JPH0573087B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 技術分野 本発明はアンバランス・バランス変換回路に関
し、特に高周波トランジスタ回路や高周波IC回
路において使用されるアンバランス・バランス変
換回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION Technical Field The present invention relates to an unbalanced/balanced conversion circuit, and particularly to an unbalanced/balanced conversion circuit used in a high frequency transistor circuit or a high frequency IC circuit.

従来技術 高周波信号の伝送にはアンバランスモードが一
般的である。一方、トランジスタ回路やIC回路
において、２つの高周波信号の混合を行つたり、
入力信号の２倍波を作りだす逓倍を行なう場合に
は、入力信号を一度バランスモードに変換した後
に、これらの作用を行なう回路に加えることが行
なわれる。そのためには、ハイブリツドトランス
等を用意してアンバランスモードの信号をバラン
スモードの信号に変換した後に、トランジスタ回
路またはIC回路に加えることが考えられる。し
かしながら、ハイブリツドトランスは大型でかつ
価格も高いので、トランジスタ回路またはIC回
路自体でアンバランス・バランス変換を行なうこ
とが望ましい。Prior Art Unbalanced mode is commonly used for high frequency signal transmission. On the other hand, in transistor circuits and IC circuits, it is possible to mix two high-frequency signals,
When performing multiplication to create a double wave of an input signal, the input signal is once converted into a balanced mode and then added to a circuit that performs these functions. To this end, it is conceivable to prepare a hybrid transformer or the like to convert the unbalanced mode signal into a balanced mode signal and then add it to the transistor circuit or IC circuit. However, since hybrid transformers are large and expensive, it is desirable to perform unbalanced/balanced conversion using the transistor circuit or IC circuit itself.

ここで、アンバランス・バランス変換器の１対
の出力端子には、高周波グラウンドとの間にレベ
ルが等しく位相が180度異なる信号が得られるこ
とが望ましい。またその特性が実現できる周波数
帯域が広いことが望ましく、更には歪の発生、
NF（雑音指数）の劣化を防ぐためには、入出力
端子間のレベル差が小さいことが望まれる。 Here, it is desirable that a signal having an equal level and a phase difference of 180 degrees from the high frequency ground is obtained at the pair of output terminals of the unbalanced/balanced converter. In addition, it is desirable that the frequency band in which these characteristics can be achieved be wide, and furthermore, the generation of distortion,
In order to prevent deterioration of NF (noise figure), it is desirable that the level difference between the input and output terminals be small.

上述したハイブリツドトランスでは上記第１及
び第３の要求に答えられるが、第２の広帯域性の
要求（中心周波数を高くしたバンドパス型とする
ことは可能）を満足しない。 Although the above-described hybrid transformer can meet the first and third requirements, it does not satisfy the second broadband requirement (it is possible to use a bandpass type with a high center frequency).

一方、トランジスタ回路やIC回路による従来
のエミツタ結合型差動増幅器を用いたアンバラン
ス・バランス回路を第３図及び第４図に示す。第
１の例である第３図の回路では、差動増幅器の利
得が大で第３の要求を満足しない。第２の例であ
る第４図の回路の様に抵抗２５，２６によりエミ
ツタ電流帰還をかけると、差動増幅器の利得は低
下するが２出力間のレベル差が大となり第１の要
求を満足しない。つまり差動出力の一方である
OUT−１（63）に得られる高周波信号レベルの方
が他方の出力であるOUT−２（64）に得られる高
周波信号レベルより大となつてしまう。エミツタ
結合型差動増幅器を用いたアンバランス・バラン
ス変換回路では、その周波数特性はローパス型で
あり高い周波数で利得の低下が生じるため第３図
の回路も第４図の回路も周波数特性が悪い。特に
第３図の回路では、差動増幅器に電流帰還がかか
つておらず、周波数特性が悪いという欠点を有し
ている。 On the other hand, FIGS. 3 and 4 show unbalanced/balanced circuits using conventional emitter-coupled differential amplifiers using transistor circuits or IC circuits. In the first example of the circuit shown in FIG. 3, the gain of the differential amplifier is large and does not satisfy the third requirement. If emitter current feedback is applied using resistors 25 and 26 as in the second example of the circuit shown in Fig. 4, the gain of the differential amplifier will decrease, but the level difference between the two outputs will become large, satisfying the first requirement. do not. In other words, it is one of the differential outputs.
The high frequency signal level obtained at OUT-1 (63) is higher than the high frequency signal level obtained at the other output, OUT-2 (64). In an unbalanced/balanced conversion circuit using an emitter-coupled differential amplifier, its frequency characteristics are low-pass type, and the gain decreases at high frequencies, so both the circuit in Figure 3 and the circuit in Figure 4 have poor frequency characteristics. . In particular, the circuit shown in FIG. 3 has the disadvantage that the differential amplifier does not have current feedback, and its frequency characteristics are poor.

尚、第３図及び第４図において同等部分は同一
符号により示しており、１，２は差動トランジス
タ、２１，２２はコレクタ抵抗、３７〜４０はベ
ースバイアス抵抗、４１は電流源抵抗、５１はバ
イパスコンデンサ、５２は高周波接地用コンデン
サ、６１はアンバランス入力である。 In addition, in FIGS. 3 and 4, equivalent parts are indicated by the same symbols, 1 and 2 are differential transistors, 21 and 22 are collector resistors, 37 to 40 are base bias resistors, 41 is a current source resistor, and 51 52 is a bypass capacitor, 52 is a high frequency grounding capacitor, and 61 is an unbalanced input.

発明の目的 本発明は、周波数特性が良好で利得が小さく出
力バランス度も良好なアンバランス・バランス変
換回路を提供することを目的としいてる。OBJECTS OF THE INVENTION It is an object of the present invention to provide an unbalanced/balanced conversion circuit with good frequency characteristics, small gain, and good output balance.

発明の構成 本発明によるアンバランス・バランス変換回路
は、エミツタ電流帰還がかけられた第１の差動増
幅器と、この第１の差動増幅器の差動出力を差動
入力としコレクタ・ベース間に電圧帰還がかけら
れた第２の差動増幅器とを有し、第１の差動増幅
器の差動入力の一方にアンバランス入力信号を印
加すると共に他方を交流的に接地し、第２の差動
増幅器の差動出力にバランス信号を導出するよう
にした構成である。Structure of the Invention The unbalanced/balanced conversion circuit according to the present invention includes a first differential amplifier to which emitter current feedback is applied, and a differential output of the first differential amplifier as a differential input between the collector and the base. a second differential amplifier to which voltage feedback is applied, an unbalanced input signal is applied to one of the differential inputs of the first differential amplifier, and the other is grounded in an alternating current manner; This configuration is such that a balanced signal is derived from the differential output of the dynamic amplifier.

実施例 以下、図面を用いて本発明の実施例を説明す
る。Embodiments Hereinafter, embodiments of the present invention will be described with reference to the drawings.

第１図は本発明の実施例の回路図であり、第
３，４図と同等部分は同一符号により示してい
る。 FIG. 1 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention, and parts equivalent to those in FIGS. 3 and 4 are designated by the same reference numerals.

トランジスタ３，４，８、抵抗２７，２８，３
２からなる第２の差動増幅器においては、トラン
ジスタ３，４のそれぞれのコレクタからベースへ
トランジスタ５，６、抵抗２９，３０によつて電
圧帰還がかけられている。このため第２の差動増
幅器の周波数特性は広くかつ利得も小さい。利得
は小さいが、差動トランジスタ３，４のエミツタ
には直列にエミツタ抵抗が入つていないため入力
バランス信号にかなりのアンバランスがあつても
出力信号のバランス性は大幅に改善される。 Transistors 3, 4, 8, resistors 27, 28, 3
In the second differential amplifier consisting of 2, voltage feedback is applied from the collectors to the bases of transistors 3 and 4 through transistors 5 and 6 and resistors 29 and 30, respectively. Therefore, the second differential amplifier has a wide frequency characteristic and a small gain. Although the gain is small, since no emitter resistor is connected in series to the emitters of the differential transistors 3 and 4, the balance of the output signal is greatly improved even if there is considerable imbalance in the input balanced signal.

さらに、電圧帰還の効果として入力の等価抵抗
が低下しているので、第１の差動増幅器の各トラ
ンジスタ１，２のコレクタに低い高周波抵抗の負
荷を付けたものと等価となり、第１の差動増幅器
のコレクタ負荷抵抗とコレクタ容量とにより決定
される時定数を小さくすることができ、第１の作
動増幅器の周波数特性も改善される。 Furthermore, since the equivalent resistance of the input is reduced as a result of voltage feedback, it becomes equivalent to adding a low high-frequency resistance load to the collector of each transistor 1 and 2 of the first differential amplifier, and the first difference The time constant determined by the collector load resistance and collector capacitance of the dynamic amplifier can be reduced, and the frequency characteristics of the first dynamic amplifier are also improved.

一方、第１の差動増幅器はトランジスタ１，
２，７、抵抗２１，２２，２５，２６，３１から
なつており、この差動段ではトランジスタ１，２
のエミツタに直列に抵抗２５，２６が挿入されて
いる。このため、負荷に等価的に高周波抵抗が低
い負荷が接続されたこととあいまつて広帯域の周
波数特性と低い利得とが実現される。 On the other hand, the first differential amplifier includes transistors 1,
2, 7, resistors 21, 22, 25, 26, 31, and in this differential stage, transistors 1, 2
Resistors 25 and 26 are inserted in series with the emitters of. For this reason, a load having equivalently low high frequency resistance is connected to the load, and a wide band frequency characteristic and a low gain are realized.

トランジスタ１のベースには容量５１を介して
入力端子６１に接続されており、ここよりアンバ
ランスモードの高周波信号を入力する。トランジ
スタ２のベースは容量５２により高周波的に接地
されている。入力端子６１に加えられたアンバラ
ンス高周波信号は第１の差動増幅器である程度バ
ランスモードに変換されるが、第１の差動増幅器
はエミツタ抵抗２５，２６が存在するためコレク
タ抵抗２１，２２に得られる出力レベルには差が
存在する。 The base of the transistor 1 is connected to an input terminal 61 via a capacitor 51, from which an unbalanced mode high frequency signal is input. The base of the transistor 2 is grounded by a capacitor 52 at high frequencies. The unbalanced high frequency signal applied to the input terminal 61 is converted to a balanced mode to some extent by the first differential amplifier, but since the emitter resistors 25 and 26 are present in the first differential amplifier, the collector resistors 21 and 22 are There are differences in the output levels obtained.

このレベルの差は第２の差動増幅器で均一化さ
れて同一レベルで180°位相の異つた信号が出力端
子対６３，６４に得られる。 This difference in level is equalized by the second differential amplifier, and signals with the same level and 180° phase difference are obtained at the output terminal pair 63 and 64.

トランジスタ９と抵抗３３，３４とからなるバ
イアス回路は、定電流回路を構成するトランジス
タ７，８のベース電圧にバイアスを加えている。
トランジスタ１，２のベースバイアスには、トラ
ンジスタ１０，１１、抵抗３５，３６からなるブ
リーダ回路で決定された電圧が抵抗２３，２４を
通して加えられている。このバイアスの加え方に
よつて、第３図の抵抗３７，３８，３９，４０か
らなるバイアス回路よりも、抵抗値の変動により
生ずるオフセツト電圧の発生が小さい。モノリシ
ツクICでは抵抗の精度が十分高く実現できない
ので、本回路を容量５１，５２を除いてモノリシ
ツクIC化する場合により適したバイアス供給回
路となるものである。 A bias circuit including transistor 9 and resistors 33 and 34 applies a bias to the base voltages of transistors 7 and 8 that constitute the constant current circuit.
A voltage determined by a bleeder circuit including transistors 10 and 11 and resistors 35 and 36 is applied to the base biases of transistors 1 and 2 through resistors 23 and 24. By applying this bias, the generation of offset voltage caused by fluctuations in resistance value is smaller than in the bias circuit consisting of resistors 37, 38, 39, and 40 shown in FIG. Since a monolithic IC cannot realize sufficiently high resistance precision, this bias supply circuit is more suitable when the present circuit is made into a monolithic IC by removing the capacitors 51 and 52.

第２図は本発明を用いたアナログ乗算器の一実
施例である。図において、端子６１にキヤリア周
波数である高周波信号をアンバランスモードで加
え、端子６５，６６には低周波信号をバランスモ
ードで加える。トランジスタ１〜７のアンバラン
ス・バランス変換回路によつて入力の高周波信号
はレベルがそろいかつ位相が180°異なるバランス
モード信号となつてトランジスタ５，６のエミツ
タに得られる。 FIG. 2 is an embodiment of an analog multiplier using the present invention. In the figure, a high frequency signal, which is a carrier frequency, is applied to a terminal 61 in an unbalanced mode, and a low frequency signal is applied to terminals 65 and 66 in a balanced mode. The unbalanced/balanced conversion circuit of transistors 1 to 7 converts the input high frequency signals into balanced mode signals having the same level and 180° phase difference, and is obtained at the emitters of transistors 5 and 6.

トランジスタ７４〜７９は双差動増幅回路を構
成しており、上記バランス信号と端子６５，６６
に加えられるバランス信号との乗算信号が端子６
７，６８に得られる。トランジスタ７４〜７９で
構成された双差動増幅回路自体のバランス度が十
分高い場合においても、加えられる信号のバラン
ス度が悪い場合には十分高いキヤリア抑圧度が実
現できない。 Transistors 74 to 79 constitute a double differential amplifier circuit, and the balanced signal and terminals 65 and 66 are connected to each other.
The signal multiplied by the balanced signal added to terminal 6
Obtained on 7,68. Even if the balance of the bidifferential amplifier circuit itself made up of the transistors 74 to 79 is sufficiently high, a sufficiently high degree of carrier suppression cannot be achieved if the balance of the applied signals is poor.

第２図では、トランジスタ１，２による差動段
でバランス信号を作つた後にさらにトランジスタ
３，４による差動段でそのバランス度を改善して
いるため、アナログ乗算器全体として見た場合に
キヤリア抑圧度が十分高くなる。また第３図のア
ンバランス・バランス変換回路を用いた場合に比
較して、アンバランス・バランス変換回路の利得
が小さいため、入力端子６１の適正レベルが高く
なり、よつて雑音の混入が少なくなる。またアン
バランス・バランス変換回路の周波数特性が広い
ためより高いキヤリア周波数での利用が可能であ
る。 In Figure 2, after a balanced signal is created in the differential stage made up of transistors 1 and 2, the degree of balance is further improved in the differential stage made up of transistors 3 and 4, so when looking at the analog multiplier as a whole, the carrier The degree of suppression becomes sufficiently high. Furthermore, since the gain of the unbalanced/balanced conversion circuit is smaller than that in the case of using the unbalanced/balanced conversion circuit shown in FIG. . Furthermore, since the unbalanced/balanced conversion circuit has a wide frequency characteristic, it can be used at higher carrier frequencies.

トランジスタ３，４のエミツタ電流を抵抗８
１，８２を通じ定電流回路のトランジスタ７のベ
ースに帰還しており、トランジスタ５，６のエミ
ツタ電圧が安定に得られる。トランジスタ７６〜
７９のセンタ電位が上述の理由で安定に保たれる
うえにその電位はトランジスタ５，６のベース・
エミツタ電位分の電圧降下を受けており、その分
トランジスタ７６〜７９のベース・コレクタ間電
位を大としている。 The emitter current of transistors 3 and 4 is connected to resistor 8.
1 and 82 to the base of transistor 7 of the constant current circuit, so that the emitter voltage of transistors 5 and 6 can be stably obtained. Transistor 76~
The center potential of transistor 79 is kept stable for the above-mentioned reason, and that potential is also the base potential of transistors 5 and 6.
They receive a voltage drop equal to the emitter potential, and the base-collector potentials of the transistors 76 to 79 are increased accordingly.

双差動増幅器の高周波動作のためには、コレク
タ・ベース間容量が大きくなる。コレクタ・ベー
ス電圧の小さな範囲の使用はさけるべきであり、
トランジスタ５，６のエミツタ出力を用いている
が、これによりアナログ乗算器としての高周波動
作を改善しているのである。 For high frequency operation of a bidifferential amplifier, the collector-base capacitance becomes large. The use of small ranges of collector-base voltage should be avoided;
The emitter outputs of transistors 5 and 6 are used, which improves high frequency operation as an analog multiplier.

発明の効果 以上説明したように、本発明はエミツタ電流帰
還をかけた差動増幅器の出力に電圧帰還のかかつ
た差動増幅器を縦続接続することによつて、アン
バランス・バランス変換器の周波数特性を広く、
利得を小さくかつ出力バランス度を良くできる効
果がある。Effects of the Invention As explained above, the present invention provides frequency characteristics of an unbalanced/balanced converter by cascading a differential amplifier with voltage feedback to the output of a differential amplifier with emitter current feedback. widely,
This has the effect of reducing the gain and improving the output balance.

また、双差動増幅器と組み合せて全体をモノリ
シツクICとして実現したアナログ乗算器回路に
おいては、高周波でのバランスの良い信号が双差
動増幅器に加えられるため、高い周波数でキヤリ
アリークの少ないかつ変調のリニアリテイの良好
なアナログ乗算器が実現できる効果がある。 In addition, in an analog multiplier circuit that is realized entirely as a monolithic IC in combination with a bi-differential amplifier, a well-balanced signal at high frequencies is applied to the bi-differential amplifier, so there is less carrier leakage at high frequencies and less modulation. This has the effect of realizing an analog multiplier with good linearity.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本発明の一実施例を示す回路図、第２
図は本発明をアナログ乗算器に応用した場合の回
路図、第３図及び第４図は従来のアンバランス・
バランス変換回路を示す回路図である。 主要部分の符号の説明、１〜１１，７０〜７９
……トランジスタ、２１〜４１，８１〜９５……
抵抗、５１〜５３……コンデンサ。 Figure 1 is a circuit diagram showing one embodiment of the present invention, Figure 2 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
The figure shows a circuit diagram when the present invention is applied to an analog multiplier, and Figures 3 and 4 show a conventional unbalanced multiplier.
FIG. 2 is a circuit diagram showing a balance conversion circuit. Explanation of symbols of main parts, 1-11, 70-79
...Transistor, 21-41, 81-95...
Resistor, 51-53...Capacitor.

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] １ エミツタ電流帰還がかけられた第１の差動増
幅器と、この第１の差動増幅器の差動出力を差動
入力としコレクタ・ベース間に電圧帰還がかけら
れた第２の差動増幅器とを有し、前記第１の差動
増幅器の差動入力の一方にアンバランス入力信号
を印加すると共に他方を交流的に接地し、前記第
２の差動増幅器の差動出力にバランス信号を導出
するようにしたことを特徴とするアンバランス・
バランス変換回路。1 A first differential amplifier to which emitter current feedback is applied, and a second differential amplifier to which voltage feedback is applied between collector and base, using the differential output of this first differential amplifier as differential input. an unbalanced input signal is applied to one of the differential inputs of the first differential amplifier, and the other is grounded in an alternating current manner, and a balanced signal is derived to the differential output of the second differential amplifier. Unbalanced and
Balance conversion circuit.