JPH0560803A - Voltage detection circuit - Google Patents
Voltage detection circuitInfo
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- JPH0560803A JPH0560803A JP3220332A JP22033291A JPH0560803A JP H0560803 A JPH0560803 A JP H0560803A JP 3220332 A JP3220332 A JP 3220332A JP 22033291 A JP22033291 A JP 22033291A JP H0560803 A JPH0560803 A JP H0560803A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は電圧検出回路に係り、特
に電源電圧が所定電圧よりも低下したことを検出する電
圧検出回路に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a voltage detection circuit, and more particularly to a voltage detection circuit for detecting that a power supply voltage has dropped below a predetermined voltage.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図４は従来の電圧検出回路の一例の回路
図である。2. Description of the Related Art FIG. 4 is a circuit diagram of an example of a conventional voltage detection circuit.
【０００３】同図において、入力端子５より入力された
電源電圧Ｖｃｃは抵抗Ｒ6 ，Ｒ7 により分圧されて差動
増幅器７に入力される。一方、周知の温度補償されたバ
ントギャップツェナーダイオードＤｚは、一端に電源電
圧ｖｃｃが供給された電流源Ｉ3 より電流を供給されて
基準電圧ＶREF ＝１．２５Ｖを発生する。差動増幅器７
は電源電圧Ｖｃｃの分圧電圧と基準電圧ＶREF を比較
し、電流電圧Ｖｃｃが所定のしきい値電圧よりも低下し
たとき検出電圧ＶDET を出力端子６に出力する。基準電
圧ＶREF は温度補償されているので、温度変化に対して
安定に電源電圧Ｖｃｃの低下が検出される。[0003] In the figure, the power supply voltage Vcc inputted from the input terminal 5 is inputted is divided by resistors R 6, R 7 to a differential amplifier 7. On the other hand, the well-known temperature-compensated bandgap Zener diode Dz is supplied with current from the current source I 3 whose one end is supplied with the power supply voltage vcc to generate the reference voltage V REF = 1.25V. Differential amplifier 7
Compares the divided voltage of the power supply voltage Vcc with the reference voltage V REF and outputs the detection voltage V DET to the output terminal 6 when the current voltage Vcc becomes lower than a predetermined threshold voltage. Since the reference voltage V REF is temperature-compensated, a drop in the power supply voltage Vcc can be detected stably against changes in temperature.
【０００４】[0004]
【発明が解決しようとする課題】しかるに従来の電圧検
出回路では、温度特性を良好にするために温度補償され
たバンドギャップツェナーダイオードＤｚを使用してい
る。このため基準電圧Ｖ REF ＝１．２５Ｖとされるの
で、電源電圧Ｖｃｃのしきい値は１．２５Ｖ以上でなけ
れば検出動作することができない欠点がある。DISCLOSURE OF THE INVENTION Problems to be Solved by the Invention
The output circuit is temperature compensated to improve the temperature characteristics.
Using a bandgap Zener diode Dz
It Therefore, the reference voltage V REF= 1.25V
Therefore, the threshold of the power supply voltage Vcc must be 1.25V or higher.
If so, there is a drawback that the detection operation cannot be performed.
【０００５】一方、ダイオードの順方向降下電圧ＶF を
基準電圧とすればしきい値を１．２５Ｖ以下の低電圧と
することはできるが、基準電圧が負の温度特性をもって
しまう。On the other hand, if the forward voltage drop V F of the diode is used as the reference voltage, the threshold voltage can be as low as 1.25 V or less, but the reference voltage has a negative temperature characteristic.
【０００６】本発明は上記の欠点に鑑みなされたもので
あり、１．２５Ｖ以下の低電圧にて電源電圧の低下を検
出できて、かつ温度変化に対しても安定に動作すること
ができる電圧検出回路を提供することを目的とする。The present invention has been made in view of the above-mentioned drawbacks, and it is a voltage that can detect a decrease in power supply voltage at a low voltage of 1.25 V or less and that can stably operate even with temperature changes. An object is to provide a detection circuit.
【０００７】[0007]
【課題を解決するための手段】上記の問題を解決するた
めに本発明では、図１に示す原理図のとおり構成した。In order to solve the above problems, the present invention is configured as shown in the principle diagram shown in FIG.
【０００８】すなわち、ＰＮ接合素子１と定電流回路２
を含み、定電流回路２に電源電圧Ｖｃｃが供給されてＰ
Ｎ接合素子１に定電流を流すことによりＰＮ接合素子１
のＰＮ接合電圧に応じた基準電圧ＶREF を発生する基準
電圧発生手段３と、電源電圧Ｖｃｃに応じた入力電圧Ｖ
I を基準電圧発生手段３よりの出力基準電圧ＶREF と比
較して、検出電圧ＶDET を出力する検出手段４とを具備
した電圧検出回路において、検出手段４はエミッタを共
通接続され夫々の電流密度の比を任意の値Ｂ／Ａとされ
る第１および第２のトランジスタＱ2 ，Ｑ3 を含み差動
増幅器からなり、出力基準電圧ＶREF を第１のトランジ
スタＱ2 のベースに、入力電圧ＶI を第２のトランジス
タＱ3 のベースに入力するよう構成した。That is, the PN junction element 1 and the constant current circuit 2
, And the power source voltage Vcc is supplied to the constant current circuit 2,
By passing a constant current through the N-junction element 1, the PN-junction element 1
And a reference voltage generating means 3 for generating a reference voltage V REF corresponding to the PN junction voltage, and an input voltage V corresponding to the power supply voltage Vcc.
In a voltage detection circuit having a detection means 4 which outputs a detection voltage V DET by comparing I with the output reference voltage V REF from the reference voltage generation means 3, the detection means 4 has emitters connected in common and respective currents are detected. The output reference voltage V REF is input to the base of the first transistor Q 2 and includes a first and second transistors Q 2 and Q 3 whose density ratio is an arbitrary value B / A. The voltage V I was configured to be input to the base of the second transistor Q 3 .
【０００９】[0009]
【作用】上記の構成によれば、基準電圧ＶREF はＰＮ接
合電圧の周知の負の温度係数（−２ｍＶ／°Ｃ）を有し
ており、一方、差動増幅器の出力が反転して検出信号Ｖ
DET が出力される入力オフセット電圧の温度係数は任意
に設定される第１及び第２のトランジスタの電流密度比
Ｂ／Ａの対数に比例するので、Ｂ／Ａの値を選ぶことに
より任意の正、負の値、または零とし得るように作用す
る。According to the above construction, the reference voltage VREFIs PN connection
Has a well-known negative temperature coefficient of the combined voltage (-2 mV / ° C)
On the other hand, the output of the differential amplifier is inverted and the detection signal V
DETThe temperature coefficient of the input offset voltage that outputs
Current density ratio of the first and second transistors set to
Since it is proportional to the logarithm of B / A, choose the value of B / A.
Acts like any more positive, negative, or zero value
It
【００１０】[0010]
【実施例】図２は本発明の一実施例の回路図である。同
図に示す如く、入力端子５よりの電源電圧Ｖｃｃは、入
力端子５とグランド間に直列に接続された抵抗Ｒ3 ，Ｒ
4 により分圧されてＶI （入力電圧）とされ、検出手段
４に入力される。一方、検出手段４の出力検出電圧Ｖ
DETは、トランジスタＱ6 を介して出力端子６に出力さ
れる。FIG. 2 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention. As shown in the figure, the power supply voltage Vcc from the input terminal 5 is the resistance R 3 , R connected in series between the input terminal 5 and the ground.
The voltage is divided by 4 to be V I (input voltage), which is input to the detection means 4. On the other hand, the output detection voltage V of the detection means 4
DET is output to the output terminal 6 via the transistor Q 6 .
【００１１】基準電圧発生手段３は、ＰＮ接合素子であ
るトランジスタＱ1と抵抗Ｒ1 ，Ｒ 2 、定電流回路であ
る電流源Ｉ1 からなっている。トランジスタＱ1 はベー
ス・コレクタを接続されダイオードとして使用されてい
る。トランジスタＱ1 のエミッタはグランドに接続さ
れ、ベース・コレクタは電流源Ｉ1 を介して電源電圧Ｖ
ｃｃが供給される入力端子５に接続されている。また、
トランジスタＱ1 のベース・コレクタとグランド間には
抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 が直列に接続されている。The reference voltage generating means 3 is a PN junction element.
Transistor Q1And resistance R1, R 2A constant current circuit
Current source I1It consists of Transistor Q1Is
Connected to the collector and used as a diode
It Transistor Q1The emitter of is connected to ground
And the base and collector are the current source I1Through the power supply voltage V
It is connected to the input terminal 5 to which cc is supplied. Also,
Transistor Q1Between the base collector and the ground of
Resistance R1, R2Are connected in series.
【００１２】この結果、電源電圧Ｖｃｃがトランジスタ
Ｑ1 のＰＮ接合電圧であるベース・エミッタ間順方向降
下電圧ＶF （≒０．６Ｖ）以上であればトランジスタＱ
1 がオンし、抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 によりＶF を分圧した電圧
が基準電圧ＶREF として検出手段４に出力される。本実
施例ではＶREF ≒０．２Ｖとなるように抵抗Ｒ1 ，Ｒ 2
の値が選ばれている。As a result, the power supply voltage Vcc is
Q1PN junction voltage of base-emitter forward breakdown
Lower voltage VFTransistor Q if (≈0.6V) or more
1Turns on and the resistance R1, R2By VFVoltage divided by
Is the reference voltage VREFIs output to the detection means 4. Real
In the example, VREFResistance R such that ≈0.2V1, R 2
The value of is selected.
【００１３】検出手段４は、電流電源Ｉ2 、トランジス
タＱ2 （第１のトランジスタ）、トランジスタＱ3 （第
２のトランジスタ）、トランジスタＱ4 ，Ｑ5 からなる
差動増幅器により構成されている。第１および第２のト
ランジスタの共通接続されたエミッタは電流源Ｉ2 を介
して電源電圧Ｖｃｃが供給される入力端子５に接続され
ている。トランジスタＱ2 ，Ｑ3 の夫々のコレクタは、
カレントミラー接続されたトランジスタＱ4 ，Ｑ5 のコ
レクタに接続されている。The detecting means 4 is composed of a current amplifier I 2 , a transistor Q 2 (first transistor), a transistor Q 3 (second transistor), and a differential amplifier composed of transistors Q 4 and Q 5 . The commonly connected emitters of the first and second transistors are connected to the input terminal 5 to which the power supply voltage Vcc is supplied via the current source I 2 . The collectors of the transistors Q 2 and Q 3 are
It is connected to the collectors of the current mirror-connected transistors Q 4 and Q 5 .
【００１４】このように、検出手段４は、トランジスタ
Ｑ2 のベースにトランジスタＱ1 のベース・エミッタ接
合電圧を分圧した基準電圧（ＶREF ≒０．２Ｖ）を入力
し、トランジスタＱ3 のベースに電源電圧Ｖｃｃを分圧
した入力電圧ＶI を入力して比較する。入力電圧ＶI が
低下して夫々のベース電圧の差がトランジスタＱ2 ，Ｑ
3 のベース・エミッタ接合電圧の差（オフセット電圧Δ
ＶB ）となると、トランジスタＱ3 がオンしてハイレベ
ルの検出電圧がトランジスタＱ6 のベースに出力され
る。As described above, the detecting means 4 inputs the reference voltage (V REF ≈0.2 V) obtained by dividing the base-emitter junction voltage of the transistor Q 1 to the base of the transistor Q 2 and inputs the base voltage of the transistor Q 3 . An input voltage V I obtained by dividing the power supply voltage Vcc is input to and compared. As the input voltage V I decreases, the difference between the base voltages of the transistors Q 2 and Q
3 Base-emitter junction voltage difference (offset voltage Δ
V B ), the transistor Q 3 is turned on and a high level detection voltage is output to the base of the transistor Q 6 .
【００１５】続いて、トランジスタＱ6 がオンして出力
端子６にローレベルの検出電圧が出力される。Then, the transistor Q 6 is turned on and a low level detection voltage is output to the output terminal 6.
【００１６】ところで、入力オフセット電圧ΔＶB は ΔＶB ＝ＶBEQ2−ＶBEQ3 By the way, the input offset voltage ΔV B is ΔV B = V BEQ2- V BEQ3
【００１７】[0017]
【数１】 [Equation 1]
【００１８】で表わされる。ただし、ｋはボルツマン定
数、Ｔは絶対温度、ｑは電子の電荷量、Ａはトランジス
タＱ2 のエミッタ面積、ＢはトランジスタＱ3 のエミッ
タ面積、Ｉｓは逆方向飽和電流、ＩCQ2 はトランジスタ
Ｑ2 のコレクタ電流、ＩCQ3 はトランジスタＱ3 のコレ
クタ電流、Ｉｓは遂方向飽和電流である。（なお、直流
電流増幅率βは、β≫１とする。） （１）式においてＩCQ2 ＝ＩCQ3 とすると、 ΔＶB ＝（ｋＴ／ｑ）・ｌｎ（Ｂ／Ａ） （２） となる。したがって、オフセット電圧ΔＶB の温度係数
はIt is represented by Here, k is Boltzmann's constant, T is absolute temperature, q is electron charge amount, A is emitter area of transistor Q 2 , B is emitter area of transistor Q 3 , Is is reverse saturation current, IC Q2 is transistor Q 2 the collector current, I CQ3 the collector current of the transistor Q 3, is is a遂direction saturation current. (Note that the DC current amplification factor β is β >> 1.) If I CQ2 = I CQ3 in equation (1), then ΔV B = (kT / q) · ln (B / A) (2) .. Therefore, the temperature coefficient of the offset voltage ΔV B is
【００１９】[0019]
【数２】 [Equation 2]
【００２０】で表わされる。It is represented by
【００２１】一方、基準電圧ＶREF はOn the other hand, the reference voltage V REF is
【００２２】[0022]
【数３】 [Equation 3]
【００２３】となる。[0023]
【００２４】（４）式において、トランジスタＱ1 のベ
ース・エミッタ接合電圧の温度係数ΔＶBEQ1／ΔＴは周
知の如く−２ｍＶ／°Ｃの負の値を示している。したが
って、（３）式においてＢ＞Ａとしてオフセット電圧Δ
ＶB 温度係数ΔＶB ／ΔＴを正の値とし、In the equation (4), the temperature coefficient ΔV BEQ1 / ΔT of the base-emitter junction voltage of the transistor Q 1 has a negative value of −2 mV / ° C, as is well known. Therefore, in the equation (3), B> A and the offset voltage Δ
V B temperature coefficient ΔV B / ΔT is a positive value,
【００２５】[0025]
【数４】 [Equation 4]
【００２６】となるようにトランジスタＱ2 ，Ｑ3 のエ
ミッタ面積比Ｂ／Ａおよび抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の値を選ぶこ
とにより、基準電圧ＶREF とオフセット電圧ΔＶB の温
度係数が等しくされ、温度変化に対して安定に動作する
ことができる。By selecting the emitter area ratio B / A of the transistors Q 2 and Q 3 and the values of the resistors R 1 and R 2 so that the temperature coefficients of the reference voltage V REF and the offset voltage ΔV B become equal, It can operate stably against temperature changes.
【００２７】このように本実施例によれば、１．２５Ｖ
以下の低電圧の電源電圧ＶｃｃからトランジスタＱ1 の
ベース・エミッタ接合電圧に応じて抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 で設
定された基準電圧ＶREF を発生し、これを電流比を所定
の値とされたトランジスタＱ 2 ，Ｑ3 を有する誤差増幅
器により電源電圧Ｖｃｃを分圧した入力電圧ＶI と比較
し、電源電圧Ｖｃｃの低下を温度変化に対して安定に検
出することができる。また、基準電圧ＶREF の温度係数
は抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の値により任意の負の値にでき、オフ
セット電圧ΔＶB の温度係数はトランジスタＱ2 ，Ｑ3
のエミッタ面積を選ぶことにより任意の正または負の
値、あるいは零とできるので、全体として任意の温度特
性を持たせることが可能である。Thus, according to this embodiment, 1.25V
Transistor Q from the following low power supply voltage Vcc1of
Resistance R according to base-emitter junction voltage1, R2Set up with
Fixed reference voltage VREFGenerate a predetermined current ratio
Transistor Q with the value of 2, Q3Error amplification with
Voltage Vcc divided by power supply voltage VccICompare with
The power supply voltage Vcc drop can be detected stably against temperature changes.
Can be issued. Also, the reference voltage VREFTemperature coefficient of
Is resistance R1, R2Value can be any negative value, off
Set voltage ΔVBTemperature coefficient of transistor Q2, Q3
Any positive or negative by choosing the emitter area of
It can be set to a value or zero, so any temperature characteristics
It is possible to have sex.
【００２８】次に、図３は本発明の他の実施例の回路図
である。Next, FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.
【００２９】同図中、図２と同一構成部分には同一符号
を付し、その説明は省略する。In the figure, the same components as those in FIG. 2 are designated by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.
【００３０】本実施例は、図２において入力電圧ＶI の
分圧抵抗Ｒ4 のグランド側に抵抗Ｒ 5 を直列に接続し、
抵抗Ｒ4 ，Ｒ5 の接続点に基準電圧ＶREF の分圧抵抗Ｒ
2 のグランド側を接続した構成とされている。これによ
れば、トランジスタＱ2 のベース電圧が低くなったとき
に、抵抗Ｒ5 の両端の電圧降下が減少してトランジスタ
Ｑ3 のベース電圧を低下させ、トランジスタＱ2 が飽和
状態に入るのを防止している。In this embodiment, the input voltage V in FIG.Iof
Voltage dividing resistor RFourResistor R on the ground side of FiveConnected in series,
Resistance RFour, RFiveReference voltage V at the connection pointREFVoltage dividing resistor R
2The ground side of is connected. By this
Then, the transistor Q2When the base voltage of the
And the resistance RFiveThe voltage drop across the transistor is reduced
Q3Lowers the base voltage of the transistor Q2Is saturated
It prevents you from entering the state.
【００３１】なお、ＰＮ接合素子はトランジスタに限ら
ず、ダイオードを使用してもよい。また、夫々のトラン
ジスタを逆極性として構成しても、上記実施例と同様の
効果を得ることができことは勿論である。The PN junction element is not limited to a transistor, and a diode may be used. Further, it is needless to say that the same effect as that of the above-described embodiment can be obtained even if the respective transistors are configured with opposite polarities.
【００３２】[0032]
【発明の効果】上述の如く本発明によれば、負の温度係
数を有する基準電圧に対して、電源電圧に応じた電圧と
基準電圧とを入力して比較する差動増幅器の出力が反転
して検出電圧が出力される入力オフセット電圧の温度係
数は第１および第２のトランジスタの電流比により任意
の値とされるので、全体の温度特性を任意の特性とする
ことができ、勿論、温度特性をもたないように設定する
こともできる特長がある。As described above, according to the present invention, with respect to the reference voltage having the negative temperature coefficient, the output of the differential amplifier for inputting and comparing the voltage according to the power supply voltage and the reference voltage is inverted. Since the temperature coefficient of the input offset voltage from which the detection voltage is output is set to an arbitrary value according to the current ratio of the first and second transistors, the entire temperature characteristic can be set to an arbitrary characteristic and, of course, the temperature It has the feature that it can be set so that it has no characteristics.
【図１】本発明の原理図である。FIG. 1 is a principle diagram of the present invention.
【図２】本発明の一実施例の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of an embodiment of the present invention.
【図３】本発明の他の実施例の回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram of another embodiment of the present invention.
【図４】従来の電圧検出回路の一例の回路図である。FIG. 4 is a circuit diagram of an example of a conventional voltage detection circuit.
１ ＰＮ接合素子 ２ 定電流回路 ３ 基準電圧発生手段 ４ 検出信号 Ｖｃｃ 電源電圧 ＶREF 基準電圧 ＶI 入力電圧 ＶDET 検出電圧 Ｑ1 トランジスタ（ＰＮ接合素子） Ｑ2 トランジスタ（第１のトランジスタ） Ｑ3 トランジスタ（第２のトランジスタ） Ｉ1 電流源（定電流回路）1 PN junction element 2 constant current circuit 3 reference voltage generating means 4 detecting signal Vcc supply voltage V REF reference voltage V I input voltage V DET detection voltage Q 1 transistor (PN junction element) Q 2 transistor (first transistor) Q 3 Transistor (second transistor) I 1 current source (constant current circuit)
Claims (1)
電流回路が電流電圧が供給されて該ＰＮ素子に定電流を
流すことにより該ＰＮ接合素子のＰＮ接合電圧に応じた
基準電圧を発生する基準電圧発生手段と、 該電源電圧に応じた入力電圧を該基準電圧発生手段より
の出力基準電圧と比較して、検出電圧を出力する検出手
段とを具備した電圧検出回路において、 該検出手段は、エミッタを共通接続され夫々の電流密度
の比を任意の値とされる第１および第２のトランジスタ
を含む差動増幅器からなり、前記出力基準電圧を該第１
のトランジスタのベースに、前記入力電圧を該第２のト
ランジスタのベースに入力したことを特徴とする電圧検
出回路。1. A PN junction element and a constant current circuit are provided, wherein the constant current circuit is supplied with a current voltage to cause a constant current to flow through the PN element, thereby generating a reference voltage according to the PN junction voltage of the PN junction element. A voltage detection circuit comprising: a reference voltage generating means for generating; and a detecting means for comparing an input voltage corresponding to the power supply voltage with an output reference voltage from the reference voltage generating means to output a detection voltage. The means comprises a differential amplifier including first and second transistors whose emitters are commonly connected and whose ratios of respective current densities are set to arbitrary values.
The voltage detection circuit, wherein the input voltage is input to the base of the second transistor, and the input voltage is input to the base of the second transistor.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22033291A JP3343920B2 (en) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | Voltage detection circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP22033291A JP3343920B2 (en) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | Voltage detection circuit |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0560803A true JPH0560803A (en) | 1993-03-12 |
| JP3343920B2 JP3343920B2 (en) | 2002-11-11 |
Family
ID=16749490
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP22033291A Expired - Lifetime JP3343920B2 (en) | 1991-08-30 | 1991-08-30 | Voltage detection circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP3343920B2 (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009198476A (en) * | 2008-01-24 | 2009-09-03 | Ricoh Co Ltd | Voltage detecting circuit |
| JP2014225739A (en) * | 2013-05-15 | 2014-12-04 | 株式会社デンソー | Voltage determination device |
-
1991
- 1991-08-30 JP JP22033291A patent/JP3343920B2/en not_active Expired - Lifetime
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2009198476A (en) * | 2008-01-24 | 2009-09-03 | Ricoh Co Ltd | Voltage detecting circuit |
| JP2014225739A (en) * | 2013-05-15 | 2014-12-04 | 株式会社デンソー | Voltage determination device |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP3343920B2 (en) | 2002-11-11 |
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