JPH0578273B2 - - Google Patents
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- JPH0578273B2 JPH0578273B2 JP8260287A JP8260287A JPH0578273B2 JP H0578273 B2 JPH0578273 B2 JP H0578273B2 JP 8260287 A JP8260287 A JP 8260287A JP 8260287 A JP8260287 A JP 8260287A JP H0578273 B2 JPH0578273 B2 JP H0578273B2
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Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明はトランジスタ、FET、GTO、及び
IGBT等の自己消弧形スイツチ素子を用いた共振
形コンバータに関する。
IGBT等の自己消弧形スイツチ素子を用いた共振
形コンバータに関する。
従来、トランジスタ、FET、GTO及びIGBT
等の自己消弧形スイツチ素子を用いた共振形コン
バータはサイリスタのように転流失敗がないこ
と、スイツチ素子を流れる電流が正弦半波でスイ
ツチ損失がなく、かつ低ノイズである等の利点で
様々な分野に利用されている。
等の自己消弧形スイツチ素子を用いた共振形コン
バータはサイリスタのように転流失敗がないこ
と、スイツチ素子を流れる電流が正弦半波でスイ
ツチ損失がなく、かつ低ノイズである等の利点で
様々な分野に利用されている。
しかしながらこのような共振形コンバータで
は、電源変動、負荷変動があつても、動作モード
を常に共振モードに保つため、回路の電流、電圧
及びその位相等を検出し、動作周波数を制御する
のが常である。従つて、制御回路が複雑になり、
出力電圧を下限まで制御する場合には、動作周波
数が可聴領域に及ぶこともある。
は、電源変動、負荷変動があつても、動作モード
を常に共振モードに保つため、回路の電流、電圧
及びその位相等を検出し、動作周波数を制御する
のが常である。従つて、制御回路が複雑になり、
出力電圧を下限まで制御する場合には、動作周波
数が可聴領域に及ぶこともある。
本発明では、以上のべた問題点を解決するため
逆並列ダイオードを有した自己消弧形スイツチ素
子によりブリツジ回路を構成し、そのブリツジ回
路の交流端子間に共振用コンデンサと共振用イン
ダクタンスの直列回路を接続するとともにその共
振用コンデンサの両端から整流手段を介して直流
出力を取り出すようにした共振形コンバータにお
いて、上記共振用コンデンサと共振用インダクタ
ンスは、このコンバータの定格運転時において、
前記スイツチ素子が閉じる時、電流がほぼ０から
立ち上がり、前記スイツチ素子が開く時電流がほ
ぼ０になるよう、かつ前記共振用コンデンサの端
子電圧がコンバータ電源電圧の約1.5〜2.1倍の範
囲となるよう選定したことを特徴とする共振形コ
ンバータを提案するものである。
逆並列ダイオードを有した自己消弧形スイツチ素
子によりブリツジ回路を構成し、そのブリツジ回
路の交流端子間に共振用コンデンサと共振用イン
ダクタンスの直列回路を接続するとともにその共
振用コンデンサの両端から整流手段を介して直流
出力を取り出すようにした共振形コンバータにお
いて、上記共振用コンデンサと共振用インダクタ
ンスは、このコンバータの定格運転時において、
前記スイツチ素子が閉じる時、電流がほぼ０から
立ち上がり、前記スイツチ素子が開く時電流がほ
ぼ０になるよう、かつ前記共振用コンデンサの端
子電圧がコンバータ電源電圧の約1.5〜2.1倍の範
囲となるよう選定したことを特徴とする共振形コ
ンバータを提案するものである。
本発明は以上述べたような特徴を有するので、
従来の共振形コンバータの制御概念に固執せず、
動作周波数はほぼ一定にして、完全な共振モード
は定格運転時のみとし、電源変動、負荷変動に対
応する出力制御はスイツチ素子のオン時間制御、
または２つのブリツジアームのベクトル制御すな
わち移相制御等によつて行うようにしたもので、
頻度の高い定格運転状態では、スイツチ素子が閉
じる時、電流がほぼ０から立ち上がり、スイツチ
素子が開く時電流がほぼ０になり、共振形コンバ
ータの利点を発揮する。
従来の共振形コンバータの制御概念に固執せず、
動作周波数はほぼ一定にして、完全な共振モード
は定格運転時のみとし、電源変動、負荷変動に対
応する出力制御はスイツチ素子のオン時間制御、
または２つのブリツジアームのベクトル制御すな
わち移相制御等によつて行うようにしたもので、
頻度の高い定格運転状態では、スイツチ素子が閉
じる時、電流がほぼ０から立ち上がり、スイツチ
素子が開く時電流がほぼ０になり、共振形コンバ
ータの利点を発揮する。
第１図は本発明の共振形コンバータの原理図で
ある。図においてＥは直流電源、Ｓ１〜Ｓ４は電
源Ｅにまたがつてブリツジ接続されたスイツチ素
子、Ｃ１は共振用コンデンサ、Ｌ１は共振用イン
ダクタンス、LSは図示されていないが出力トラ
ンスの励磁インダクタンスであり、共振用コンデ
ンサＣ１に並列接続される。Ｂはブリツジ整流回
路、Ｃ２はフイルタコンデンサ、RLは負荷であ
る。
ある。図においてＥは直流電源、Ｓ１〜Ｓ４は電
源Ｅにまたがつてブリツジ接続されたスイツチ素
子、Ｃ１は共振用コンデンサ、Ｌ１は共振用イン
ダクタンス、LSは図示されていないが出力トラ
ンスの励磁インダクタンスであり、共振用コンデ
ンサＣ１に並列接続される。Ｂはブリツジ整流回
路、Ｃ２はフイルタコンデンサ、RLは負荷であ
る。
このような回路においてスイツチ素子Ｓ１〜Ｓ
４を第２図１〜２に示すように周期をほぼ一定値
Ｔとしてパルス幅Ｔ／２で180度ずれて交互にオ
ンさせ、ブリツジの交流出力点Ｘ，Ｙ間に第２図
３のような方形交流電圧Vxyを加える。このよう
な状態で、共振用Ｃ１とＬ１の値、および負荷状
態を変化させるとインバータの動作モードが大き
く変化し、Ｓ１〜Ｓ４に流れる順電流および逆電
流が変化する。本発明では後述する如く、Ｌ１，
Ｃ１の値を選定することによつて、Ｓ１〜Ｓ４に
流れる電流を定格運転状態において第２図４〜５
に示すように電圧Vxyと同相でピーク値Ipのほぼ
山形（スイツチ素子Ｓ１〜Ｓ４が閉じる時、電流
がほぼ０から立ち上がりスイツチ素子Ｓ１〜Ｓ４
が開く時電流がほぼ０になる特性）の順電流と
し、かつＣ１の電圧Vc１、すなわち等価的な出
力電圧Ｖ０を第２図６に示すようにＥより高い
値、約1.5〜2.1Eに上昇させる。尚、フイルタＣ
２が充分に大きい場合、Ｃ１の両端から見たブリ
ツジＢとＣ２，RLは電圧Voで両極性の電池とみ
なすことができ、Ｃ１の電圧はVoでクランプさ
れる。このようにＬ１，Ｃ１を選定することによ
り、重負荷状態ではIs１，Is３を例示すれば、第
２図７のようにVxyに対し遅れ電流となり、出力
短絡では８のようにVxyと90度遅れた正負の三角
波となる。第２図７，８において、負方向の電流
は各スイツチ素子の逆電流、すなわち電源に帰還
する電流を示し、負荷が重いほど帰還電流が増加
し、短絡状態では、順電流と帰還電流のピーク
Ispがほぼ等しくなつて、電源からＬ１，Ｃ１の
共振回路に供給された電力が全て電源に帰還され
る。
４を第２図１〜２に示すように周期をほぼ一定値
Ｔとしてパルス幅Ｔ／２で180度ずれて交互にオ
ンさせ、ブリツジの交流出力点Ｘ，Ｙ間に第２図
３のような方形交流電圧Vxyを加える。このよう
な状態で、共振用Ｃ１とＬ１の値、および負荷状
態を変化させるとインバータの動作モードが大き
く変化し、Ｓ１〜Ｓ４に流れる順電流および逆電
流が変化する。本発明では後述する如く、Ｌ１，
Ｃ１の値を選定することによつて、Ｓ１〜Ｓ４に
流れる電流を定格運転状態において第２図４〜５
に示すように電圧Vxyと同相でピーク値Ipのほぼ
山形（スイツチ素子Ｓ１〜Ｓ４が閉じる時、電流
がほぼ０から立ち上がりスイツチ素子Ｓ１〜Ｓ４
が開く時電流がほぼ０になる特性）の順電流と
し、かつＣ１の電圧Vc１、すなわち等価的な出
力電圧Ｖ０を第２図６に示すようにＥより高い
値、約1.5〜2.1Eに上昇させる。尚、フイルタＣ
２が充分に大きい場合、Ｃ１の両端から見たブリ
ツジＢとＣ２，RLは電圧Voで両極性の電池とみ
なすことができ、Ｃ１の電圧はVoでクランプさ
れる。このようにＬ１，Ｃ１を選定することによ
り、重負荷状態ではIs１，Is３を例示すれば、第
２図７のようにVxyに対し遅れ電流となり、出力
短絡では８のようにVxyと90度遅れた正負の三角
波となる。第２図７，８において、負方向の電流
は各スイツチ素子の逆電流、すなわち電源に帰還
する電流を示し、負荷が重いほど帰還電流が増加
し、短絡状態では、順電流と帰還電流のピーク
Ispがほぼ等しくなつて、電源からＬ１，Ｃ１の
共振回路に供給された電力が全て電源に帰還され
る。
一方、軽負荷ではスイツチ素子Ｓ１〜Ｓ４に流
れる電流は第２図９に示すようにVxyに対して進
み電流となり、第２図１０に示すように無負荷状
態では90度進んで、正弦波共振電流となり、順電
流と逆電流のピーク値がほぼ等しくなつて、電源
から供給される電力がそのまま電源に帰還され
る。
れる電流は第２図９に示すようにVxyに対して進
み電流となり、第２図１０に示すように無負荷状
態では90度進んで、正弦波共振電流となり、順電
流と逆電流のピーク値がほぼ等しくなつて、電源
から供給される電力がそのまま電源に帰還され
る。
しかしながら、一般には共振形コンバータの固
有の特性により、この共振形コンバータも無負荷
電圧あるいは軽負荷電圧が上昇するので、後述す
るようにパルス幅制御、または位相制御により無
負荷電圧軽負荷電圧の上昇を抑える必要がある。
有の特性により、この共振形コンバータも無負荷
電圧あるいは軽負荷電圧が上昇するので、後述す
るようにパルス幅制御、または位相制御により無
負荷電圧軽負荷電圧の上昇を抑える必要がある。
次式は、この共振形コンバータにおいて、スイ
ツチ素子の電流を山形特性（スイツチ素子が閉じ
る時、電流がほぼ０から立ち上がり、スイツチ素
子が開く時電流がほぼ０になる特性）に維持した
状態で、出力電圧の上昇率をｋ（ｋ＝Vo／Ｅ）と
し、かつ出力トランスの励磁インダクタンスLs
を無限大としたばあいの回路解析方程式である。
ツチ素子の電流を山形特性（スイツチ素子が閉じ
る時、電流がほぼ０から立ち上がり、スイツチ素
子が開く時電流がほぼ０になる特性）に維持した
状態で、出力電圧の上昇率をｋ（ｋ＝Vo／Ｅ）と
し、かつ出力トランスの励磁インダクタンスLs
を無限大としたばあいの回路解析方程式である。
PoT−kIpE（Ｔ／２−t1）＝０ (1)
Ip＋Ｅ／Ｌ（１−ｋ）（Ｔ／２−t1）＝０ (2)
（１−ｋ）（１＋ｋ）cosωt1＝０ (3)
Ip−ωCE（１＋ｋ）sinωt1＝０ (4)
但し、
ω＝１／√、Po＝出力電力、
t1：スイツチ素子の通流期間の前半期間
これらの式はLs＝無限大の場合で比較的簡単
であるが励磁インダクタンスLsを考慮すると非
常に複雑となる。そのためここでは数式をしめさ
ないが、その励磁インダクタンスLs有りの場合
の計算式で、実例としてPo＝1000W、Ｅ＝
240V、Ｔ＝50μsにおけるコンピユータの計算結
果をｋを変数、Lsをパラメータとして第３図に
例示する。尚、この計算結果は実験とかなり一致
し、この解析計算の妥当性がうらづけられる。
であるが励磁インダクタンスLsを考慮すると非
常に複雑となる。そのためここでは数式をしめさ
ないが、その励磁インダクタンスLs有りの場合
の計算式で、実例としてPo＝1000W、Ｅ＝
240V、Ｔ＝50μsにおけるコンピユータの計算結
果をｋを変数、Lsをパラメータとして第３図に
例示する。尚、この計算結果は実験とかなり一致
し、この解析計算の妥当性がうらづけられる。
第３図からは、ｋの増加に従つて共振用インダ
クタンスＬ１は励磁インダクタンスLsに余り関
係なく直線的に上昇し、共振用コンデンサＣ１は
ｋ＝２で急激に増加、それ以降はなだらかに減少
する。この共振用コンデンサＣ１は励磁インダク
タンスLsによつて大きく変化する。
クタンスＬ１は励磁インダクタンスLsに余り関
係なく直線的に上昇し、共振用コンデンサＣ１は
ｋ＝２で急激に増加、それ以降はなだらかに減少
する。この共振用コンデンサＣ１は励磁インダク
タンスLsによつて大きく変化する。
またIpはｋの増加によつてなだらかに減少し、
あまりLsの影響を受けない。ところで、負荷短
絡時にスイツチ素子に流れる電流のピークIspは
第２図８に示すようにIsp＝Ｅ／Ｌ・Ｔ／４で示
されるのでこれをグラフ化する。
あまりLsの影響を受けない。ところで、負荷短
絡時にスイツチ素子に流れる電流のピークIspは
第２図８に示すようにIsp＝Ｅ／Ｌ・Ｔ／４で示
されるのでこれをグラフ化する。
すなわち、ｋが小さいとIspは急激に増加する。
そして実際のインバータではIsp＝Ipであること
が最もスイツチ素子の電流利用率が高いのでｋは ｋ＝1.5〜2.1の範囲、特にｋ＝1.8がIsp＝Ipと
なつて合理的である。
そして実際のインバータではIsp＝Ipであること
が最もスイツチ素子の電流利用率が高いのでｋは ｋ＝1.5〜2.1の範囲、特にｋ＝1.8がIsp＝Ipと
なつて合理的である。
さらにインダクタンスＬ１の使用鉄芯の体積は
材質が同じならLI2pまたはLI2spの大きい方に比
例する。これは空芯インダクタンスとした場合に
はインダクタンスの占有体積に比例する。第３図
に示すLI2はLI2pまたはLI2spの大きい方をグラフ
化したもので、ｋ＝1.8付近で最小となる。この
LI2spまたはLI2pはLsにあまり関係しない。また
ｋ＝1.5〜2.1で短絡電流／定格電流比Isp／Ipも
1.4〜1.7にとれ、短絡電流が大きい方が好ましい
用途、例えばコンデンサ充電器等に敵する。また
Ｌ１はLsにあまり関係がないので、上記の式(1)
〜(4)の解をそのままあてはめてもよい。特にｋ＝
1.8におけるＬ１は次のように概算できる。
材質が同じならLI2pまたはLI2spの大きい方に比
例する。これは空芯インダクタンスとした場合に
はインダクタンスの占有体積に比例する。第３図
に示すLI2はLI2pまたはLI2spの大きい方をグラフ
化したもので、ｋ＝1.8付近で最小となる。この
LI2spまたはLI2pはLsにあまり関係しない。また
ｋ＝1.5〜2.1で短絡電流／定格電流比Isp／Ipも
1.4〜1.7にとれ、短絡電流が大きい方が好ましい
用途、例えばコンデンサ充電器等に敵する。また
Ｌ１はLsにあまり関係がないので、上記の式(1)
〜(4)の解をそのままあてはめてもよい。特にｋ＝
1.8におけるＬ１は次のように概算できる。
Ｌ１の簡単な決定方法（ｋ＝1.8とする。）
平均出力電流Ioは、
Io＝Po／kE＝Po／1.8E
短絡時の平均出力電流Isoは、グラフから
Iso＝IoX1.5
Iso＝１／２・Ispであるから
Isp＝２×1.5×Io
＝２×1.5×Po／1.8E
＝1.7Po／Ｅ
Isp＝Ｅ／Ｌ・Ｔ／４より
ET／4L＝1.7Po／Ｅ
L1≒0.15E2T／Po
Ｃ１はこのＬ１に対応して調整によつて定め
る。
る。
第４図は本発明の共振用コンバータをコンデン
サの高電圧充電器に適用した実施例を示す。Ｅは
直流電源、Ｑ１〜Ｑ４は直流電源Ｅにまたがつて
ブリツジ接続されたFET、Ｄ１〜Ｄ４は各FET、
Ｑ１〜Ｑ４に逆並列接続されたダイオード、Ｃ１
は共振用コンデンサ、Ｌ１は共振用インダクタン
ス、Ｔ１は昇圧トランス、CWはこのＴ２の２次
側に接続されたコツククロフト・ウオルトン回路
等の高電圧整流回路、Coは充電すべきコンデン
サである。
サの高電圧充電器に適用した実施例を示す。Ｅは
直流電源、Ｑ１〜Ｑ４は直流電源Ｅにまたがつて
ブリツジ接続されたFET、Ｄ１〜Ｄ４は各FET、
Ｑ１〜Ｑ４に逆並列接続されたダイオード、Ｃ１
は共振用コンデンサ、Ｌ１は共振用インダクタン
ス、Ｔ１は昇圧トランス、CWはこのＴ２の２次
側に接続されたコツククロフト・ウオルトン回路
等の高電圧整流回路、Coは充電すべきコンデン
サである。
コンデンサCoの充電電圧を検出抵抗Ｒ１によ
り検出し、誤差増幅器Ａ１によつて、基準電圧
Vrefと比較して誤差信号を発生して、この誤差
信号に対応して、ゲート信号発生回路Ａ２におい
て、各FETのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を発生する。
り検出し、誤差増幅器Ａ１によつて、基準電圧
Vrefと比較して誤差信号を発生して、この誤差
信号に対応して、ゲート信号発生回路Ａ２におい
て、各FETのゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を発生する。
ここでこのFETQ１〜Ｑ４の電流が山形となる
よう、かつ電源電圧Ｅの時に、トランスＴ１の１
次入力電圧が1.8EになるようＬ１，Ｃ１を調整し
てある。
よう、かつ電源電圧Ｅの時に、トランスＴ１の１
次入力電圧が1.8EになるようＬ１，Ｃ１を調整し
てある。
このような構成において、充電開始命令がくる
と、充電電圧Vrefに達するまでは、誤差増幅器
はFET、Ｑ１〜Ｑ４が最大パルス幅、約Ｔ／２
をオンするようゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を加える。
するとコンデンサCoは最初は負荷短絡と等価な
のでこのコンバータは前述の如く、約1.7Ioの出
力電流を供給する。この電流は第５図の如くコン
デンサCoの充電に従つて減少し、充電電圧がVo
になると定格電流Ioの定格運転状態になる。充電
電圧がVoに達すると誤差増幅器はゲート信号を
停止し、充電を止める。この充電時間tcは通常の
定電流Ioにより充電時間tc′より短くできる。実
際にはコンデンサCoの電圧は回路の寄生的な電
流により低下するので、この分を若干補充電しな
ければならない。
と、充電電圧Vrefに達するまでは、誤差増幅器
はFET、Ｑ１〜Ｑ４が最大パルス幅、約Ｔ／２
をオンするようゲート信号Ｇ１〜Ｇ４を加える。
するとコンデンサCoは最初は負荷短絡と等価な
のでこのコンバータは前述の如く、約1.7Ioの出
力電流を供給する。この電流は第５図の如くコン
デンサCoの充電に従つて減少し、充電電圧がVo
になると定格電流Ioの定格運転状態になる。充電
電圧がVoに達すると誤差増幅器はゲート信号を
停止し、充電を止める。この充電時間tcは通常の
定電流Ioにより充電時間tc′より短くできる。実
際にはコンデンサCoの電圧は回路の寄生的な電
流により低下するので、この分を若干補充電しな
ければならない。
この場合、Ｔ／２パルス幅信号の断続では供給
エネルギ量が大きいので、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４
のパルス幅制御、または第６図のようにゲート信
号Ｇ１〜Ｇ４をＴ／２、180度で送り、これに対
してゲート信号Ｇ２，Ｇ３を同様にＴ／２、180
度でおくり、２組の位相Φをずらすベクトル制御
が適する。
エネルギ量が大きいので、ゲート信号Ｇ１〜Ｇ４
のパルス幅制御、または第６図のようにゲート信
号Ｇ１〜Ｇ４をＴ／２、180度で送り、これに対
してゲート信号Ｇ２，Ｇ３を同様にＴ／２、180
度でおくり、２組の位相Φをずらすベクトル制御
が適する。
このような制御方法は、本発明の共振形コンバ
ータをコンデンサ充電器以外に使用する時、有効
である。特にベクトル制御は、位相Φに対する出
力の変化が比較的に直線的で制御特性がよい利点
がある。
ータをコンデンサ充電器以外に使用する時、有効
である。特にベクトル制御は、位相Φに対する出
力の変化が比較的に直線的で制御特性がよい利点
がある。
以上、実施例ではブリツジ回路について説明し
てきたが、例えば第１図におけるスイツチ素子Ｓ
１とＳ４をコンデンサに置き換えることによりハ
ーフブリツジ形に実施できる。
てきたが、例えば第１図におけるスイツチ素子Ｓ
１とＳ４をコンデンサに置き換えることによりハ
ーフブリツジ形に実施できる。
本発明は以上述べたように構成されているので
以下に記するような効果、利点を有する。
以下に記するような効果、利点を有する。
(1) トランス入力電圧Vc１を電源電圧の1.58.1倍
にできるので、トランス入力電流が減少し、効
率が高い。特に高電圧電源の場合、トランスの
巻数を下げることができ、結合率を改善でき
る。
にできるので、トランス入力電流が減少し、効
率が高い。特に高電圧電源の場合、トランスの
巻数を下げることができ、結合率を改善でき
る。
(2) 共振用インダクタンスＬ１の鉄芯を含めた大
きさを必要最小限にできる。
きさを必要最小限にできる。
(3) コンバータの駆動周波数がほぼ一定であるの
で、駆動制御回路が簡素化される。そして駆動
周波数がほぼ一定のため他の回路への干渉影響
が少ない。出力電圧を下限まで制御する場合に
も動作周波数は可聴範囲に及ぶことはない。
で、駆動制御回路が簡素化される。そして駆動
周波数がほぼ一定のため他の回路への干渉影響
が少ない。出力電圧を下限まで制御する場合に
も動作周波数は可聴範囲に及ぶことはない。
(4) 定格時の電流Ipと短絡時の電流Ispがほぼ等
しく、スイツチ素子の電流利用率がよい。特に
特別な過電流保護回路を必要としない。
しく、スイツチ素子の電流利用率がよい。特に
特別な過電流保護回路を必要としない。
(5) 負荷短絡時の出力電流が必要値まで伸び、か
つ無負荷電圧が高いので例えばコンデンサ充電
器等に適する。
つ無負荷電圧が高いので例えばコンデンサ充電
器等に適する。
(6) トランスの２次巻線の分布容量を共振コンデ
ンサの一部または全部として取り入れることが
でき、従来の高電圧出力のコンバータで不都合
であつたトランスの２次巻線の分布容量を積極
的に有効に利用することができる。
ンサの一部または全部として取り入れることが
でき、従来の高電圧出力のコンバータで不都合
であつたトランスの２次巻線の分布容量を積極
的に有効に利用することができる。
第１図は本発明に係る共振形コンバータ回路の
原理図を示し、第２図は第１図に示す回路の動作
を説明するための各部の波形図を示し、第３図は
各定数をコンピユータによつて算出したグラフを
示し、第４図は本発明の共振形コンバータをコン
デンサの高電圧充電器に適用した実施例を示し、
第５図は第４図に示す回路のコンデンサCoに流
れる電流波形を示し、第６図は第４図に示す回路
の各スイツチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号Ｇ
１〜Ｇ４のベクトル制御相互波形図を示す。 Ｅ……直流電源、Ｂ……ブリツジ整流回路、Ｓ
１〜Ｓ４……スイツチ素子、Ｃ１……共振用コン
デンサ、Ｌ１……共振用インダクタンス、RL…
…負荷、Ｃ２……フイルタコンデンサ、Ｑ１〜Ｑ
４……FET、Ｄ１〜Ｄ４……ダイオード、Ｔ１
……昇圧トランス、CW……高電圧整流回路、Co
……コンデンサ、Ｒ１……検出抵抗、Vref……
基準電圧、Ａ１……誤差増幅器、Ａ２……ゲート
信号発生回路、Ｇ１〜Ｇ４……ゲート信号。
原理図を示し、第２図は第１図に示す回路の動作
を説明するための各部の波形図を示し、第３図は
各定数をコンピユータによつて算出したグラフを
示し、第４図は本発明の共振形コンバータをコン
デンサの高電圧充電器に適用した実施例を示し、
第５図は第４図に示す回路のコンデンサCoに流
れる電流波形を示し、第６図は第４図に示す回路
の各スイツチング素子Ｑ１〜Ｑ４のゲート信号Ｇ
１〜Ｇ４のベクトル制御相互波形図を示す。 Ｅ……直流電源、Ｂ……ブリツジ整流回路、Ｓ
１〜Ｓ４……スイツチ素子、Ｃ１……共振用コン
デンサ、Ｌ１……共振用インダクタンス、RL…
…負荷、Ｃ２……フイルタコンデンサ、Ｑ１〜Ｑ
４……FET、Ｄ１〜Ｄ４……ダイオード、Ｔ１
……昇圧トランス、CW……高電圧整流回路、Co
……コンデンサ、Ｒ１……検出抵抗、Vref……
基準電圧、Ａ１……誤差増幅器、Ａ２……ゲート
信号発生回路、Ｇ１〜Ｇ４……ゲート信号。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 逆並列ダイオードを有した自己消弧形スイツ
チ素子によりブリツジ回路を構成し、そのブリツ
ジ回路の交流端子間に共振用コンデンサと共振用
インダクタンスの直列回路を接続するとともにそ
の共振用コンデンサの両端から整流手段を介して
直流出力を取り出すようにした共振形コンバータ
において、 上記共振用コンデンサの値と共振用インダクタ
ンスの値とを、このコンバータの定格運転時にお
いて、前記スイツチ素子が閉じる時、電流がほぼ
０から立ち上がり、前記スイツチ素子が開く時電
流がほぼ０になるよう、かつ前記共振用コンデン
サの端子電圧がコンバータ電源電圧の約1.5〜2.1
倍の範囲となるよう選定したことを特徴とする共
振形コンバータ。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8260287A JPS6426363A (en) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | Resonance type converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP8260287A JPS6426363A (en) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | Resonance type converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS6426363A JPS6426363A (en) | 1989-01-27 |
| JPH0578273B2 true JPH0578273B2 (ja) | 1993-10-28 |
Family
ID=13779030
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP8260287A Granted JPS6426363A (en) | 1987-04-03 | 1987-04-03 | Resonance type converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS6426363A (ja) |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2561201B2 (ja) * | 1992-05-19 | 1996-12-04 | 株式会社電設 | 共振型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP5424307B2 (ja) * | 2009-05-07 | 2014-02-26 | 田淵電機株式会社 | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
| JP5553527B2 (ja) * | 2009-05-07 | 2014-07-16 | 田淵電機株式会社 | 絶縁型ｄｃ−ｄｃコンバータ |
-
1987
- 1987-04-03 JP JP8260287A patent/JPS6426363A/ja active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS6426363A (en) | 1989-01-27 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
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