JPH0583218A - Orthogonal frequency division multiplex system demodulator - Google Patents
Orthogonal frequency division multiplex system demodulatorInfo
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- JPH0583218A JPH0583218A JP3241214A JP24121491A JPH0583218A JP H0583218 A JPH0583218 A JP H0583218A JP 3241214 A JP3241214 A JP 3241214A JP 24121491 A JP24121491 A JP 24121491A JP H0583218 A JPH0583218 A JP H0583218A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、オーソゴナル周波数分
割多重方式（以下、ＯＦＤＭ方式という）を使用した通
信システムにおける復調器、特にその復調用搬送波発振
器の自動周波数制御（以下、ＡＦＣという）方式に関す
るものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a demodulator in a communication system using an orthogonal frequency division multiplexing system (hereinafter referred to as an OFDM system), and more particularly to an automatic frequency control (hereinafter referred to as AFC) system of a carrier oscillator for demodulation. It is a thing.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来、この種の技術としては、例えば次
のような文献に記載されるものがあった。2. Description of the Related Art Conventionally, as a technique of this kind, there is one described in the following documents, for example.
【０００３】文献；EBU REVIEW-TECHNICAL、[224](1987
-8)(仏）R.Lassaille and M.Alard著“プリンサプルズ
オブ モジュレーション アンド チャネル コーデ
ィング フォー ディジタル ブロードカースティング
フォーモウブァラズ レシーバーズ（Principles of
modulation and channelcoding for digital broadcast
ing）”Ｐ．１６８−１９０ 前記文献に記載されているように、ＯＦＤＭ方式は、デ
ジタル音声ステレオ放送に使用することを目的として、
主として欧州で研究開発されている技術である。ＯＦＤ
Ｍ方式を用いた通信システムに使用する送信器側の変調
出力は、一般に次式（１）で表わされる。 但し、ｍｑ（ｔ）；ｑＴｓ−Δ／２≦ｔ＜（ｑ＋１）Ｔ
Ｓ−Δ／２の時刻ｔにおける変調出力 Ｔｓ ； クロックの周期（シンボル間隔） Δ ； ガードインターバルの時間 Ｔ ； Ｔ＝Ｔｓ−Δで求まる時間 ｑ ； 時刻をＴｓの間隔で数えたときのｑ番目の
時刻に相当 Φq,k ； ｋ番目のキャリアを直交位相変調（以下、
ＱＰＳＫという）したときの変調位相 Ａ ； 各ＱＰＳＫ変調波の振幅 ω０ ； 無線搬送波の角周波数 Ｎ ； ＯＦＤＭ方式のキャリアの数 一般にＯＦＤＭ方式では、例えば複数個（Ｌ）のデジタ
ル化されたプログラムを、各プログラムとも複数個（２
Ｍ）のシンボルに変換し、２つのシンボルを１組として
１つのキャリアをＱＰＳＫ変調し、それを全てのシンボ
ル組について行い、Ｍ×Ｌ個のＱＰＳＫ変調波を得てい
る。このとき、（１）式において、Ｎ＝ＭＬとなる。ま
た、１つのプログラムに対しては、（１）式のｋの値と
して、Ｌ間隔にＭ個のキャリアを割り当てている。Literature; EBU REVIEW-TECHNICAL, [224] (1987
-8) (France) by R. Lassaille and M. Alard "Principles of Modulation and Channel Coding for Digital Broadcasting Formau Vara's Receivers (Principles of
modulation and channelcoding for digital broadcast
ing) ”P.168-190 As described in the above-mentioned document, the OFDM method is intended for use in digital audio stereo broadcasting.
It is a technology mainly researched and developed in Europe. OFD
The modulation output on the transmitter side used in a communication system using the M method is generally expressed by the following equation (1). However, mq (t); qTs-Δ / 2 ≦ t <(q + 1) T
Modulation output at time t of S-Δ / 2 Ts; clock period (symbol interval) Δ; guard interval time T; time T obtained by T = Ts-Δ q; qth time when time is counted at Ts interval Φq, k; quadrature phase modulation of the kth carrier (hereinafter,
Modulation phase when QPSK); amplitude of each QPSK modulated wave ω 0; angular frequency of wireless carrier N; number of carriers in OFDM system Generally, in OFDM system, for example, a plurality (L) of digitized programs are Multiple for each program (2
M) symbols, one symbol is QPSK-modulated with two symbols as one set, and this is performed for all symbol sets to obtain M × L QPSK modulated waves. At this time, in the equation (1), N = ML. Further, for one program, M carriers are assigned at L intervals as the value of k in the equation (1).
【０００４】一方、ＯＦＤＭ方式における復調器の復調
方式としては、同期検波方式、遅延検波方式等が考えら
れるが、ここでは、遅延検波方式について説明する。図
２は、従来のＯＦＤＭ方式における遅延検波方式の復調
器の一構成例を示す機能ブロック図である。On the other hand, as a demodulation method of a demodulator in the OFDM method, a synchronous detection method, a differential detection method, etc. can be considered. Here, the differential detection method will be described. FIG. 2 is a functional block diagram showing a configuration example of a delay detection type demodulator in the conventional OFDM system.
【０００５】この復調器は、受信波ＩＮを直交検波搬送
波Ｓ２で直交検波して同相検波成分Ｓ１ａ及び直交検波
成分Ｓ１ｂからなる検波信号Ｓ１を出力する直交検波器
１を有し、その入力側には、直交検波搬送波Ｓ２を出力
する搬送波発振器２が接続されている。直交検波器１の
出力側には、検波信号Ｓ１からタイミング信号Ｓ３等を
生成するシンボル再生回路３と、タイミング信号Ｓ３に
基づき検波信号Ｓ１から特定の周波数成分を取り出す相
関器４とが、接続されている。This demodulator has a quadrature detector 1 for quadrature detecting the received wave IN with a quadrature detection carrier S2 and outputting a detection signal S1 composed of an in-phase detection component S1a and a quadrature detection component S1b. Is connected to a carrier wave oscillator 2 that outputs a quadrature detection carrier wave S2. To the output side of the quadrature detector 1, a symbol reproduction circuit 3 for generating a timing signal S3 and the like from the detection signal S1 and a correlator 4 for extracting a specific frequency component from the detection signal S1 based on the timing signal S3 are connected. ing.
【０００６】相関器４の出力側には、その出力信号Ｓ４
の差動化演算を行う差動化回路５が接続され、さらにそ
の出力側に、シリアル変換器６が接続されている。シリ
アル変換器６は、差動化回路５の出力信号Ｓ５を並列／
直列変換して直列符号の出力信号Ｓ６を出力する回路で
ある。On the output side of the correlator 4, its output signal S4
The differential circuit 5 for performing the differential calculation is connected, and the serial converter 6 is connected to the output side thereof. The serial converter 6 parallelizes the output signal S5 of the differential circuit 5
It is a circuit that performs serial conversion and outputs an output signal S6 having a serial code.
【０００７】次に、図２の復調器の動作を説明する。図
示しない送信器から伝搬路を介して送られてきた受信波
ＩＮが、直交検波器１に入力する。この受信波ＩＮは、
通常、伝搬路によって歪みや伝搬遅延等を受けるが、こ
こでは説明を簡単にするため、それらの影響がないもの
とする。すると、この受信波ＩＮは、（１）式と同じ式
となる。搬送波発振器２で発振した直交検波搬送波Ｓ２
は、直交検波器１に入力される。直交検波器１で直交検
波を行うため、直交検波搬送波Ｓ２は直交する２つの信
号であるが、それをここでは、次式（２）のような複素
数で表わす。 ｃｑ（ｔ）＝ｅ-j（ωct＋θc) ・・・（２） 但し、ｔ，ｑ；（１）式と同じ ωｃ ；直交検波搬送波の角周波数 θｃ ；受信波（１）式と直交検波搬送波の位相差 直交検波器１では、受信波ＩＮと直交検波搬送波Ｓ２と
を乗算、即ち（１）式と（２）式を掛け合わせることに
より、次式（３）のような検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ（ｔ))
を出力する。 検波信号Ｙｑ（ｔ）は、通常Ｉチャネルと称する同相検
波成分Ｓ１ａと、通常Ｑチャネルと称する直交検波成分
Ｓ１ｂとからなり、その同相検波成分Ｓ１ａが（３）式
の実数部、直交検波成分Ｓ１ｂが（３）式の虚数部に相
当する。Next, the operation of the demodulator shown in FIG. 2 will be described. A reception wave IN sent from a transmitter (not shown) via a propagation path is input to the quadrature detector 1. This received wave IN is
Usually, the propagation path causes distortion, propagation delay, and the like, but here, in order to simplify the explanation, it is assumed that they are not affected. Then, the received wave IN has the same formula as the formula (1). Quadrature detection carrier wave S2 oscillated by carrier wave oscillator 2
Is input to the quadrature detector 1. Since the quadrature detector 1 performs quadrature detection, the quadrature detection carrier S2 is two signals that are orthogonal to each other. Here, it is represented by a complex number like the following equation (2). cq (t) = e- j (ωct + θc) (2) where, t and q are the same as in formula (1) ωc; angular frequency of the quadrature detection carrier θc; between the reception wave (1) and the quadrature detection carrier Phase difference The quadrature detector 1 multiplies the received wave IN by the quadrature detection carrier S2, that is, multiplies the equations (1) and (2) to obtain the detection signal S1 (= Yq (T))
Is output. The detection signal Yq (t) is composed of an in-phase detection component S1a usually called the I channel and a quadrature detection component S1b usually called the Q channel, and the in-phase detection component S1a is the real part of the equation (3), the quadrature detection component S1b. Corresponds to the imaginary part of equation (3).
【０００８】（３）式において、Δω＝ω０−ωｃとす
ると、（４）式となる。 シンボル再生回路３では、（４）式に含まれるシンボル
周波数（クロック周波数）１／Ｔｓを再生し、そこから
各搬送波（キャリア）の周波数ｋ／Ｔ（但し、ｋ＝０，
１，…，Ｎ−１）を作り、また相関器４の演算を行う時
間（タイミング）を作り、それらのタイミング信号Ｓ３
を相関器４へ供給する。When Δω = ω0−ωc in the equation (3), the equation (4) is obtained. The symbol reproduction circuit 3 reproduces the symbol frequency (clock frequency) 1 / Ts included in the equation (4), and from there, the frequency k / T of each carrier wave (where k = 0,
, ..., N-1), and the time (timing) for performing the operation of the correlator 4 is created, and their timing signals S3
Is supplied to the correlator 4.
【０００９】相関器４は、（４）式で表わされる検波信
号Ｓ１（＝Ｙｑ（ｔ))から、特定の周波数成分のみを取
り出すため、周波数ｓ／Ｔ（但し、ｓ；０，１，…，Ｎ
−１の整数）の信号を（４）式に掛け、それをｑ番目の
シンボルについては、時刻ｔ＝ｑＴｓからｔ＝ｑＴｓ＋
Ｔの間積分する。すると、周波数の番号ｓにおける相関
器４の出力信号Ｓ４は、次式（５）となる。 例えば、Δω＝０（即ち、受信搬送波と直交検波搬送波
Ｓ２が同一周波数）とすると、（５）式は次の通りとな
る。 Ｗｑ，ｓ＝Ａ・ｅj(Φq,s-θc) ・・・（６） そのため、ｋ＝ｓの変調成分のみが得られる。ところ
が、Δω≠０のときには、（５）式はこのように簡単に
ならず、ｋ≠ｓの成分からの影響が出てくる。そのと
き、ΔωＴを非常に小さくできるならば、ほぼ（６）式
の出力が得られると考えて差し支えない。Since the correlator 4 extracts only a specific frequency component from the detection signal S1 (= Yq (t)) expressed by the equation (4), the frequency s / T (where s; 0, 1, ... , N
(Integer of −1) is multiplied by equation (4), and for the q-th symbol, from time t = qTs to t = qTs +
Integrate during T. Then, the output signal S4 of the correlator 4 at the frequency number s is given by the following equation (5). For example, assuming Δω = 0 (that is, the reception carrier wave and the quadrature detection carrier wave S2 have the same frequency), the equation (5) is as follows. Wq, s = A · e j (Φq, s−θc) (6) Therefore, only the modulation component of k = s can be obtained. However, when Δω ≠ 0, the equation (5) does not become so simple, and the influence from the component of k ≠ s appears. At this time, if ΔωT can be made extremely small, it can be considered that the output of equation (6) can be obtained.
【００１０】今、１受信機が一つのプログラム（チャネ
ル）を選択して復調することを考えると、ｓの値とし
て、Ｌ間隔にＭ個あればよい。従って、相関器４とし
て、Ｍ個が必要となる。これらの相関器４から、（６）
式で表わされるＭ個の出力信号Ｓ４（＝Ｗｑ，ｓ）が、
差動化回路５へ出力される。Now, considering that one receiver selects and demodulates one program (channel), the number of s may be M at L intervals. Therefore, M correlators 4 are required. From these correlators 4, (6)
The M output signals S4 (= Wq, s) represented by the equation are
It is output to the differential circuit 5.
【００１１】差動化回路５は、１シンボル前の相関器出
力と、現在の出力との差動化演算を行う。１シンボル前
の値をＷｑ−１，ｓとすると、 Ｗｑ−１，ｓ＝Ａ・ｅj(Φq-1,s-θc) 差動化出力信号Ｓ５をＤｑ，ｓとすると、 Ｄｑ，ｓ＝Ｗｑ，ｓ・Ｗ* ｑ−１，ｓ＝Ａ2 ・ｅj(Φq,s-Φq-1,s) ・・・（７） 但し、 Ｗ* ｑ−１，ｓ；Ｗｑ−１，ｓの共役複素数 従って、変調器において符号を差動化しておけば、
（７）式でその符号が復調されることがわかる。（７）
式で表わされるＭ個の出力信号Ｓ５が得られるので、シ
リアル変換器６で、Ｍ個（実際には、Ｍ組の複素数）の
並列なシンボルを並列／直列変換することにより、変調
器へ入力した直列符号の出力信号Ｓ６が出力される。The differential circuit 5 performs a differential operation on the output of the correlator one symbol before and the current output. If the value one symbol before is Wq-1, s, then Wq-1, s = A · e j (Φq-1, s-θc) If the differential output signal S5 is Dq, s, then Dq, s = Wq, s · W * q- 1, s = a 2 · e j (Φq, s-Φq-1, s) ··· (7) However, W * q-1, s ; of Wq-1, s Conjugate complex number Therefore, if the code is differentiated in the modulator,
It can be seen from Equation (7) that the code is demodulated. (7)
Since M output signals S5 represented by the equation are obtained, the serial converter 6 inputs M to the modulator by performing parallel / serial conversion of M (actually, M sets of complex numbers) parallel symbols. The output signal S6 having the serial code is output.
【００１２】[0012]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、従来の
ＯＦＤＭ方式の復調器では、次のような課題があった。
前述した復調過程において、Δω＝０あるいはΔωＴの
値が非常に小さく無視できるとしているが、ΔωＴの値
が無視できるほどには小さくできない場合がある。例え
ば、周波数安定度がそれほど高くない搬送波発振器２を
使用したり、無線周波数が高い場合等が相当する。この
場合、（６）式に他のチャネルからのリークが生じ、そ
れがそれ以降のシンボルの復調動作に影響し、シンボル
復調に対するシンボルエラーの発生確率を増大させる。
一般に、ＯＦＤＭ方式の通信においては、高度な誤り制
御方式を採用し、多少のシンボルエラーについては、誤
り制御方式で修復しているが、前記エラーの発生は誤り
制御能力以上のエラーをたびたび発生させるおそれがあ
り、未だ技術的に充分満足のゆく復調器を得ることが困
難であった。However, the conventional OFDM demodulator has the following problems.
In the demodulation process described above, Δω = 0 or the value of ΔωT is very small and can be ignored, but there are cases where the value of ΔωT cannot be made so small that it can be ignored. For example, this corresponds to the case where the carrier wave oscillator 2 whose frequency stability is not so high is used or the radio frequency is high. In this case, a leak from another channel occurs in the equation (6), which affects the subsequent symbol demodulation operation and increases the probability of a symbol error in the symbol demodulation.
Generally, in OFDM communication, an advanced error control method is adopted, and some symbol errors are repaired by the error control method. However, the occurrence of the error often causes an error exceeding the error control capability. However, it has been difficult to obtain a demodulator that is technically sufficiently satisfactory.
【００１３】本発明は、前記従来技術が持っていた課題
として、直交検波搬送波の周波数が受信搬送波の周波数
と異なる（Δω≠０）ときに生じるシンボルエラーの発
生について解決したＯＦＤＭ方式の復調器を提供するも
のである。An object of the present invention is to provide an OFDM demodulator which solves the problem of the symbol error occurring when the frequency of the quadrature detection carrier wave is different from the frequency of the reception carrier wave (Δω ≠ 0), which is a problem of the prior art. Is provided.
【００１４】[0014]
【課題を解決するための手段】本発明は、前記課題を解
決するために、ＯＦＤＭ方式を用いた通信システムの受
信波中の受信搬送波にほぼ等しい周波数で発振する搬送
波発振器、及び前記受信波を前記搬送波発振器の出力に
よって直交検波する直交検波器を有するＯＦＤＭ方式の
復調器において、次のような手段を講じている。In order to solve the above problems, the present invention provides a carrier wave oscillator that oscillates at a frequency substantially equal to a received carrier wave in a received wave of a communication system using the OFDM system, and the received wave. In the OFDM demodulator having a quadrature detector that performs quadrature detection by the output of the carrier wave oscillator, the following means are taken.
【００１５】即ち、直交検波器の出力信号のうち直流成
分のみを取り出す低域濾波器（以下、ＬＰＦという）
と、前記ＬＰＦの出力信号を遅延検波する遅延検波回路
と、前記遅延検波回路の出力信号を符号判定する符号判
定回路と、前記遅延検波回路の出力信号と前記符号判定
回路の出力信号との位相誤差を検出する誤差検出回路
と、前記誤差検出回路の出力信号を長期間平均する平均
化回路とを設け、前記平均化回路の出力信号に基づいて
前記搬送波発振器の周波数を制御する構成にしている。That is, a low-pass filter (hereinafter referred to as an LPF) that extracts only the DC component from the output signal of the quadrature detector.
A delay detection circuit that delay-detects the output signal of the LPF; a sign determination circuit that determines the sign of the output signal of the delay detection circuit; and a phase of the output signal of the delay detection circuit and the output signal of the sign determination circuit. An error detection circuit that detects an error and an averaging circuit that averages the output signal of the error detection circuit for a long period are provided, and the frequency of the carrier wave oscillator is controlled based on the output signal of the averaging circuit. ..
【００１６】[0016]
【作用】本発明によれば、以上のようにＯＦＤＭ方式の
復調器を構成したので、受信波が直交検波器で直交検波
されると、ＬＰＦによってその直交検波器の出力信号の
内の直流成分のみが取り出され、遅延検波回路へ送られ
る。遅延検波回路では、ＬＰＦの出力信号を遅延検波し
てその検波結果を符号判定回路及び誤差検出回路へ与え
る。符号判定回路は、検波結果の符号判定を行い、その
判定結果を誤差検出回路へ与える。According to the present invention, since the OFDM demodulator is constructed as described above, when the received wave is quadrature detected by the quadrature detector, the DC component of the output signal of the quadrature detector is detected by the LPF. Only the signal is taken out and sent to the differential detection circuit. In the differential detection circuit, the output signal of the LPF is differentially detected and the detection result is given to the code determination circuit and the error detection circuit. The sign judging circuit judges the sign of the detection result and gives the judgment result to the error detecting circuit.
【００１７】誤差検出回路では、検波結果と判定結果と
の位相誤差を検出し、その誤差信号を平均化回路へ与え
る。平均化回路では、誤差信号を長期間平均し、搬送波
発振器の周波数を受信搬送波の周波数と等しくなるよう
に該搬送波発振器の周波数制御を行う。これにより、シ
ンボルエラーの発生が少なくなる。従って、前記課題を
解決できるのである。The error detection circuit detects a phase error between the detection result and the determination result and gives the error signal to the averaging circuit. The averaging circuit averages the error signals for a long time and controls the frequency of the carrier oscillator so that the frequency of the carrier oscillator becomes equal to the frequency of the received carrier. This reduces the occurrence of symbol errors. Therefore, the above problem can be solved.
【００１８】[0018]
【実施例】図１は、本発明の実施例を示すもので、ＯＦ
ＤＭ方式を用いた通信システムに使用する遅延検波方式
の復調器の機能ブロック図であり、従来の図２中の要素
と共通の要素には共通の符号が付されている。EXAMPLE FIG. 1 shows an example of the present invention.
FIG. 3 is a functional block diagram of a demodulator of a differential detection system used in a communication system using a DM system, and elements common to those in the conventional FIG. 2 are denoted by common symbols.
【００１９】この復調器では、従来の図２の復調器に、
搬送波発振器２の周波数を自動制御するＡＦＣ部１０が
付加されている。This demodulator has the same structure as the conventional demodulator shown in FIG.
An AFC unit 10 for automatically controlling the frequency of the carrier wave oscillator 2 is added.
【００２０】ＡＦＣ部１０は、検波信号Ｓ１の直流成分
のみ通過させるＬＰＦ１１を有し、その出力側に遅延検
波回路１２が接続されている。遅延検波回路１２は、Ｌ
ＰＦ１１の出力信号Ｓ１１を遅延検波してシンボル再生
回路３からのタイミング信号Ｓ３に基づき遅延検波信号
Ｓ１２を出力する回路であり、その出力側には、符号判
定回路１３及び誤差検出回路１４が接続されている。The AFC section 10 has an LPF 11 that allows only the DC component of the detection signal S1 to pass therethrough, and a delay detection circuit 12 is connected to the output side thereof. The differential detection circuit 12 is L
This is a circuit that delay-detects the output signal S11 of the PF 11 and outputs the delay-detection signal S12 based on the timing signal S3 from the symbol reproduction circuit 3. The output side thereof is connected to the code determination circuit 13 and the error detection circuit 14. ing.
【００２１】符号判定回路１３は、遅延検波信号Ｓ１２
を符号判定してその判定信号Ｓ１３を誤差検出回路１４
へ出力する回路である。誤差検出回路１４は、遅延検波
信号Ｓ１２と判定信号Ｓ１３との位相誤差を検出して位
相誤差信号Ｓ１４を出力する回路であり、その出力側に
平均化回路１５が接続されている。平均化回路１５は、
位相誤差信号Ｓ１４を長期間平均することによって搬送
波発振器２の周波数制御を行うための平均化信号Ｓ１５
を該搬送波発振器２へ出力する回路であり、移動平均回
路や、長時定数のＬＰＦ等で構成されている。The code determination circuit 13 is provided with the delay detection signal S12.
Is sign-determined and the judgment signal S 13
Is a circuit for outputting to. The error detection circuit 14 is a circuit that detects a phase error between the differential detection signal S12 and the determination signal S13 and outputs the phase error signal S14, and the averaging circuit 15 is connected to the output side thereof. The averaging circuit 15
An averaging signal S15 for controlling the frequency of the carrier wave oscillator 2 by averaging the phase error signal S14 for a long time.
To a carrier wave oscillator 2, and is composed of a moving average circuit, an LPF having a long time constant, and the like.
【００２２】次に、本実施例の復調器の動作を説明す
る。搬送波発振器２から直交検波器１へ直交検波搬送波
Ｓ２が供給されると、該直交検波器１では、受信波ＩＮ
を直交検波して同相検波成分Ｓ１ａ及び直交検波成分Ｓ
１ｂからなる検波信号Ｓ１を、相関器４及びＬＰＦ１１
へ供給する。検波信号Ｓ１は、（４）式で表わすことが
できる。Next, the operation of the demodulator of this embodiment will be described. When the quadrature detection carrier S2 is supplied from the carrier wave oscillator 2 to the quadrature detector 1, the quadrature detector 1 receives the received wave IN
Of the in-phase detection component S1a and the quadrature detection component S
The detected signal S1 composed of 1b is supplied to the correlator 4 and the LPF 11
Supply to. The detection signal S1 can be expressed by equation (4).
【００２３】ＬＰＦ１１は、検波信号Ｓ１（＝Ｙｑ
（ｔ))の直流成分のみ（即ち、（４）式のｋ＝０の成
分）を通し、その他の成分を減衰させる特性を持ち、次
式（８）のような出力信号Ｓ１１（＝Ｙｑ，０（ｔ))を
遅延検波回路１２へ出力する。 Ｙｑ，０（ｔ）＝Ａ・ｅj(Φq,0+Δωt-θc)＋Ｚｑ，ｋ ・・・（８） 但し、Ｚｑ，ｋ；ｋ＝０以外の成分がＬＰＦ１１を通し
てリークする成分 遅延検波回路１２では、１シンボル前の直流成分と、現
在の直流成分とで遅延検波を行う回路であり、遅延時間
Ｔ１（ほぼ１シンボルの時間Ｔｓに等しいが、必ずしも
一致しなくてよい）だけ遅れた信号と現在の信号とで遅
延検波を行い、シンボル再生回路３で得られるタイミン
グ信号Ｓ３により、時刻ｔ＝ｑＴｓからｔ＝ｑＴｓ＋Ｔ
の間の時刻ｔ＝ｔｄにおいてサンプリングされた次式
（９）のような遅延検波信号Ｓ１２（＝Ｐｑ）を符号判
定回路１３及び誤差検出回路１４へ出力する。 Ｐｑ＝Ａ2 ・ｅj(（Φq,0-Φq-1,0)+ ΔωT1） ＋Ａ・Ｚｑ，ｋ，ｄ・ｅ-j（Φq-1,0+Δω(td-T1)-θc) ＋Ａ・Ｚ* ｑ−１，ｋ，ｄ・ｅj(Φq,0+Δωtd- θc) ＋Ｚｑ，ｋ，ｄ・Ｚ* ｑ−１，ｋ，ｄ ・・・（９） 但し、Ｚｑ，ｋ，ｄ； Ｚｑ，ｋをｔ＝ｔｄでサンプリ
ングした値 Ｚ* ｑ−１，ｋ，ｄ；１シンボル遅延したリーク成分を
ｔ＝ｔｄでサンプリングした値の共役複素数 符号判定回路１３は、遅延検波信号Ｓ１２の位相を、
０、π／２、πあるいは−π／２のどれに最も近いかを
判定する。その位相をΘｑとすると、符号判定回路１３
から、次式（１０）のような判定信号Ｓ１３（＝Ｑｑ）
が誤差検出回路１４へ出力される。 Ｑｑ＝Ａ2 ・ｅj Θq ・・・（１０） ここで、ΔωＴ＜１とすることは、搬送波発振器２の周
波数安定度を制限することによって比較的容易に実現で
きる。また、Ｚｑ，ｋ，ｄ及びＺｑ−１，ｋ，ｄの振幅
の絶対値を、ＱＰＳＫ変調波の振幅Ａ以下となるように
ＬＰＦ１１の特性を選択することができる。この場合、
（９）式は、次式（９−１）で近似できる。 Ｑｑ≒Ａ2 ・ｅj(Φq,0-Φq-1,0) ・・・（９−１） 変調器において、差動符号化したＱＰＳＫ方式の場合、
Φq,0 −Φq-1,0 は、０、π／２、πあるいは−π／２
のどれかとなり、一般的には、Θｑ＝Φｑ，０−Φｑ-
１，０が得られる。外部雑音等により、Θｑ＝Φｑ，０
−Φｑ- １，０が成り立たないことがあるが、希な例で
あると考えられる。The LPF 11 detects the detection signal S1 (= Yq
(T)) has a characteristic of passing only the DC component (that is, the component of k = 0 in the equation (4)) and attenuating the other components, and the output signal S11 (= Yq, 0 (t)) is output to the differential detection circuit 12. Yq, 0 (t) = A · e j (Φq, 0 + Δωt-θc) + Zq, k (8) where components other than Zq, k; k = 0 leak through LPF 11 Delay detection circuit 12 is a circuit that performs delay detection with a DC component one symbol before and a current DC component, and is a signal delayed by a delay time T1 (which is almost equal to the time Ts of one symbol, but does not necessarily match). And the current signal are subjected to delay detection, and the timing signal S3 obtained by the symbol reproduction circuit 3 causes the time t = qTs to t = qTs + T.
During time t = td, the differential detection signal S12 (= Pq) represented by the following expression (9) is output to the code determination circuit 13 and the error detection circuit 14. Pq = A 2 · e j ((Φq, 0-Φq-1,0) + ΔωT1) + A · Zq, k, d · e -j (Φq-1,0 + Δω (td-T1) -θc) + A Z * q-1, k, d * ej (Φq, 0 + Δωtd-θc) + Zq, k, d * Z * q-1, k, d (9) where Zq, k, d A value obtained by sampling Zq, k at t = td Z * q−1, k, d; a conjugate complex number of a value obtained by sampling a leak component delayed by one symbol at t = td. The code determination circuit 13 detects the delay detection signal S12. The phase
It is determined which of 0, π / 2, π or −π / 2 is the closest. If the phase is Θq, the code determination circuit 13
Therefore, the determination signal S13 (= Qq) expressed by the following equation (10)
Is output to the error detection circuit 14. Qq = A 2 · e j Θq (10) Here, ΔωT <1 can be realized relatively easily by limiting the frequency stability of the carrier oscillator 2. Further, the characteristics of the LPF 11 can be selected so that the absolute values of the amplitudes of Zq, k, d and Zq-1, k, d are equal to or less than the amplitude A of the QPSK modulated wave. in this case,
The expression (9) can be approximated by the following expression (9-1). Qq≈A 2 · e j (Φq, 0-Φq-1,0) (9-1) In the modulator, in the case of the differentially encoded QPSK system,
Φq, 0 −Φq-1,0 is 0, π / 2, π or −π / 2
, Θq = Φq, 0-Φq-
1,0 is obtained. Θq = Φq, 0 due to external noise
-Φq-1, 0 may not hold, but it is considered to be a rare example.
【００２４】誤差信号回路１４は、遅延検波信号Ｓ１２
と判定信号Ｓ１３との位相誤差を検出し、その位相誤差
信号Ｓ１４を平均化回路１５へ出力する。（９）式の第
２項〜第４項は、第１項よりもかなり小さいことが期待
されるので、それをδｑと表わすと、位相誤差信号Ｓ１
４（＝Ｓｑ）は次式（１１）のようになる。 Ｓｑ＝Ｐｑ・Ｑ* ｑ＝Ａ4 ・ｅj ΔωＴ１・ｅj(（Φq,0 −Φq-1,0)−Θq) ＋δｑ・Ａ2 ・ｅ-jΘq ・・・（１１） ここで、先の仮定、即ち、Θｑ＝Φｑ，０−Φｑ- １，
０、かつδｑが無視できるとすると、 Ｓｑ＝Ａ4 ・ｅj ΔωＴ１ となって、角周波数の差Δωに比例した位相誤差が検出
されることがわかる。しかし、その仮定が成り立たない
ことがあり、次の平均化を行う必要がある。The error signal circuit 14 has a delay detection signal S12.
The phase error between the determination signal S13 and the determination signal S13 is detected and the phase error signal S14 is output to the averaging circuit 15. The second to fourth terms of the equation (9) are expected to be considerably smaller than the first term, so if expressed as δq, the phase error signal S1
4 (= Sq) is expressed by the following equation (11). Sq = Pq · Q * q = A 4 · e j ΔωT 1 · e j ((Φq, 0 −Φq-1,0) −Θq) + δq · A 2 · e -j Θq (11) Where, Assumption, that is, Θq = Φq, 0-Φq-1,
Assuming that 0 and δq can be ignored, Sq = A 4 · e j ΔωT1, and it can be seen that a phase error proportional to the angular frequency difference Δω is detected. However, that assumption may not hold and it is necessary to perform the following averaging.
【００２５】平均化回路１５は、（１１）式の位相誤差
信号Ｓ１４（＝Ｓｑ）を長期間平均する。（１１）式の
第１項のＡ及びΔωＴ１は、長期間一定の値となる。第
１項の（Φｑ，０−Φｑ- １，０）−Θｑは先に記述し
たように時々０ではなくなるが、一般的には０であり、
長期間の平均ではほぼ０として差し支えない。また、
（１１）式の第２項は、もともと値はかなり小さいが、
さらに、ランダムな信号で変調されていることを考慮す
ると、長期間では相殺効果が働いて非常に小さな値とな
る。そのため、平均化回路１５から、次式（１２）のよ
うな制御信号Ｓ１５（＝Ｓａｖ）が、搬送波発振器２へ
出力される。 Ｓａｖ＝Ａ4 ・ｅj ΔωT1 ・・・（１２） ここで、ΔωＴ１＜１とすると、 Ｓａｖ＝Ａ4 ・（１＋ｊΔωＴ１） ・・・（１３） となり、制御信号Ｓａｖの虚数部には角周波数差に比例
した信号が得られる。この信号を搬送波発振器２に入力
し、該発振器２の角周波数を高くする方向に周波数を制
御すれば、次の時刻には、Δωが小さくなり、（１３）
式の虚数部の絶対値は小さくなる方向となり、最終的に
虚数部が０（即ち、Δωが０）となるまで周波数の自動
制御が行われる。The averaging circuit 15 averages the phase error signal S14 (= Sq) of the equation (11) for a long period of time. A and ΔωT1 in the first term of the equation (11) are constant values for a long time. The first term (Φq, 0-Φq-1, 0) -Θq sometimes becomes non-zero as described above, but it is generally 0,
The long-term average may be almost 0. Also,
Although the value of the second term of the equation (11) is originally quite small,
Furthermore, considering that the signal is modulated by a random signal, the canceling effect works for a long period of time, resulting in a very small value. Therefore, the averaging circuit 15 outputs the control signal S15 (= Sav) represented by the following expression (12) to the carrier wave oscillator 2. Sav = A 4 · e j ΔωT1 (12) Here, if ΔωT1 <1, then Sav = A 4 · (1 + jΔωT1) (13), and the imaginary part of the control signal Sav has an angular frequency difference. A signal proportional to is obtained. By inputting this signal to the carrier wave oscillator 2 and controlling the frequency in the direction of increasing the angular frequency of the oscillator 2, Δω becomes smaller at the next time, and (13)
The absolute value of the imaginary part of the expression tends to decrease, and the frequency is automatically controlled until the imaginary part finally becomes 0 (that is, Δω is 0).
【００２６】以上のように本実施例では、ＯＦＤＭ方式
の復調器に、ＡＦＣ部１０を付加して搬送波発振器２の
周波数を制御するようにしたので、シンボルエラーを減
少することができ、良好な通信を行うことが可能とな
る。さらに、搬送波発振器２の周波数安定度を経済性を
考慮して選択可能となり、それによって搬送波発振器２
の回路構成の簡単化が図れ、しかも高い無線周波数にお
いてＯＦＤＭ方式の高精度な復調動作が可能となる。As described above, in this embodiment, since the AFC unit 10 is added to the OFDM demodulator to control the frequency of the carrier oscillator 2, it is possible to reduce the symbol error, which is preferable. It becomes possible to communicate. Furthermore, it becomes possible to select the frequency stability of the carrier oscillator 2 in consideration of economy, whereby the carrier oscillator 2 can be selected.
The circuit configuration can be simplified and the OFDM system can perform highly accurate demodulation operation at a high radio frequency.
【００２７】なお、本発明は上記実施例に限定されず、
種々の変形が可能である。その変形例としては、例えば
次のようなものがある。The present invention is not limited to the above embodiment,
Various modifications are possible. Examples of such modifications include the following.
【００２８】（ａ） 上記実施例では、遅延検波方式の
復調器について説明したが、直交検波を行う他の方式の
復調器にも上記実施例のＡＦＣ部１０の適用が可能であ
る。 （ｂ） 図１のＡＦＣ部１０は、集積回路等を用いた個
別回路で構成する以外に、コンピュータやディジタル・
シグナル・プロセッサ（ＤＳＰ）等のプログラム制御等
によって実行することも可能あり、それによって回路構
成の簡単化が図れる。(A) In the above embodiment, the demodulator of the differential detection system has been described, but the AFC unit 10 of the above embodiment can be applied to demodulators of other systems that perform quadrature detection. (B) The AFC unit 10 shown in FIG. 1 is not limited to an individual circuit that uses an integrated circuit or the like.
It can also be executed by program control of a signal processor (DSP) or the like, which simplifies the circuit configuration.
【００２９】[0029]
【発明の効果】以上詳細に説明したように、本発明によ
れば、従来のＯＦＤＭ方式の復調器にＡＦＣ機能を付加
したので、シンボルエラーを減少し、良好な復調動作を
行うことが可能となる。さらに、搬送波発振器の周波数
安定度を経済性を考慮して選択可能となり、それによっ
て該搬送波発振器の回路構成の簡単化が図れる。しか
も、高い無線周波数においてＯＦＤＭ方式の高精度な復
調動作が可能となる。As described in detail above, according to the present invention, since the AFC function is added to the conventional OFDM demodulator, it is possible to reduce the symbol error and perform a good demodulation operation. Become. Further, the frequency stability of the carrier oscillator can be selected in consideration of economical efficiency, which simplifies the circuit configuration of the carrier oscillator. Moreover, it is possible to perform highly accurate demodulation operation of the OFDM system at a high radio frequency.
【図１】本発明の実施例を示すＯＦＤＭ方式の復調器の
機能ブロックである。FIG. 1 is a functional block of an OFDM demodulator showing an embodiment of the present invention.
【図２】従来のＯＦＤＭ方式の復調器の機能ブロック図
である。FIG. 2 is a functional block diagram of a conventional OFDM demodulator.
１ 直交検波器 ２ 搬送波発振器 ３ シンボル再生回路 ４ 相関器 ５ 差動化回路 ６ シリアル変換器 １０ ＡＦＣ部 １１ ＬＰＦ １２ 遅延検波回路 １３ 符号判定回路 １４ 誤差検出回路 １５ 平均化回路 1 Quadrature detector 2 Carrier wave oscillator 3 Symbol reproduction circuit 4 Correlator 5 Differential circuit 6 Serial converter 10 AFC section 11 LPF 12 Delay detection circuit 13 Code judgment circuit 14 Error detection circuit 15 Averaging circuit
Claims (1)
た通信システムの受信波中の受信搬送波にほぼ等しい周
波数で発振する搬送波発振器、及び前記受信波を前記搬
送波発振器の出力によって直交検波する直交検波器を有
するオーソゴナル周波数分割多重方式の復調器におい
て、 前記直交検波器の出力信号のうち直流成分のみを取り出
す低域濾波器と、前記低域濾波器の出力信号を遅延検波
する遅延検波回路と、前記遅延検波回路の出力信号を符
号判定する符号判定回路と、前記遅延検波回路の出力信
号と前記符号判定回路の出力信号との位相誤差を検出す
る誤差検出回路と、前記誤差検出回路の出力信号を長期
間平均する平均化回路とを設け、前記平均化回路の出力
信号に基づいて前記搬送波発振器の周波数を制御する構
成にしたことを特徴とするオーソゴナル周波数分割多重
方式の復調器。1. A carrier oscillator that oscillates at a frequency substantially equal to a received carrier in a received wave of a communication system using an orthogonal frequency division multiplexing system, and a quadrature detector that quadrature detects the received wave by the output of the carrier oscillator. In the demodulator of the orthogonal frequency division multiplexing system having, a low-pass filter that extracts only a DC component from the output signal of the quadrature detector, a delay detection circuit that delay-detects the output signal of the low-pass filter, and the delay A code determination circuit that determines the sign of the output signal of the detection circuit, an error detection circuit that detects a phase error between the output signal of the delay detection circuit and the output signal of the code determination circuit, and the output signal of the error detection circuit An averaging circuit for averaging for a period is provided, and the frequency of the carrier oscillator is controlled based on the output signal of the averaging circuit. Demodulator Osogonaru frequency division multiplexing to symptoms.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3241214A JPH0583218A (en) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | Orthogonal frequency division multiplex system demodulator |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3241214A JPH0583218A (en) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | Orthogonal frequency division multiplex system demodulator |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0583218A true JPH0583218A (en) | 1993-04-02 |
Family
ID=17070900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3241214A Withdrawn JPH0583218A (en) | 1991-09-20 | 1991-09-20 | Orthogonal frequency division multiplex system demodulator |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0583218A (en) |
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5657313A (en) * | 1994-05-09 | 1997-08-12 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Signal transmitting apparatus and signal receiving apparatus using orthogonal frequency division multiplexing |
| US5732068A (en) * | 1994-05-09 | 1998-03-24 | Victor Company Of Japan, Ltd. | Signal transmitting apparatus and signal receiving apparatus using orthogonal frequency division multiplexing |
| US6467092B1 (en) | 1996-05-20 | 2002-10-15 | Adc Telecommunications Inc. | Method for adjusting power in a communication system with multicarrier telephony transport |
| US6618352B1 (en) | 1998-05-26 | 2003-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
-
1991
- 1991-09-20 JP JP3241214A patent/JPH0583218A/en not_active Withdrawn
Cited By (8)
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| US6608835B2 (en) | 1996-05-20 | 2003-08-19 | Adc Telecommunications, Inc. | Communication system with multicarrier telephony transport |
| US6618352B1 (en) | 1998-05-26 | 2003-09-09 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
| US6944122B2 (en) | 1998-05-26 | 2005-09-13 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Modulator, demodulator, and transmission system for use in OFDM transmission |
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