JPH0566044B2 - - Google Patents
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- JPH0566044B2 JPH0566044B2 JP7467088A JP7467088A JPH0566044B2 JP H0566044 B2 JPH0566044 B2 JP H0566044B2 JP 7467088 A JP7467088 A JP 7467088A JP 7467088 A JP7467088 A JP 7467088A JP H0566044 B2 JPH0566044 B2 JP H0566044B2
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- Analogue/Digital Conversion (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
（産業上の利用分野）
この発明は無線受信機等の受信機に用いて好適
なデジタル帯域除去フイルタに関し、さらに詳言
すればアナログ信号をＡ／Ｄ変換してデジタル信
号に変換し、デジタル信号処理によりフイルタや
復調器の機能を持たせる場合に使用して、好適な
デジタル帯域除去フイルタに関する。Detailed Description of the Invention (Industrial Application Field) The present invention relates to a digital band rejection filter suitable for use in a receiver such as a wireless receiver, and more specifically, it converts an analog signal into a digital signal by A/D converting it into a digital signal. The present invention relates to a digital band elimination filter suitable for use when converting the signal into a signal and adding the function of a filter or demodulator through digital signal processing.
（従来の技術）
たとえば無線受信機においてAM信号や、SSB
信号を受信る際、妨害波たとえばAMやSSB信号
の受信帯域内にCW信号等が混入する場合があ
り、この混入したCW信号等を除去して受信感度
を上げるために急崚な帯域除去フイルタを挿入す
る必要がある。(Prior art) For example, in a wireless receiver, AM signals, SSB
When receiving a signal, interference waves such as CW signals may be mixed into the reception band of AM or SSB signals, so a sharp band elimination filter is used to remove the mixed CW signals and increase reception sensitivity. need to be inserted.
かかる場合、従来は第４図ａまたは第４図ｂに
示す如く構成している。 In such a case, the conventional structure is as shown in FIG. 4a or FIG. 4b.
第４図ａに示す場合は、中心周波数の異なる多
数のフイルタ特性に対するフイルタ係数を予めメ
モリ１５に格納して、格納フイルタ係数を適宜選
択切替えて所望の特性を有するデジタル帯域除去
フイルタ１６の中心周波数を可変するようにして
いた。なお、第４図ａにおいて１３はアナログバ
ンドパスフイルタを、１４はＡ／Ｄ変換器を、１
７はＤ／Ａ変換器を、１８はアナログローパスフ
イルタを示している。 In the case shown in FIG. 4a, filter coefficients for a large number of filter characteristics having different center frequencies are stored in the memory 15 in advance, and the stored filter coefficients are appropriately selected and switched to create a digital band elimination filter 16 having the desired characteristics at the center frequency. I was trying to make it variable. In addition, in FIG. 4a, 13 is an analog band pass filter, 14 is an A/D converter, and 1 is an analog bandpass filter.
7 indicates a D/A converter, and 18 indicates an analog low-pass filter.
第４図ｂに示す場合は、入力デジタル信号ｂと
適当な周波数を持つ離散化正弦波信号ｃ
〔sin2πFs／ｐ＋（ｐ＝自然数）〕とをデジタ
ル乗算器２６で乗算して、デジタル信号ｂと離散
化正弦波信号ｃとの和、差信号を発生させ、この
うち和信号スペクトルをデジタルローパスフイル
タ２１によつて除去し、差信号ｅのみを取り出す
ことによつて入力信号スペクトルをシフトする。
次に、所望の特性を有するデジタル帯域除去フイ
ルタ２２に通過させた後、再びデジタル乗算器２
７にてデジタル帯域除去フイルタ２２から出力さ
れるデジタル信号ｆと離散化正弦波信号ｃと乗算
して、デジタル信号ｆのスペクトルをスフトさせ
て入力デジタル信号ｂのスペクトルに戻す方式で
ある。なお、第４図ｂにおいて、１９はアナログ
バンドパスフイルタを、２０はＡ／Ｄ変換器を、
２３はデジタルローパスフイルタを、２４はＤ／
Ａ変換器を、２５はアナログローパスフイルタ
を、２８は離散化正弦波信号発生源である。さら
にFsはサンプリング周波数を示す。 In the case shown in FIG. 4b, the digital multiplier 26 multiplies the input digital signal b and the discretized sine wave signal c [sin2πF s /p+ (p=natural number)] having an appropriate frequency, and the digital signal b and the discretized sine wave signal c, the input signal spectrum is shifted by removing the sum signal spectrum by the digital low-pass filter 21 and extracting only the difference signal e.
Next, after passing through a digital band elimination filter 22 having desired characteristics, the digital multiplier 2
In step 7, the digital signal f output from the digital band removal filter 22 is multiplied by the discretized sine wave signal c to shift the spectrum of the digital signal f and return it to the spectrum of the input digital signal b. In addition, in FIG. 4b, 19 is an analog band pass filter, 20 is an A/D converter,
23 is a digital low pass filter, 24 is a D/
25 is an analog low-pass filter, and 28 is a discretized sine wave signal generation source. Furthermore, F s indicates the sampling frequency.
（発明が解決しようとする課題）
上記した第４図ａに示す従来例によると、帯域
除去フイルタの中心周波数の変化幅を小さくし、
かつ中心周波数の可変ステツプ数を増大させる
と、これに伴ない用意するべきデジタルフイルタ
係数の数が増大し、膨大な容量を有するメモリを
必要とする問題点があつた。たとえば6kHz帯域
幅を20Hzの周波数間隔でカバーする場合で１つの
フイルタ特性当りデジタルフイルタ係数が６個必
要であつたとすれば、メモリ容量は1800（＝6000
÷20×６）ワードにもなる。(Problems to be Solved by the Invention) According to the conventional example shown in FIG.
Furthermore, when the number of steps for changing the center frequency is increased, the number of digital filter coefficients that must be prepared increases accordingly, resulting in a problem that a memory having an enormous capacity is required. For example, if 6 kHz bandwidth is covered at 20 Hz frequency intervals and 6 digital filter coefficients are required for each filter characteristic, the memory capacity is 1800 (= 6000
÷20×6) It can also be a word.
さらにまた、一般に１つの周波数特性に対応す
るデジタルフイルタ係数を１サンプル周期内に切
替えることが困難であり、デジタルフイルタ係数
を切換える際のノイズ発生が避けられないという
問題点もある。 Furthermore, it is generally difficult to switch digital filter coefficients corresponding to one frequency characteristic within one sample period, and there is also the problem that noise generation is unavoidable when switching digital filter coefficients.
また第４図ｂに示す従来例によると、離散化正
弦波信号の周波数を適当に変化させることにより
デジタル帯域除去フイルタの中心周波数を可変す
ることができ、デジタル帯域除去フイルタの中心
周波数をシフトさせたのと等価な動作ができる。
この方式によれば第４図ａに示した方式に比較し
て特性の切換えを連続的にすることも可能であ
り、ノイズが発生せず、かつメモリ容量もさ程必
要としないという長所がある。しかし、第４図ｂ
の方式によれば必要不可欠な構成要素であるデジ
タルローパスフイルタ２１に、極めて急崚な遮断
特性が必要となるため回路規模が大きくなるとい
う問題点があつた。この理由は次に示す如くであ
る。 Further, according to the conventional example shown in FIG. 4b, the center frequency of the digital band elimination filter can be varied by appropriately changing the frequency of the discretized sine wave signal; It can perform the same action as the previous one.
Compared to the method shown in Fig. 4a, this method has the advantage that it is possible to switch characteristics continuously, does not generate noise, and does not require much memory capacity. . However, Fig. 4b
According to the above method, the digital low-pass filter 21, which is an essential component, needs to have extremely sharp cutoff characteristics, resulting in a large circuit scale. The reason for this is as follows.
まず、第４図ｂに示す従来例の作用をより詳細
に説明する。第４図ｂに示した各信号処理過程に
おけるスペクトル変化の様子は第５図に示す如く
である。第５図において縦軸は複素振幅を示して
いる。第５図ａはアナログ入力信号ａのスペクト
ルを示す。入力信号ａの中心周波数の４倍の周波
数をサンプリング周波数として入力信号ａをサン
プリングするものとすると、Ａ／Ｄ変換器２０か
ら出力される離散化信ｂのスペクトルは第５図ｂ
に示す如くFs／４おきに入力信号ａのスペクトル
が等間隔で配列するようになる。次に離散化正弦
波信号源２８から第５図ｃに示すスペクトルの離
散化正弦波信号ｅ（周波数３／8Fs）を発生せしめ
る。この離散化正弦波ｃとデジタル信号ｂとを乗
算すると乗算出力信号ｄのスペクトルは離散化正
弦波信号ｃとデジタル信号ｂとのたたみ込み積分
となり、デジタル乗算器２６からの出力ｄのスペ
クトルは第５図ｄの実線に示す如くになる。 First, the operation of the conventional example shown in FIG. 4b will be explained in more detail. The spectrum changes in each signal processing process shown in FIG. 4b are as shown in FIG. 5. In FIG. 5, the vertical axis indicates complex amplitude. FIG. 5a shows the spectrum of analog input signal a. Assuming that input signal a is sampled using a sampling frequency that is four times the center frequency of input signal a, the spectrum of discretized signal b output from A/D converter 20 is as shown in Fig. 5b.
As shown in the figure, the spectra of the input signal a are arranged at equal intervals every F s /4. Next, a discretized sine wave signal e (frequency 3/8F s ) having a spectrum shown in FIG. 5c is generated from the discretized sine wave signal source 28. When this discretized sine wave c is multiplied by the digital signal b, the spectrum of the multiplied output signal d becomes the convolution integral of the discretized sine wave signal c and the digital signal b, and the spectrum of the output d from the digital multiplier 26 is The result is as shown by the solid line in Figure 5d.
デジタル乗算器２６からの出力ｄをデジタルロ
ーパスフイルタ２１に通したとき、ローパスフイ
ルタ２１からの出力ｅのスペクトルは第５図ｅに
示す如くになる。ローパスフイルタ２１からの出
力ｅをデジタル帯域除去フイルタ２２に通したと
き、デジタル帯域除去フイルタ２２からの出力ｆ
のスペクトルは第５図ｆに示す如くになる。な
お、第５図ｄにおいて破線はデジタルローパスフ
イルタ２１の特性を示している。デジタル帯域除
去フイルタ２２からの出力ｆと離散化正弦波信号
ｃとを乗算したときのデジタル乗算器２７からの
出力ｇのスペクトルは第５図ｇの実線に示す如く
である。この信号をデジタルローパスフイルタ２
３に通すと、デジタルローパスフイルタ２３から
の出力ｈのスペクトルは第５図ｈに示す如くであ
る。第５図ｇにおいて破線はデジタルローパスフ
イルタ２３の特性を示している。 When the output d from the digital multiplier 26 is passed through the digital low-pass filter 21, the spectrum of the output e from the low-pass filter 21 becomes as shown in FIG. 5e. When the output e from the low-pass filter 21 is passed through the digital band removal filter 22, the output f from the digital band removal filter 22 is
The spectrum of is shown in FIG. 5f. Note that the broken line in FIG. 5d indicates the characteristics of the digital low-pass filter 21. The spectrum of the output g from the digital multiplier 27 when the output f from the digital band elimination filter 22 is multiplied by the discretized sine wave signal c is as shown by the solid line in FIG. 5g. This signal is passed through digital low pass filter 2.
3, the spectrum of the output h from the digital low-pass filter 23 is as shown in FIG. 5h. In FIG. 5g, the broken line indicates the characteristics of the digital low-pass filter 23.
デジタルローパスフイルタ２３からの出力ｈを
アナログ信号に変換して、アナログローパスフイ
ルタ２５を通すと、アナログローパスフイルタ２
５からの出力ｉのスペクトルは第５図ｉに示す如
くであり、入力信号ａに所定の帯域除去がなされ
た信号ｉが得られる。 When the output h from the digital low-pass filter 23 is converted into an analog signal and passed through the analog low-pass filter 25, the analog low-pass filter 2
The spectrum of the output i from the input signal a is as shown in FIG.
第４図ｂのデジタル乗算器２６および２７の出
力ｄおよびｇのスペクトル図から明らかな如く、
デジタルローパスフイルタ２１および２３が機能
するためには入力信号の帯域幅はFs／４より狭く
することが必要条件であり、この範囲内で帯域幅
が広ければ広い程、デジタルローパスフイルタ２
１，２３には急崚な遮断特性が要求されることに
なる。 As is clear from the spectrum diagram of the outputs d and g of the digital multipliers 26 and 27 in FIG. 4b,
In order for the digital low-pass filters 21 and 23 to function, it is necessary that the bandwidth of the input signal be narrower than F s /4, and within this range, the wider the bandwidth, the more the digital low-pass filter 2
1 and 23 are required to have sharp cutoff characteristics.
この発明は上記した問題点を解決し、比較的小
規模の回路構成でありながら、中心周波数の変更
を円滑にすることができるデジタル帯域除去フイ
ルタを提供することを目的とする。 SUMMARY OF THE INVENTION An object of the present invention is to solve the above-mentioned problems and provide a digital band elimination filter that can smoothly change the center frequency while having a relatively small-scale circuit configuration.
（目的を達成するための手段）
この発明は上記の目的を達成するために次の如
く構成した。(Means for achieving the object) In order to achieve the above object, the present invention is constructed as follows.
この発明のデジタル帯域除去フイルタは、入力
信号を周波数sのサンプリングパルスによつてサ
ンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変換器と、
前記Ａ／Ｄ変換器からの出力と周波数s／ｐ（ｐ
は自然数）の第１の離散化正弦波信号とを乗算す
る第１のデジタル乗算器と、第１のデジタル乗算
器からの出力を入力信号とし、かつ該入力信号と
第１の離散化正弦波信号との和の信号の周波数で
遮断する第１のデジタルローパスフイルタと、第
１のデジタルローパスフイルタからの出力を入力
とし、かつ帯域除去特性の中心周波数を周波数０
に等価的にシフトしたときの高域側の特性を有す
る第１のデジタルハイパスフイルタと、第１のデ
ジタルハイパスフイルタからの出力と前記第１の
離散化正弦波信号とを乗算する第３のデジタル乗
算器と、第１の離散化正弦波信号と互いに直交す
る第２の離散化正弦波信号と前記Ａ／Ｄ変換器か
らの出力と乗算する第２のデジタル乗算器と、第
２のデジタル乗算器からの出力を入力信号とし、
かつ該入力信号と第２の離散化正弦波信号との和
の信号の周波数で遮断する第２のデジタルローパ
スフイルタと、第２のデジタルローパスフイルタ
からの出力を入力とし、かつ帯域除去特性の中心
周波数を周波数０に等価的にシフトしたときの高
域側の特性を有する第２のデジタルハイパスフイ
ルタと、第２のデジタルハイパスフイルタからの
出力と前記第２の離散化正弦波信号とを乗算する
第４のデジタル乗算器と、前記第３のデジタル乗
算器からの出力信号と前記第４のデジタル乗算器
からの出力信号とを加算するデジタル加算器と、
前記デジタル加算器からの出力デジタル信号を
Ｄ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とを備え、前記Ｄ／
Ａ変換器からアナログ信号出力を得るようにし
た。 The digital band elimination filter of the present invention includes an A/D converter that samples an input signal using a sampling pulse of frequency s and performs A/D conversion;
The output from the A/D converter and the frequency s/p (p
is a natural number), and the output from the first digital multiplier is used as an input signal, and the input signal and the first discretized sine wave are A first digital low-pass filter that cuts off at the frequency of the sum of the signals and the output from the first digital low-pass filter, and the center frequency of the band rejection characteristic is set to frequency 0.
a first digital high-pass filter having high-frequency characteristics when shifted equivalently to , and a third digital multiplier that multiplies the output from the first digital high-pass filter and the first discretized sine wave signal. a multiplier; a second digital multiplier that multiplies the output from the A/D converter by the first discretized sine wave signal and a second discretized sine wave signal orthogonal to each other; and a second digital multiplier. The output from the device is used as the input signal,
and a second digital low-pass filter that cuts off at the frequency of the sum of the input signal and the second discretized sine wave signal, the output from the second digital low-pass filter being input, and the center of the band rejection characteristic. A second digital high-pass filter having high-frequency characteristics when the frequency is equivalently shifted to frequency 0, and the output from the second digital high-pass filter is multiplied by the second discretized sine wave signal. a fourth digital multiplier; a digital adder that adds the output signal from the third digital multiplier and the output signal from the fourth digital multiplier;
a D/A converter for D/A converting the output digital signal from the digital adder;
An analog signal output was obtained from the A converter.
さらに第１のおよび第２の離散化正弦波信号の
周波数を変化させてデジタル帯域除去フイルタの
中心周波数を可変させる。 Furthermore, the frequencies of the first and second discretized sine wave signals are changed to vary the center frequency of the digital band rejection filter.
（作用）
この発明のデジタル帯域除去フイルタにおい
て、Ａ／Ｄ変換器からの出力デジタル信号は第１
および第２の離散化正弦波信号とそれぞれ乗算さ
れ、乗算出力は第１および第２のデジタルローパ
スフイルタ、第１および第２のデジタルローパス
フイルタに夫々各別に縦属接続された第１および
第２のデジタルハイパスフイルタを通過させられ
る。したがつて、乗算出力はＡ／Ｄ変換器からの
出力デジタル信号と、第１および第２の離散化正
弦波信号との和、差信号であり、第１および第２
のデジタルローパスフイルタにより差信号のみが
取り出され、さらに、第１および第２のデジタル
ハイパスフイルタを通ることによつて帯域制限さ
れる。第１および第２のデジタルハイパスフイル
タからの出力デジタル信号と、第１および第２の
離散化正弦波信号とが乗算された結果、第３およ
び第４のデジタル乗算器からの出力は前記の乗
算、すなわち第１および第２のデジタル乗算器に
よる乗算の場合と逆方向に、周波数スペクトラム
が再シフトされる。また、第１および第２離散化
正弦波信号は互に直交しており、かつ周波数は同
一であるため、加算により不要なスペクトル成分
は打消されることになり、Ｄ／Ａ変換することに
よつて入力アナログ信号の所望帯域除去した出力
アナログ信号が得られる。(Function) In the digital band elimination filter of the present invention, the output digital signal from the A/D converter is
and a second discretized sine wave signal, and the multiplication outputs are multiplied by the first and second digital low-pass filters, the first and second digital low-pass filters respectively connected in cascade to the first and second digital low-pass filters. passed through a digital high-pass filter. Therefore, the multiplication output is the sum and difference signal of the output digital signal from the A/D converter and the first and second discretized sine wave signals, and the first and second
Only the difference signal is taken out by the digital low-pass filter, and is further band-limited by passing through the first and second digital high-pass filters. As a result of the multiplication of the output digital signals from the first and second digital high-pass filters by the first and second discretized sine wave signals, the outputs from the third and fourth digital multipliers are , ie the frequency spectrum is re-shifted in the opposite direction to the multiplication by the first and second digital multipliers. Furthermore, since the first and second discretized sine wave signals are orthogonal to each other and have the same frequency, unnecessary spectral components are canceled by addition, and D/A conversion As a result, an output analog signal from which the desired band of the input analog signal has been removed is obtained.
さらにまた、帯域除去フイルタの中心周波数は
第１および第２の離散化正弦波の周波数を変更す
ることによつて、乗算による周波数スペクトラム
のシフト量が変化し、帯域除去フイルタの中心周
波数が変化させられる。 Furthermore, by changing the frequencies of the first and second discretized sine waves, the shift amount of the frequency spectrum due to multiplication is changed, and the center frequency of the band removal filter is changed. It will be done.
（実施例） 以下、本発明を実施例により説明する。(Example) The present invention will be explained below using examples.
第１図ａは本発明の一実施例の構成を示すブロ
ツク図である。 FIG. 1a is a block diagram showing the structure of an embodiment of the present invention.
バンドパスフイルタ１を通つた入力信号a1を
Ａ／Ｄ変換器２でデジタル信号b1に変換し、デジ
タル信号b1を第１のデジタル乗算器３Aに供給し
離散化正弦波信号源７から出力された離散化正弦
波信号c1と乗算し、デジタル信号b1を第２のデジ
タル乗算器３Bに供給し離散化余弦波信号d1と乗
算する。離散化正弦波信号c1の周波数、位相は、
離散化余弦波信号d1の周波数、位相と同一に設定
してある。 The input signal a 1 that has passed through the bandpass filter 1 is converted into a digital signal b 1 by the A/D converter 2, and the digital signal b 1 is supplied to the first digital multiplier 3 A , and the discretized sine wave signal source 7 The digital signal b 1 is supplied to the second digital multiplier 3 B and multiplied by the discretized cosine wave signal d 1 . The frequency and phase of the discretized sine wave signal c1 are
The frequency and phase are set to be the same as the discretized cosine wave signal d1 .
第１のデジタル乗算器３Aからの出力e1は第１
のデジタルローパスフイルタ４Aに供給し、第１
のデジタルローパスフイルタ４Aからの出力g1は
第１のデジタルハイパスフイルタ５Aに供給し、
第１のデジタルハイパスフイルタ５Aからの出力
i1に離散化正弦波信号c1を第３のデジタル乗算器
３Cで乗算する。第２のデジタル乗算器３Bからの
出力f1は第２のデジタルローパスフイルタ４Bに
供給し、第２のデジタルローパスフイルタ４Bの
出力h1は第２のデジタルハイパスフイルタ５Bに
供給し、第２のデジタルハイパスフイルタ５Bか
らの出力j1に離散化余弦波信号d1を第４のデジタ
ル乗算器３Dで乗算する。なお、第１および第２
のハイパスフイルタはそれぞれ実現するべき帯域
除去フイルタ特性と関係づけられた特性を有す
る。 The output e 1 from the first digital multiplier 3 A is the first
digital low-pass filter 4 A , and the first
The output g1 from the digital low-pass filter 4A is supplied to the first digital high-pass filter 5A ,
Output from the first digital high-pass filter 5 A
The third digital multiplier 3C multiplies i1 by the discretized sine wave signal c1 . The output f1 from the second digital multiplier 3B is supplied to the second digital low-pass filter 4B , and the output h1 of the second digital low-pass filter 4B is supplied to the second digital high-pass filter 5B . , the output j 1 from the second digital high-pass filter 5 B is multiplied by the discretized cosine wave signal d 1 by the fourth digital multiplier 3 D. In addition, the first and second
Each of the high-pass filters has characteristics associated with the band-rejection filter characteristics to be achieved.
離散化正弦波信号源７および離散化余弦波信号
源８は第１図ｂに示す如く、予め正弦波信号の離
散化関数値をデータとして記憶してあるメモリ１
２とメモリ１２のアドレス指定を行なうアドレス
コントローラ１１とを備えており、離散化正弦波
信号源７におけるアドレス指定と離散化余弦波信
号源８におけるアドレス指定とは同期して指定さ
れ、かつ互いにπ／２ラジアン相当分ずれて指定
される。 As shown in FIG. 1b, the discretized sine wave signal source 7 and the discretized cosine wave signal source 8 are connected to a memory 1 in which discretized function values of the sine wave signal are stored in advance as data.
2 and an address controller 11 that performs addressing of the memory 12, and the addressing in the discretized sine wave signal source 7 and the addressing in the discretized cosine wave signal source 8 are specified synchronously and are at a distance of π from each other. Specified with a shift of /2 radian.
第３および第４のデジタル乗算器３Cおよび３D
からの出力k1およびl1はデジタル加算器６で加算
し、デジタル加算器６からの出力m1はＤ／Ａ変
換器９に供給してアドレス信号に変換し、変換さ
れたアナログ信号をアナログローパスフイルタ１
０に供給して、アナログ信号出力n1を得る。 Third and fourth digital multipliers 3C and 3D
The outputs k 1 and l 1 from the digital adder 6 are added together by a digital adder 6, and the output m 1 from the digital adder 6 is supplied to a D/A converter 9 to be converted into an address signal, and the converted analog signal is converted into an analog signal. low pass filter 1
0 to obtain an analog signal output n 1 .
上記の如く構成された本発明の一実施例の作用
について説明する。 The operation of one embodiment of the present invention configured as described above will be explained.
SSBやAMなどの例えば受信中間周波数信号は
アナログバンドパスフイルタ１によつて所定の帯
域制限（サンプリング周波数Fsの1/2以下）が加
えられ、Ａ／Ｄ変換器２でサンプリング周波数Fs
（入力アナログ信号の中心周波数の４倍）にてサ
ンプリングされ、かつ量子化されて第２図ｂに示
すスペクトルのデジタル信号b1に変換される。第
２図ａはアナログバンドパルスフイルタ１を通つ
たアナログ信号a1のスペクトルを示している。な
お、第２図において縦軸は複素振幅を、横軸は周
波数を示している。 For example, a received intermediate frequency signal such as SSB or AM is subjected to a predetermined band limit (less than 1/2 of the sampling frequency F s ) by an analog bandpass filter 1 , and the sampling frequency F s is reduced by an A/D converter 2 .
(four times the center frequency of the input analog signal), quantized, and converted into a digital signal b1 with the spectrum shown in FIG. 2b. FIG. 2a shows the spectrum of the analog signal a 1 passed through the analog band pulse filter 1. In FIG. 2, the vertical axis represents complex amplitude, and the horizontal axis represents frequency.
離散化正弦波信号c1のスペクトルは第２図ｃに
示す如くであり、離散化余弦波信号d1のスペクト
ルは第２図ｄに示す如くである。 The spectrum of the discretized sine wave signal c 1 is as shown in FIG. 2c, and the spectrum of the discretized cosine wave signal d 1 is as shown in FIG. 2d.
デジタル信号b1と、所定周波数2πFs／ｐ（ｐは
自然数）の離散化正弦波信号c1（sin2πFs／ｐ＋
）とが乗算され、第１のデジタル乗算器３Aか
らの出力e1のスペクトルは第２図ｅの実線で示す
如くである。またデジタル信号b1と離散化正弦波
信号c1と直交する離散化正弦波信号sin（2πFs／ｐ
＋＋π／２）すなわち離散化余弦波信号d1（cos
（2πFs／ｐ＋）とが乗算され、第２のデジタル
乗算器３Bからの出力信号f1のスペクトルは第２
図ｆの実線で示す如くである。 A digital signal b 1 and a discretized sine wave signal c 1 ( sin2πF s /p+
), and the spectrum of the output e1 from the first digital multiplier 3A is as shown by the solid line in FIG. 2e. Furthermore, the digital signal b 1 and the discretized sine wave signal c 1 are orthogonal to each other .
++π/2), that is, the discretized cosine wave signal d 1 (cos
(2πF s /p+), and the spectrum of the output signal f 1 from the second digital multiplier 3 B is
As shown by the solid line in Figure f.
なお、第２図ｅおよびｆにおいて破線は第１お
よび第２のデジタルローパスフイルタ４Aおよび
４Bの特性を示す。また第１のデジタル乗算器３A
からの出力信号e1はデジタル信号b1と離散化正弦
波信号c1との和および差信号とからなつており、
この内の差信号が第１のデジタルローパスフイル
タ４Aで取り出され、同様に第２のデジタル乗算
器３Bからの出力信号f1はデジタル信号b1と離散
化余弦波信号d1との和および差信号とからなつて
おり、この内の差信号が第２のデジタルローパス
フイルタ４Bから取り出される。第１のローパス
フイルタ４Aからの出力信号g1のスペクトルは第
２図ｇに、第２のローパスフイルタ４Bからの出
力信号h1のスペクトルは第２図ｈに示す如くであ
る。 In addition, in FIGS. 2e and 2f, the broken lines indicate the characteristics of the first and second digital low-pass filters 4A and 4B . Also, the first digital multiplier 3 A
The output signal e 1 from consists of the sum and difference signals of the digital signal b 1 and the discretized sinusoidal signal c 1 ,
The difference signal among these is extracted by the first digital low-pass filter 4A , and similarly, the output signal f1 from the second digital multiplier 3B is the sum of the digital signal b1 and the discretized cosine wave signal d1. and a difference signal, of which the difference signal is extracted from the second digital low-pass filter 4B . The spectrum of the output signal g1 from the first low-pass filter 4A is shown in FIG. 2g, and the spectrum of the output signal h1 from the second low-pass filter 4B is shown in FIG. 2h.
第１のデジタルローパスフイルタ４Aからの出
力信号g1は、所望の帯域除去特性と対応する特性
を有する第１のデジタルハイパスフイルタ５Aに
供給され、第１のデジタルハイパスフイルタ５A
からの出力信号i1のスペクトルは第２図ｉに示す
如くになる。また、第２のデジタルローパスフイ
ルタ４Bからの出力信号h1は、所望の帯域除去特
性と対応する特性を有する第２のデジタルハイパ
スフイルタ５Bに供給され、第２のデジタルハイ
パスフイルタ５Bからの出力信号j1のスペクトル
は第２図ｊに示す如くになる。 The output signal g1 from the first digital low-pass filter 4A is supplied to a first digital high-pass filter 5A having characteristics corresponding to the desired band rejection characteristics .
The spectrum of the output signal i 1 from is shown in FIG. 2i. Further, the output signal h1 from the second digital low-pass filter 4B is supplied to the second digital high-pass filter 5B having characteristics corresponding to the desired band removal characteristics, and from the second digital high-pass filter 5B , The spectrum of the output signal j 1 is as shown in FIG. 2j.
第１のハイパスフイルタ５Aからの出力信号i1
と離散化正弦波信号e1とが乗算され、第３のデジ
タル乗算器３Cからの出力信号k1のスペクトルは
第２図ｋに示す如くになり、第２のハイパスフイ
ルタ５Bからの出力信号j1と離散化余弦波信号d1
とが乗算され、第４のデジタル乗算器３Dからの
出力信号l1は第２図ｌに示す如くになつて、サン
プリング時の周波数スペクトル位置に再びシフト
される。 Output signal i 1 from first high pass filter 5 A
is multiplied by the discretized sine wave signal e1 , and the spectrum of the output signal k1 from the third digital multiplier 3C becomes as shown in FIG . Signal j 1 and discretized cosine wave signal d 1
The output signal l1 from the fourth digital multiplier 3D becomes as shown in FIG. 2l, and is shifted again to the frequency spectrum position at the time of sampling.
さらに第３および第４のデジタル乗算器３Cお
よび３Dからの出力信号k1およびl1はデジタル加
算器６により加算されて、互に逆位相である不要
信号成分が相殺されて（スペクトルの重複成分が
除去されて）、デジタル加算器６からの出力信号
m1のスペクトルは第２図ｍに示す如くになり、
Ｄ／Ａ変換器９とそれに続くアナログローパスフ
イルタ１０を通して出力が取り出される。 Furthermore, the output signals k 1 and l 1 from the third and fourth digital multipliers 3 C and 3 D are added by a digital adder 6, and unnecessary signal components having opposite phases are canceled out (spectrum (with redundant components removed), the output signal from the digital adder 6
The spectrum of m 1 is as shown in Figure 2 m,
An output is taken out through a D/A converter 9 followed by an analog low pass filter 10.
上記した信号スペクトルの変化の過程で、着目
するべきことは第２図ｅおよびｆにおいて破線で
示す如く、必要な第１および第２のローパスフイ
ルタ４Aおよび４Bの特性が従来技術の場合のもの
と比較して遮断特性が緩和されることがある。こ
の理由は第２図ｅ，ｆから明らかなように、第１
および第２のデジタルローパスフイルタ４Aおよ
び４Bが機能するためには入力信号の帯域はせい
ぜいFs／２に制限されればよいためである。ちな
みに従来技術で示した例では、この帯域制限条件
は前述の如くFs／４であつた。 In the process of the change in the signal spectrum described above, what should be noted is that the characteristics of the necessary first and second low-pass filters 4 A and 4 B are different from those in the prior art, as shown by the broken lines in FIG. 2 e and f. In some cases, the blocking characteristics may be relaxed compared to other types. The reason for this is clear from Figures 2e and f.
This is because in order for the second digital low-pass filters 4 A and 4 B to function, the band of the input signal only needs to be limited to F s /2 at most. Incidentally, in the example shown in the prior art, this band limitation condition was F s /4 as described above.
なお、離散化正弦波信号、離散化余弦波信号の
発生手段としては、第１図ｂに示す如く、正弦波
信号の１周期、1/2周期または1/4周期の振幅デー
タを予めメモリ１２に格納しておき、メモリ１２
のアドレスをアドレスコントローラ１１にて指定
するよう構成することができる。 As a means for generating the discretized sine wave signal and the discretized cosine wave signal, as shown in FIG. Store it in memory 12.
The address controller 11 can be configured to specify the address of the address.
さらにまた、第１および第２のハイパスフイル
タ５Aおよび５Bの特性は実現したい帯域除去特性
と関係ずけて定める必要がある。この関係は第３
図に示す如く、第３図ａ、第３図ｃの帯域除去特
性を得たいときは、それぞれ第３図ａ，ｃの中心
周波数を境にしたときの第３図ａ，ｃにおける右
半分の特性（第３図ｂ，ｄ）となるようにする。 Furthermore, the characteristics of the first and second high-pass filters 5A and 5B need to be determined in relation to the desired band elimination characteristics. This relationship is the third
As shown in the figure, if you want to obtain the band rejection characteristics of Figures 3a and 3c, characteristics (Fig. 3 b, d).
（発明の効果）
以上説明した如くこの発明によれば、帯域除去
フイルタの中心周波数を可変させる場合におい
て、必要とするメモリ容量は第４図ａに示す方式
の従来技術に比較してきわめて少なくすることが
できる。仮にサンプリング周波数を50kHzとし、
20Hz間隔で中心周波数を変化させる場合であつ
て、かつメモリに正弦波振幅データを1/4周期に
わたつて記憶させるものとすれば、50000÷20÷
４＝625ワードのメモリを必要とすることになる。
またこの方式では信号帯域の大きさにメモリ容量
が影響されない。ちなみに第４図ａに示した従来
例では6kHzの帯域で1800ワードを必要とした。(Effects of the Invention) As explained above, according to the present invention, when the center frequency of the band rejection filter is varied, the required memory capacity is extremely small compared to the conventional technique shown in FIG. 4a. be able to. Assuming the sampling frequency is 50kHz,
If the center frequency is changed at 20Hz intervals and the sine wave amplitude data is stored in the memory over 1/4 cycle, then 50000÷20÷
4 = 625 words of memory will be required.
Furthermore, in this method, the memory capacity is not affected by the size of the signal band. Incidentally, the conventional example shown in Figure 4a requires 1800 words in a 6kHz band.
また、デジタル帯域除去フイルタを夫々デジタ
ルローパスフイルタとデジタルハイパスフイルタ
とを縦属接続して構成できるため、デジタル帯域
除去フイルタの構成も容易になる。また、フイル
タ特性の切替えは離散化正弦波信号および余弦波
信号の周波数の変化で容易に行なえて、第４図ａ
に示す方式の従来例の如く多くのデジタルフイル
タを用意して切替えるのに比較して、この発明に
よればフイルタ特性の切替は円滑に行なえ、かつ
切替え時にノイズを発生することはない。さらに
多くのデジタルフイルタを必要としないため回路
規模は小さくすることができる。 Further, since the digital band removal filter can be configured by connecting a digital low pass filter and a digital high pass filter in series, the configuration of the digital band removal filter is also facilitated. Furthermore, the filter characteristics can be easily switched by changing the frequency of the discretized sine wave signal and cosine wave signal, as shown in Fig. 4a.
Compared to the conventional method shown in FIG. 1, in which many digital filters are prepared and switched, according to the present invention, filter characteristics can be switched smoothly and no noise is generated during switching. Furthermore, since many digital filters are not required, the circuit scale can be reduced.
さらにまた、第４図ｂに示す従来例の場合に比
較して、入力信号の帯域制限条件がFs／４から
Fs／２に緩和され、同時にデジタルローパスフイ
ルタの遮断特性もそれ程急崚な特性を必要としな
いので、回路規模も比較的小さくできる。 Furthermore, compared to the case of the conventional example shown in FIG .
Since the cut-off characteristic of the digital low-pass filter does not need to be so steep, the circuit scale can be made relatively small.
第１図ａはこの発明の一実施例の構成を示すブ
ロツク図。第１図ｂは離散化正弦（余弦）波信号
弦の構成を示すブロツク図。第２図はこの発明の
一実施例における各信号のスペクトル遷移図。第
３図ａおよびｃはこの発明によつて実現する帯域
除去フイルタ特性の一例を示す特性図。第３図ｂ
およびｄは第３図ａおよびｂの特性に対応して、
デジタルハイパスフイルタに持たせるべき振幅周
波数特性図。第４図ａおよびｂは従来例を示すブ
ロツク図。第５図は第４図ｂに示した従来例にお
ける各信号のスペクトル遷移図。
１……アナログバンドパスフイルタ、２……
Ａ／Ｄ変換器、３A〜３D……第１〜第４の乗算
器、４Aおよび４B……第１および第２のデジタル
ローパスフイルタ、５Aおよび５B……第１および
第２のデジタルハイパスフイルタ、６……デジタ
ル加算器、７……離散化正弦波信号源、８……離
散化余弦波信号源、９……Ｄ／Ａ変換器、１０…
…アナログローパスフイルタ、１１……アドレス
コントローラ、１２……メモリ。
FIG. 1a is a block diagram showing the structure of an embodiment of the present invention. FIG. 1b is a block diagram showing the configuration of a discretized sine (cosine) wave signal string. FIG. 2 is a spectral transition diagram of each signal in an embodiment of the present invention. FIGS. 3a and 3c are characteristic diagrams showing an example of the characteristics of a band elimination filter realized by the present invention. Figure 3b
and d correspond to the characteristics of Fig. 3 a and b,
An amplitude-frequency characteristic diagram that a digital high-pass filter should have. FIGS. 4a and 4b are block diagrams showing a conventional example. FIG. 5 is a spectral transition diagram of each signal in the conventional example shown in FIG. 4b. 1... Analog band pass filter, 2...
A/D converter, 3A to 3D ...first to fourth multiplier, 4A and 4B ...first and second digital low pass filter, 5A and 5B ...first and second 2 digital high-pass filter, 6...digital adder, 7...discretized sine wave signal source, 8...discretized cosine wave signal source, 9...D/A converter, 10...
...Analog low-pass filter, 11...Address controller, 12...Memory.
Claims (1)
よつてサンプリングしてＡ／Ｄ変換するＡ／Ｄ変
換器と、前記Ａ／Ｄ変換器からの出力と周波数
s／ｐ（ｐは自然数）の第１の離散化正弦波信号
とを乗算する第１のデジタル乗算器と、第１のデ
ジタル乗算器からの出力を入力信号とし、かつ該
入力信号と第１の離散化正弦波信号との和の信号
の周波数で遮断する第１のデジタルローパスフイ
ルタと、第１のデジタルローパスフイルタからの
出力を入力とし、かつ帯域除去特性の中心周波数
を周波数０に等価的にシフトしたときの高域側の
特性を有する第１のデジタルハイパスフイルタ
と、第１のデジタルハイパスフイルタからの出力
と前記第１の離散化正弦波信号とを乗算する第３
のデジタル乗算器と、第１の離散化正弦波信号と
互いに直交する第２の離散化正弦波信号と前記
Ａ／Ｄ変換器からの出力と乗算する第２のデジタ
ル乗算器と、第２のデジタル乗算器からの出力を
入力信号とし、かつ該入力信号と第２の離散化正
弦波信号との和の信号の周波数で遮断する第２の
デジタルローパスフイルタと、第２のデジタルロ
ーパスフイルタからの出力を入力とし、かつ帯域
除去特性の中心周波数を周波数０に等価的にシフ
トしたときの高域側の特性を有する第２のデジタ
ルハイパスフイルタと、第２のデジタルハイパス
フイルタからの出力と前記第２の離散化正弦波信
号とを乗算する第４のデジタル乗算器と、前記第
３のデジタル乗算器からの出力信号と前記第４の
デジタル乗算器からの出力信号とを加算するデジ
タル加算器と、前記デジタル加算器からの出力デ
ジタル信号をＤ／Ａ変換するＤ／Ａ変換器とを備
え、前記Ｄ／Ａ変換器からアナログ信号出力を得
るようにしたことを特徴とするデジタル帯域除去
フイルタ。 ２ 第１および第２の離散化正弦波信号の周波数
を変化させることにより帯域除去フイルタの中心
周波数を変化させることを特徴とする請求項１記
載のデジタル帯域除去フイルタ。[Claims] 1. An A/D converter that samples an input signal using a sampling pulse of frequency s and performs A/D conversion, and an output and frequency of the A/D converter.
a first digital multiplier that multiplies a first discretized sine wave signal of s/p (p is a natural number); an output from the first digital multiplier is used as an input signal; A first digital low-pass filter that cuts off at the frequency of the sum signal of the discretized sine wave signal, and the output from the first digital low-pass filter is input, and the center frequency of the band rejection characteristic is equivalent to frequency 0. a first digital high-pass filter having characteristics on the high frequency side when shifted to , and a third digital high-pass filter that multiplies the output from the first digital high-pass filter and the first discretized sine wave signal.
a second digital multiplier that multiplies the output from the A/D converter by a second discretized sine wave signal that is orthogonal to the first discretized sine wave signal; a second digital low-pass filter that takes the output from the digital multiplier as an input signal and cuts it off at the frequency of the sum of the input signal and the second discretized sine wave signal; a second digital high-pass filter that takes the output as an input and has characteristics on the high frequency side when the center frequency of the band rejection characteristic is equivalently shifted to frequency 0, and the output from the second digital high-pass filter and the second digital high-pass filter. a fourth digital multiplier that multiplies the two discretized sine wave signals; and a digital adder that adds the output signal from the third digital multiplier and the output signal from the fourth digital multiplier. , a D/A converter for D/A converting the output digital signal from the digital adder, and an analog signal output is obtained from the D/A converter. 2. The digital band elimination filter according to claim 1, wherein the center frequency of the band elimination filter is changed by changing the frequencies of the first and second discretized sine wave signals.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7467088A JPH01248708A (en) | 1988-03-30 | 1988-03-30 | Digital band rejection filter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP7467088A JPH01248708A (en) | 1988-03-30 | 1988-03-30 | Digital band rejection filter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH01248708A JPH01248708A (en) | 1989-10-04 |
| JPH0566044B2 true JPH0566044B2 (en) | 1993-09-21 |
Family
ID=13553900
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP7467088A Granted JPH01248708A (en) | 1988-03-30 | 1988-03-30 | Digital band rejection filter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH01248708A (en) |
Families Citing this family (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP3204880B2 (en) * | 1995-07-25 | 2001-09-04 | 株式会社バーテックススタンダード | Digital filter |
-
1988
- 1988-03-30 JP JP7467088A patent/JPH01248708A/en active Granted
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPH01248708A (en) | 1989-10-04 |
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