JPH0588024B2 - - Google Patents
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- JPH0588024B2 JPH0588024B2 JP57117990A JP11799082A JPH0588024B2 JP H0588024 B2 JPH0588024 B2 JP H0588024B2 JP 57117990 A JP57117990 A JP 57117990A JP 11799082 A JP11799082 A JP 11799082A JP H0588024 B2 JPH0588024 B2 JP H0588024B2
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- 230000010363 phase shift Effects 0.000 claims description 4
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 12
- 238000000034 method Methods 0.000 description 4
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Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/18—Phase-modulated carrier systems, i.e. using phase-shift keying
- H04L27/22—Demodulator circuits; Receiver circuits
- H04L27/233—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation
- H04L27/2332—Demodulator circuits; Receiver circuits using non-coherent demodulation using a non-coherent carrier
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03L—AUTOMATIC CONTROL, STARTING, SYNCHRONISATION OR STABILISATION OF GENERATORS OF ELECTRONIC OSCILLATIONS OR PULSES
- H03L7/00—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation
- H03L7/06—Automatic control of frequency or phase; Synchronisation using a reference signal applied to a frequency- or phase-locked loop
- H03L7/08—Details of the phase-locked loop
- H03L7/14—Details of the phase-locked loop for assuring constant frequency when supply or correction voltages fail or are interrupted
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0024—Carrier regulation at the receiver end
- H04L2027/0026—Correction of carrier offset
- H04L2027/0028—Correction of carrier offset at passband only
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
- H04L2027/0044—Control loops for carrier regulation
- H04L2027/0053—Closed loops
- H04L2027/0055—Closed loops single phase
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- H04L27/00—Modulated-carrier systems
- H04L27/0014—Carrier regulation
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- H04L2027/0071—Control of loops
- H04L2027/0079—Switching between loops
- H04L2027/0081—Switching between loops between loops of different bandwidths
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
(a) 発明の技術分野
本発明は時分割多元接続通信（以下TDMAと
称す）の位相シフトキーイング（以下PSKと称
す）変調波の如く無変調部分を持ちかつ受信局に
はバースト状に到来するPSK変調波の自動周波
数制御（以下AFCと称す）装置に関する。
称す）の位相シフトキーイング（以下PSKと称
す）変調波の如く無変調部分を持ちかつ受信局に
はバースト状に到来するPSK変調波の自動周波
数制御（以下AFCと称す）装置に関する。
(b) 従来技術と問題点
従来受信PSK変調波に直接AFCをほどこすこ
とは技術的困難性の故に実用例も少なく、次に説
明するパイロツト信号を用いる方法が一般的に用
いられている。
とは技術的困難性の故に実用例も少なく、次に説
明するパイロツト信号を用いる方法が一般的に用
いられている。
第１図は従来例のパイロツト信号を用いた
AFC回路のブロツク図、第２図は第１図の場合
の信号の配列図である。
AFC回路のブロツク図、第２図は第１図の場合
の信号の配列図である。
図中１は周波数変換器、２は帯域通過ろ波器
（以下BPFと称す）、３は周波数弁別器、４は低
域ろ波器（以下LPFと称す）、５は電圧制御発振
器（以下VCOと称す）、６はPSK変調波、７はパ
イロツト信号を示す。
（以下BPFと称す）、３は周波数弁別器、４は低
域ろ波器（以下LPFと称す）、５は電圧制御発振
器（以下VCOと称す）、６はPSK変調波、７はパ
イロツト信号を示す。
従来衛星通信のSCPC（Single Channel per
Carrier）の如きビツトレートの低速度（例えば
32kビツト／秒、62kビツト／秒）の系では、衛
星及び受信局のローカル発振器の周波数変動に、
受信局の復調器特に搬送波再生器が追尾出来ない
ことがあるので特定局が第２図に示す如く常にパ
イロツト信号７を送信し、衛星及び受信局のロー
カル発振器による周波数変動を相対的には変動し
ないようにし、かつ受信局にて周波数の変動のな
い信号が得られるようにしている。
Carrier）の如きビツトレートの低速度（例えば
32kビツト／秒、62kビツト／秒）の系では、衛
星及び受信局のローカル発振器の周波数変動に、
受信局の復調器特に搬送波再生器が追尾出来ない
ことがあるので特定局が第２図に示す如く常にパ
イロツト信号７を送信し、衛星及び受信局のロー
カル発振器による周波数変動を相対的には変動し
ないようにし、かつ受信局にて周波数の変動のな
い信号が得られるようにしている。
この方法を第１図，第２図を用いて以下に説明
する。
する。
第２図に示す如き信号をVCO５の信号の周波
数により周波数変換器１にて周波数変換しBPF
２にてパイロツト信号７を取り出し、周波数弁別
器３にて周波数誤差を弁別し、LPF４を介し直
流電圧とし、VCO５の電圧制御端子に印加し周
波数弁別器３の出力が０になるようにVCO５を
制御している。
数により周波数変換器１にて周波数変換しBPF
２にてパイロツト信号７を取り出し、周波数弁別
器３にて周波数誤差を弁別し、LPF４を介し直
流電圧とし、VCO５の電圧制御端子に印加し周
波数弁別器３の出力が０になるようにVCO５を
制御している。
このことにより周波数変換器１の出力信号は、
第２図に示す如き信号のパイロツト信号７と
PSK変調波６の相対的周波数間隔を一定に保ち、
かつ一定の周波数になるようにして、後に続く復
調器特に搬送波再生器が衛星及び受信ローカル発
振器の中心周波数の変動に対しては追尾する必要
をなくしている。
第２図に示す如き信号のパイロツト信号７と
PSK変調波６の相対的周波数間隔を一定に保ち、
かつ一定の周波数になるようにして、後に続く復
調器特に搬送波再生器が衛星及び受信ローカル発
振器の中心周波数の変動に対しては追尾する必要
をなくしている。
しかしこの方法ではパイロツト信号を送る為の
周波数帯域及び電力が必要で、衛星通信の如く周
波数帯域及び電力ともに強い制限のある系におい
ては欠点となる。
周波数帯域及び電力が必要で、衛星通信の如く周
波数帯域及び電力ともに強い制限のある系におい
ては欠点となる。
又最近800Kビツト／秒〜16Mビツト／秒の如
きTDMA通信方式が使われるようになつている。
この場合も受信局にて復調時特に搬送波再生器に
て、衛星及び受信局のローカル発振器の周波数変
動に追尾することは困難なのでAFCをかける必
要があるが、この場合前記説明のパイロツト信号
を使用するとパイロツト信号を送るための周波数
帯域及び電力が必要となる欠点が生ずる。
きTDMA通信方式が使われるようになつている。
この場合も受信局にて復調時特に搬送波再生器に
て、衛星及び受信局のローカル発振器の周波数変
動に追尾することは困難なのでAFCをかける必
要があるが、この場合前記説明のパイロツト信号
を使用するとパイロツト信号を送るための周波数
帯域及び電力が必要となる欠点が生ずる。
(c) 発明の目的
本発明の目的は上記の欠点を無くする為に無変
調部分を持つたPSK波を受信する場合、特別の
パイロツト信号を必要としないAFC方式の提供
にある。
調部分を持つたPSK波を受信する場合、特別の
パイロツト信号を必要としないAFC方式の提供
にある。
(d) 発明の構成
上記目的は本発明により、無変調部分を持つた
位相シフトキーイング変調波を受信し、電圧制御
発振器よりの出力によつて受信信号を周波数変換
する周波数変換器と、周波数変換された信号と中
心周波数との差の信号を弁別出力する周波数弁別
器と、 周波数変換された信号より無変調部分の周波数
を取り出し、無変調部分の時間巾のパルス信号を
取り出す無変調部分信号出力手段と、 周波数弁別器よりの誤差信号に対応した直流電
圧を、無変調部分信号出力手段よりのパルス信号
間のみ積分するサンプルホールド形積分器と、 サンプルホールド形積分器の出力で周波数制御
される電圧制御発振器とより構成さることを特徴
とする自動周波数制御装置によつて達成される。
位相シフトキーイング変調波を受信し、電圧制御
発振器よりの出力によつて受信信号を周波数変換
する周波数変換器と、周波数変換された信号と中
心周波数との差の信号を弁別出力する周波数弁別
器と、 周波数変換された信号より無変調部分の周波数
を取り出し、無変調部分の時間巾のパルス信号を
取り出す無変調部分信号出力手段と、 周波数弁別器よりの誤差信号に対応した直流電
圧を、無変調部分信号出力手段よりのパルス信号
間のみ積分するサンプルホールド形積分器と、 サンプルホールド形積分器の出力で周波数制御
される電圧制御発振器とより構成さることを特徴
とする自動周波数制御装置によつて達成される。
(e) 発明の実施例
以下本発明の１実施例につき図に従つて説明す
る。
る。
第３図は本発明の実施例のAFC回路のブロツ
ク図、第４図は第３図の各部の波形のタイムチヤ
ート、第５図は周波数弁別器の説明図である。
ク図、第４図は第３図の各部の波形のタイムチヤ
ート、第５図は周波数弁別器の説明図である。
図中８は周波数変換器、９はBPF、１０は検
波器、１１は電圧比較器、１２は周波数弁別器、
１３はサンプルホールド形積分器、１４はVCO、
２８はリミツタ、２９は中心周波数1より少し高
めの周波数3の共振回路、３０は中心周波数1よ
り少し低めの周波数2の共振回路、３１〜３４は
ダイオード、C1，C2はコンデンサ、R1，R2は抵
抗を示す。
波器、１１は電圧比較器、１２は周波数弁別器、
１３はサンプルホールド形積分器、１４はVCO、
２８はリミツタ、２９は中心周波数1より少し高
めの周波数3の共振回路、３０は中心周波数1よ
り少し低めの周波数2の共振回路、３１〜３４は
ダイオード、C1，C2はコンデンサ、R1，R2は抵
抗を示す。
以下動作を説明する。
まる周波数弁別器につき第５図を用いて説明す
る。
る。
Ａは共振型周波数弁別器の回路図、Ｂは共振型
周波数弁別器の特性図である。
周波数弁別器の特性図である。
Ａの回路図では、中心周波数1より少し高めの
周波数3の共振回路２９の出力をダイオード３
１，３２にて整流した抵抗R1の両端の電圧はＢ
のE1に示す如き電圧値となり、中心周波数よ
り少し低めの周波数2の共振回路３０の出力をダ
イオード３３，３４にて整流した抵抗R2の両端
の電圧はＢのE2に示す如き前者とは逆位相の電
圧値となる。
周波数3の共振回路２９の出力をダイオード３
１，３２にて整流した抵抗R1の両端の電圧はＢ
のE1に示す如き電圧値となり、中心周波数よ
り少し低めの周波数2の共振回路３０の出力をダ
イオード３３，３４にて整流した抵抗R2の両端
の電圧はＢのE2に示す如き前者とは逆位相の電
圧値となる。
この抵抗R1とR2の両端の電圧値E1とE2の和を
出力するようにすると、出力特性はＢのE1＋E2
の如くなり、中心周波数1との周波数差に比例し
た電圧が得られ周波数弁別の動作をする。
出力するようにすると、出力特性はＢのE1＋E2
の如くなり、中心周波数1との周波数差に比例し
た電圧が得られ周波数弁別の動作をする。
次に第３図，第４図を用いAFC回路の動作を
説明する。
説明する。
受信PSK変調波を周波数変換器８にてVCO１
４の出力信号と混合し周波数変換を行なう。この
信号を周波数弁別器１２にて周波数弁別するが一
般にランダム信号で変調を受けたPSK変調波に
は搬送波成分は含まれず、従つてこの場合は周波
数弁別器１２の出力には周波数情報は得られな
い。
４の出力信号と混合し周波数変換を行なう。この
信号を周波数弁別器１２にて周波数弁別するが一
般にランダム信号で変調を受けたPSK変調波に
は搬送波成分は含まれず、従つてこの場合は周波
数弁別器１２の出力には周波数情報は得られな
い。
しかしTDMA−PSK方式等においては搬送波
再生回路の同期のために、第４図Ａに示す如く信
号の先頭部に無変調部を前置してある。従つてこ
の無変調部分では周波数弁別器１２の第４図Ｂに
示す如き出力にて周波数情報を得ることが出来
る。
再生回路の同期のために、第４図Ａに示す如く信
号の先頭部に無変調部を前置してある。従つてこ
の無変調部分では周波数弁別器１２の第４図Ｂに
示す如き出力にて周波数情報を得ることが出来
る。
又一方無変調部分信号出力手段が設けられ、こ
れは低域通過ろ波器BPF２と検波器１０と電圧
比較器１１とで構成さ、無変調部分の周波数を通
す狭帯域の帯域通過ろ波器BPF９により無変調
部分の信号を取出す。このBPF９の出力信号を
検波器１０で検波し直流電圧となつた信号を電圧
比較器１１にて閾値電圧と比較すば、第４図Ｃに
示す如く無変調部分の時間巾のパルス信号が得ら
る。このパルス信号のある間、周波数弁別器１２
の出力の周波数誤差を示す周波数情報をサンプル
ホールド形積分器１３にて積分すれば周波数誤差
に比例した直流電圧が得らる。この電圧を上記の
サンプルホールド形積分器１３にてサンプルホー
ルドし、VCO１４の電圧制御端子に加えれば、
VCO１４の周波数はサンプルホールド形積分器
１３の出力が０になるよう周波数制御され、周波
数変換器８の出力信号は周波数の一定な信号が得
られる。即ちAFC動作が行なわれる。
れは低域通過ろ波器BPF２と検波器１０と電圧
比較器１１とで構成さ、無変調部分の周波数を通
す狭帯域の帯域通過ろ波器BPF９により無変調
部分の信号を取出す。このBPF９の出力信号を
検波器１０で検波し直流電圧となつた信号を電圧
比較器１１にて閾値電圧と比較すば、第４図Ｃに
示す如く無変調部分の時間巾のパルス信号が得ら
る。このパルス信号のある間、周波数弁別器１２
の出力の周波数誤差を示す周波数情報をサンプル
ホールド形積分器１３にて積分すれば周波数誤差
に比例した直流電圧が得らる。この電圧を上記の
サンプルホールド形積分器１３にてサンプルホー
ルドし、VCO１４の電圧制御端子に加えれば、
VCO１４の周波数はサンプルホールド形積分器
１３の出力が０になるよう周波数制御され、周波
数変換器８の出力信号は周波数の一定な信号が得
られる。即ちAFC動作が行なわれる。
この場合電圧制御発振器の周波数は周波数変換
のし易さ、復調器の処理のし易い周波数に決めら
る。
のし易さ、復調器の処理のし易い周波数に決めら
る。
例えば受信周波数を14GHz帯とし、これを
1140MHzの中間周波数に変換し、こを電圧制御発
振器の周波数92MHzで周波数変換し、この周波数
変換された48MHzにAFCをかけ周波数変動を防
止した後に復調器に送るということになる。
1140MHzの中間周波数に変換し、こを電圧制御発
振器の周波数92MHzで周波数変換し、この周波数
変換された48MHzにAFCをかけ周波数変動を防
止した後に復調器に送るということになる。
またTDMAフレームフオーマツトの１例では、
１フレームの繰り返し周期は20msで、１フレー
ムは１個のTDMAリフアレンスバーストと、ト
ラフイツク信号の有無に依存する０乃至319個の
トラフイツクバーストとより構成さ、ビツトレー
ト16Mb／Ｓ、１バーストののビツト数は1000ビ
ツト、１フレームのバースト数は最小は１で最大
は320バーストとなつている。いずれのバースト
もプリアンブル信号Ｐと情報信号Ｄとよりなり、
プリアンブル信号中の11部は無変調となつてお
り、このプリアンブル中の無変調ビツト数は64ビ
ツトとなつている。
１フレームの繰り返し周期は20msで、１フレー
ムは１個のTDMAリフアレンスバーストと、ト
ラフイツク信号の有無に依存する０乃至319個の
トラフイツクバーストとより構成さ、ビツトレー
ト16Mb／Ｓ、１バーストののビツト数は1000ビ
ツト、１フレームのバースト数は最小は１で最大
は320バーストとなつている。いずれのバースト
もプリアンブル信号Ｐと情報信号Ｄとよりなり、
プリアンブル信号中の11部は無変調となつてお
り、このプリアンブル中の無変調ビツト数は64ビ
ツトとなつている。
従つてバーストのプリアンブル無変調信号を検
出して作り出されるサンブリング信号の周期は最
長20msであり、最短はトラフイツクバーストが
全て存在する62.44μs（20ms÷320）となつてい
る。
出して作り出されるサンブリング信号の周期は最
長20msであり、最短はトラフイツクバーストが
全て存在する62.44μs（20ms÷320）となつてい
る。
そして周波数弁別器の出力に周波数差信号の得
られるのは、バースト信号の先頭プリアンブル部
の無変調部分のみであり、トラフイツクバースト
の存在しない無信号部に対する弁別器出力は雑音
的に変動しているのみである。
られるのは、バースト信号の先頭プリアンブル部
の無変調部分のみであり、トラフイツクバースト
の存在しない無信号部に対する弁別器出力は雑音
的に変動しているのみである。
ここでトラフイツクバーストの存吾しない最も
厳しい状態では、リフアレンスバーストの先頭無
変調部のみから周波数誤差信号が得られ、この期
間は4μs（1/16Ｍ×64）であり、雑音的に変動して
いる期間は20μsであるから、有効な信号の得らる
時間率は僅か0.02％しか存在しない。このためサ
ンプルホールド形の積分器が必要となる。この場
合積分時定数は受信信号が到来してからAFCが
定常状態に達するまでの許容時間と、どの程度の
低Ｃ／Ｎ（Carrier−to−Noi seration、きめられ
た帯域巾における搬送波と雑音との比）まで動作
させなけばならないかで決定される。しかも１回
のサンプリングの時間巾は4μsであるので、例え
ばバースト数が100の場合、100バーストでAFC
を定常状態にするには積分時定数としては400μs
（4μs×100）が選択されることになる。
厳しい状態では、リフアレンスバーストの先頭無
変調部のみから周波数誤差信号が得られ、この期
間は4μs（1/16Ｍ×64）であり、雑音的に変動して
いる期間は20μsであるから、有効な信号の得らる
時間率は僅か0.02％しか存在しない。このためサ
ンプルホールド形の積分器が必要となる。この場
合積分時定数は受信信号が到来してからAFCが
定常状態に達するまでの許容時間と、どの程度の
低Ｃ／Ｎ（Carrier−to−Noi seration、きめられ
た帯域巾における搬送波と雑音との比）まで動作
させなけばならないかで決定される。しかも１回
のサンプリングの時間巾は4μsであるので、例え
ばバースト数が100の場合、100バーストでAFC
を定常状態にするには積分時定数としては400μs
（4μs×100）が選択されることになる。
(f) 発明の効果
以上詳細に説明せる如く、本発明によればパイ
ロツト信号を使用せずにAFCをかけることが出
来るので、その分周波数帯域及び送信電力の有効
利用がはかれ経済化高性能化が可能で、又パイロ
ツト信号を送信する局の異常によるシステムダウ
ンもなくなるので、高信頼化が出来る効果があ
る。
ロツト信号を使用せずにAFCをかけることが出
来るので、その分周波数帯域及び送信電力の有効
利用がはかれ経済化高性能化が可能で、又パイロ
ツト信号を送信する局の異常によるシステムダウ
ンもなくなるので、高信頼化が出来る効果があ
る。
第１図は従来例のパイロツト信号を用いた自動
周波数選択回路のブロツク図、第２図は第１図の
場合の信号の配列図、第３図は本発明の実施例の
自動周波数制御装置のブロツク図、第４図は第３
図の各部の波形のタイムチヤート、第５図は周波
数弁別器の説明図である。 図中、１，８は周波数変換器、２，９は帯域通
過ろ波器、３，１２は周波数弁別器、４は低域ろ
波器、５，１４は電圧制御発振器、７はパイロツ
ト信号、６は位相シフトキーイング変調波、１０
は検波器、１１は電圧比較器、１３はサンプルホ
ールド形積分器を示す。
周波数選択回路のブロツク図、第２図は第１図の
場合の信号の配列図、第３図は本発明の実施例の
自動周波数制御装置のブロツク図、第４図は第３
図の各部の波形のタイムチヤート、第５図は周波
数弁別器の説明図である。 図中、１，８は周波数変換器、２，９は帯域通
過ろ波器、３，１２は周波数弁別器、４は低域ろ
波器、５，１４は電圧制御発振器、７はパイロツ
ト信号、６は位相シフトキーイング変調波、１０
は検波器、１１は電圧比較器、１３はサンプルホ
ールド形積分器を示す。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 無変調部分を持つた位相シフトキーイング変
調波を受信し、電圧制御発振器よりの出力によつ
て受信信号を周波数変換する周波数変換器と、周
波数変換された信号と中心周波数との差の信号を
弁別出力する周波数弁別器と、 周波数変換された信号より無変調部分の周波数
を取り出し、無変調部分の時間巾のパルス信号を
取り出す無変調部分信号出力手段と、 周波数弁別器よりの誤差信号に対応した直流電
圧を、無変調部分信号出力手段よりのパルス信号
間のみ積分するサンプルホールド形積分器と、 サンプルホールド形積分器の出力で周波数制御
される電圧制御発振器とより構成されることを特
徴とする自動周波数制御装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57117990A JPS5910059A (ja) | 1982-07-07 | 1982-07-07 | 自動周波数制御方式 |
| US06/510,182 US4651104A (en) | 1982-07-07 | 1983-07-01 | Frequency converter with automatic frequency control |
| EP83303972A EP0099702B1 (en) | 1982-07-07 | 1983-07-07 | A frequency converter |
| DE8383303972T DE3380682D1 (en) | 1982-07-07 | 1983-07-07 | A frequency converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP57117990A JPS5910059A (ja) | 1982-07-07 | 1982-07-07 | 自動周波数制御方式 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS5910059A JPS5910059A (ja) | 1984-01-19 |
| JPH0588024B2 true JPH0588024B2 (ja) | 1993-12-20 |
Family
ID=14725292
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP57117990A Granted JPS5910059A (ja) | 1982-07-07 | 1982-07-07 | 自動周波数制御方式 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS5910059A (ja) |
Families Citing this family (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS6130849A (ja) * | 1984-07-24 | 1986-02-13 | Victor Co Of Japan Ltd | 時分割多重信号中の４相ｄｐｓｋ波の復調回路 |
| US7468033B2 (en) | 2004-09-08 | 2008-12-23 | Medtronic Minimed, Inc. | Blood contacting sensor |
-
1982
- 1982-07-07 JP JP57117990A patent/JPS5910059A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS5910059A (ja) | 1984-01-19 |
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