JPH06105542A - Switching power source apparatus - Google Patents
Switching power source apparatusInfo
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- JPH06105542A JPH06105542A JP27784292A JP27784292A JPH06105542A JP H06105542 A JPH06105542 A JP H06105542A JP 27784292 A JP27784292 A JP 27784292A JP 27784292 A JP27784292 A JP 27784292A JP H06105542 A JPH06105542 A JP H06105542A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、スイッチング電源装
置に関し、より具体的には、その過電流保護回路の改良
に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a switching power supply device, and more specifically to improvement of an overcurrent protection circuit thereof.
【０００２】図４は、従来のスイッチング電源装置の一
例を示す回路図である。このスイッチング電源装置は、
自励かつフライバック方式（即ちＲＣＣ方式）のものの
例であり、トランス２の一次巻線２ａにスイッチング素
子としてのＭＯＳＦＥＴ４を直列接続し、同トランス２
のベース巻線２ｃの出力をコンデンサ１２および抵抗１
４を介してこのＭＯＳＦＥＴ４のゲートに帰還させて発
振させるよう構成されている。１６は起動抵抗である。
そして、ＭＯＳＦＥＴ４のオフ時に、トランス２内の蓄
積エネルギーを、二次巻線２ｂからダイオード１８を介
して直流出力として取り出す。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device. This switching power supply is
This is an example of a self-excited and flyback type (that is, RCC type), in which a MOSFET 4 as a switching element is connected in series to a primary winding 2a of the transformer 2,
The output of the base winding 2c of the capacitor 12 and the resistor 1
It is configured to be fed back to the gate of the MOSFET 4 via 4 to oscillate. Reference numeral 16 is a starting resistor.
Then, when the MOSFET 4 is turned off, the stored energy in the transformer 2 is taken out as a DC output from the secondary winding 2b via the diode 18.
【０００３】また、過電流保護回路として、ＭＯＳＦＥ
Ｔ４に直列に挿入された抵抗６、それに並列接続された
コンデンサ８、この抵抗６の両端の電圧Ｖ0 が所定値以
上になるとオンしてＭＯＳＦＥＴ４のゲート回路をグラ
ウンドにバイパスするトランジスタ１０等を備えてい
る。Further, as an overcurrent protection circuit, MOSFE
A resistor 6 inserted in series with T4, a capacitor 8 connected in parallel with it, a transistor 10 for turning on when the voltage V 0 across the resistor 6 exceeds a predetermined value, and bypassing the gate circuit of the MOSFET 4 to the ground. ing.
【０００４】上記のようなスイッチング電源装置におい
ては、出力電流Ｉ2 が規格以上に増大すると、ＭＯＳＦ
ＥＴ４に流れるドレイン電流Ｉ1 が増大し、抵抗６の両
端の電圧Ｖ0 が上昇し、トランジスタ１０がオンしてＭ
ＯＳＦＥＴ４のゲート回路をバイパスし、その結果ＭＯ
ＳＦＥＴ４が強制的にオフされ、これによって過電流保
護が行われる。In the switching power supply device as described above, when the output current I 2 exceeds the standard, the MOSF
The drain current I 1 flowing through ET4 increases, the voltage V 0 across the resistor 6 increases, the transistor 10 turns on, and M
Bypass the gate circuit of OSFET4, resulting in MO
SFET4 is forced off, which provides overcurrent protection.
【０００５】[0005]
【発明が解決しようとする課題】ところが、上記スイッ
チング電源装置においては、出力電流Ｉ2 の規格が同じ
でも、実際上は入力電圧Ｖ1 の変動によってドレイン電
流Ｉ1 のピーク値が変動するので、例えば図５に示すよ
うに、過電流保護開始点が大きくばらつくという問題が
ある。However, in the above switching power supply device, the peak value of the drain current I 1 actually fluctuates due to the fluctuation of the input voltage V 1 even if the standard of the output current I 2 is the same. For example, as shown in FIG. 5, there is a problem that the overcurrent protection starting point greatly varies.
【０００６】例えば、図のような自励式の場合は入力電
圧Ｖ1 が低下するとスイッチング周波数が低くなり、同
じ出力電流Ｉ2 に対してはドレイン電流Ｉ1 のピーク値
が高くなるため、トランジスタ１０が早くオンするよう
になり、過電流保護開始点は低い方へずれる。また、ド
レイン電流Ｉ1 の傾きも小さくなるため、誤動作防止用
のコンデンサ８のインピーダンスが大きくなる等の影響
で、ますます入力電圧Ｖ1 の変動による過電流保護開始
点のばらつきが大きくなる。入力電圧Ｖ1 が上昇した場
合は上記とは逆になる。For example, in the case of the self-excited type as shown in the figure, the switching frequency decreases as the input voltage V 1 decreases, and the peak value of the drain current I 1 increases for the same output current I 2 . Turns on faster, and the overcurrent protection start point shifts to the lower side. Further, since the slope of the drain current I 1 also becomes small, the impedance of the capacitor 8 for preventing malfunction increases, and the variation of the input voltage V 1 further increases the variation of the overcurrent protection starting point. When the input voltage V 1 rises, the opposite is true.
【０００７】そこでこの発明は、入力電圧の変動による
過電流保護開始点のばらつきを小さくすることを主たる
目的とする。Therefore, the main object of the present invention is to reduce the variation of the overcurrent protection starting point due to the variation of the input voltage.
【０００８】[0008]
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明のスイッチング電源装置は、前記スイッチ
ング素子と抵抗との接続部と、前記トランスの一次巻線
の非スイッチング素子側との間に、補正抵抗とツェナダ
イオードとを直列接続したものを当該ツェナダイオード
が逆バイアスされる向きに接続したことを特徴とする。To achieve the above object, a switching power supply device according to the present invention is provided between a connecting portion between the switching element and a resistor and a non-switching element side of a primary winding of the transformer. A series connection of a correction resistor and a Zener diode is connected in a direction in which the Zener diode is reverse biased.
【０００９】[0009]
【作用】上記構成によれば、スイッチング素子に直列接
続された抵抗に流れる電流は、スイッチング素子を経由
して流れる電流に、入力側から補正抵抗およびツェナダ
イオードを経由して流れる電流を加算したものとなり、
両電流は入力電圧の変動に対しては互いに逆方向に変動
するので、入力電圧の変動分を互いに相殺し合うように
なる。その結果、入力電圧の変動による過電流保護開始
点のばらつきが小さくなる。According to the above construction, the current flowing through the resistor connected in series with the switching element is the sum of the current flowing through the switching element and the current flowing through the correction resistor and the Zener diode from the input side. Next to
Since both currents fluctuate in the opposite directions with respect to the fluctuation of the input voltage, the fluctuations of the input voltage cancel each other out. As a result, variations in the starting point of overcurrent protection due to variations in the input voltage are reduced.
【００１０】しかも上記ツェナダイオードを設けておく
と、入力電圧変動時の同ツェナダイオードおよび補正抵
抗を経由して流れる電流の変化率を、同ツェナダイオー
ドを設けていない場合に比べて大きくすることができる
ので、入力電圧変動時のスイッチング素子を経由して流
れる電流の変動分を相殺する作用がより強化される。従
って、入力電圧の変動による過電流保護開始点のばらつ
きがより小さくなる。Further, if the Zener diode is provided, the rate of change of the current flowing through the Zener diode and the correction resistor when the input voltage changes can be made larger than that in the case where the Zener diode is not provided. Therefore, the effect of canceling the fluctuation of the current flowing through the switching element when the input voltage changes can be further strengthened. Therefore, the variation of the overcurrent protection starting point due to the variation of the input voltage becomes smaller.
【００１１】[0011]
【実施例】図１は、この発明の一実施例に係るスイッチ
ング電源装置を示す回路図である。図４の従来例と同一
または相当する部分には同一符号を付し、以下において
は当該従来例との相違点を主に説明する。1 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to an embodiment of the present invention. The same or corresponding portions as those of the conventional example in FIG. 4 are denoted by the same reference numerals, and the differences from the conventional example will be mainly described below.
【００１２】この実施例においては、前述したようなＭ
ＯＳＦＥＴ４と抵抗６との接続部と、トランス２の一次
巻線２ａのＭＯＳＦＥＴ４とは反対側との間に、補正抵
抗２０とツェナダイオード２２とを直列接続したものを
当該ツェナダイオード２２が逆バイアスされる向きに接
続している。In this embodiment, M as described above is used.
A Zener diode 22 is reverse-biased by connecting a correction resistor 20 and a Zener diode 22 in series between the connection between the OSFET 4 and the resistor 6 and the opposite side of the primary winding 2a of the transformer 2 from the MOSFET 4. Connected in the opposite direction.
【００１３】このようにすると、抵抗６に流れる電流
は、ＭＯＳＦＥＴ４を経由して流れるドレイン電流Ｉ1
に、入力側から補正抵抗２０およびツェナダイオード２
２を経由して流れる電流Ｉ3 を加算したものとなる。従
って、抵抗６の両端の電圧Ｖ0は、抵抗６の値をＲ1 と
すると、次式のようになる。 Ｖ0＝（Ｉ1＋Ｉ3）Ｒ1 ・・・（１）In this way, the current flowing through the resistor 6 is the drain current I 1 flowing through the MOSFET 4.
From the input side, the correction resistor 20 and the Zener diode 2
It is the sum of the current I 3 flowing through 2. Therefore, the voltage V 0 across the resistor 6 is given by the following equation, where R 1 is the value of the resistor 6. V 0 = (I 1 + I 3 ) R 1 (1)
【００１４】上記電流Ｉ3 は、補正抵抗２０の値を
Ｒ2 、ツェナダイオード２２のツェナ電圧をＶZ とする
と、次式のようになる。 Ｉ3＝（Ｖ1−ＶZ）／（Ｒ1＋Ｒ2） ・・・（２）When the value of the correction resistor 20 is R 2 and the Zener voltage of the Zener diode 22 is V Z , the current I 3 is given by the following equation. I 3 = (V 1 −V Z ) / (R 1 + R 2 ) ... (2)
【００１５】ドレイン電流Ｉ1 のピーク値は、前述した
ように、入力電圧Ｖ1 の変動とは逆の関係に変動する
（即ち、入力電圧Ｖ1 が上昇するとドレイン電流Ｉ1 の
ピーク値は低くなり、入力電圧Ｖ1 が低下するとドレイ
ン電流Ｉ1 のピーク値は高くなる）。一方、電流Ｉ
3 は、上記（２）式からも分かるように、入力電圧Ｖ1
の変動と同じ関係に変動する（即ち、入力電圧Ｖ1 が上
昇すると電流Ｉ3 は増大し、入力電圧Ｖ1 が低下すると
電流Ｉ3 は減少する）。このように、ドレイン電流Ｉ1
のピーク値と電流Ｉ3 とは入力電圧Ｖ1 の変動に対して
は逆方向に変動し、入力電圧Ｖ1 の変動分を互いに相殺
し合うようになる。The peak value of the drain current I 1, as described above, varies inversely related to the variation of the input voltages V 1 (i.e., the peak value of the drain current I 1 if the input voltages V 1 rises lower Therefore, the peak value of the drain current I 1 increases as the input voltage V 1 decreases). On the other hand, the current I
3 is the input voltage V 1 as can be seen from the above formula (2).
It varies in the same relationship with the variation (i.e., current I 3 is increased when the input voltages V 1 rises, the input voltages V 1 current I 3 is reduced when lowering). Thus, the drain current I 1
Of the peak value and the current I 3 varies in the opposite direction with respect to variations in the input voltages V 1, comprising a variation of the input voltages V 1 to cancel each other.
【００１６】従って、抵抗６、２０の値およびツェナダ
イオード２２のツェナ電圧ＶZ を適当に選べば、入力電
圧Ｖ1 の変動に対しては、抵抗６の両端の電圧Ｖ0 が殆
ど変動しないようにすることができ、その結果、例えば
図２に示すように、入力電圧Ｖ1 の変動による過電流保
護開始点のばらつきを小さくすることができる。しか
も、過電流保護開始点のばらつきを小さくすることによ
り、過電流保護開始点を低く設定することができるの
で、他の部品への過電流による影響を小さくすることが
できるという効果も得られる。Therefore, if the values of the resistors 6 and 20 and the Zener voltage V Z of the Zener diode 22 are properly selected, the voltage V 0 across the resistor 6 hardly changes with respect to the change of the input voltage V 1. As a result, for example, as shown in FIG. 2, it is possible to reduce variations in the overcurrent protection starting point due to variations in the input voltage V 1 . Moreover, since the start point of the overcurrent protection can be set low by reducing the variation of the start point of the overcurrent protection, it is possible to reduce the influence of the overcurrent on other components.
【００１７】また、ツェナダイオード２２を設けずに補
正抵抗２０のみによっても上記のような相殺作用を行わ
せることは可能であるが、この実施例のようにツェナダ
イオード２２を設けた方が、入力電圧Ｖ1 の変動時の電
流Ｉ3 の変化率を大きくすることができるので、ドレイ
ン電流Ｉ1 のピーク値の変動分を相殺する作用がより強
化される。Although it is possible to perform the above-mentioned canceling action only by the correction resistor 20 without providing the Zener diode 22, the Zener diode 22 as in this embodiment is more effective in inputting. Since the rate of change of the current I 3 when the voltage V 1 changes can be increased, the effect of canceling the fluctuation of the peak value of the drain current I 1 is further strengthened.
【００１８】即ち、ツェナダイオード２２を設けない場
合の補正抵抗２０を経由して流れる電流Ｉ3′は次式の
ようになる。 Ｉ3′＝Ｖ1／（Ｒ1＋Ｒ2） ・・・（３） この式と上記（２）式とを比べて見ると分かるように、
入力電圧Ｖ1 から一定のツェナ電圧ＶZ を引いているぶ
ん、（２）式の電流Ｉ3 の方が入力電圧Ｖ1 の変動に対
する変化率は大きい。例えば、Ｒ1 ＋Ｒ2 を１００ｋ
Ω、ツェナ電圧ＶZを４０Ｖとし、入力電圧Ｖ1 が１０
０Ｖ〜３００Ｖで変化する場合、（２）式の電流Ｉ3 は
０．６ｍＡ〜２．６ｍＡに変化しその変化率は約４．３
倍であるのに対して、（３）式の電流Ｉ3′は１ｍＡ〜
３ｍＡに変化しその変化率は３倍である。That is, the current I 3 ′ flowing through the correction resistor 20 when the Zener diode 22 is not provided is given by the following equation. I 3 ′ = V 1 / (R 1 + R 2 ) ... (3) As can be seen by comparing this equation with the above equation (2),
Since the constant Zener voltage V Z is subtracted from the input voltage V 1, the current I 3 in the equation (2) has a larger change rate with respect to the fluctuation of the input voltage V 1 . For example, R 1 + R 2 is 100k
Ω, the Zener voltage V Z is 40 V, and the input voltage V 1 is 10
When changing from 0 V to 300 V, the current I 3 in the equation (2) changes from 0.6 mA to 2.6 mA, and the change rate is about 4.3.
However, the current I 3 ′ in the equation (3) is 1 mA to
It changed to 3 mA, and the rate of change was 3 times.
【００１９】このように、ツェナダイオード２２を設け
る方が、電流Ｉ3 によってドレイン電流Ｉ1 のピーク値
の変動分を相殺する作用がより強化されるので、入力電
圧Ｖ1 の変動による過電流保護開始点のばらつきがより
小さくなる。As described above, by providing the Zener diode 22, the effect of canceling the fluctuation of the peak value of the drain current I 1 by the current I 3 is further strengthened, so that the overcurrent protection by the fluctuation of the input voltage V 1 is performed. The starting point variation is smaller.
【００２０】なお、自励式、他励式を問わず、トランス
２の一次側には通常は起動抵抗が設けられているので、
例えば入力電圧Ｖ1 が高いような場合、図３に示す実施
例のように、起動抵抗を二つの互いに直列接続された起
動抵抗１６ａ、１６ｂで構成して、両者の中間に前述し
たような補正抵抗２０等を接続しても良い。In addition, since the starting resistance is usually provided on the primary side of the transformer 2 regardless of the self-excited type or the separately excited type,
For example, when the input voltage V 1 is high, as in the embodiment shown in FIG. 3, the starting resistor is composed of two starting resistors 16a and 16b connected in series, and the above-mentioned correction is performed in the middle of the two. The resistor 20 or the like may be connected.
【００２１】また、抵抗６の両端の電圧Ｖ0 に基づいて
ＭＯＳＦＥＴ４を強制的にオフさせる回路は、上記例の
ようなものに限定されるものではない。The circuit for forcibly turning off the MOSFET 4 on the basis of the voltage V 0 across the resistor 6 is not limited to the above example.
【００２２】また、スイッチング素子には、上記のよう
なＭＯＳＦＥＴ４の代わりにトランジスタを用いても良
い。A transistor may be used as the switching element instead of the MOSFET 4 as described above.
【００２３】また、この発明は、上記例のようなフライ
バック方式に限定されるものではなく、フォワード方式
にも勿論適用することができる。また、発振方式は、自
励式、他励式を問わない。Further, the present invention is not limited to the flyback method as in the above example, but can be applied to the forward method. Further, the oscillation system may be either a self-excited type or a separately excited type.
【００２４】[0024]
【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、入力電
圧の変動による過電流保護開始点のばらつきを、極めて
簡単な構成でかつ確実に、小さくすることができる。そ
の結果例えば、過電流保護開始点を低く設定することが
できるので、他の部品への過電流による影響を小さくす
ることができる。As described above, according to the present invention, the variation of the overcurrent protection starting point due to the variation of the input voltage can be surely reduced with a very simple structure. As a result, for example, the start point of overcurrent protection can be set low, so that the influence of overcurrent on other components can be reduced.
【図１】 この発明の一実施例に係るスイッチング電源
装置を示す回路図である。FIG. 1 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to an embodiment of the present invention.
【図２】 図１のスイッチング電源装置の過電流保護特
性の一例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing an example of overcurrent protection characteristics of the switching power supply device of FIG.
【図３】 この発明の他の実施例に係るスイッチング電
源装置を示す回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing a switching power supply device according to another embodiment of the present invention.
【図４】 従来のスイッチング電源装置の一例を示す回
路図である。FIG. 4 is a circuit diagram showing an example of a conventional switching power supply device.
【図５】 図４のスイッチング電源装置の過電流保護特
性の一例を示す図である。5 is a diagram showing an example of overcurrent protection characteristics of the switching power supply device of FIG.
２ トランス ２ａ 一次巻線 ４ ＭＯＳＦＥＴ（スイッチング素子） ６ 抵抗 １０ トランジスタ １６，１６ａ，１６ｂ 起動抵抗 ２０ 補正抵抗 ２２ ツェナダイオード 2 Transformer 2a Primary winding 4 MOSFET (switching element) 6 Resistance 10 Transistors 16, 16a, 16b Start-up resistance 20 Correction resistance 22 Zener diode
Claims (1)
および抵抗を互いに直列接続し、この抵抗の両端の電圧
に基づいてスイッチング素子を強制的にオフさせるよう
に構成されたスイッチング電源装置において、前記スイ
ッチング素子と抵抗との接続部と、前記トランスの一次
巻線の非スイッチング素子側との間に、補正抵抗とツェ
ナダイオードとを直列接続したものを当該ツェナダイオ
ードが逆バイアスされる向きに接続したことを特徴とす
るスイッチング電源装置。1. A switching power supply device configured to connect a switching element and a resistor to a primary winding of a transformer in series with each other, and forcibly turn off the switching element based on a voltage across the resistor. Between the connecting portion of the element and the resistor and the non-switching element side of the primary winding of the transformer, a correction resistor and a Zener diode are connected in series so that the Zener diode is reverse-biased. Switching power supply device characterized by.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27784292A JPH06105542A (en) | 1992-09-22 | 1992-09-22 | Switching power source apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP27784292A JPH06105542A (en) | 1992-09-22 | 1992-09-22 | Switching power source apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH06105542A true JPH06105542A (en) | 1994-04-15 |
Family
ID=17589028
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP27784292A Pending JPH06105542A (en) | 1992-09-22 | 1992-09-22 | Switching power source apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH06105542A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009254202A (en) * | 2008-04-10 | 2009-10-29 | Yokogawa Electric Corp | Switching power source |
-
1992
- 1992-09-22 JP JP27784292A patent/JPH06105542A/en active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009254202A (en) * | 2008-04-10 | 2009-10-29 | Yokogawa Electric Corp | Switching power source |
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