielectric layer 16 in addition to the internal ground electrodes 82, 84. Unlike the first embodiment, a dielectric layer 18 is provided between the dielectric layer 16 and the dielectric layer 17, and a capacitive coupling electrode 75 is provided on the dielectric layer 18, but another configuration is used. Is the same as in the first embodiment, and the materials and manufacturing methods used are also the same.
【００５３】本実施例においては、分波回路４００の静
電容量４３１を容量結合電極６０の一端部６１と誘電体
層１６上の伝送線路７４の後端部７４２との重なり部分
で形成し、静電容量４３２を伝送線路７４の後端部７４
２と誘電体層１８上の容量結合用電極７５の前端部７５
２との重なり部分で形成し、伝送線路７４によってイン
ダクタンス４３５を形成する。なお、伝送線路７４の前
端部７４１は積層体１００の前側面に設けられるアース
電極１１０に接続され、容量結合用電極７５の後端部は
積層体１００の後側面に設けられるアンテナ端子１２３
と接続される。In the present embodiment, the electrostatic capacitance 431 of the demultiplexing circuit 400 is formed at the overlapping portion of the one end 61 of the capacitive coupling electrode 60 and the rear end 742 of the transmission line 74 on the dielectric layer 16. The capacitance 432 is connected to the rear end portion 74 of the transmission line 74.
2 and the front end portion 75 of the capacitive coupling electrode 75 on the dielectric layer 18
2 and the transmission line 74 forms an inductance 435. The front end portion 741 of the transmission line 74 is connected to the ground electrode 110 provided on the front side surface of the stacked body 100, and the rear end portion of the capacitive coupling electrode 75 is provided on the rear side surface of the stacked body 100.
Connected with.
【００５４】また、分波回路４００の静電容量４３４を
誘電体層１３上の容量結合電極５０の一端部５１と誘電
体層１２上の伝送線路７６の後端部７６２との重なり部
分で形成し、静電容量４３４を伝送線路７６の後端部７
６２と誘電体層１１上の容量結合用電極７７の前端部７
７２との重なり部分で形成し、伝送線路７６によってイ
ンダクタンス４３６を形成する。なお、伝送線路７６の
前端部７６１は誘電体層１２内に設けられるスルーホー
ル９２および誘電体層１１内に設けられるスルーホール
９１によって積層体１００の下面に設けられるアース電
極１１０と接続されている。このように、伝送線路７６
の前端部７６１を積層体１００の前側面に設けられるア
ース電極１１０と接続せずスルーホール９２およびスル
ーホール９１によって積層体１００の下面に設けられる
アース電極１１０と接続しているのは、伝送線路７４に
よるインダクタンス４３５とは異なった値のインダクタ
ンス４３６を得るためである。また、容量結合用電極７
７の後端部７７１は積層体１００の後側面に設けられる
アンテナ端子１２３と接続される。Further, the electrostatic capacitance 434 of the demultiplexing circuit 400 is formed at the overlapping portion of the one end 51 of the capacitive coupling electrode 50 on the dielectric layer 13 and the rear end 762 of the transmission line 76 on the dielectric layer 12. Then, the capacitance 434 is applied to the rear end portion 7 of the transmission line 76.
62 and the front end portion 7 of the capacitive coupling electrode 77 on the dielectric layer 11.
It is formed in the overlapping portion with 72, and the inductance 436 is formed by the transmission line 76. The front end 761 of the transmission line 76 is connected to the ground electrode 110 provided on the lower surface of the laminated body 100 by the through hole 92 provided in the dielectric layer 12 and the through hole 91 provided in the dielectric layer 11. . In this way, the transmission line 76
Is not connected to the ground electrode 110 provided on the front side surface of the laminated body 100, but is connected to the ground electrode 110 provided on the lower surface of the laminated body 100 by the through hole 92 and the through hole 91. This is to obtain an inductance 436 having a value different from the inductance 435 of 74. In addition, the capacitive coupling electrode 7
The rear end portion 771 of 7 is connected to the antenna terminal 123 provided on the rear side surface of the stacked body 100.
【００５５】また、本実施例においては、誘電体層１４
上に設けられたアース電極８００は、伝送線路７４、７
６間の分布結合を阻止するシールドとして機能する。ア
ース電極８００の前端部は積層体１００の前側面に設け
られるアース電極１１０に接続され、後端部８０１、８
０２は積層体１００の後側面に設けられるアース電極１
１０と接続される。なお、アース電極８００の後端部を
二つの部分８０１、８０２に分離し、これらの後端部８
０１、８０２間には電極を設けていないのは、アース電
極８００が積層体１００の後側面に設けられるアンテナ
端子１２３と短絡するのを防止するためである。Further, in this embodiment, the dielectric layer 14
The ground electrode 800 provided on the transmission line 74, 7
It functions as a shield that prevents distributed coupling between the six. The front end portion of the ground electrode 800 is connected to the ground electrode 110 provided on the front side surface of the laminated body 100, and the rear end portions 801 and 8 are provided.
Reference numeral 02 denotes a ground electrode 1 provided on the rear side surface of the laminated body 100.
Connected with 10. The rear end of the ground electrode 800 is separated into two parts 801 and 802, and the rear end 8
No electrodes are provided between 01 and 802 in order to prevent the ground electrode 800 from short-circuiting with the antenna terminal 123 provided on the rear side surface of the laminate 100.
【００５６】なお、以上の各実施例においては、フィル
タ５００、６００としてバンドパスフィルタを示した
が、本発明においては、バンドパスフィルタのみなら
ず、バンドリジェクションフィルタ、ローパスフィル
タ、ハイパスフィルタ等もそれぞれフィルタ５００、６
００として用いることができる。In each of the above embodiments, bandpass filters are shown as the filters 500 and 600, but in the present invention, not only bandpass filters, but also band rejection filters, lowpass filters, highpass filters, etc. Filters 500 and 6 respectively
00 can be used.
【００５７】[0057]
【発明の効果】本発明においては、中心周波数の異なる
第１のフィルタおよび第２のフィルタと、前記第１およ
び第２のフィルタのいずれか一方のフィルタの中心周波
数においても、前記第１および第２のフィルタが共用す
る入出力端子から見た前記第１および第２のフィルタの
うちの他方のフィルタのインピーダンスが無限大になる
ようにした分波回路とを有する共用器において、前記第
１および第２のフィルタの少なくとも一つを共振素子が
誘電体基板中に一体的に設けられたトリプレート型のフ
ィルタとし、前記分波回路の少なくとも一部を前記誘電
体基板中に設け、前記第１のフィルタ、前記第２のフィ
ルタおよび前記分波回路を前記誘電体基板に一体的に形
成しているから、共用器を小型化でき、部品点数も減少
し、また、コイル等の部品も不用となるから、安定性や
信頼性に優れた共用器が得られる。According to the present invention, the first and second filters having different center frequencies and the center frequency of either one of the first and second filters can be used for the first and second filters. A duplexer in which the impedance of the other of the first and second filters viewed from the input / output terminal shared by the two filters is set to infinity, At least one of the second filters is a triplate type filter in which a resonance element is integrally provided in a dielectric substrate, and at least a part of the demultiplexing circuit is provided in the dielectric substrate. The filter, the second filter, and the demultiplexing circuit are integrally formed on the dielectric substrate, so that the duplexer can be downsized, the number of parts can be reduced, and the coil Since it becomes unnecessary parts, excellent in stability and reliability duplexer can be obtained.
【００５８】この場合において、分波回路を第１および
第２のフィルタにそれぞれ直列に接続された容量と第１
および第２のフィルタに並列に接続されたインダクタン
スとによって構成することにより、分波回路を誘電体基
板に容易に形成できる。In this case, the demultiplexing circuit is connected to the first and second filters in series with the capacitance and the first capacitance, respectively.
Also, the demultiplexing circuit can be easily formed on the dielectric substrate by configuring the demultiplexing circuit with the second filter and the inductance connected in parallel to the second filter.
【００５９】そして、このインダクタンスを先端がアー
スに短絡され電気長が９０度以下の伝送線路によって構
成することによって、インダクタンスをコンパクトに誘
電体基板に形成できる。The inductance can be compactly formed on the dielectric substrate by constructing the inductance by a transmission line whose tip is short-circuited to ground and whose electric length is 90 degrees or less.
【００６０】また、分波回路のインダクタンスを構成す
る伝送線路をマイクロストリップ線路とすることによっ
て、伝送線路の特性インピーダンスを高くすることがで
き、その結果、分波回路を広帯域化することができる。Further, by using a microstrip line for the transmission line forming the inductance of the demultiplexing circuit, the characteristic impedance of the transmission line can be increased, and as a result, the demultiplexing circuit can have a wider band.
【図１】本発明の第１の実施例の共用器の模式展開図で
ある。FIG. 1 is a schematic development view of a duplexer according to a first embodiment of the present invention.
【図２】本発明の第１の実施例の共用器の斜視図であ
る。FIG. 2 is a perspective view of the duplexer according to the first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の第１の実施例の共用器の等価回路図で
ある。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of the duplexer according to the first embodiment of the present invention.
【図４】本発明の第２の実施例の共用器の模式展開図で
ある。FIG. 4 is a schematic development view of a duplexer according to a second embodiment of the present invention.
【図５】本発明の第２の実施例の共用器の斜視図であ
る。FIG. 5 is a perspective view of a duplexer according to a second embodiment of the present invention.
【図６】本発明の第３の実施例の共用器の模式展開図で
ある。FIG. 6 is a schematic development view of a duplexer according to a third embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第３の実施例の共用器の斜視図であ
る。FIG. 7 is a perspective view of a duplexer according to a third embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第４の実施例の共用器の模式展開図で
ある。FIG. 8 is a schematic development view of a duplexer according to a fourth embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第４の実施例の共用器の斜視図であ
る。FIG. 9 is a perspective view of a duplexer according to a fourth embodiment of the present invention.
【図１０】従来の共用器を説明するための図である。FIG. 10 is a diagram for explaining a conventional duplexer.
【図１１】従来の共用器を説明するための図である。FIG. 11 is a diagram for explaining a conventional duplexer.
１１〜１７…誘電体層 ２１〜２５…共振素子 ３１〜３５…電極 ４１、４２…入出力電極 ５０、６０、７３…容量結合電極 ７０、７４、７６…伝送線路 ８１〜８４…内層アース電極 ９１〜９４…スルーホール １００…積層体 １１０…アース電極 ４００…分波回路 ５００、６００…フィルタ 11-17 ... Dielectric layers 21-25 ... Resonance elements 31-35 ... Electrodes 41, 42 ... Input / output electrodes 50, 60, 73 ... Capacitive coupling electrodes 70, 74, 76 ... Transmission lines 81-84 ... Inner layer ground electrode 91 To 94 ... through hole 100 ... laminated body 110 ... earth electrode 400 ... demultiplexing circuit 500, 600 ... filter
Claims (4)
第２のフィルタと、前記第１および第２のフィルタのい
ずれか一方のフィルタの中心周波数においても、前記第
１および第２のフィルタが共用する入出力端子から見た
前記第１および第２のフィルタのうちの他方のフィルタ
のインピーダンスが無限大になるようにした分波回路と
を有する共用器において、 前記第１および第２のフィルタの少なくとも一つを共振
素子が誘電体基板中に一体的に設けられたトリプレート
型のフィルタとし、 前記分波回路の少なくとも一部を前記誘電体基板中に設
け、 前記第１のフィルタ、前記第２のフィルタおよび前記分
波回路を前記誘電体基板に一体的に形成したことを特徴
とする共用器。1. A first filter and a second filter having different center frequencies, and the center frequency of one of the first and second filters is shared by the first and second filters. A duplexer circuit in which the impedance of the other filter of the first and second filters viewed from the input / output terminal is set to infinity. At least one resonance element is a triplate filter integrally provided in a dielectric substrate, at least a part of the branching circuit is provided in the dielectric substrate, the first filter, the first filter, A duplexer in which the second filter and the demultiplexing circuit are integrally formed on the dielectric substrate.
回路が前記第１および第２のフィルタにそれぞれ直列に
接続された容量と前記第１および第２のフィルタに並列
に接続されたインダクタンスとを有していることを特徴
とする共用器。2. The duplexer according to claim 1, wherein the demultiplexing circuit is connected in series with the first and second filters and in parallel with the first and second filters. A duplexer characterized by having an inductance.
ダクタンスの先端がアースに短絡され電気長が９０度以
下の伝送線路によって構成されていることを特徴とする
共用器。3. The duplexer according to claim 2, wherein the end of the inductance is short-circuited to the ground and the transmission line has an electrical length of 90 degrees or less.
前記分波回路のインダクタンスを構成する伝送線路がマ
イクロストリップ線路であることを特徴とする共用器。4. The duplexer according to claim 2 or 3,
A duplexer characterized in that the transmission line forming the inductance of the branching circuit is a microstrip line.
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| JP25829092A JP3204753B2 (en) | 1992-09-28 | 1992-09-28 | Shared device |
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Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2003046358A (en) * | 2001-05-16 | 2003-02-14 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | Laminated filter, laminated composite device, and communication device |
| US6784759B2 (en) | 2001-07-27 | 2004-08-31 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Antenna duplexer and communication apparatus |
| US7012481B2 (en) | 2002-10-04 | 2006-03-14 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Duplexer, and laminate-type high-frequency device and communication equipment using the same |
| US7924116B2 (en) | 2007-01-23 | 2011-04-12 | Ngk Spark Plug Co., Ltd. | Diplexer and multiplexer using the same |
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|---|---|---|---|---|
| CN1332327C (en) * | 1998-09-08 | 2007-08-15 | 宇东光学公司 | Computer system able to input and output data on data bus at same time |
-
1992
- 1992-09-28 JP JP25829092A patent/JP3204753B2/en not_active Expired - Lifetime
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| JP3204753B2 (en) | 2001-09-04 |
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