JPH0584708B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 ［発明の技術分野］ 本発明は、テレビ受信機等におけるゴースト消
去装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a ghost erasing device in a television receiver or the like.

［発明の技術的背景とその問題点］ 第１図はタツプ利得可変のトランスバーサルフ
イルタを用いたゴースト消去装置の公知例を示し
たもので、ゴースト検知のための基準信号として
ビデオ信号中に含まれる垂直同期パルスの前縁
（第３ラインから第４ラインに移る部分）を用い
たものである（参照文献：村上ほか「デイジタル
化ゴースト自動消去装置」電子通信学会技術研究
報告EMCJ78−37，1978年11月）。[Technical background of the invention and its problems] Figure 1 shows a known example of a ghost canceling device using a transversal filter with variable tap gain. This method uses the leading edge of the vertical synchronization pulse (the part that moves from the 3rd line to the 4th line). (November).

第１図において、２０はタツプ利得可変のトラ
ンスバーサルフイルタであり、タツプ付遅延素子
２１と荷重回路２２および加算回路２３よりな
る。タツプ付遅延素子２１のタツプ間の遅延時間
Ｔは、入力ビデオ信号の最高周波数の２倍の逆数
より小さい値、例えば0.1μSに選ぶ。タツプの総
数は消去しようとするゴーストの遅れ（進み）時
間の範囲に応じて決定する。例えばタツプ総数を
100とすれば、10μSの時間範囲をカバーすること
ができる。トランスバーサルフイルタ２０と並列
に遅れ時間MT（Ｍは０または正の整数）の遅延
素子５０が設けられ、その出力とトランスバーサ
ルフイルタ２０の出力は加算回路５１で合成され
る。トランスバーサルフイルタ２０のタツプのう
ち、遅れ時間MTのタツプを基準タツプと称し、
これより遅れ時間の短いタツプを前方タツプ、遅
れ時間の長いタツプを後方タツプと称する。今、
仮にＭ＝20とすれば、100タツプの場合2μSまで
の進みゴーストと8μSまでの遅れゴーストが消去
可能ということになる。各タツプに付いている荷
重回路２２は掛算回路で、その係数がタツプ利得
である。基準タツプのタツプ利得C₀と表し、前
方タツプのタツプ利得をC_-M〜C_-1後方タツプの
タツプ利得をC₁〜C_Nで表すことにする。タツプ
利得C₁（ｉ＝−Ｍ〜Ｎ）の値は通常、絶対値が１
より小さい。なお、遅延素子５０と基準タツプの
機能を合わせて便宜的に主タツプと呼ぶ。すなわ
ち主タツプとは、遅延素子５０、トランスバーサ
ルフイルタ２０および加算回路５１からなる波型
等化回路６０を全体として１個の新たなトランス
バーサルフイルタとみなしたときの、遅れ時間
MTのタツプのことである。このとき主タツプの
タツプ利得は１＋C₀になる。 In FIG. 1, 20 is a transversal filter with variable tap gain, which is composed of a tapped delay element 21, a loading circuit 22, and an adder circuit 23. The delay time T between taps of the delay element 21 with taps is selected to be a value smaller than the reciprocal of twice the highest frequency of the input video signal, for example, 0.1 μS. The total number of taps is determined depending on the range of delay (advance) time of the ghost to be erased. For example, the total number of taps
If it is set to 100, it can cover a time range of 10 μS. A delay element 50 with a delay time MT (M is 0 or a positive integer) is provided in parallel with the transversal filter 20, and the output of the delay element 50 and the output of the transversal filter 20 are combined in an adder circuit 51. Among the taps of the transversal filter 20, the tap with the delay time MT is called a reference tap,
A tap with a shorter delay time than this is called a forward tap, and a tap with a longer delay time is called a backward tap. now,
If M=20, then in the case of 100 taps, leading ghosts up to 2 μS and delay ghosts up to 8 μS can be eliminated. The weight circuit 22 attached to each tap is a multiplication circuit whose coefficient is the tap gain. The tap gain of the reference tap is expressed as C ₀ , the tap gain of the front tap is expressed as C _-M to _{C -1} , and the tap gain of the rear tap is expressed as C ₁ to _CN . The value of tap gain C ₁ (i=-M~N) usually has an absolute value of 1.
smaller. Note that the functions of the delay element 50 and the reference tap are collectively referred to as a main tap for convenience. In other words, the main tap is the delay time when the waveform equalization circuit 60 consisting of the delay element 50, the transversal filter 20, and the adder circuit 51 is regarded as one new transversal filter.
It refers to the MT tap. At this time, the tap gain of the main tap becomes 1+ _C0 .

このような波形等化回路６０において、タツプ
利得｛C_i｝（C_-M〜C_Nの系列を｛C_i｝と表わす）
を適切な値に設定すれば、入力端子１０において
存在したゴースト成分（フイルタ等で生ずる波形
歪を含む）が、出力端子３０においては実質的に
消去される。このタツプ利得を自動制御して、結
果的に出力のゴースト成分を最小にするには次の
ようにすればよい。 In such a waveform equalization circuit 60, the tap gain {C _i } (the series of C _-M to C _N is expressed as {C _i })
If is set to an appropriate value, ghost components (including waveform distortion caused by filters, etc.) present at the input terminal 10 are substantially eliminated at the output terminal 30. The tap gain can be automatically controlled to minimize the ghost component of the output as follows.

まず、入力端子１０に印加された入力ビデオ信
号から、タイミング回路４４の制御のもとに、着
目する垂直同期パルス前縁部の所定の長さ分だけ
を抽出し、これを微分回路４０を経由して入力波
形メモリ４１に記憶する。一方、同時刻における
出力端子３０の出力ビデオ信号の所定の長さ分だ
けを抽出し、微分回路４２および基準波形引算回
路４３を経由して、誤差波形メモリ４６に記憶す
る。ここにおいて、基準波形引算回路４３に供給
される基準波形は、タイミング回路４４の制御の
もとに基準波形発生回路４５で作成されたもので
ある。このようにして入力波形メモリ４１に記憶
された波形を、サンプリング間隔0.1μS（トランス
バーサルフイルタ２０のタツプ間隔に同じ）毎の
サンプル値系列として｛x_k｝と表記する。同様に
して微分回路４２の出力波形を｛y_k｝、基準波形
発生回路４５で発生した基準波形を｛r_k｝、引算
回路４３の出力である誤差波形を｛e_k｝（e_k＝y_k
−r_k）と表記する。ただし、微分回路４０，４２
は入力ビデオ信号にあらかじめ基準波形としてイ
ンパルス波形が挿入されている場合には不要であ
る。こうして誤差波形メモリ46には誤差波形
｛e_k｝が記憶されることになる。なお、実際の信
号波形についてみると、｛x_k｝と｛y_k｝ではMT
なる時間ずれが存在するが、以後式の上では表記
を簡単にするために、本来y_k+Mと書くべきところ
をy_kと記す（r_k，e_kについても同様）。 First, from the input video signal applied to the input terminal 10, under the control of the timing circuit 44, only a predetermined length of the leading edge of the vertical synchronization pulse of interest is extracted, and this is passed through the differentiating circuit 40. and stored in the input waveform memory 41. On the other hand, only a predetermined length of the output video signal from the output terminal 30 at the same time is extracted and stored in the error waveform memory 46 via the differentiation circuit 42 and the reference waveform subtraction circuit 43. Here, the reference waveform supplied to the reference waveform subtraction circuit 43 is generated by the reference waveform generation circuit 45 under the control of the timing circuit 44. The waveform thus stored in the input waveform memory 41 is expressed as {x _k } as a sample value series at a sampling interval of 0.1 μS (same as the tap interval of the transversal filter 20). Similarly, the output waveform of the differentiating circuit 42 is {y _k }, the reference waveform generated by the reference waveform generation circuit 45 is {r _k }, and the error waveform output from the subtraction circuit 43 is {e _k } (e _k = y _k
−r _k ). However, the differentiating circuits 40, 42
is not necessary if an impulse waveform is inserted in advance as a reference waveform into the input video signal. In this way, the error waveform {e _k } is stored in the error waveform memory 46. In addition, looking at the actual signal waveform, MT for {x _k } and {y _k }
There is a time lag, but in order to simplify the notation in the formula below, the place that should originally be written as y _{k + M} will be written as y _k (the same applies to r _k and e _k ).

次に、これら各波形メモリ４１，４６から適当
な周波数のクロツクで｛x_k｝および｛e_k｝を読み
出して、 d₁＝_Q 〓^k=p x_k-le_k ……(1) で表される相関演算を行う。ここで相関範囲
［Ｐ，Ｑ］は通常、Ｐ＝−2M，Ｑ＝2N程度の値
にとる。d_iの物理的意味は、遅れ時間iT（Ｔはタ
ツプ間隔）のゴーストのおおよその大きさであ
る。 Next, {x _k } and {e _k } are read out from each of these waveform memories 41 and 46 using a clock of an appropriate frequency, and are expressed as d ₁ = _Q 〓 ^k=p x _kl e _k ……(1) Correlation calculation is performed. Here, the correlation range [P, Q] is usually set to values of about P=-2M and Q=2N. The physical meaning of d _i is the approximate size of the ghost of delay time iT (T is the tap interval).

一方、タツプ利得メモリ４８には各タツプのタ
ツプ利得｛c_i｝が記憶されているが、その初期値
はc_-M〜c_N＝０である。第１式の演算がｉ＝−Ｍ
〜Ｎのうちの一つのｉについて終るたびに、タツ
プ利得メモリ４８からタツプ利得c_iを読み出し、
これに対して c_i，new＝c_i，old−ad_i ……(2) （ａは正の微少値） で表される修正を施した後、再びタツプ利得メモ
リ４８に戻す。第(1)式と第(2)式で表される演算を
１フイールドの間にすべてのｉ（ｉ＝−Ｍ〜Ｎ）
について行なうが、これを実行するのがタツプ利
得修正演算回路４７である。 On the other hand, the tap gain memory 48 stores the tap gain {c _i } of each tap, and its initial value is c _-M to c _N =0. The calculation of the first equation is i=-M
Each time for one i of ~N, read the tap gain c _i from the tap gain memory 48;
After making a modification as shown in c _i , new=c _i , old-ad _i . . . (2) (a is a small positive value), it is returned to the tap gain memory 48 again. All i (i=-M to N) are calculated in one field by performing the operations expressed by equations (1) and (2).
The tap gain correction calculation circuit 47 executes this.

上記演算を新たに基準波形が受信されるたびに
（すなわち、１フイールドに１回）繰返す。これ
を続けることによつて、誤差波形｛e_k｝は次第に
０に近づく（すなわち、出力波形｛y_k｝が基準波
形｛r_k｝に近づく）。最終的に｛c_i｝はある値
｛c_i｝optに収束するが、このときの出力波形
｛y_k｝は、 Ｅ＝_Q 〓^k=p e_k＝_Q 〓^k=p （y_k−r_k）² ……(3) で定義される残留誤差を最小にするものとなつて
いる（前記文献参照）。 The above calculation is repeated each time a new reference waveform is received (that is, once per field). By continuing this, the error waveform {e _k } gradually approaches 0 (that is, the output waveform {y _k } approaches the reference waveform {r _k }). Eventually {c _i } converges to a certain value {c _i } opt, but the output waveform {y _k } at this time is E= _Q 〓 ^k=p e _k = _Q 〓 ^k=p (y _k − r _k ) ² ...(3) is designed to minimize the residual error defined by (3) (see the above-mentioned document).

タツプ利得修正は原理的には第(2)式によればよ
いが、実際の装置に第(2)式を適用した場合、入力
ビデオ信号のスペクトルや雑音の影響、トランス
バーサルフイルタ２０の周波数特性、さらにはタ
ツプ利得メモリ４８のビツト数が有限であること
の影響などによつて｛C_i｝が必ずしも最適値
｛c_i｝optに収束せず、本来は不要なタツプ利得
｛c_i｝noiseを｛c_i｝optに加算したものになる。
｛c_i｝noiseが小さければ特に問題は無いのである
が、上記した各種条件の組み合わせによつては
｛c_i｝noiseが無視できない程度の大きさになつた
り、場合によつては｛c_i｝noiseが一定値に収束
せず、時間と共に発散したりすることもある。
｛c_i｝noiseの成長が特に顕著なのは、装置を簡素
化するために第(1)式の代りに、その近似として d_i＝e_i ……(4) を用いた場合（このような制御法をゼロ・フオー
シングアルゴリズムと言う）である。 In principle, tap gain correction can be performed using equation (2); however, when equation (2) is applied to an actual device, the spectrum of the input video signal, the influence of noise, the frequency characteristics of the transversal filter 20, etc. Furthermore, due to the influence of the finite number of bits in the tap gain memory 48, {C _i } does not necessarily converge to the optimal value {c _i }opt, and unnecessary tap gain {c _i }noise is added to {c _i }opt.
If {c _i }noise is small, there is no particular problem, but depending on the combination of the various conditions mentioned above, {c _i }noise may become so large that it cannot be ignored, or in some cases {c _{i }} }Noise may not converge to a constant value and may diverge over time.
The growth of {c _i }noise is particularly remarkable when d _i =e _i ...(4) is used as an approximation instead of equation (1) to simplify the device (such control The method is called the zero-facing algorithm).

ここに述べた｛c_i｝noiseの成長を抑圧するた
めに第(2)式の代りに c_i，new＝c_i，old−ad_i−βc_i，old ……(5) または c_i，new＝c_i，old−ad_i−rsgn（c_i，old） ……(6) で表される制御方程式を用いる方式が知られてい
る（小原ほか、「CCDトランスバーサルフイルタ
ーを用いたゴーストキヤンセラー」テレビジヨン
学会誌第37巻２号，p124〜132，昭和58年２月）。
上記各式の右辺第３項は「リーク」を意味してお
り、タツプ利得｛c_i｝に対して、その大きさが０
に向うような求心力を与える作用をもつている。
第(5)式による制御は「比例リーク制御」、第(6)式
による制御は「定リーク制御」と呼ばれている。 In order to suppress the growth of {c _i } noise mentioned here, c _i , new=c _i , old−ad _i −βc _i , old ...(5) or c _i , A method using the control equation expressed as new = c _i , old − ad _i − rsgn (c _i , old) ...(6) is known (Ohara et al., ``Ghost cancellation using CCD transversal filter "Seller" Journal of the Television Society Vol. 37, No. 2, p. 124-132, February 1982).
The third term on the right side of each of the above equations means "leak", and its magnitude is 0 for the tap gain {c _i }.
It has the effect of providing a centripetal force that directs the
The control based on equation (5) is called "proportional leak control," and the control based on equation (6) is called "constant leak control."

上記した「リーク制御」は｛c_i｝noiseの成長
を抑圧するには極めて有効であるが、反面、次の
ような難点があつた。すなわち、リークの大きさ
（第(5)式のβ、あるいは第(6)式のγ）を大きくと
るほど、｛c_i｝noiseの抑圧効果は大きいが、その
代償として、本来、ゴースト消去に寄与すべきタ
ツプまでが｛c_i｝optに達するに至らず、｛c_i｝opt
よりも絶対値において幾分小さい値にまでしか成
長しないという点である。その結果、ゴースト消
去装置出力における残留ゴーストの大きさは、β
または１にほゞ比例して増大する。このように、
不要タツプ｛c_i｝noiseの成長抑圧と残留ゴース
トレレルの減少とは、互いに相反する要求であ
り、ゴースト消去装置の設計に当つては、両者の
間に適当な妥協点を見つけてβ、または１を決定
しなければならない。しかるに不要タツプ｛c_i｝
noiseの成長の度合いは、一般にトランスバーサ
ルフイルタの全タツプ数と共に増大するので、ゴ
ースト消去時間範囲の広い（すなわちタツプ数の
多い）ゴースト消去装置においては、不要タツプ
の成長と残留ゴーストレベルの双方を共に満足す
べき値以下に抑えることが困難であつた。 Although the above-mentioned "leak control" is extremely effective in suppressing the growth of {c _i } noise, it has the following drawbacks. In other words, the larger the leak size (β in Equation (5) or γ in Equation (6)), the greater the {c _i }noise suppression effect, but at the cost of this, it is inherently difficult to eliminate ghosts. The taps that should contribute have not reached {c _i }opt, and {c _i }opt
The point is that it only grows to a value that is somewhat smaller in absolute value than . As a result, the magnitude of the residual ghost at the ghost canceler output is β
Or it increases approximately in proportion to 1. in this way,
Suppressing the growth of unnecessary tap {c _i } noise and reducing residual ghost rel are mutually contradictory demands, and when designing a ghost canceling device, it is necessary to find an appropriate compromise between the two, β or 1 must be determined. However, unnecessary tap {c _i }
The degree of noise growth generally increases with the total number of taps in the transversal filter, so a ghost canceler with a wide ghost cancellation time range (that is, a large number of taps) will reduce both the growth of unnecessary taps and the residual ghost level. It was difficult to keep both levels below satisfactory values.

［発明の目的］ 本発明は上記の点にかんがみてなされたもの
で、不要タツプの成長を十分に小さく抑えなが
ら、所望のゴースト消去性能を達成することので
きるゴースト消去装置を提供することを目的とす
る。[Object of the Invention] The present invention has been made in view of the above points, and an object of the present invention is to provide a ghost erasing device that can achieve a desired ghost erasing performance while suppressing the growth of unnecessary taps to a sufficiently small size. shall be.

［発明の概要］ 本発明はタツプ利得可変トランスバーサルフイ
ルタを含む波形等化回路と、前記トランスバーサ
ルフイルタに与えるべきタツプ利得の値を記憶す
るタツプ利得メモリと、このタツプ利得メモリか
ら読み出されるタツプ利得の値を前記波形等化回
路の出力信号の歪を減少せしめる方向に修正して
前記タツプ利得メモリに再入力するタツプ利得修
正手段とを備えたゴースト消去装置において、前
記タツプ利得修正手段は、各タツプの値が、それ
ぞれ零に向う方向にリークを付与する手段と、こ
の手段により付与されるリークの大きさを、主タ
ツプ近傍では大きく、主タツプから遠ざかるにつ
れて小さく設定する手段とを含むことを特徴とし
ている。[Summary of the Invention] The present invention provides a waveform equalization circuit including a variable tap gain transversal filter, a tap gain memory that stores a tap gain value to be given to the transversal filter, and a tap gain read out from the tap gain memory. and a tap gain modifying means for re-inputting the value of tap gain in a direction that reduces distortion of the output signal of the waveform equalization circuit to the tap gain memory, wherein the tap gain modifying means The value of each tap includes means for applying a leak in a direction toward zero, and means for setting the magnitude of the leak applied by this means to be large in the vicinity of the main tap and small as it moves away from the main tap. It is a feature.

［発明の効果］ 本発明によれば、人間の視覚のゴースト検知能
力が、遅れ時間の短かい、いわゆる近接ゴースト
に対しては遅れ時間の長いゴーストに対するより
も、より鈍感であることに着目して、近接ゴース
トの消去に寄与するタツプについては、タツプ利
得修正制御に際してのリークの値を、遠隔ゴース
トの消去に寄与するタツプに関するリークよりも
大きく設定することにより、視覚上の残留ゴース
トの増大を最小に抑えながら、タツプ利得修正制
御によつて生ずる不要タツプの成長を効果的に抑
圧することのできる高性能、高安定なゴースト消
去装置を実現することができる。[Effects of the Invention] According to the present invention, attention is paid to the fact that the ghost detection ability of human vision is less sensitive to so-called close ghosts with a short delay time than to ghosts with a long delay time. Therefore, for taps that contribute to the elimination of nearby ghosts, the increase in visual residual ghosts can be suppressed by setting the leakage value during tap gain correction control to be larger than the leakage value for taps that contribute to the elimination of distant ghosts. It is possible to realize a high-performance, highly stable ghost canceling device that can effectively suppress the growth of unnecessary taps caused by tap gain correction control while minimizing the tap gain correction control.

［発明の実施例］ 第２図は本発明の一実施例の全体的な構成を示
したもので、その基本的構成要素の多くの部分は
第１図と共通である。従つて第２図において、第
１図との共通部分については、同一番号を付して
示し、その詳細な説明は省略する。第２図におい
て新たに付加された部分は、リーク量演算回路７
０および減算回路７１である。[Embodiment of the Invention] FIG. 2 shows the overall configuration of an embodiment of the present invention, and many of its basic components are the same as in FIG. 1. Therefore, in FIG. 2, parts common to those in FIG. 1 are indicated by the same numbers, and detailed explanation thereof will be omitted. The newly added part in FIG. 2 is the leak amount calculation circuit 7.
0 and subtraction circuit 71.

リーク量演算回路７０は、タツブ利得メモリ４
８から読み出したタツプ利得｛c_i｝を入力として l_i＝β（ｉ）c_i （β（ｉ）０） ……(7) あるいは l_i＝γ（ｉ）sgnc_i （γ（ｉ）０）……(8) によつてリーク量l_iを決定する。こゝで係数β
（ｉ）あるいはγ（ｉ）はタツプ番号ｉの関数にな
つており、ｉ＝０を主タツプ（遅延量０）とする
と、β（ｉ）（またはγ（ｉ））は第３図に示すよう
に、ｉが０近傍では大きく、｜ｉ｜が大きくなる
に従つて小さくなるような値にあらかじめ定めら
れているものとする。 The leak amount calculation circuit 70 is connected to the tab gain memory 4.
Using the tap gain {c _i } read from 8 as input, l _i = β (i) c _i (β (i) 0) ... (7) or l _i = γ (i) sgnc _i (γ (i) 0 )...Determine the leakage amount l _i by (8). Here, the coefficient β
(i) or γ(i) is a function of tap number i, and if i = 0 is the main tap (delay amount 0), β(i) (or γ(i)) is shown in Figure 3. Assume that i is set in advance to a value that is large when near 0 and becomes smaller as |i| becomes larger.

第２図におけるタツフ利得修正演算回路４７
は、第１図における場合と同様に、第(2)式（式中
のd_iは第(1)式または第(4)式で与えられる）のタツ
プ利得修正演算を行うものである。その出力は減
算回路７１の＋側（加算入力）へ供給される。 Tough gain correction calculation circuit 47 in FIG.
As in the case of FIG. 1, the tap gain correction calculation of equation (2) (d _i in the equation is given by equation (1) or equation (4)) is performed. The output is supplied to the + side (addition input) of the subtraction circuit 71.

一方、減算回路７１の一側（減算入力）には、
上述のリーク量演算回路７０の出力（第(7)式また
は第(8)式）が供給される。従つて、減算回路７１
出力を改めてc_i，newと表現すると c_i，new＝c_i−ad_i−β（ｉ） c_i＝｛１−β（ｉ）｝c_i−ad_i ……(9) または c_i，new＝c_i−ad_i−γ（ｉ）sgnc_i ……(10) となり、これが更新されたタツプ利得として、タ
ツプ利得メモリ４８に再入力される。たゞし第
(9)，(10)式では、c_i，oldを単にc_iと略記している。 On the other hand, on one side (subtraction input) of the subtraction circuit 71,
The output (Equation (7) or Equation (8)) of the leak amount calculation circuit 70 described above is supplied. Therefore, the subtraction circuit 71
If we express the output as c _i , new again, c _i , new = c _i −ad _i −β(i) c _i ={1−β(i)}c _i −ad _i ...(9) or c _i , new=c _i −ad _i −γ(i)sgnc _i (10), and this is re-inputted into the tap gain memory 48 as the updated tap gain. First time
In equations (9) and (10), c _i and old are simply abbreviated as c _i .

なお第(9)式の表現から明らかなように、c_iから
β（ｉ）c_iを差引くということは、c_iに｛１−β
（ｉ）｝を乗ずることゝ全く同等であるから、第(9)
式の制御を実際に実現するハードウエアは必ずし
もリーク量演算回路７０と減算回路７１の組み合
わせによらなくても、第４図に示すように、乗算
回路７２を用いる構成によつても可能である。 As is clear from the expression of equation (9), subtracting β(i)c _i from c _i means that c _i is {1−β
Multiplying by (i)} is completely equivalent, so (9)
The hardware that actually realizes the control of the equation does not necessarily have to be a combination of the leakage calculation circuit 70 and the subtraction circuit 71, but can also be implemented using a configuration using a multiplication circuit 72, as shown in FIG. .

リークの大きさを表す係数β（ｉ）（またはγ
（ｉ））を第３図に示したようにタツプ番号ｉに応
じて変えることによつて生じる効果について、次
に説明する。 The coefficient β(i) (or γ
The effect produced by changing (i)) according to the tap number i as shown in FIG. 3 will be explained next.

まず、テレビ画面上のゴーストに対する人間の
視覚の検知能力は、ゴースト遅れ時間によつて異
り、遅れ時間の短いゴーストに対しては検知能力
が相対的に低下することが知られている。画面上
にゴーストがあつても、それほど心理的な違和感
を生じないというゴーストレベルの上限をゴース
ト許容限としてDU比（希望信号対不要信号比、
dB）で表せば、おゝよそ第５図に示すような特
性になる。すなわち遅れ時間2μS程度以下の近接
ゴーストに対しては、5μS以上の遅れ時間のゴー
ストに対してよりも、ある程度大きい残留ゴース
トを許容できるわけである。 First, it is known that the ability of human vision to detect a ghost on a television screen varies depending on the ghost delay time, and the detection ability is relatively reduced for ghosts with a short delay time. The DU ratio (desired signal to unnecessary signal ratio,
If expressed in dB), the characteristics will be approximately as shown in Figure 5. In other words, for a nearby ghost with a delay time of about 2 μS or less, a somewhat larger residual ghost can be tolerated than for a ghost with a delay time of 5 μS or more.

第３図に示したように、近接ゴーストに対して
はより大きなリークを付与すると、近接ゴースト
についての残留ゴーストは物理量としては確かに
増大するけれども、視覚心理上はさして問題にな
らないという結果になる。一方、不要タツプの成
長についてみると、近接タツプについてリーク量
を大きくした分だけ、不要タツプの成長を抑圧す
る効果は大きくなる。 As shown in Figure 3, if a larger leak is applied to the nearby ghost, the residual ghost of the nearby ghost will certainly increase in terms of physical quantity, but the result will not be much of a problem from a visual psychological point of view. . On the other hand, regarding the growth of unnecessary taps, the effect of suppressing the growth of unnecessary taps increases as the amount of leakage increases for adjacent taps.

不要タツプの成長が抑圧されることの効果とし
ては、 (1) タツプ利得修正制御の暴走（発散）の予防 (2) 出力雑音増大の回避 (3) トランスバーサルフイルタ回路をCCD（電荷
結合素子）のようなアナログ回路で実現したと
きの過大入力による非線型歪発生の回避 (4) 波形等化回路の一部を巡回形構成にしたとき
の巡回形フイルタ回路の発振の予防 等があげられ、本発明によつてゴースト消去性能
をあまり犠牲にすることなしに、極めて安定なゴ
ースト消去装置を実現することができる。 The effects of suppressing the growth of unnecessary taps are: (1) Prevention of runaway (divergence) of tap gain correction control (2) Avoidance of increase in output noise (3) Use of CCD (charge-coupled device) for transversal filter circuits Avoidance of nonlinear distortion due to excessive input when realized with analog circuits such as (4) Prevention of oscillation of cyclic filter circuits when part of the waveform equalization circuit is configured as cyclic, etc. According to the present invention, an extremely stable ghost canceling device can be realized without significantly sacrificing ghost canceling performance.

次に、上記実施例とは異るが、同様に本発明の
趣旨に合致するいくつかの別の構成法について述
べる。 Next, several other configuration methods that are different from the above embodiment but also meet the spirit of the present invention will be described.

まず、リーク量を決定する式は必ずしも第(7)式
または第(8)式に限定されるわけではなく、一般に l_i＝β（ｉ）ｆ（c_i−ｋ，c_i−ｋ＋ｌ，……，c_i，
c_i＋ｌ……c_i＋ｋ）……(11) のように、第ｉタツプに対するリークは第ｉタツ
プのタツプ利得を含む前後ｋタツプのタツフ利得
の関数になつている場合であつても、係数β（ｉ）
がｉによつて変るものであれば、本発明に含まれ
る。 First, the equation for determining the amount of leakage is not necessarily limited to equation (7) or equation (8), but generally l _i =β(i)f(c _i -k, c _i -k+l,... …, c _i ,
c _i +l...c _i +k)...(11) Even if the leakage to the i-th tap is a function of the tap gains of the k taps before and after the i-th tap, including the tap gain of the i-th tap, Coefficient β(i)
is included in the present invention if it varies depending on i.

またタツプ利得修正演算（例えば第(9)式）は必
ずしもハードウエアによつて実現する必要はな
く、マイクロプロセツサとソフトウエアの組合わ
せによつても実現することができる。 Further, the tap gain correction calculation (for example, equation (9)) does not necessarily need to be realized by hardware, but can also be realized by a combination of a microprocessor and software.

また、第２図に示したトランスバーサルフイル
タ２０のタツプ利得可変のタツプのうち、前方タ
ツプ、基準タツプおよび遅れ時間の短い後方タツ
プについてはタツプ利得を０に固定し、それに伴
つて基準波形回路４５および差回路４３を省略し
た構成がゴースト消去装置でよく用いられるが、
このような回路構成であつても本発明は同様に適
用できる。 Further, among the tap gain variable taps of the transversal filter 20 shown in FIG. A configuration in which the differential circuit 43 is omitted is often used in ghost canceling devices;
The present invention is similarly applicable to such a circuit configuration.

さらに、波形等化回路６０に関しても、前方タ
ツプについてのトランスバーサルフイルタ２０′
と別に、後方タツプについては第６図に示すよう
にトランスバーサルフイルタを帰還ループに含む
巡回形フイルタ２０″の構成をとることも可能で
あり、この場合にも本発明を同様に適用すること
が可能である。 Furthermore, regarding the waveform equalization circuit 60, a transversal filter 20' for the front tap is also used.
Separately, as for the rear tap, it is also possible to configure a cyclic filter 20'' including a transversal filter in the feedback loop as shown in FIG. 6, and the present invention can be similarly applied to this case. It is possible.

また、第(9)式右辺第３項のd_iの与え方は第(1)式
または第(4)式に限定されるわけではなく、従来知
られている各種の変形はいずれも適用可能であ
る。 Furthermore, the way to give d _i in the third term on the right side of equation (9) is not limited to equation (1) or equation (4); any of the various conventionally known transformations can be applied. It is.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of the drawing]

第１図は従来のゴースト消去装置のブロツク
図、第２図は本発明のゴースト消去装置の一実施
例のブロツク図、第３図はリーク係数の大きさが
タツプ番号によつて異ることを示す図、第４図は
リーク付与回路の別の構成法を示すブロツク図、
第５図はゴースト許容限がゴースト遅れ時間によ
つて異ることを示す図、第６図は本発明の他の実
施例における波形等化回路の構成を示す図であ
る。 ４７……タツプ利得修正演算回路、４８……タ
ツプ利得メモリ、６０……トランスバーサルフイ
ルタを含む波形等化回路。 Fig. 1 is a block diagram of a conventional ghost canceling device, Fig. 2 is a block diagram of an embodiment of the ghost canceling device of the present invention, and Fig. 3 shows that the magnitude of the leakage coefficient differs depending on the tap number. FIG. 4 is a block diagram showing another configuration method of the leak providing circuit.
FIG. 5 is a diagram showing that the ghost tolerance limit varies depending on the ghost delay time, and FIG. 6 is a diagram showing the configuration of a waveform equalization circuit in another embodiment of the present invention. 47... Tap gain correction calculation circuit, 48... Tap gain memory, 60... Waveform equalization circuit including a transversal filter.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ タツプ利得可変トランスバーサルフイルタを
含む波形等化回路と、前記トランスバーサルフイ
ルタに与えるべきタツプ利得の値を記憶するタツ
プ利得メモリと、このタツプ利得メモリから読み
出されるタツプ利得の値を前記波形等化回路の出
力信号の歪を減少しめる方向に修正して前記タツ
プ利得メモリに再入力するタツプ利得修正手段と
を備えたゴースト消去装置において、前記タツプ
利得修正手段は、各タツプの値がそれぞれ零に向
う方向にリークを付与する手段と、この手段によ
り付与されるリークの大きさを、主タツプ近傍で
は大きく、主タツプから遠ざかるにつれて小さく
設定する手段とを含むものであることを特徴とす
るゴースト消去装置。1 A waveform equalization circuit including a tap gain variable transversal filter, a tap gain memory that stores a tap gain value to be given to the transversal filter, and a tap gain value read from the tap gain memory that is equalized by the waveform equalization circuit. In the ghost canceling device, the tap gain correction means corrects the output signal of the circuit in a direction to reduce distortion and re-inputs the corrected signal into the tap gain memory, wherein the tap gain correction means adjusts the value of each tap to zero. This ghost erasing device comprises means for applying a leak in the opposite direction, and means for setting the magnitude of the leak applied by this means to be large near the main tap and to be small as the distance from the main tap increases.