JPH0564169A - Orthogonal multiplex modulation receiver - Google Patents
Orthogonal multiplex modulation receiverInfo
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- JPH0564169A JPH0564169A JP22384491A JP22384491A JPH0564169A JP H0564169 A JPH0564169 A JP H0564169A JP 22384491 A JP22384491 A JP 22384491A JP 22384491 A JP22384491 A JP 22384491A JP H0564169 A JPH0564169 A JP H0564169A
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Abstract
Description
〔発明の目的〕 （産業上の利用分野）この発明は、現行のテレビジョン
放送にディジタル符号化音声信号を多重伝送するテレビ
ジョン伝送方式の受信装置に関する。 （従来の技術）[Object of the Invention] (Field of Industrial Application) The present invention relates to a receiving apparatus of a television transmission system that multiplex-transmits a digitally encoded audio signal to a current television broadcast. (Prior art)
【０００１】テレビジョン放送においては、より高画質
・高音声な信号を伝送できる新しいテレビジョン伝送方
式が提案されている。特に高音質化に関してはディジタ
ル符号化音声信号を直交多重方式により多重伝送する提
案がある。直交多重方式は既存の信号と両立性を保った
ままで新たに上記ディジタル音声信号を追加できるた
め、従来の伝送路及び受信機と両立性のある方式であ
る。In television broadcasting, a new television transmission system capable of transmitting signals of higher image quality and higher sound has been proposed. In particular, in order to improve the sound quality, there is a proposal to multiplex-transmit a digitally encoded voice signal by an orthogonal multiplexing method. The orthogonal multiplexing method is a method compatible with the conventional transmission line and receiver because the digital audio signal can be newly added while maintaining compatibility with the existing signal.
【０００２】図２は、この直交多重伝送の原理を説明す
る図である。同図において、映像入力端子１０１から入
力された映像信号は、ＡＭ変調回路１０２で従来通りＡ
Ｍ変調される。このときのキャリアは局部発振器（局
発）１０６出力を分配器１０７で０°位相で分配したキ
ャリアである。ＡＭ変調出力はＶＳＢフィルタ１０３で
残留側波ＡＭ変調波とされる。残留側波帯域は、一般に
映像キャリア周波数ｆcから７５０ＫＨｚまでが通過域
で、１．２５ＭＨｚから減衰域とされるＶＳＢフィルタ
で規定される。現行方式では、ＶＳＢフィルタ出力にア
ナログＦＭ変調音声信号が周波数多重されるが、図２で
は省略してある（直交多重と同時伝送も可能である）。FIG. 2 is a diagram for explaining the principle of this orthogonal multiplex transmission. In the figure, the video signal input from the video input terminal 101 is A
M-modulated. The carrier at this time is a carrier in which the output of the local oscillator (local oscillator) 106 is distributed in the 0 ° phase by the distributor 107. The AM-modulated output is converted into a vestigial side-wave AM-modulated wave by the VSB filter 103. The vestigial sideband is generally defined by a VSB filter in which the passband is from the video carrier frequency fc to 750 KHz and the attenuation band is from 1.25 MHz. In the current method, the analog FM modulated audio signal is frequency-multiplexed with the VSB filter output, but it is omitted in FIG. 2 (orthogonal multiplexing and simultaneous transmission are also possible).
【０００３】一方、ディジタル符号化された音声信号は
多重信号入力端子１０８に供給され、ＡＭ変調回路１０
９でキャリア抑圧ＡＭ変調される。このとき用いられる
キャリアは前述の分配器１０７で９０°移相されて分配
された信号である。このキャリア抑圧ＡＭ変調された変
調波は逆ナイキストフィルタ１１０でスペクトル整形さ
れる。この逆ナイキストフィルタ１１０の目的は受信側
での復調の際に、多重信号が映像信号にクロストークと
して現われるのを防ぐためである。即ち、あらかじめ送
信側で図２に示すような特性の逆ナイキスト・イコライ
ザ処理を行っておけば、受信側の映像信号復調で用いら
れるナイキストフィルタ出力では直交変調波が映像キャ
リアと完全に直交関係となることから、これらの分離が
可能となる。逆ナイキストフィルタ１１０の出力は、減
衰器１１１でレベル調整されて合成回路１０４に供給さ
れる。上記ＶＳＢフィルタ１０３からの映像変調波と逆
ナイキストフィルタ１１０からの直交変調波は合成回路
１０４で合成されて伝送路１０５へ送出される。尚、減
衰器１１１は、現行テレビジョンセットの不完全な復調
特性を考慮して、直交変調波信号レベルを調整するため
のものである。この映像変調波と直交変調波の相対レベ
ル差（以下多重レベル）は約−２５〜−３０ｄＢに設定
される。次に受信側の処理について説明する。On the other hand, the digitally encoded voice signal is supplied to the multiple signal input terminal 108, and the AM modulation circuit 10
At 9, carrier suppression AM modulation is performed. The carrier used at this time is a signal which is phase-shifted by 90 ° and distributed by the distributor 107. The modulated wave subjected to the carrier suppression AM modulation is spectrally shaped by the inverse Nyquist filter 110. The purpose of the inverse Nyquist filter 110 is to prevent the multiplexed signal from appearing as crosstalk in the video signal during demodulation on the receiving side. That is, if the inverse Nyquist equalizer processing having the characteristics shown in FIG. 2 is performed on the transmitting side in advance, the quadrature modulated wave is completely orthogonal to the image carrier in the output of the Nyquist filter used in the image signal demodulation on the receiving side. Therefore, it becomes possible to separate them. The output of the inverse Nyquist filter 110 is level-adjusted by the attenuator 111 and supplied to the synthesis circuit 104. The video modulated wave from the VSB filter 103 and the quadrature modulated wave from the inverse Nyquist filter 110 are combined by the combining circuit 104 and sent to the transmission line 105. The attenuator 111 is for adjusting the quadrature modulated wave signal level in consideration of incomplete demodulation characteristics of the current television set. The relative level difference between the video modulated wave and the quadrature modulated wave (hereinafter referred to as multiple level) is set to about -25 to -30 dB. Next, the processing on the receiving side will be described.
【０００４】図２において伝送路１０５から出力された
変調波は分岐され、１つは受信ナイキストフィルタ１１
２へ供給される。ナイキストフィルタ１１２の出力は同
相検波回路１１３で同期検波されて、復調された映像信
号は出力端子１１４へ出力される。同相検波回路１１３
へ供給されるキャリアは、キャリア再生回路１１５で再
生された映像キャリアを分配器１１６で０°位相で分配
したものである。In FIG. 2, the modulated wave output from the transmission line 105 is branched and one is a reception Nyquist filter 11
2 is supplied. The output of the Nyquist filter 112 is synchronously detected by the in-phase detection circuit 113, and the demodulated video signal is output to the output terminal 114. In-phase detection circuit 113
The carrier supplied to is a video carrier reproduced by the carrier reproducing circuit 115 and distributed by the distributor 116 in a 0 ° phase.
【０００５】一方、多重信号の復調に関しては、帯域通
過フィルタ（以下ＢＰＦと記す）１１７で多重信号から
抽出された後、直交検波回路１１８で同期検波される。
直交検波回路１１８に供給されるキャリアは分配器１１
６から出力される９０°位相のキャリアである。ＢＰＦ
１１７はＶＳＢ−ＡＭ変調された映像変調波の両側波揃
った帯域のみを抽出するため、ＢＰＦ出力では映像成分
は完全なＤＳＢ−ＡＭとなっている。即ち、映像キャリ
アに対して同相成分しか存在しないため、多重信号との
完全な分離が可能である。On the other hand, regarding the demodulation of the multiplex signal, the bandpass filter (hereinafter referred to as BPF) 117 extracts the multiplex signal, and then the quadrature detection circuit 118 performs synchronous detection.
The carrier supplied to the quadrature detection circuit 118 is the distributor 11.
It is a carrier of 90 ° phase output from No. 6. BPF
Since 117 extracts only the band in which both sides of the VSB-AM modulated video modulated wave are aligned, the video component is a perfect DSB-AM in the BPF output. That is, since there is only the in-phase component with respect to the video carrier, it is possible to completely separate it from the multiplexed signal.
【０００６】図３（Ａ）は上記映像変調波及び音声変調
波と直交多重変調波のスペクトル例を示している。また
図３（Ｂ）は上記ＢＰＦ１１７出力のスペクトルを示し
ている。FIG. 3A shows an example of the spectrum of the video modulated wave, the audio modulated wave, and the orthogonal multiplex modulated wave. Further, FIG. 3 (B) shows the spectrum of the BPF 117 output.
【０００７】図３（Ｃ）はＢＰＦ１１７出力の変調波ベ
クトルを示す図であり、映像変調波と直交変調波は図示
されたように９０°で直交している。また前述のように
多重レベルは約−３０ｄＢであり、各無変調キャリア振
幅比は３０：１である。FIG. 3C is a diagram showing a modulated wave vector of the output of the BPF 117. The image modulated wave and the orthogonal modulated wave are orthogonal to each other at 90 ° as shown. Further, as described above, the multiplexing level is about -30 dB and each unmodulated carrier amplitude ratio is 30: 1.
【０００８】このように多重信号を復調する直交同期検
波回路１１８には、本来不要な映像変調波成分が希望信
号である直交変調波に比べて３０倍以上のレベルで入力
されている。直交同期検波回路１１８が完全に線形な特
性をもっており、かつ再生キャリアの位相誤差がなけれ
ば、前述のように完全に分離できるが、実際には完全な
線形性は得られず、位相誤差も存在する。仮に位相誤差
がなくても、後述するように非線形性が存在すると変調
波の振幅レベルに応じて位相誤差が発生して各信号間の
完全な分離ができない。In this way, the quadrature synchronous detection circuit 118 which demodulates the multiplexed signal is supplied with an unnecessary video modulation wave component at a level 30 times or more higher than that of the quadrature modulation wave which is the desired signal. If the quadrature synchronous detection circuit 118 has a completely linear characteristic and there is no phase error of the reproduced carrier, it can be completely separated as described above, but in reality, perfect linearity cannot be obtained and there is also a phase error. To do. Even if there is no phase error, if non-linearity exists as will be described later, a phase error occurs depending on the amplitude level of the modulated wave, and the signals cannot be completely separated.
【０００９】図４（Ａ）は直交同期検波器の一般的な非
線形性を示す図である。同図の横軸は検波器の（変調
波）入力レベル、縦軸は検波出力レベルである。破線で
図示されているように、入出力特性は一般に飽和特性を
有し、非線形特性で重要な３次歪（ＩＭ3）はある入力
レベルで本来の信号レベルと同じになる（この部分はＩ
Ｍ3インターセプト・ポイントと呼ばれる）。このよう
なＩＭ3と本来の信号レベルとの差がある規定値以下と
なるようにあらかじめ入力レベルが設定されるが、前述
のように不要な信号である映像変調波の方が約３０倍も
大きいために、この規定値を満足しようとすると、直交
信号についての入力レベルは非常に小さいものとなって
しまう。故に従来の直交同期検波回路においてはＩＭ3
が十分に大きく確保できなくとも入力レベルを大きくし
て、多重信号の検波出力を大きくせざるを得ないという
問題がある。FIG. 4A is a diagram showing general non-linearity of a quadrature synchronous detector. In the figure, the horizontal axis represents the (modulated wave) input level of the detector, and the vertical axis represents the detection output level. As shown by the broken line, the input / output characteristic generally has a saturation characteristic, and the third-order distortion (IM 3 ) which is important in the nonlinear characteristic becomes the same as the original signal level at a certain input level (this part is I
Called the M 3 intercept point). The input level is set in advance so that the difference between IM 3 and the original signal level is equal to or less than a specified value. However, as described above, the image-modulated wave, which is an unnecessary signal, is about 30 times as large. Since it is large, if the specified value is to be satisfied, the input level for the quadrature signal will be very small. Therefore, in the conventional quadrature synchronous detection circuit, IM 3
However, there is a problem that the detection level of the multiplexed signal must be increased by increasing the input level even if it cannot be secured sufficiently large.
【００１０】図４（Ｂ）は上記直交同期検波回路の非線
形特性を変調波ベクトルで示した例である。同図におい
て、映像変調波ベクトルは同相軸上を移動するベクトル
である（図２におけるＢＰＦ１１７出力について示す。
故に、映像変調波のＤＳＢ−ＡＭ成分のみ抽出されるの
で、映像変調波に直交成分はない）。一方、直交変調波
は直交キャリアを多重信号でキャリア抑圧ＡＭ変調した
ものであるから、図に示したようなベクトルとなる（実
際には逆ナイキストフィルタにより同相成分も有する
が、ここでは多重信号の検波のみを対象としており、多
重信号が映像信号へもれ込むクロストークは考慮しなく
て良い。故に図では簡単のため直交軸上を移動するよう
なベクトルとして示してある）。FIG. 4B shows an example in which the nonlinear characteristic of the quadrature synchronous detection circuit is shown by a modulated wave vector. In the same figure, the video modulation wave vector is a vector that moves on the in-phase axis (shown for the output of the BPF 117 in FIG. 2).
Therefore, since only the DSB-AM component of the video modulation wave is extracted, there is no orthogonal component in the video modulation wave). On the other hand, the quadrature-modulated wave is a carrier-suppressed AM modulation of a quadrature carrier with a multiplex signal, and thus has a vector as shown in the figure (actually, it also has an in-phase component due to an inverse Nyquist filter, but here, It is only for detection, and it is not necessary to consider crosstalk in which multiple signals leak to the video signal. Therefore, in the figure, it is shown as a vector that moves on orthogonal axes for simplicity).
【００１１】図４（Ｂ）において、映像変調波ベクトル
振幅最大値（無変調キャリア・ベクトル）は直交変調波
ベクトル振幅最大値の約３０倍である。故に直交同期検
波回路の非線形性発生については映像変調波レベルのみ
について考えれば良い。直交同期検波回路の非線形性は
図示したように、振幅成分の歪（ＡＭ／ＡＭ）及び位相
成分の歪（ＡＭ／ＰＭ）として考えることができる。即
ち、入力レベルに応じて入出力振幅特性及び入出力位相
特性が非線形となる。同図（Ｂ）に破線で示したような
ＡＭ／ＡＭ，ＡＭ／ＰＭ変換歪が生じると、図から明ら
かように、映像変調波成分と直交変調波成分が直交しな
くなり、映像信号が多重信号にもれ込むクロストークが
発生する。In FIG. 4B, the video modulation wave vector amplitude maximum value (unmodulated carrier vector) is about 30 times the quadrature modulation wave vector amplitude maximum value. Therefore, regarding the occurrence of non-linearity in the quadrature synchronous detection circuit, it is sufficient to consider only the video modulation wave level. The nonlinearity of the quadrature synchronous detection circuit can be considered as the distortion of the amplitude component (AM / AM) and the distortion of the phase component (AM / PM), as shown in the figure. That is, the input / output amplitude characteristic and the input / output phase characteristic become non-linear according to the input level. When the AM / AM and AM / PM conversion distortions shown by the broken line in FIG. 7B occur, as is clear from the figure, the video modulation wave component and the quadrature modulation wave component are no longer orthogonal, and the video signal is a multiplexed signal. Crosstalk that leaks occurs.
【００１２】図４（Ｃ）は、上記クロストーク例を示す
図である。映像信号が図示されたようなランプ波形であ
るとき、図に示したような非線形が存在すると、直交復
調出力（多重信号）へ図示したようなクロストークが生
じる（直交信号は存在しないとして、クロストーク分の
みを示している）。FIG. 4C is a diagram showing an example of the crosstalk. When the video signal has a ramp waveform as shown in the figure, if there is nonlinearity as shown in the figure, crosstalk as shown in the figure occurs in the quadrature demodulation output (multiplexed signal). Only talk is shown).
【００１３】[0013]
【発明が解決しようとする課題】上述したように、直交
多重伝送の受信装置の直交同期検波回路に関しては約３
０倍も信号レベルの大きな映像変調波成分を分離しつつ
直交変調波のみを検波しなければならない。この結果、
後段の増幅器の利得を制限したまま多重信号の検波出力
を十分に大きく保つためには、直交同期検波回路にとっ
て過大な映像変調波が同時に入力されることになり、直
交同期検波回路の非線形特性が問題となる。即ち、この
非線形性により、本来キャリア位相の直交性で分離され
ていた映像変調波と直交変調波間にクロストークが発生
し、多重信号検波出力に映像信号成分がもれ込む。この
ようなクロストークが存在すると、多重信号としてディ
ジタルデータを伝送している場合、データのビット誤り
率が増大し複号化音声信号品質が劣化してしまうという
問題があった。As described above, the orthogonal synchronous detection circuit of the receiving apparatus for orthogonal multiplex transmission has about 3
Only the quadrature modulation wave must be detected while separating the video modulation wave component having a signal level as high as 0 times. As a result,
In order to keep the detection output of the multiplexed signal sufficiently large while limiting the gain of the amplifier in the latter stage, an excessive video modulation wave is simultaneously input to the quadrature synchronous detection circuit, and the nonlinear characteristics of the quadrature synchronous detection circuit are It becomes a problem. That is, due to this non-linearity, crosstalk occurs between the video modulated wave and the quadrature modulated wave that were originally separated by the orthogonality of the carrier phase, and the video signal component leaks into the multiple signal detection output. When such crosstalk exists, there is a problem that when digital data is transmitted as a multiplex signal, the bit error rate of the data increases and the quality of the decoded voice signal deteriorates.
【００１４】そこでこの発明は、直交多重伝送受信装置
の直交同期検波回路に関して、従来と同等性能の非線形
性を有する検波回路を用いたとしても、直交同期検波回
路の非線形性による複号化音声信号品質の劣化を大幅に
低減できる直交多重伝送受信装置を提供することを目的
とする。Therefore, the present invention relates to a quadrature synchronous detection circuit of a quadrature multiplex transmission / reception apparatus, even if a detection circuit having a non-linearity of the same performance as the conventional one is used, a decoded voice signal due to the non-linearity of the quadrature synchronous detection circuit. It is an object of the present invention to provide an orthogonal multiplex transmission / reception device capable of significantly reducing the deterioration of quality.
【００１５】[0015]
【課題を解決するための手段】本発明は、直交多重変調
された信号を同相同期検波部で検波して一方の信号成分
を復調し、前記直交多重変調された信号を直交同期検波
部で検波して他方の信号成分を復調する受信装置におい
て、前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再
変調して再変調信号を得る手段と、前記再変調信号を前
記直交同期検波部に入力する信号に合成し、合成出力が
直交同期検波されるようにする手段とを備える。According to the present invention, a signal subjected to quadrature multiplex modulation is detected by an in-phase synchronous detection section to demodulate one signal component, and the signal subjected to quadrature multiplex modulation is detected by the quadrature synchronous detection section. In a receiving device that detects and demodulates the other signal component, a means for remodulating a regenerated carrier by a detection output of the in-phase synchronous detection unit to obtain a remodulated signal, and the remodulated signal to the quadrature synchronous detection unit. And a means for synthesizing the input signal and quadrature-coherently detecting the synthesized output.
【００１６】[0016]
【作用】上記の手段により、直交検波で多重信号を映像
信号から分離して復調する前に、あらかじめ同相検波さ
れた映像信号で再変調された変調波を上記直交検波回路
入力に合成している。この合成時には再変調出力の位相
調整を行い、合成時の映像変調波成分がキャンセルする
ように合成される。このように、直交検波回路入力で映
像変調波成分があらかじめキャンセルされているため直
交検波出力において前述のような映像信号と多重信号間
のクロストークは存在せず、従って多重信号であるディ
ジタル信号のビット誤り率も悪化しないないため複号化
音声信号品質も劣化しない。 （実施例）以下図面を参照してこの発明の実施例を説明
する。By the above means, the modulated wave re-modulated by the video signal detected in-phase in advance is combined with the input of the quadrature detection circuit before the multiplexed signal is separated from the video signal by the quadrature detection and demodulated. .. The phase of the remodulated output is adjusted at the time of this combination, and the image modulated wave components at the time of combination are canceled. As described above, since the video modulation wave component is canceled in advance by the quadrature detection circuit input, the crosstalk between the video signal and the multiplex signal as described above does not exist in the quadrature detection output, and therefore the digital signal of the multiplex signal is not present. Since the bit error rate does not deteriorate, the decoded voice signal quality does not deteriorate. (Embodiment) An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
【００１７】図１（Ａ）はこの発明による直交多重伝送
受信装置の一実施例を示すブロック図である。図におい
て、入力端子２０１に入力された変調波は従来例と同様
にナイキストフィルタ２０２、キャリア再生回路２０３
及び帯域通過フィルタ（以下ＢＰＦと記す）２０４に分
配される（この構成は説明を簡潔にするため、従来例に
対応した構成としているが、特にこの従来例の構成を前
提とする訳ではない）。ナイキストフィルタ２０２の出
力はキャリア再生回路２０３の出力を用いて同相検波回
路２０５で検波され低域通過フィルタ（以下ＬＰＦと記
す）２０６で必要帯域外の信号が除去されて出力端子２
０７に復調映像信号として出力される。一方、ＢＰＦ２
０４で抽出された直交多重変調波は後述する加算回路２
１８を経て、直交検波回路２２０で検波される。直交検
波においてはキャリア再生回路２０３の出力を移相器２
１９で９０°移相したキャリアが用いられる。直交検波
出力も映像出力と同様にＬＰＦ２２１を経て多重信号と
して出力端子２２２へ出力される。FIG. 1A is a block diagram showing an embodiment of an orthogonal multiplex transmission / reception apparatus according to the present invention. In the figure, the modulated wave input to the input terminal 201 is the Nyquist filter 202 and the carrier recovery circuit 203 as in the conventional example.
And a band pass filter (hereinafter referred to as BPF) 204 (this configuration is configured to correspond to the conventional example in order to simplify the description, but this configuration is not particularly premised). .. The output of the Nyquist filter 202 is detected by the in-phase detection circuit 205 using the output of the carrier regeneration circuit 203, and the low-pass filter (hereinafter referred to as LPF) 206 removes the signal outside the required band, and the output terminal 2
It is output to 07 as a demodulation video signal. On the other hand, BPF2
The orthogonal multiplex modulated wave extracted in 04 is added by an adding circuit 2 described later.
After 18, the signal is detected by the quadrature detection circuit 220. In the quadrature detection, the output of the carrier regeneration circuit 203 is used as the phase shifter 2
A carrier that is phase-shifted by 90 ° in 19 is used. The quadrature detection output is also output to the output terminal 222 as a multiplexed signal via the LPF 221 similarly to the video output.
【００１８】ここで、同相検波回路２０５の出力はＬＰ
Ｆ２２６へも分岐されており、このＬＰＦ２２６は復調
映像信号のうちＤＳＢ−ＡＭ帯域に相当する周波数成分
のみを抽出するフィルタである。このＬＰＦ２２６の出
力はＤＣオフセットを有する増幅回路２２３に供給さ
れ、この増幅回路２２３は映像変調の規定変調度（８
７．５％）に相当するＤＣオフセットを与える。増幅回
路２２３の出力はＡＭ変調回路２２４の変調信号入力端
子へ供給されている。ＡＭ変調回路２２４のキャリア入
力端子には再生キャリアが供給されている。故に、ＡＭ
変調回路２２４の出力は再生キャリアを復調映像信号の
低域成分で再変調したものである。次に再変調出力は移
相回路２２５を経て加算回路２１８の一方の入力端子へ
供給される。Here, the output of the in-phase detection circuit 205 is LP
The LPF 226 is also branched to the F 226, and this LPF 226 is a filter that extracts only the frequency component corresponding to the DSB-AM band from the demodulated video signal. The output of the LPF 226 is supplied to an amplifier circuit 223 having a DC offset, and the amplifier circuit 223 has a specified modulation factor (8) for video modulation.
Give a DC offset equal to 7.5%). The output of the amplifier circuit 223 is supplied to the modulation signal input terminal of the AM modulation circuit 224. A reproduction carrier is supplied to the carrier input terminal of the AM modulation circuit 224. Hence AM
The output of the modulation circuit 224 is a signal obtained by re-modulating the reproduced carrier with the low-frequency component of the demodulated video signal. Next, the re-modulated output is supplied to one input terminal of the adder circuit 218 via the phase shift circuit 225.
【００１９】この加算回路２１８の他方の入力端子には
前述のＢＰＦ２０４の出力が与えられており、これらの
入力が合成されることにより、ＢＰＦ２０４の出力の映
像変調波と直交変調波合成（多重）信号のうち、映像変
調波が前記再変調出力でキャンセルされて、直交変調波
成分のみが残ることになる。移相回路２２５は、再変調
出力と、ＢＰＦ２０４の出力である映像変調波の位相差
が１８０°となるように移相量を設定するためのもので
ある。The output of the above-mentioned BPF 204 is given to the other input terminal of the adder circuit 218. By combining these inputs, the video modulated wave and the orthogonal modulated wave of the output of the BPF 204 are combined (multiplexed). Of the signal, the video modulation wave is canceled by the remodulation output, and only the quadrature modulation wave component remains. The phase shift circuit 225 is for setting the amount of phase shift so that the phase difference between the remodulated output and the image modulated wave output from the BPF 204 becomes 180 °.
【００２０】以上のように本発明の実施例を用いれば、
直交同期検波回路２２０には本来検波すべき直交変調波
しか入力されず、映像変調波間と直交変調波間のクロス
トークは大幅に低減される。Using the embodiment of the present invention as described above,
Only quadrature modulated waves that should be originally detected are input to the quadrature synchronous detection circuit 220, and crosstalk between video modulated waves and quadrature modulated waves is significantly reduced.
【００２１】尚、映像検波出力の低域成分を用いた再変
調出力は少なくともＬＰＦ２２６などの遅延の影響を受
けているから、加算回路２１８で必ずしも完全には映像
変調波をキャンセルできないが、上記クロストークの改
善に関しては完全なキャンセルは必要なく、ある程度映
像変調波を抑圧することにより十分なクロストーク改善
効果は得られる。図１（Ｂ）は、この発明の他の実施例
を示すブロック図である。以下の説明においては図１
（Ａ）の実施例と異なる点のみについて説明する。Since the remodulation output using the low-frequency component of the video detection output is affected by at least the delay of the LPF 226, etc., the addition circuit 218 cannot necessarily completely cancel the video modulation wave. It is not necessary to completely cancel the talk improvement, but a sufficient crosstalk improvement effect can be obtained by suppressing the image modulated wave to some extent. FIG. 1B is a block diagram showing another embodiment of the present invention. In the following description, FIG.
Only points different from the embodiment of (A) will be described.
【００２２】図１（Ｂ）において、同相検波回路２０５
で検波された映像信号はＬＰＦ２０６を経て出力され
る。ＬＰＦ２０６は、映像信号の帯域（ＮＴＳＣならば
４．２ＭＨｚ）を通過させるフィルタである。このＬＰ
Ｆ２０６の出力は、分岐されて増幅回路２２３へ供給さ
れる。以下先の実施例と同様に変調回路２２４で再変調
され、移相回路２２５を経て、この実施例ではＢＰＦ２
０４の前段の加算回路２１８に入力されて入力ＩＦ信号
に合成される。In FIG. 1B, the in-phase detection circuit 205
The video signal detected by is output through the LPF 206. The LPF 206 is a filter that passes the video signal band (4.2 MHz for NTSC). This LP
The output of F206 is branched and supplied to the amplifier circuit 223. In the same manner as in the previous embodiment, the signal is re-modulated by the modulation circuit 224, passes through the phase shift circuit 225, and then the BPF2
The input signal is input to the adder circuit 218 in the preceding stage of 04 and is combined with the input IF signal.
【００２３】上記再変調出力は、入力ＩＦ信号の映像変
調波のようにＶＳＢ−ＡＭではなく、ＤＳＢ−ＡＭとな
っているが、ＢＰＦ２０４では、ＶＳＢ−ＡＭ変調波の
ＤＳＢ領域のみ抽出する帯域通過フィルタであるため、
加算回路２１８で映像変調波を全帯域にわたって抑圧す
る必要はなく、上述のように再変調出力は入力ＩＦと異
なるＤＳＢ−ＡＭで構わない。The re-modulated output is not the VSB-AM but the DSB-AM like the video modulated wave of the input IF signal, but the BPF 204 uses the band pass for extracting only the DSB area of the VSB-AM modulated wave. Because it is a filter,
It is not necessary for the adder circuit 218 to suppress the video modulation wave over the entire band, and the remodulation output may be a DSB-AM different from the input IF as described above.
【００２４】以上のように加算回路２１８で映像変調波
の少なくともＤＳＢ−ＡＭ領域が抑圧された後、ＢＰＦ
２０４でそのＤＳＢ−ＡＭ領域（即ち、直交変調帯域）
が抽出され、直交検波回路２２０へ入力される。故に、
直交検波回路２２０の入力信号は先の実施例と同様に、
従来の映像変調波と直交変調波が非常にレベル差のある
状態となっているのではなく、これらの成分のうち映像
変調波のレベルは大幅に抑圧されている。As described above, after the addition circuit 218 suppresses at least the DSB-AM region of the video modulation wave, the BPF
204 in its DSB-AM region (ie, quadrature modulation band)
Is extracted and input to the quadrature detection circuit 220. Therefore,
The input signal of the quadrature detection circuit 220 is the same as in the previous embodiment.
The conventional image-modulated wave and the quadrature-modulated wave are not in a state where there is a very large level difference, but the level of the image-modulated wave among these components is significantly suppressed.
【００２５】この結果、直交検波器の非線形により生じ
る映像信号から多重信号へのクロストークが大幅に低減
され、多重信号であるデジタル音声データなどの符号誤
り率が改善され、複号化音声信号品質が改善される。As a result, crosstalk from the video signal to the multiplex signal caused by the non-linearity of the quadrature detector is greatly reduced, the code error rate of digital audio data which is the multiplex signal is improved, and the quality of the decoded audio signal is improved. Is improved.
【００２６】上記したようにこの装置によれば、現行の
テレビジョン放送にディジタル符号化音声信号を直交変
調により多重伝送するような、レベル差の大きい２つの
信号を直交変調多重伝送する伝送方式の受信装置におい
て、相対的レベルの小さな信号を検波する検波回路の非
線形性により生じる他方の信号からのクロストークを大
幅に低減することができる。故に、上記信号の受信品質
を改善することができ、例えばこの信号が上述のように
ディジタル符号化音声信号であればこの複号化品質を改
善することができる。As described above, according to this apparatus, there is a transmission method of orthogonal modulation multiplex transmission of two signals having a large level difference, such as multiplex transmission of digitally encoded audio signals in current television broadcasting by orthogonal modulation. In the receiving device, crosstalk from the other signal caused by the non-linearity of the detection circuit that detects a signal having a small relative level can be significantly reduced. Therefore, it is possible to improve the reception quality of the signal, for example, if the signal is a digitally encoded speech signal as described above, the decoding quality can be improved.
【００２７】尚、本発明を用いず上記クロストーク低減
を試みると、一般に検波器入力レベルを大幅に減衰させ
なければならず、検波感度が低下してしまうため雑音発
生及び後段の増幅器利得増大化などの問題を低コストで
解決することが困難である。故に、本発明を用いれば、
非常に簡単な回路の付加のみで上記問題を解決すること
ができ、上記直交変調多重伝送方式の受信装置の性能向
上を低コストで実現できるため産業上の効果が大であ
る。If the above-mentioned crosstalk reduction is attempted without using the present invention, generally, the detector input level must be greatly attenuated, and the detection sensitivity is lowered, so that noise is generated and the amplifier gain of the subsequent stage is increased. It is difficult to solve such problems at low cost. Therefore, using the present invention,
The above problem can be solved only by adding a very simple circuit, and the performance of the receiving apparatus of the orthogonal modulation multiplex transmission system can be improved at low cost, which is a great industrial effect.
【００２８】[0028]
【発明の効果】以上説明したようにこの発明は、直交多
重伝送受信装置の直交同期検波回路に関して、従来と同
等性能の非線形性を有する検波回路を用いたとしても、
直交同期検波回路の非線形性による複号化音声信号品質
の劣化を大幅に低減できる。As described above, according to the present invention, regarding the quadrature synchronous detection circuit of the quadrature multiplex transmission / reception apparatus, even if the detection circuit having the nonlinearity of the same performance as the conventional one is used
It is possible to significantly reduce the deterioration of the decoded voice signal quality due to the non-linearity of the quadrature synchronous detection circuit.
【図１】この発明の実施例を示す図である同図（Ａ）は
第１の実施例、同図（Ｂ）は第２の実施例を示す図。FIG. 1 is a diagram showing an embodiment of the present invention, FIG. 1 (A) is a first embodiment, and FIG. 1 (B) is a second embodiment.
【図２】直交多重伝送の一例であるディジタル音声伝送
方式の原理を説明するブロック図。FIG. 2 is a block diagram illustrating the principle of a digital voice transmission system that is an example of orthogonal multiplex transmission.
【図３】直交多重された変調波のスペクトル例を示す図
と、変調波からＢＰＦで抽出された成分のスペクトル図
と、ＢＰＦ出力の変調波ベクトルを説明する図。FIG. 3 is a diagram showing an example of a spectrum of orthogonally multiplexed modulated waves, a spectrum diagram of components extracted by a BPF from the modulated waves, and a diagram illustrating a modulated wave vector of a BPF output.
【図４】直交多重復調器の同期検波用ミキサの非線形性
例を示す図と、非線形性により映像信号が多重信号へク
ロストークする様子を説明する図と、クロストーク例を
示す図。FIG. 4 is a diagram showing a non-linear example of a synchronous detection mixer of an orthogonal multiplex demodulator, a diagram explaining a crosstalk of a video signal into a multiple signal due to the non-linearity, and a diagram showing a crosstalk example.
２０２…ナイキストフィルタ、２０３…キャリア再生回
路、２０４…帯域通過フィルタ（ＢＰＦ）、２０５…同
相検波回路、２０６、２２１、２２６…低域通過フィル
タ、２１８…加算回路、２１９…移相回路、２２０…直
交検波回路、２２３…増幅回路、２２４…ＡＭ変調回
路、２２５…移相回路。202 ... Nyquist filter, 203 ... Carrier reproduction circuit, 204 ... Band pass filter (BPF), 205 ... In-phase detection circuit, 206, 221, 226 ... Low pass filter, 218 ... Addition circuit, 219 ... Phase shift circuit, 220 ... Quadrature detection circuit, 223 ... Amplification circuit, 224 ... AM modulation circuit, 225 ... Phase shift circuit.
Claims (4)
で検波して一方の信号成分を復調し、前記直交多重変調
された信号を直交同期検波部で検波して他方の信号成分
を復調する受信装置において、 前記同相同期検波部の検波出力で再生キャリアを再変調
して再変調信号を得る手段と、 前記再変調信号を前記直交同期検波部に入力する信号に
合成し、合成出力が直交同期検波されるようにする手段
とを具備したことを特徴とする直交多重変調受信装置。1. A quadrature multiplex modulated signal is detected by an in-phase synchronous detection section to demodulate one signal component, and the quadrature multiplex modulated signal is detected by an quadrature synchronous detection section to detect the other signal component. In the receiving device for demodulation, means for re-modulating the regenerated carrier by the detection output of the in-phase synchronous detection unit to obtain a re-modulated signal, and combining the re-modulated signal with the signal input to the quadrature synchronous detection unit, and combining A quadrature multiplex modulation receiver comprising means for making output quadrature synchronous detection.
が映像信号をＶＳＢ−ＡＭ変調した映像変調波、また直
交信号がディジタル音声信号をキャリア抑圧変調した音
声変調波であり、かつ前記映像変調波にＤＳＢ−ＡＭ領
域にのみ前記音声変調波が直交多重されている信号であ
ることを特徴とする請求項１記載の直交多重変調受信装
置。2. The quadrature-multiplexed modulated signal is a video modulated wave in which the in-phase signal is VSB-AM modulated from the video signal, and the quadrature signal is an audio modulated wave in which carrier suppression modulation is performed on the digital audio signal, and 2. The orthogonal multiplex modulation receiver according to claim 1, wherein the audio modulated wave is orthogonally multiplexed with the video modulated wave only in the DSB-AM region.
ＳＢ−ＡＭで伝送された成分のみを抽出する手段からの
信号と再生キャリアにより作成され、前記直交同期検波
部の入力段の帯域通過フィルタ出力に前記再変調信号が
合成されるように構成されたことを特徴とする請求項２
記載の直交多重変調受信装置。3. The re-modulated signal is an in-phase synchronous detection output D
It is constructed by a signal from a means for extracting only the component transmitted by SB-AM and a reproduction carrier, and the re-modulated signal is combined with the output of the band pass filter of the input stage of the quadrature synchronous detection section. 2. The method according to claim 2, wherein
A quadrature multiplex modulation receiver described.
ＳＢ−ＡＭ帯域以上の任意の帯域の信号と再生キャリア
により作成され、前記直交同期検波部の入力段の帯域通
過フィルタの前段の信号に前記再変調信号が合成される
ように構成されたことを特徴とする請求項２記載の直交
多重変調受信装置。4. The re-modulated signal is an in-phase synchronous detection output D.
The re-modulated signal is composed of a signal in an arbitrary band equal to or higher than the SB-AM band and a regenerated carrier, and the re-modulated signal is combined with a signal in the preceding stage of the band pass filter in the input stage of the quadrature synchronous detection unit. The quadrature multiplex modulation receiver according to claim 2.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22384491A JPH0564169A (en) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | Orthogonal multiplex modulation receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22384491A JPH0564169A (en) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | Orthogonal multiplex modulation receiver |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0564169A true JPH0564169A (en) | 1993-03-12 |
Family
ID=16804610
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22384491A Pending JPH0564169A (en) | 1991-09-04 | 1991-09-04 | Orthogonal multiplex modulation receiver |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0564169A (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009516295A (en) * | 2005-11-15 | 2009-04-16 | シナプティクス インコーポレイテッド | Method and system for detecting object position-based attributes using digital codes |
-
1991
- 1991-09-04 JP JP22384491A patent/JPH0564169A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009516295A (en) * | 2005-11-15 | 2009-04-16 | シナプティクス インコーポレイテッド | Method and system for detecting object position-based attributes using digital codes |
| JP2013229032A (en) * | 2005-11-15 | 2013-11-07 | Synaptics Inc | Methods and systems for detecting position-based attribute of object using digital codes |
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