JPH05508989A - Automatic frequency control with adaptive filter - Google Patents
Automatic frequency control with adaptive filterInfo
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Abstract
(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。 (57) [Summary] This bulletin contains application data before electronic filing, so abstract data is not recorded.
Description
【発明の詳細な説明】 適応フィルタによる自動周波数制御 発明の分野 本発明は一般的に通信の分野に関し、特を；自動周波数制御に関するものである 。[Detailed description of the invention] Automatic frequency control with adaptive filter field of invention TECHNICAL FIELD This invention relates generally to the field of communications, and more particularly; to automatic frequency control. .
米国ディジタル・セルラ（Ｕ Ｓ Ｄ Ｃ：Ｕ、Ｓ、ＤｉｇｉｔａｌＣｅｌｌｕ ｌａｒ）通信は可動電話と基地局との間の通信４二ディジタル化した音声とデー タ信号とを使用してνする。移動機と基地局とはこれらの信号の伝送を二時分割 多元接続（ＴＤＭＡ：Ｔｉｍｅ Ｄｉｖｉｓｉｏｎ Ｍｕｌｌｉｐｌｅ Ａｅｃ ｅｓｓ）を用し１てνする。U.S. Digital Cellular (U.S.D.C.) lar) Communication is the communication between a mobile telephone and a base station (42), which consists of digitized voice and data. ν using the data signal. The mobile device and base station divide the transmission of these signals into two time divisions. Multiple access (TDMA: Time Division Multiple Aec ess) and 1 and ν.
ＴＤＭＡのデータ・バーストの代表的なフォーマットを第５図に示す。このデー タ・ｌ＜−スト（よ一般的なＵＳＤＣと共に米国電子工業会エンジニア１１２フ 部門、２００１ ＥｙｅＳＴｒｅｅｔ、Ｎ、Ｗ、、Ｗａｓｈｉｎｇｔｏｎ、 Ｄ 、Ｃ、２０００６から入手可能なＵＳＤＣ仕様書ＥＩＡ／ＴＩＡ ｌ５−５４ の中に、より詳細に論じられてｌ／する。A typical format of a TDMA data burst is shown in FIG. this day (Along with the general USDC, the Electronic Industries Association Engineer 112 Department, 2001 EyeSTreet, N.W., Washington, D. USDC Specification EIA/TIA l5-54 available from , C, 20006 Discussed in more detail in 1/.
移動機が移動するとノイズやマルチ・）くスの歪＆二より適時間と共に変化する のである。このマルチ・バス歪は、信号が建物や地形により跳ね返る時に移動機 が興なる時間にその信号を受信することが原因である。マルチパス・チャネルは 符合間干渉（Ｉ Ｓ Ｉ ：Ｉｎｌｅｒ−５ｙｍｂｏｌＩｎｔｅｒｆｅｒｅｎｃ ｅ）の原因となり得るが、適応性あるフィルタの特別なタイプである、適応チャ ネル・コライザで取り除くことができる。適応チャネル・エステイメータは適応 フィルタＱ別のタイプである。When the mobile device moves, noise and multi-) distortion and two change over time. It is. This multi-bass distortion occurs when a mobile device's signal bounces off buildings and terrain. This is because the signal is received at the right time. Multipath channels are Intersymbol interference (ISI: Inler-5 symbol Interferenc e), a special type of adaptive filter is an adaptive filter. Can be removed with Nell Collizer. Adaptive channel estimator is adaptive Filter Q is a different type.
代表的な適応フィルタを第１図に示す。入力信号（１０６）は適応フィルタ（１ ０１）によって処理され、アダプティブ・フィルタの出力信号（１０２）を生み 出す。このフィルタの出力は次に参照信号（１０３）−通常はフィルタを通さな い入力信号（１０６）−から減算されてエラー信号（１０４）を出す。このエラ ー信号（１０４）は適応フィルタの中で更新係数μを持つ適応アルゴリズムによ って、フィルタの係数を更新するために用いられる。この更新係数はまたトラッ キング係数またはメモリ係数とも呼ばれる。この適応アルゴリズムのメモリはμ の値が増大するにつれて増大する。A typical adaptive filter is shown in FIG. The input signal (106) is passed through the adaptive filter (1 01) to produce an output signal (102) of the adaptive filter. put out. The output of this filter is then the reference signal (103) - normally not filtered. is subtracted from the correct input signal (106) to produce an error signal (104). This error - signal (104) is processed by an adaptive algorithm with an update coefficient μ in an adaptive filter. This is used to update the filter coefficients. This update factor is also tracked. Also called king coefficient or memory coefficient. The memory of this adaptive algorithm is μ increases as the value of increases.
この適応アルゴリズムは、カルマンの反復的最小二乗、すなわち最小二乗平均の アルゴリズム（Ｌ Ｍ Ｓ ：ＬｅａｓｔＭｅａｎ ５ｑｕｉｒｅ）であっても よい。この適応アルゴリズムの代表的な目標はエラー信号（１０４）、確定した 更新係数の平均二乗値を最小にすることである。この値は一般的に平均二乗エラ ーと名付けられている。This adaptive algorithm is based on Kalman's iterative least squares, that is, the least squares mean Even if the algorithm (LMS: Least Mean 5quire) good. A typical goal of this adaptive algorithm is the error signal (104), which is determined by The goal is to minimize the mean square value of the update coefficients. This value is generally the mean square error It is named.
適応チャネル・イコライザの不利な特性は約１０ヘルツ（２４キロヘルツの符号 速度もつシステムにおいて）以上の周波数オフセットに直面すると性能が低下す ることがあるということである。伝送システムの仕様書には周波数の変動に一定 の限界があることを要求しているが、この適応チャネル・イコライザにはより厳 しい限界が要求されるであろう。その−例がＵＳＤＣシステムである。ＵＳＤＣ でされている必要がある。適応チャネル・イコライザはこの環境では適正に作動 しないであろう。粗な自動周波数制御（Ａ Ｆ Ｃ：Ａｕｔｏｍａｔｉｃ Ｆｒ ｅｑｅｎｃｙ Ｃｏｎｔｒｏｌ）がこのオフセットの大部分を取り除くために一 般的に用いられる。しかしながら、残存するオフセットが検出アルゴリズムに有 害な影響を与え、検出されるビット・エラー率を増大させる可能性がある。それ ゆえに、移動機が移動して環境が変化している時、この周波数オフセットを受容 できるほどの小さいレベルに減少させ、オフセットのいかなる変化をも探知する ことのできるＡＦＣが必要とされていた。The disadvantageous characteristic of adaptive channel equalizers is approximately 10 Hz (sign of 24 kHz). performance degrades when faced with frequency offsets greater than This means that there are times when this happens. Transmission system specifications include constant fluctuations in frequency. This adaptive channel equalizer requires more stringent limits. new limits will be required. An example of this is the USDC system. USDC Must have been. Adaptive channel equalizer works well in this environment probably won't. Coarse automatic frequency control (AFC: Automatic Fr Eqency Control) can be adjusted to remove most of this offset. Commonly used. However, the residual offset is not useful to the detection algorithm. This can have a detrimental effect and increase the detected bit error rate. that Therefore, when the mobile device moves and the environment changes, it cannot accept this frequency offset. to a level as small as possible and detect any changes in the offset. There was a need for an AFC that could do this.
発明の概要 本発明による方法は、複数の適応アルゴリズム −各々のアルゴリズムは連動す る周波数ディザ−のある参照信号を持っている− を持つ機器において最適な自 動周波数制御信号を発生させるものである。この方法は、複数の適応アルゴリズ ムのそれぞれの性能を比較して自動周波数制御信号をその性能の這いに応じて修 正することから始めるものである。Summary of the invention The method according to the invention consists of multiple adaptive algorithms - each algorithm working together. Optimum self-efficiency in equipment that has a reference signal with frequency dither It generates a dynamic frequency control signal. This method uses multiple adaptive algorithms. Compare the performance of each system and adjust the automatic frequency control signal according to the change in performance. It starts with correcting it.
図面の簡単な説明 第１図は、一般的な適応フィルタのブロック図を示す。Brief description of the drawing FIG. 1 shows a block diagram of a general adaptive filter.
第２図は、本発明の方法によるブロック図を示す。FIG. 2 shows a block diagram according to the method of the invention.
第３図は、本発明の方法による平均二乗エラ一対残存周波数オフセットのグラフ を示す。FIG. 3 is a graph of mean square error versus residual frequency offset according to the method of the present invention. shows.
第４図は、本発明の方法による残存周波数オフセット対時間のグラフを示す。FIG. 4 shows a graph of residual frequency offset versus time according to the method of the present invention.
第５図は、米国ディジタル・セルラ通信システムで用いられているＴＤＭＡデー タ・バーストのフォーマットを示す。Figure 5 shows the TDMA data used in the US digital cellular communication system. Indicates the format of data burst.
第６図は、本発明の方法によるの他の実施例を示す。FIG. 6 shows another embodiment according to the method of the invention.
好適な実施例の詳細な説明 本発明の方法によれば、適応フィルタを使用している装置に精密な自動周波数制 御が得られる。適応フィルタの性能の差異はＡＦＣ信号を修正するために用いら れ、それにより周波数オフセットを減少させる。Detailed description of the preferred embodiment The method of the invention provides precision automatic frequency control for equipment using adaptive filters. You can get control. The difference in the performance of adaptive filters can be used to modify the AFC signal. , thereby reducing the frequency offset.
直線干渉性（Ｌｉｎｅａｒ Ｃｏｈｅｒｅｎｔ）のディジタル・ラジオ受信機は 一般的に、局部発振器を用いて入力信号をベース・バンドに混合することにより 入力信号を復調している。局部発振器の周波数は送信機の周波数にかなり近い値 に保たなければならない。信号がベース・バンドと混合された後、伝送されたデ ータの推定量を回復するためにさらにアナログまたはディジタルの信号処理が行 われる。本発明の方法についての次の説明では、ベースバンド信号はアナログか らディジタルへのコンバータによってその後のディジタル信号処理に適する形式 に変換されているものとする。A linear coherent digital radio receiver is Typically, by mixing the input signal to baseband using a local oscillator. Demodulating the input signal. Local oscillator frequency is very close to transmitter frequency must be maintained. After the signal is mixed with baseband, the transmitted data Further analog or digital signal processing is performed to recover the data estimate. be exposed. In the following description of the method of the invention, the baseband signal will be analog or format suitable for subsequent digital signal processing by converter from to digital Assume that it has been converted to .
本発明の方法による好適実施例では、第２図に示すように、適応チャネル・エス テイメータ（Ａ ＣＥ ： ＡｄａｐｔｉｖｅＣｈ ａ ｎ ｎ ｅ Ｉ Ｅ ｓ ｔ ｉ ｍ ａ ｔ ｕ ｒ ）から構成される３個の適応フィルタ（１− ３）から成る。この３個のＡＣＥ （１−３）は装置の環境に従って変化する更 新係数μを持っている。μを決定する方法はｒＡ Ｍｅｔｈｏｄ ｆｏｒ Ｏｐ ｔｉｍｉｚａｔｉｏｎ ｏｆ Ａｄａｐｔｉｖｅ ＦｉｌｔｅｒＵｐｄａｔｅ ＣｏｅｆｆｉｃｉｅｎｔＪ （ドケット番号 ＣＥＯＯ４７３Ｒ） と題する、 Ｍｏｔｏｒｏｌａ、Ｉｎｃ、に譲渡されＫｅｖｉｎ Ｂａｕｍによって申請され た高原中の８原書類に記述されている。この更新係数は単一のＴＤＭＡデータ・ バーストの間は一定に保たれる。In a preferred embodiment of the method of the present invention, an adaptive channel Time meter (A CE: AdaptiveCh a n n e I E Three adaptive filters (1- 3). These three ACEs (1-3) are updates that change according to the device environment. It has a new coefficient μ. The method for determining μ is rA Method for Op Timization of Adaptive Filter Update Coefficient J (Docket number CEOO473R), Transferred to Motorola, Inc. and filed by Kevin Baum. It is described in the 8 original documents of the plateau. This update factor is a single TDMA data It remains constant during the burst.
この３個のＡＣＥ （１−３）は周波数オフセット・ディザ−発生器を興にする 以外は同一のものであり、このディザ−発生器が参照信号の発信源なのである。These three ACEs (1-3) create a frequency offset dither generator The dither generator is the source of the reference signal.
ＡＣＥ２は、数値制御発振器（Ｎ ＣＯ：Ｎｕｍｅｒｉｅａｌｌｙ Ｃｏｎｔｒ ｏｌｌｅｄＯｉｃＮＩａｔｕｒ） （８）の信号を参照信号として混合されたベ ースバンド受信信号を使用している。ＡＣＥＩおよび３は、この参照信号を参照 信号として使用する前に周波数オフセットと混合する（１１．１２）。ACE2 is a numerically controlled oscillator (NCO). olledOicNIatur) (8) as a reference signal. is using a broadband reception signal. ACEI and 3 refer to this reference signal Mix with a frequency offset (11.12) before use as a signal.
びこれらと望まれる残存周波数オフセット−〇との関係は第３図グラフによって 示されている。これらのオフセットはその周波数オフセット推定量−匈、のいず れかの側に位置する。ＡＣＥＩおよび３は残存周波数オフセットの「プローブ」 として作動し、ＡＣＥ２に関連してＡＣＩは「高」周波プローブとして働き、Ａ ＣＥ３は「低」周波プローブとして働く。ＡＣＥＩおよび３はＭＳＥ曲線上で二 つの点を推定する。ＡＣＥ２は実際に望まれる適応フィルタの機能を果たす。and the relationship between these and the desired residual frequency offset -〇 is shown by the graph in Figure 3. It is shown. These offsets are determined by their frequency offset estimates − 匈, located on either side. ACEI and 3 are residual frequency offset “probes” In conjunction with ACE2, the ACI acts as a "high" frequency probe, CE3 acts as a "low" frequency probe. ACEI and 3 are two on the MSE curve. Estimate two points. ACE2 actually performs the desired function of an adaptive filter.
周波数オフセットのに項はサンプルの時間指数を表す。The term in the frequency offset represents the time index of the sample.
３４項はアプリケーションに依存する。ｗ６は平均二乗エラー （ＭＳ Ｅ：Ｍ ｅａｎ ５ｑｕａｒｅ Ｅｒｒｏｒｓ ）での相違が検出される余地を残しつつ できる限り小さい値を選ぶべきである。Section 34 is application dependent. w6 is the mean square error (MS E:M ean 5quare Errors) while leaving room for differences to be detected. The value should be chosen as small as possible.
ω、はまた、初期に取得を早めるために大きい値にセットしその後周波数オフセ ット推定値を最も正確に得るために減じることにより、時間とともに変わること もできる。 好適実施例では、ω、は５ｘ（２・π）ラジアン／秒に定められて いる。ω, is also initially set to a large value to speed up the acquisition and then set to a frequency offset. change over time by subtracting to obtain the most accurate estimate of the You can also do it. In the preferred embodiment, ω is defined as 5×(2·π) radians/sec. There is.
作動時には、本発明の方法では、現在の推定された周波数オフセラ）’−Ｗ、が 、ベースバンド受信信号から、信号をＮＧＯ（８）出力ｅ′１にと混合（９）す ることにより最初に取り除かれる。初期の周波数オフセットについての先行する 知らせがない場合には、最初はこのＮＧＯ（８）周波数ω、は、ゼロに定められ る。このことは初期のアキュムレータ（７）の値がゼロであることによって表さ れる。In operation, the inventive method determines that the current estimated frequency offseller)'−W, , from the baseband received signal, mix (9) the signal with the NGO (8) output e′1. is first removed by Preceding for initial frequency offset If there is no notification, initially this NGO(8) frequency ω is set to zero. Ru. This is represented by the value of the initial accumulator (7) being zero. It will be done.
次にこの信号はＡＣＥ２の出力によって動かされる検出アルゴリズム（１０）に よる影響を受ける。その結果の符合決定信号ａは３個のＡＣＥ （１−３）への 入力となる。This signal is then passed to the detection algorithm (10) driven by the output of ACE2. affected by The resulting sign determination signal a is sent to the three ACEs (1-3). It becomes input.
ＡＣＥ （１−３）は、フィルタがかけられた後の出力と前記で論じた関連する 参照信号との差である、エラー信号を発生する。二つのエラー信号、エラー１お よびエラー３は、ＭＳＥ推定装置（４および５）への入力となり、これらは次の ように作動する。ACE (1-3) is the filtered output and the related Generates an error signal that is the difference from the reference signal. Two error signals, error 1 and and error 3 become the inputs to the MSE estimator (4 and 5), which are It works like this.
ここでｋは周波数オフセット中のものと同じく、ｎはエラー信号のサンプルの数 である。−例として、最初の推定サイクルでに−１かつｎ＝１０ならば、ｋは次 のサイクルでは１２から始まる。where k is the same as in the frequency offset and n is the number of samples of the error signal. It is. - As an example, if -1 and n=10 in the first estimation cycle, then k is The cycle starts at 12.
推定されたＭＳＥ間の相違、Ｅｄ＝ＥＴｌ−ＥＴ３は、最小のＭＳＥ点（残存オ フセット＝０）に近づくために、第３図に示すように周波数オフセット軸に沿っ ていずれの方向に動くべきかという指示を与える。例えば、残存周波数オフセッ トがゼロより大きいときは、ＥＴｌはＥＴ３より大きいのでＥ４は負となる。Ｅ ６の値が負であることはω、が大き過ぎることであり減少させるべきであること を示している。The difference between the estimated MSE, Ed = ETl - ET3, is the minimum MSE point (remaining o offset = 0) along the frequency offset axis as shown in Figure 3. gives instructions as to which direction to move. For example, residual frequency offset When t is greater than zero, E4 is negative because ETl is greater than ET3. E The fact that the value of 6 is negative means that ω is too large and should be reduced. It shows.
好適実施例では、Ｅ、はコンパレータへの入力であり、そこで０と比較される。In the preferred embodiment, E is an input to a comparator where it is compared to zero.
この場合、コンパレータは次のような出力関数ｆ （Ｅ、）を持つ。In this case, the comparator has an output function f (E,) as follows.
ｆ （Ｅ、） −Δ Ｅ、〉０ のとき、ｆ （Ｅ、、） ＝−Δ Ｅ、＜０ のとき、ｆ（Ｅｄ）＝ ＯＥ、＝Ｏのとき、 ここでΔはアプリケーションに依存し、ＡＦＣの分解能およびＡＦＣの適応スピ ードを決定する。Δは粗なＡＦＣをもつシステムでは非常に小さい値が選ばれる 。別の実施例では、Δは初期に取得を早めるために大きい値にセットしその後周 波数オフセット推定値を最も正確に得るために減じることにより、時間とともに 変わることができる。好適実施例では、Δは２πラジアン／秒に定められる。When f (E, ) −Δ E, 〉0, f (E, ) = −Δ E, < 0 When f(Ed)=OE, when =O, where Δ depends on the application, the AFC resolution and the AFC adaptation speed. Determine the code. Δ is chosen to be very small in systems with coarse AFC. . In another embodiment, Δ may be set to a large value initially to speed up acquisition, and then over time by subtracting to obtain the most accurate wavenumber offset estimate. It can change. In the preferred embodiment, Δ is defined as 2π radians/second.
他の実施例では、Ｅｄはコンパレータではなくフィルタへの入力となる。このフ ィルタは、エラー差異信号のサイズに応答する（Δの定ステップ・サイズと対比 して）時間により変動するステップ・サイズを与える。例えば、エラー差異信号 が大きくなると、ステップ・サイズは自動的に大きくなりアルゴリズムの集中を より早くする結果を生む。In other embodiments, Ed is an input to a filter rather than a comparator. This frame The filter is responsive to the size of the error difference signal (versus a constant step size of Δ). ) gives a time-varying step size. For example, error difference signal As , the step size automatically increases to make the algorithm more intensive. Produce faster results.
しかしながら、このフィルタを使用すると本発明が複雑となり、より高いオーダ ーのフィルタを使用すると安定性の定インパルス応答（Ｉ Ｉ Ｒ：ＩＮｔｉｎ ｉｔｅ Ｉｍｐｕｌｓ Ｒｅ５ｐｏｕｓｅ）フィルタが安定性と簡易性の考慮か ら好まれる。このフィルタからの出力は周波数オフセット推定値の更新に用いら れる。However, using this filter complicates the invention and requires higher order Using a filter with a stable constant impulse response (IIR: INtin ite Impuls Re5pose) filter considering stability and simplicity? preferred. The output from this filter is used to update the frequency offset estimate. It will be done.
コンパレータ（６）（またはフィルタ）の出力は、以前に保存された値に新しい 入力値を加えるアキュムレータ（７）への入力となる。この蓄積された値は次に ＮＣ０（８）の周波数Ｑ１ｗを制御するために用いられる。ＭＳＥのＥ および ＥＴ３はサンプルの数ブロックに亙って推定されＴす るので、Ｅ６およびコンパレータ（７）の出力およびアキュムレータ（８）は、 ｎ回の反復毎に計算される。それゆえ第３図のグラフに示すように、数回のＮＧ Ｏ（８）の更新サイクルの後、ωＶはおおよそ−ψ０に等しくなるであろうし、 残存周波数オフセットはおおよそゼロとなるであろう。周波数オフセットが変化 すれば、本発明による方法でその変化が検出され追跡される。本発明による方法 の原理は第４１ｉ！！ｌのグラフに見ることができる。この方法では５０ヘルツ の初期周波数オフセットを持つＬＭＳ適応チャネル・エステイメーターを使用し ている。この例では検出装置のビット・エラー率は１％である。、残存周波数オ フセットは急速にゼロ・ヘルツ近くに減少することに注意すること。The output of the comparator (6) (or filter) is the new value added to the previously stored value. It becomes the input to the accumulator (7) to which the input value is added. This accumulated value is then It is used to control the frequency Q1w of NC0(8). E of MSE and ET3 is estimated over several blocks of samples and T Therefore, the output of E6 and comparator (7) and accumulator (8) are: Calculated every n iterations. Therefore, as shown in the graph of Figure 3, several NG After O(8) update cycles, ωV will be approximately equal to −ψ0, and The residual frequency offset will be approximately zero. Frequency offset changes The change is then detected and tracked using the method according to the invention. Method according to the invention The principle of 41i! ! It can be seen in the graph of l. In this method, 50 Hz using an LMS adaptive channel estimator with an initial frequency offset of ing. In this example, the bit error rate of the detection device is 1%. , residual frequency o Note that the offset rapidly decreases to near zero hertz.
５０ヘルツからの初期変化のこう配はΔを修正することによって変更することが できる。Δの値が大きければ獲得がより早くなり、したがって、勾配が急になる 。The slope of the initial change from 50 Hz can be changed by modifying Δ. can. Larger values of Δ result in faster acquisition and therefore steeper slopes. .
好適実施例では、本発明による方法はアルゴリズムで実現されている。本発明の 他の実施例ではハードウェアまたはハードウェアとソフトウェアの組み合わせで 実現することができる。すなわちプロセスの各ブロックはアルゴリズムまたはそ のブロックに匹敵するハードウェア回路となっている。In a preferred embodiment, the method according to the invention is implemented algorithmically. of the present invention In other embodiments, hardware or a combination of hardware and software It can be realized. That is, each block of the process is an algorithm or It is a hardware circuit comparable to the block of .
別の実施例では二つの適応フィルタのみを使用し、第２の適応フィルタは使用し ないで済ますことができる。この実施例では複数のフィルタのうちの一つのフィ ルタの出力が第２のフィルタの出力にとって替わっている。その結果のＡＦＣの 値はΔ／２によってバイアスを受けるであろう。Another embodiment uses only two adaptive filters, and the second adaptive filter is not used. You can get away without it. In this example, one of the filters is The output of the filter replaces the output of the second filter. The resulting AFC The value will be biased by Δ/2.
さらに別の実施例では、第６図に示すように、チャネルエステイメータの代わり に適応イコライザが使用できるものである。この実施例では参照信号と符合決定 信号αがイコライザへの入力となる。適応イコライザ（６０１〜６０３）はディ ザ−を通って受信したそれぞれの信号からＩＳＩを取り除く働きをする。適応イ コライザには、現在の入力に応答する出力を得るまでの固有の遅れがあるかも知 れない。符合決定、は、この決定に従うイコライザの出力が得られるまで遅れる （６０４〜６０６）。符合決定とそれに従うイコライザの出力との差異でエラー 信号ができる。In yet another embodiment, as shown in FIG. An adaptive equalizer can be used. In this example, the reference signal and sign determination Signal α becomes the input to the equalizer. Adaptive equalizers (601-603) serves to remove ISI from each signal received through the sensor. Adaptation Equalizers may also have an inherent delay in getting an output in response to the current input. Not possible. The sign decision is delayed until the equalizer output follows this decision. (604-606). Error due to difference between sign determination and equalizer output A signal can be made.
このエラー信号はＮＧＯ周波数を更新するために、好適実施例と同様な方法で使 用される。This error signal is used in a manner similar to the preferred embodiment to update the NGO frequency. used.
要約すると、変化する環境４二おける自動周波数制御の方法を記述したのである 。発振機の周波数をどのように変えるかを決定するために、各々の適応アルゴリ ズムの性能を比較することによって、周波数オフセットは殆どゼロに減すること ができる。本発明の方法は、適応チャネル・イコライザがその推定値にＩＳＩを 考慮しているので内部の符合干渉による影響はない。本発明の方法を利用する通 信装置は粗のＡＦＣのみを使用する装置よりも優れた性能をもつことができる。In summary, we have described a method for automatic frequency control in changing environments. . Each adaptive algorithm is used to determine how to change the frequency of the oscillator. By comparing the performance of the frequency offset, the frequency offset can be reduced to almost zero. Can be done. The method of the present invention allows the adaptive channel equalizer to add ISI to its estimate. Therefore, there is no influence from internal code interference. Communication using the method of the invention A communication device can have better performance than a device using only coarse AFC.
印 へ いト 酵Ｃ抄） 誓約書 本発明の方法によれば、複数の適応アルゴリズムのそれぞれが関連する周波数デ ィザ−をもつ参照信号を有している機器において、最適な自動周波数制御信号が 発生される。mark fart Ito Kosho C) written oath According to the method of the invention, each of the plurality of adaptive algorithms In equipment that has a reference signal with a generated.
この方法は複数の適応アルゴリズムのそれぞれの性能を比較することから始まる 。この差異はコンパレータへの入力となりそこでゼロと比較される。次にこのデ ルタ信号は数値制御される発振器の周波数を修正する。数回の繰り返しの後、こ の周波数オフセットは実質上ゼロに減少される。The method begins by comparing the performance of multiple adaptive algorithms. . This difference becomes the input to a comparator where it is compared to zero. Next, this de The router signal modifies the frequency of the numerically controlled oscillator. After several iterations, this The frequency offset of is reduced to substantially zero.
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