JPH05506505A

JPH05506505A - 積分変調

Info

Publication number: JPH05506505A
Application number: JP91505615A
Authority: JP
Inventors: ラッセル，ヴィック; ミラー、ロウレンス・レイモンド; クーパー，ディーン・エイ
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1990-04-06
Filing date: 1991-03-21
Publication date: 1993-09-22
Also published as: AU7470191A; CA2080024A1; WO1991016639A1

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるため要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】積分変調発明の詳細な説明技術分野本発明は非同期時分割多元接続プロトコルで高度衝突許容操作を可能にするために用いるスペクトル拡散およびダイパーシティ変調を有するバケットないしバースト伝送通信システムに関する。　図１に示す本実施例では、本発明は非同期送信器位置を計算できるようにするため、１組の固定受信器に「傾斜制御変１１Ｊフォーマットでパケット伝送の到着時間情報を提供する。

傾斜制御変調を説明すると共に、複合規定周波数プロファイルを受信電子装置で予期できるようにチャーブ関連搬送波形状を順序づけ、それにより補足プロファイル処理を行って多！通路ないし歪が存在する中で信号の保全性を増大できる新しい方法を説明する。

また上昇ないし下降連続体を有し、離散配列ステップで構成され、ステップは上昇ないし下降チャーブ搬送波変調内でそれぞれが連結変調性を有する有限集合に属するデータ変調方法を説明する。これに加えて図表１．２に述べる搬送波ペア生成により多重情報搬送波を生成する機能を説明する。これには平衡変調器をを利用して、単一電波周波数源および好ましい方法では刺激的なアップ・チャーブおよびダウン・チャーブ変調を生成する周波数アシルである単一ないし複数副搬送波源からそれらの例で和及び差周波数成分を生成する。

オプションの平衡変調器（データ・コヒーレンス要件に依存）を有する複数電波周波数（ＲＦ）源を追加して、信号測定分解度を増大することも可能である。

データ変調は様々に規定される。搬送波ペアは搬送波間に同相、反相ないし四相データ・コヒーレンスを持つことが出来るが、複数の搬送波ベアはそのようなデータ・コヒーレンス関係を生成したペアの別のメンバー間で形成して、同一周波数方向の搬送波を関係付けることが出来る。

重要なことは受信器では、補足プロファイル処理は考えられる要件に対する規定データ変調配列を考慮しくこれは優先権主張出願番号Ｐ　Ｊ　９７０４内に刺激として先に記述されたプレアンブルにより示されている）、受信器の傾斜制御ＥＩ（アシル搬送波が用いられた場合）局所発信器を指定傾斜内のその搬送波ベアの周波数中間点ないし中間点オフセットから移動し、データ情報ないし搬送波内の位相アラインメントが満たされれば固定配列に固執し、前記配列は特定され、特定の受信器ネットワーク内で使用される各々の刺激ないし刺激属性に対して不変である規定変調ブイレフティに対して厳密な固執を維持する基本ないし複合プロフィールである。規定変調ディレクティブ又、前記明細書Ｐ　Ｊ　９７０４のこの明細書内の優先権主張文書にある「規定ディレクティブ」として理解することが出来る。

前記請求項の主題である積分検出の範囲内で、関連特長はエポックを所定の精度に分解することが要求される、最終点での還元ないしは処理終点測定の必要性である。同期化ではなく、コンパチブル伝送からの到着時間（Ｔ　ＯＡ）差をもたらすようにシステム化されたネットワーク内の全ての送信（車両ないし追跡可能目標）及び受信メンバー間及び時間ベース復製方法で、１組の定期的なエポック内でエポックを分解するために必要な高分解変測定の数は、エポック期間毎に１つに削減することが出来る。そのような劇的に低いサンプル率でも、前記傾斜制御変調プロトコルを利用した場合は、１ミリ秒の送信間隔内で５から１０ナノ秒の時間領域分解を達成することが出来る。

本発明の機能は特に、移動目標の絶対位置を電波ないし他のｉｉ磁あるいは音響放射エネルギー・システムによる追跡に適用することが出来る。そのコード化は増分ないし減分ベクターで行うことが出来、振幅、時間、周波数、位相あるいは間隔変調領域及びそのような領域の組合せの変化となる。

情報復元の向上は、それらの領域で単独ないし組み合わせて達成することが出来、各々の受信器で生成されたサンプル間隔で設定された基準、即ち変調間隔複製から確立された基準にしたがって、外部基準、例えば原子時計あるいはシステム自身内から導出されたエポックを参照にした変化として、時間領域処理を通して距離に変換することが出来る。この測定システムの精度と分解度は、従来の方法あるいはダイチミノクレンジの点で（ビット数が）等しい同一スケールを用いた既存のシステムよりも大きい。

エポック・データの復元で用いる低減帯幅およびサンプル率は、帯幅ないし分解度を犠牲にしたとき、分解度の性能での通常の妥協をせずに用いることが出来る。本発明にはいくつかの特長が共存しており、信号情報及び要件の性質に依存している。

システムの複雑性により高精度に対する要求が高まっており、後の特長は、より需要の高いアプリケーション内に組み込む必要があるかも知れない。増分ないし減分時間、周波数ないし振幅、位相、間隔変調領域の規定信号を生成して送信できる送信器が必要であり、ここでの信号は「規定ディレクティブ」及び「傾斜制御変調」と同義語である。

規定の特性（変ｒＩＲ）は、電子的に再生できるように数学的に定義可能であるべきであり、さもなくば各々の受信器でそのような変調が実際に到着する前に送信された変調の特性を理解できるものとして、ネットワーク内の全ての受信器メンバーが推定できるものであるべきである。即ち受信器に取っては、特性の発表が必要で、これは本明細書で後に開示する刺激ないし刺激属性により示される。

送信器は傾斜制御変調のプロファイルを送信する前に、変調条件を生成することが必要であり、変調条件（刺激あるいは刺激属性）は、ここでＳＣＭと称する傾斜制御変調に含まれていない独自の周波数プロファイルを有している。

ＳＣＭ（規定変調）は、各々のＲｘ−ｂｙで表示機能の前兆となる。この機能は、出願番号Ｐ　Ｊ　９７０４で説明されている刺激ないし刺激属性である。オーストラリアで１９９０年４月２０日に申請された「車両追跡システムの改善」の名称の暫定的な明細書及びその明細書内の優先権主張として含まれている。

要人図表２に関して説明する。図表２には２重搬送波ペア送信器が描かれている。自由走行連続配列ＲＦ源「Ａノは、平衡度ＴＡ器「ＬＪｒＩＪＪのペアのＲＦポートを供給する。それらの源周波数は（ｆｃ）として示し、トリガ生成器「Ｔ」によりゲートされ、結果は（ｔｇｆｃ）となる。

規定傾斜生成器「■」は出力チャーブ（ｆ　ｉ　（ｄｅ　Ｉ　ｔａ）　ｊ）に変調器「Ｌ」のＬＯボートに与えられる。この変調器からの結果のＤＳＢ出力は、和および差屑波軟からなっている。

（Ｔｇｆｃ）　−（ｆｉ（ｄｅＨａ）Ｊ）及び（Ｔｇｆｃ）÷（ｆｉ（ｄｅＨａ）Ｊ）″この搬送波ベアを（Ｔｇｆｉ）とする。

同様に、出力（ｆｇ　（ｄｅｌｔａ　（ｊ））を有する規定傾斜生成器「Ｑ」は、他の平衡変調器「Ｕ」に与えて搬送波ベアを生成する。

（Ｔｇｆｃ）　−（ｆｑ（ｄｅＨａ）Ｄ及び（Ｔｇｆｃ）　＋　（ｆｑ（ｄｅｌｔａ）Ｄこの搬送波ベアを（Ｔｇ　ｆ　Ｑ）とする。

従って期間（Ｔ　ｇ）の間、（ｆＱ）と（ｆ　Ｉ）の間の差によりオフセットされたＤＳＢ搬送波ベア（チャーブ）のペアを持つことになる。（ｄｅｌｔａ）ｊは、瞬間周波数オフセットである。

（Ｔｇｆｉ）と（Ｔｆｇｑ）の上部側波帯成分を「Ｕｐ」とする。

下部側波帯成分は「Ｌｐノとする。

次に２つの搬送波ペアはハイブリッド合成器ｒＨ」により合成され、電力増幅機「ＰＡ」により増幅され、適切なアンテナにより伝ばんされる。

規定傾斜生成器は、優先権主張出願番号Ｐ　Ｊ　９７０４のページ１１に記述された局所負フィードバックにより線形化されたＶＣＯのペアからなる。

そのようなフィードバックの作用は、線形伝達関数を有するＶＣＯで制御ポートを出力周波数に関連づける結果になる。この説明に付いては、電圧制御を用いることに留意する。電力制御を用いた別の実現も同等に有効で、適用可能である。

チャーブ電圧（ｃ　ｖ　ｑ）は、「ＶＣＯＱ」の制御ポートに印加される。（ｃｖｑ）は、以下の式で表すことが出来る。

ｃｖｑ＝ｑｑ　（ｄｅｌ　ｔａ）ｊ＋／−ｏｑ（Ｑ　Ｑ）と（ｏ　ｑ）は定数で、（９ｑ）は初期周波数オフセット電圧で（ｏ　ｑ）はゲイン（ないしスパン）である。周期（ｄｅｌｔａ）ｊは、所定の瞬間での規定傾斜関数ｆｐｓ　（ｊ）の結果である。一般にこの関数はセグメント化される。例えば、これはアップ、ダウンないし一連の変化傾斜セグメントで構成することが出来る。それらは、出願Ｐ　Ｊ　９７０４で開示した先に定義した刺激属性と関連した規定ディレクティブの集合に関連している。

「ｖＣｏＩ」にフィードするために同一規定傾斜関数を用いる。

変数添え字は次のように置き換えることが出来る。

ｃｖｉ＝ｇｆ　Ｃｄｅｌｔａ＞　ｊ＋／−ｏｉミココテｇ　ｉ）　（ｏ　ｉ）は、それぞれ「ｖＣｏＩ」のゲインとオフセット定数である。

生成器ｒＱＪに対する規定傾斜関数は生成器「１ノと同一であるが、初期周波数オフセットは異なる。

本明細書の他の箇所で説明するコヒーレント搬送波検出をもたらすため、２１！常ｆｑ（ｊ＝ｏ）とｆｉ　（ｊ＝０）（初期周波数）の間には積分関係がある。

明確にするとｆＱ＝ｎ　（ｆ　ｉ）で、ここでｎは整数である。

「ＩＪ　ｒＱＪＶＣ○で加えられ、通常である規定傾斜関数は、「高位面」として知られる。これはシステムにより実施される変調システムの主要周波数アシル成分である。「高位面」及び「チャーブ」という用語は同義語である。

ｒ高位面」の−膜化は、トリガ生成器「ＴＧ」によりトリガされる。

サブチャーブないし「低位面」データ変調は、サブチャーブ生成器ｒｓｃＧＪにより「高位面」規定傾斜に加えられる。

図表５には、上記の送信器により生成された２つのペアのデータ搬送波「Ｕｐ」　「Ｌｐ」を変換できる受信器が示されている。

刺激属性は図示されていないが、存在すると想定される。刺激はオフセット周波数、コヒーレント・データ・ペアＸ、ｙで生成される。

前記搬送波は、図２にあるのと同様の回路構成により生成され、前記データ・コヒーレンスはＳＣＭ（シータ）ｔ、ＳＣＭ（シータ）ｑにより表される。前記オフセットは（Ｖｏｉ）（Ｖｏｑ）により表される。図表５に関して、周波数変換器はｒＶｃＯＬＪ　ｒＶｃ。

Ｕ」を正確に変換する。その各々は、トリが生成器「ＴＧ」が信頼できるチャーブ検出で満たされれば規定の関係を保持する。

前記チャーブ検出過程は、予期される刺激属性に対して逆分散特性を有する分散遅延回線を含み、圧縮受信器能を提供している。バンドパス・フィルターは、図５に示すように３０Ｍ　Ｈｚ　、　４０Ｍ　Ｈｚの２つのペアとして示されている安定ＩＦ周波数のデータ変調成分を通過させる。乗算検出器はそれぞれ個々の搬送波ＳＣＭ成分の同期復調を局所的に生成された基準で行うこきが出来、前記基準は同期復調用の従来技術のように入力信号から回復されないという独特な関係を提供する。

その代わり、同期化はアラインメント・プロセッサを通して前記ＶＣ○の位相と入力搬送波ベアＩＦ乗算の間の関係を確立するように作用する周波数／位相ロック制御ループにより達成される。前記のアラインメントは、多重経路歪に一致しない様々に配列された周波数のダイバシティ性により確立され、強化される。それにより図表５のｒＦＰＡノから出力される位相アラインメント過程に対する有限保持関数を確立する位相アラインメントの多数投票が可能になる。

データ出力Ａ、！Ａ、Ｂ、！Ｂは、元の送信で説明したデータの位相関係に関係し、今後の要件を更に制御するために用いられる。

Ａ、！Ａ、Ｂ、！Ｂは又逆相記述というよりも直角位相となることに留意する。

即ちＡ＝Ｏで！Ａ＝＋ないし一９０度である。

図４には、非オフセット搬送波ベア送信信号で作動するより基本的な受信器が示されている。

通信システムは様々な新規のアシル手法を利用しく本明細書内で例示）、情報の配送と受信で性能レベルに達し、複数利用者アクセスが要求されるシステム内で多重アクセスの利点を提供する。　電波レンジングは、データの関連搬送波ベア位相関係に基づいたエポック強化方法を可能にする連続性を有する上昇、下降変調連続体のデータ配列方法により提供される。特殊コードが表面ないしバルク音響はコンポルーバないしディジタル・コリレータ内でインターセプトされた入力情報と基準情報の間の到着時間差を生成するために使用される（本開示で説明）。積分検出方法を強化して本開示で後に説明するようにエポック検出を分解する３角積を生成する矩形波の重畳性により、矩形波の相互作用ないしディジタル復号情報に重きが置かれる。積分検出器は１９９０年４月６日にオーストラリアで登録された仮明細書のＰ　Ｊ　９５２７である本開示の主題であり、本明細書内の優先権主張文書に含まれている。

実施例の方法では、各々のデータ・パケット（データの最小離散量）は、２つのサブチャーブにより表され、主要変調内では最短周波数エクスカーションであり、上昇ないし下降３角ステツプないし任意の離散代替変調ベアからなり、本実施例で４ビツトまでのデータを表すことが出来、理想的な状況では８データビツトを表すことの出来る受信器でｍアレイベクター決定を生成することが出来る。

望ましいサブチャープ持続時間は１０マイクロ秒以下で、全ＳＣＭが完了するまで、他が続く最終点である。サブチャープは有限のデータセットで、サブチャープベア・フィールドの周辺にｍアレイ決定配座を形成する１組のアペックス極値からなり、前記フィールドはサブチャープ持続時間間隔とその間隔内の指定変調ベクターとなる。これは例Ｓにより例示されている。

明かに全傾斜制御変調は、一連の前記サブチャープペアからなり、各々の高位面の最終周波数プロフィールは規定傾斜制御器のｄｖ／ｄｔ（傾斜）と極性（方向）に依存している。傾斜制御器には１組の複合プロファイルを指定して、サブチャープ傾斜集合から全く独立した高位面傾斜の規制された新進的な変化により複数利用者環境内で衝突許容を達成することが出来る。

それぞれ線形ないしディジタル変調成分を有する、一連の前記サブチャープ・ベアにより変調された高位面プロフィールは、前記変調ベクターとなり、有限配列集合に属する。前記配列有限集合は、適切な信号処理機能により、単一ベクターをブレエンファノスないしデエンファノスないし逆配列圧縮手法に並列な過程によりいずれの集合からも同期が出来るように時間量域内で等化できる。これによりいずれの集合のディジタル化した結果をも絶対サンプル間隔点に対して基準化（再正規化）できる性質であるサンプル間隔を可能にする。前記再正規化機能はまた、瞬間周波数補正といったアナログ手法で実現することが出来る。

上記のサブチャープ・ベアないしオプションのサブチャープ要素の持続時間は、サンプル間隔と等しくする。サンプル間隔（変調間隔複製）は、限定サブチャープ・ベアないしサブチャープ要素間隔期間をもたらすため、近接許容値ないし同等結晶周波数を選択することで、全ての目標送信器により生成される変調間隔に等しくする。

高位面周波数プロフィールは様々なアプリケージ３ン特定信号集合に対して規定され、いずれの集合も本文書で後述する刺激ないし刺激属性信号を用いることにより受信器で予期することが出来るという事実により、同期化を行うことが出来る。これにより搬送波ベアサブチャープ内容を表Ａ内の確立された規定傾斜サンプルにより定義された制御過程と表Ａに要約された保持手法により密接に追跡することが出来る。

各々のエポックの到着時間を効果的に測定し、各々のサブチャープ傾斜（従ってサブチャープ間隔内に含まれるデータ）の限定を可能にするため、い（つかの表面ないしバルク波装置（コンボルーバ、コリレータないし分散的フィルタ）ないし更に説明するディジタル・コリレータ操作を、必要な情報を抽出するために必要な本質的な機能である各々の性質整合を伴う並列過程で使用する。代わりに以下の４例に概略するようにディジタル・プロフィール化を用いることもできる。

１、　シフトレジスタ・コリレータでの直列処理。

２、　有限コード集合への近接整合度を反映する信頼性レベル出力との並列ディジタル相関。

３、　エポックを分解するためのプロフィール化、ＤＦＴ、平均及び数学的相関処理を行うためのアナログ−ディジタル・フラッシュ変換手法。

４、　本開示の前記方法及び前記優先権主張Ｐ　Ｊ　９５２７で引用される積分検出の使用。

エポックタイミング・エラーは信号ポートと基準信号の既知のタイミング基準での情報の到着時間の間のタイミング差の積分ないし重畳として得ることが出来、前記基準は各々の受信器でサンプル間隔としてロックされる。使用するコンポルーバは、Ｔｘの持続時間の信号をほぼ１００％の確立でインターセプトするため、約Ｔｍの持続時間でＯＴｍ、２Ｔｍ、４Ｔｍの時間に２７ｍ毎に発射されるＴｘの基準信号と２Ｔｍの相互作用時間を持つ。

多くの利用者が単一サービスにアクセス使用し、送信衝突により競争により情報の損失が生じる場合に問題が起きる。以前に使用された方法に比べて破壊的な衝突の発生が少ない主に複数の利用者に適合するためのシステムである。本発明により提供される１つの際だった性質は、非同期複数アクセス信号プロトコル内で衝突許容度がほぼ１００％であることである。

この方式は以下に述べるように複数の搬送波に加えられたアナログないしディジタル・データであるＳＣＭの優れた復元を可能にするいくつかの変調方式を含んでいる。正確に定義された周波数バンドを各々の搬送波ベアに利用するが、このバンドはそれぞれ固定ないしアシル周波数方法に対して静的あるいは動的となる。

データ検出の強化は、各々のベアの搬送波変調成分が各々の搬送波ないし搬送波ベアを生じるＩＦ搬送波ペアデータ変調成分ないし搬送波ベア同期コヒーレンスを維持することの出来る１つないし複数の同時静的中間周波数の結果をもたらすように搬送波ベア周波数距離の中間点からの等距離ないしオフセットで局所発信器周波数でミックスすることにより関連付けることのできる復調過程およびｒＦ量関係ｆＯ（最初のＩＦメンバーについて）および２ｆＯ（第２のＩＦメンバーについて）に実際に保持しながら、これを搬送波コヒーレンスに対して達成する新規の例により達成することが出来る。

■、２の割合のこの周波数分離は、搬送波コヒーレンスが図３に示すように第１のＩＦが２相変調を取り除き、搬送波周波数を２倍にするために積算要素Ｅを通過させ、それにより前記両搬送波を平均ミキサーＭを通過させるときに情報復調を可能にする位相変調を除外して第２のＩＦでコヒーレンスを復元（周波数等優性を復元）する２相復調に対して必要な場合に必要となる。

図３は上部チャープ集合の詳細を描き、ダウン・チャープ傾斜を明かに用いるが実質的に上部集合を複写したものである下部チャープ集合過程は「下部チャープ集合」のラベルのボックス内に想定形式（詳細はかくれている）で描かれている。

各々の復調データ出力を作動している並列ディジタル・コリレータが例示されており、前記コリレータは状態機械機能を装置をプログラムする務めをする通常ないし２重相関基準チャネルを持つ２ポート・データ入力装置に拡張することにより、１つの装置に併合することが出来る。前記コリレータ基準コードは所与のチップ速度でプログラム可能で、コード・アシル相関機能を提供する。　プログラマブル基準コードチップ速度により、データ・リプル時間要件が満たされれば、少なくともＩっのデータ・クロック周期比較時間を生じることが出来る。前記データーリプル時間は、ｍ深度並列データ後（通常符号）シーケンスをコリレータのメモリ・アレイ深度内の必要位置に配列するのに必要なりロック周期数であり、前記位置はｎビット出力ボートから適切な結果をもたらす。

実施例では、相関する信号は時間シーケンス化されるので、高速並列シフトレジスタを用いてメモリ・アレイを実行する。

特殊コード・シーケンスに対しては、基準ないしメモリ・アレイ内の内容に対するランダム・アクセスを有して、そのような事象を損失データ（良くない信号対雑音比情報条件など）、現在相関プロセスからｎビット・バイナリ出力結果に基づく信頼レベルに基づく基準ないしデータ・コード・ビットの変化として分解するのが望ましい。前記コード分解過程は、コリレータからのｎビ・ット・バイナリ出力の変化に基づいて特データ置換に依存するようにすることが出来る。

各々のコリレータからは複数のディジタル出力が得られ、データ・コード対基準コード近接係数に基づいて配列関係でコード整合の信頼レベルを反映したｎビット・バイナリ数をもたらす。前記近接係数は先の定義にしたがってプログラム可能で、相関近接出力結果を修正（変更ないし最適化）して、ｎビット・バイナリ数出力を修正することが出来る。

図Ｂは４ビツト出力を示し、２つの平行コリレータの各々でプログラムされた相関機能とメモリ・アレイ内のＺ深度プログラム化基準コード内の８ビット幅のｙ深度信号データ後のプロフィール整合に依存する。前記基準コードはプログラム可能で、コード・アノル相関機能を提供する。代わりに（ディジタル化入力信号から導出された）データ内容を修正し、データ・エラーを保証する機能をもたらして、不確実な場合は相関速度の向上をもたらす。

上記と共に、［Ａ］２つのデータ同期化搬送波ペアの高位面周波数プロフィールに対して正確な関係を達成するための初期同期化。明かにこれにより、搬送波が復調されたとき、データのコヒーレンスが維持される。

［Ｂ］　周波数変換により、前記搬送波ペアが周波数パリティを有している場合は、結果のＩＦ搬送波ペア同期ないしコヒーレントを保つため制御ループを可能にするための初期同期化。

［Ｃ］　［Ａ］ないし［Ｂ］でしかし、最初の（ペアの）搬送波周波数のグイバシティを利用して、多重経路のよく知られた周波数依存特性に基づいて多重経路成分を抑制すること。これは搬送波ペアのよりコヒーレントな中間周波数搬送波あるいは複数の搬送波ペアからそのような複数の搬送波を一般的な意味で任意のペアから１つのメンバーが多重経路信号歪から害を受ける場合に選択することに達成される。多重投票を次に用いて満足出来る初期同期化アラインメントを判定し、その後周波数プロフィール（高位面プロフィール）の厳密に規定された傾斜をそれに付着させる。制御ループは実施例の方法では、電圧制御発信器（以下ｖＣＯと称する）、出力位相の前進／遅延制御から不能にするオプションを有している。前記ｖＣ○はデータ変調の相関ピークないし位相ないし周波数の満足ないし特定搬送波ペアの組合せの搬送波コヒーレンス変調から導出される。

中間周波数（ＩＦ）成分は、本質的にパケットのコース中の関係ないしバースト持続時間を保持して、データ関連搬送波ペアを前記搬送波ペアの間の中間周波数ないし瞬間中心周波数の中間オフセットに置かれた局所発信器とミックスした結果である。これは実施例の方法で相互作用していくつかの性質依存結果をもたらすことの出来る安定した成分である２つの関％ＩＦ成分をもたらす。Ａ）通常の狭バンド・フィルタを通しての通過。

Ｂ）　４相ないし２相で、相感応ネットワークにより処理されるならば、搬送波ペア内に含まれる情報の復調。

Ｃ）　１０５９秒以下の望ましい送信間隔は、複数ペアを除いてドツプラー分析に対して耐性があり、これはドツプラーは２つのスペースをおいた周波数での差を除いて、前記の短い間隔で出現しないからである。スペース化でのこの性質の利用は重要で、複数ペアは前記関連ドツプラー性に対して処理される。

Ｄ）特定の数の搬送波ペアを有する近ないし遠側波数距離で通常ないし遊離ＩＦ比出力選択。特定数の掃引発信器とミックスしたときの任意の数の固定周波数電波周波数（ＲＦ）共振器の単純な和と差関係。掃引成分（ＳＣＭセット）の持続時間及びスパンに付いてそれぞれ鏡像ないし周波数方向（反対感知チャーブ変調）の逆転を生成するスタート／ストップ周波数の選択を伴う。

完全アシル減速を利用する場合は、システムは傾斜制御バースト・モードで作動し、ここで周波数アジリティはその周波数ないし上記で説明した刺激ないし刺激属性といった事象を指す搬送ペア周波数の変化率の傾斜制御の関数である。

例えば最も単純な構成が図５に示されており、そこでは電波周波数発信器源Ａはダブル・サイドバンドないし平行変調器Ｂへの搬送波入力として用いられ、それぞれ時間Ｔで達成される４ＭＨｚの周波数アシル傾斜を持つＧとＨの２つの搬送波を生成し、これはＳＣＭとして知られるバーストないしパケット持続時間である。

プリアンプルの刺激信号は、タイミング・チャート（刺激トリガ生成器）によりトリガされる。こ弁は規定傾斜生成器を継続的にトリガし、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）駆動ディジタル−アナログ変換器ＣＤＡＣ−ＶＣ○出力を制御）からなる規定傾斜生成器（ＰＳＧ）から継続的に刺激とＳＣＭを生成するために、ＶＣＯとデータ生成器（サブチャーブ生成器）をゲートする。

電圧制御発信器（Ｖ　ＣＯ）は搬送波ペアをＢの信号変調ポートにフィードされたときに平衡変調器の基本料及び差結果出力から搬送波ペア出力を達成するのに必要な周波数変調を生成する。

変調器入力は、複数の瞬間変調周波数でＣから調波出力をもたらす高レベル交換機能とすることが出来る。トリが生成器Ｅは、規定のｄｖ／ｄｔ（傾斜）電圧関数を前記規定傾斜生成器りから７００周波数をＣで制御するために可能にすることにより変調事象を指示する。

データは、搬送波周波数Ａと結合して両方とも同時位相コード化データを含むアシル搬送波ペアＧ、Ｈを形成する前に位相シフト要素Ｆを通して変調に加えることが出来る。明かに要素Ｆは２相ないしバイナリ・データ用周波数シフト・キー（Ｆ　Ｓ　Ｋ）装置とすることが出来る。

代わりにＶＣＯｒＣＪをアナログないしディジタル・データで変調して、データをチャーブ変調プロフィールへの追加周波数変調（ＦＭ）幅搬送波として重畳することが出来る。傾斜制御変調法の他の変形を更に述べる。

これは状況がその信号出力により電子的に盗難にあっているあるいは無許可であると識別できる車両を識別、不動化する問題に対処する車両追跡システムのアプリケーションである。即ち説明したアプリケージ覆ンは、無許可領域にΔつた車両を遠隔操作でないし自動的に停止し、あるいはそれが何時停止するかその位置の妥当に正確な知識があるといった車両の不法占拠を確定した後、車両の更なる通過を防ぐといった目的に展開することが出来る。

この装置は又、盗難車の検知、不動化、−通報のために設計された条件的信号プロトコルとして記述される。いくつかのそのような装置の構造が存在する。車両内に取り付けられた電波発信器は、無許可の車両への侵入によりトリガされ、それが持続される受信可能で識別可能な１号を生成する能力を持っている。

車両は又、盗難車の警報送信の接近により警告される固定ないし移動セキュリティ送信器から支持された場合に車両を不動化出来る電波受信器を持っている。その警報送信は、盗難車を不動化するために手動で信号化する前に視覚による確認を確立できるように、盗難車の識別情報を搬送する。セキュリティ送信器は、車両送信の刺激属性により起動される同伴受信器により信号を送られる機能を持っており、その送信も規定傾斜制御変調内で識別情報を伝える。

固定セキュリティ送信器設備の場合は、図１と同様の配備の４つの送信器の協調と地域コンピュータのいつ車両「不動化信号Ｊを送るかを決定する能力は、車両の信号強度ないし地理的位置に基づく。

別の構成では、位置固定をもたらす差分到着時間計算を有する外部３角法により４つの受信器の周辺により限定された４角のセル外の盗難車を追跡する能力を提供する。指定利用者の上述の盗難車識別及び状態通報（速度記録など）の利用は、本明細書で開示した信号プロトコルと適合性がある。

特表平５−５０６５０５　（７）要約書時間基準を固定受信器（ＲＸＩ　、ＲＸ２．、、）及び規定変調信号に先立ち刺激を有する信号（Ｔ　ｘ）を発生する車両（Ｖ）内の移動送信器に送信するマスタークロック（Ｍ）を有する電波ないし他の伝磁ないし音響放射エネルギー・システムにより、移動目標の絶対位置を追跡するのに使用する傾斜制御変調拡散スペクトルＴＤＭＡシステム。この信号は増分ないし減分時間ないし周波数、振幅、位相、ないし間隔変調領域のものである。全ての固定受信器（ＲＸＩ　、　ＲＸ２．、、）は、各々の受信器と定常時間基準（Ｍ）の間の伝ばん時間差に基づいて全ての受信器に共通の絶対基準（Ｍ）に対して正規化することが出来る。受信タイミング差の既知の関係を用いて、移動送信器からの到着時間エポックを計算し、次にそれらのタイミング差を計算した送信器からの到着時間エポックから差し引く。それらは次に地域コンピュータ（Ｃ）に送られて送信器（Ｖ）の位置固定をもたらすために各々の受信器（ＲＸＩ　、ＲＸ２゜１．）に関するエポックの到着時間差を計算する。送信器（Ｖ）は信号（Ｔｘ）内の刺激をチャーブ変調として生成する機能を有しており、それから傾斜制御変調を導出し、受信器（ＲＸＩ　、ＲＸ２．、、）は刺激事象を複合する機能を有している。

補正書の翻訳文提出書（特許法第１８４条の８の規定による補正書）平成４年ｌＯ月６日特杵庁長官殿１、国際出願番号ＰＣＴ／ＡＵ９１１０　Ｏｌ　０２２、発明の名称積分変調３、特許出願人氏　名　、　ラッセル、ヴイック　（はが２名）４、代理人住所　〒ｌＯＯ東京都千代田区霞が関３丁目８番１号虎の門霞が関ビル１４階栄光特許事務所５、補正書の提出年月日１９９２年６月１５日明細書積分変調発明の詳細な説明技術分野本発明は以下の機能の組合せを利用したレンジング能力を有するいくつかの拡散スペクトル・パケット伝送システムを記述する。

（１）非同期時分割多重アクセス環境でコード分割の原則で高度衝突許容範囲操作を可能にするハイブリッドチャーブ変調。

（２）受信器での多重経路補償を容易にするためメツセージ内で生成されるアシル搬送波イメージペアないし複数ペア。

（３）サンプル間隔をデータないし搬送波中間周波数（ＩＦ）変調間隔に対して整数関係にする近リアルタイム処理手法（積分検出）で、システムはサンプル及び変調間隔生成器間の公差により保持された組込式エポック基準を有する。この関係から固定点に付いてのサンプリングによりコヒーレント・サンプリングが、入カバケ、ト・メンセージに対して設定されると生じる。この関係は後続のサイクルで対応する点のオン・ザ・フライ和平均化を利用可能にすることで計算上の利点をもたらし、各々のサイクルのｒｎＪサンプルに対してｒｎＪ多重平均値を生成する。変調での規定傾斜故に、その値は予測可能にスペース配分され、以下に説明する利点をもたらす。

（４）後続のハイブリッドチャーブよりもはるかに短い持続時間の広帯域チャーブ属性成分がチャーブ圧縮ないし広帯域チャーブ信号の重畳検出により大まかな到着時間を予測するように機能し、ハイブリッド処理から正確なエポック導出が続く二重システム化信号定義。

（５）複数搬送波が搬送波数のパワーに対してｒｍＪだけ各々の記号間隔頭列を増加するように変調連関されるハイブリッドｒｍＪアレイ配列コード化と、関連搬送波ペアを組み合わせて非線形応答が搬送波の間の位相シフトを複合する表面音波装置のような１つの要素を通過させる場合のこの更なる利用。

（６）データの分解度の向上。ここでｒｍＪアレイデータ・フィールド内で、システムはメツセージ内の後続サイクル（記号）に対して記号発生により配列された各々のサイクル（変調間隔）内で「ｓ」のサンプル位置の和文字列を生成するような類似サンプルを収集する。オン・ザ・フライ操作は、各々のサンプル点に対してｒｍＪ記号の和平均値となり、各々の記号再帰性に相応して分解度は改善される。

（７）　（３）に明記するようにデータがサンプルされ、ｒｍＪアレイデータに付いては（６）で処理されたようにサンプルされるエポック正規化方法で、平均化回帰値がサンプル点間の作動できるようにしてｒＳＪの平方根だけエポック精度を向上する事前定義により定義変調傾斜による各々のサンプル点の間の既知の距離に基づく圧縮係数により各々のビンの単一点に対してビン当りｒｓＪ語の低減。

（８）　（７）の数えん。前記単一の低減点は全てのビンに対して位相角相等性を有し、それにより特定理論的関係（事前定義「ｍ」アレイ・プロフィール）でｒｍＪの垂直に対向した値を生成し、エポックをｒｍＪの平方根だけ向上できる。

（９）　（３）の拡張。コヒーレント・データ・サンプリングとオプション的にオン・ザ・フライ平均化、及び複数搬送波操作に対する多数投票原則を伴う。背景制御ループないの規定ＩＦサンプル点間隔の遅延補償によりＩＦ搬送波に対する周波数同期化を維持し、メッセ−ジを通してＩＦサンプル点コヒーレンス（相等性）を維持して、それにより周波数コンプライアンスをもたらすシステム。Ｒ延補償は前記後続ＩＦサンプル相等性をさす第１のＬＯ（局所発信器）周波数の制御とすることが出来る。

（１０）プログラム可能時間基準とサンプル相等性テストを用いて信号で不可欠の未知の波形を測定する方法。その手法は２点の遅延の増分ホールドオフにより周期をサイクルの周りを進める時に一定である相等性が見つかるまで２点遅延サンプル周期の時間基準を変化させるもので、波の増分プロフィールをもたらす務めをする。

図１に示す本実施例では、本発明は送信器位置を計算できるようにするため、１組の固定受信器に対しパケット・メツセージの到着時間情報を提供する。図１の傾斜制御変調（ＳＣＭ）フォーマントは、低速チャープ搬送波内に組み込まれた高速チャーブ変調からなり、前者のｄ　ｆ／ｄ　ｔはメッセージ長対帯幅割合を満たして各々の受信器での複数メツセージの衝突許容範囲を支援する。これは低速チャーブ搬送波似たいして十分な帯幅を与えることによって達成でき、連続的ないしホップした送信は搬送波の線形ないし部分化周波数変位をもたらすために割り当てられる。各々のサービスタイプは周波数対時間領域内で独自の搬送波プロフィールを指定でき、各々はプレアンブル属性成分により復号されて共通帯内に第２レベルの事前定義コード分割をもたらし、第１のものはランダム・アクセスＳＣＭの基本的な形式である時間空間線形周波数掃引である。

各々のメソセージはこのように後続のＳＣＭをタイプキャストするあるいは受信器ＩＦプロセッサ内の高位面スロープを追跡する役をする検出可能なプレアンブル属性を育しており、ＳＣＭ周波数テンプレートは選別的性質をもたら−すために追跡されるデータないし高位面周波数関係近くに以下の手段により調整され葛。

ｌ）高位面プロフィールの周波数追跡。

２）搬送波をＩＦに変換するのに用いられるアシルＬＯの制御。

３）サブチャープ重畳ないしｍ−アレイ配列からの配列による記号抽出。

４）公衆交換ネットワークで必要とされるようなＳＣＭの宛先経路指示。

プレアンブル検出により、それぞれ後続のメツセージと関連したプレアンブル属性の認識によりそれぞれトリガされる複数受信器復号器構成に対し多重アクセス方法での複数メツセージ解読が可能になる。多重アクセスは２つの競合するメツセージの間で適切な時間が経過したときにのみ可能となり、この時間は一般的に２０マイクロ秒以下であり、従って「ｎ」の多重非同期メツセージを処理する統計的確率は非常に高い。パケット持続時間が短いとこの可能性が高くなる。

この種のアルファ・アクセスは並列に利用される共通周波数バンド故に、ＣＤＭＡの規格化形式となっており、都市区域で最高作動効率を提供するための小さいセルを持つ短距離線形ＣＤＭＡタイプ・アクセスとなる。第２の共用状況は主要サービスよりも魅力であり、干渉搬送波によるデータ損失の危険性はなく、それらは一般に静的で従ってさもなくば連続搬送波のデータ内容から除外することが出来、各々の受信器にテンプレートとして保持される規定ＳＣＭプロフィールにより、高レベル干渉を通して搬送波の追跡が可能となり、搬送波自身は非常に低い作動出力故に干渉の脅威とならない。データ冗長性も、ハイブリッドｍ−アレイ配列コード化で非常に高速の送信が可能故に望ましく、多数投票は１つのメツセージ内のサブパケット間のデータを修飾する。

傾斜制御変調を説明すると共に、複合規定周波数プロフィールを受信電子装置でアシル鏡像搬送波ペアとしての実施例の方法で予測できるようにチャーブ関連搬送波形状を配列し、それにより補足プロフィール処理を行っていくつかの多重通路、雑音ないし歪が存在する中で信号の保全性を増大できる新しい方法を説明する。この配列はプレアンブルと関連した低速チャープ搬送波周波数プロフィールを示す独自のプレアンブル属性成分の形での信号化規則である。

捕捉プロフィール処理は図３．４．５の受信器の概略図で示してあり、実施例の方法では高速チャーブ結果を有する安定した中間周波数（ＩＦ）を選別的フィルタなどを通過させるために積分検出及び二重搬送波ペア処理手法に従ってＳＣＭメツセージに対するアシル受信器局所発信器（ＬＯ）ないし複数ＬＯ規定傾斜生成器の統計的な配列からなる。

本説明の中に明示的に含めた１つの優先権主張文書（Ｐ　Ｊ　９７０４）の中の詳細から、受信器ＬＯは２つの搬送波成分を同時に追跡して、共通のフィルタなどを通過するようにほぼ同一の結果ペアを形成することができることになる。この場合、搬送波のｄ　ｆ／ｄ　ｔは１方向的で（図５に示すようにそれらは代替ペアとなる）、ＬＯは前記搬送波の間の周波数空間近くないしその中間の搬送波ペアを追跡する。

また上昇ないし下降連続体を有し、離散配列ステップで構成され、ステップは上昇ないし下降チャープ搬送波変調内でそれぞれが連結変調性を有する有限集合に属する！−タ変調方法を説明する。これに加えて図表１．２に述べる搬送波ペア生成により多電情報搬送波を生成する機能を説明する。これには平衡変調器をを利用して、単一電波周波数源および好ましい方法では刺激的なアップ・チャーブおよびダウン・チャーブ変調を生成する周波数アシルである単一ないし複数副搬送波源からそれらの例で和及び差周波数成分を生成する。

前記サブ搬送波源で供給される各々の平衡変調器を有する複数空間電波周波数（ＲＦ）源をオプションで追加して、前記サブ搬送波源の信号測定分解度を増大することも可能である。

そのような複数イメージ搬送波ペアは、前記搬送波ペアが多数投票と結果的なデータ変調逸脱を抽出するために遅延等化され信号処理された複数受信器ＩＦ回路により追跡された時、多重経路補償をもたらすために用いる。

データ変調は変調設備の受信器設計にしたがって順序づけられ、搬送波ペアは搬送波間に同相、反相ないし四相データ・コヒーレンスを持つことが出来、複数の搬送波ペアはそのようなデータ・コヒーレンス関係を生成ペアの別のメンバー間で形成して、同一周波数方向の搬送波を関係付け、オフセット変換は搬送波近接性を制御する。

重要なことは受信器では、補足プロフィール処理は考えられる要件に対する規定データ変調配列を考慮しくこれは優先権主張出願番号Ｐ　Ｊ　９７０４では刺激として先に記述されたプレアンブルにより示される）、別の搬送波ペア追跡については受信器の傾斜制御（アシル搬送波が用いられた場合）局所発信器を指定傾斜内のその搬送波ペアの周波数中間点ないし中間点オフセットから移動し、データ情報ないし搬送波内の位相アラインメントが満たされれば固定配列に固執し、前記配列は特定された規定変調ディレクティブに対し厳密な固執を維持し、特定の受信器ネットワーク内で使用される各々の刺激ないし刺激属性に対して不変である基本ないし複合プロフィールである。規定変調ディレクティブは又「規定ディレクティブ」として理解でき、アジリティないし他の入力メツセージの事前設定性質を記述する受信器制御パラメータで、それはＰ　Ｊ　９７０４の優先権主張文書にあり、その文書は本明細書に明示的に含めている。

主張文書Ｐ　Ｊ　９５２７の主題である積分検出の範囲内で、関連する特長はエポックを所定の精度に分解することが要求される、最終ないし処理終点測定の必要性の低減である。コンパチブル伝送からの到着時間（ＴＯＡ）差をもたらすようにシステム化されたネットワーク内の全ての送信器（車両ないし追跡可能目標）及び受信器メンバー間の時間基準復製方法（同期化ではなく）で、１組の周期的な信号内でエポックを分解するために必要な高分解度測定の数は、１周期毎に１つに低減することが出来る。そのような劇的に低いサンプル率でも、前記傾斜制御変調プロトコルを利用した場合は、１ミリ秒の送信間隔内で５から１０ナノ秒の時間領域分解を達成することが出来る。本発明の機能は特に、移動目標の絶対位置を電波ないし他の電磁あるいは音響放射エネルギー・システムによる追跡に適用することが出来る。そのコード化は増分ないし減分ベクターで行うことが出来、振幅、パルス位置、周波数、位相あるいは間隔変調領域及びそのような領域の組合せの変化となる。

情報復元の向上は、それらのいずれの領域でも単独ないし組み合わせて達成することが出来、設定基準即ち各々の受信器で生成されたサンプル間隔で設定された変１ｉｕｔｙ隔複製にしたがって、外部基準、例えば原子時計あるいはシステム自身内から導出されたエポックを参照にした変化として、時間領域処理を通して距離に変換することが出来る。この測定システムの精度と分解度は、被測定物と測定ツールの間（変調とサンプル率）のシステムの厳しい許容範囲故に同一測定時間基準を用いた従来の方法に対して改善され、整数の相等性によりマイクロ秒の立ち上がり時間をサンプルするとき、増幅エラーが生じる。

エポック・データの復元で用いる低減帯幅およびサンプル率は、帯幅ないし分解度を犠牲にすれば、分解度の性能面での通常の妥協をせずに用いることが出来る。本発明にはいくつかの特長が共存して、信号情報及び要件の性質に依存しており、その最も基本的なものは移動送信器現場で３角連続体内のデータ搬送波に加えられる固定周期変調であり、３角形状は線形回帰に好都合であり、同様に適切なものにどの点でも０度に対して参照される角位置に変換できるサイン変調がある。

コンパチブルな反復信号に対する空間配分した間隔で取った全てのサンプル点の間の関係は、サンプリングが同期の場合に存在し、いずれのサンプルも信号源の位置を反映する。ここで信号の傾斜が特定のもので４つの空間配分した受信器がある場合、設定された各々のサンプル点は既知の定数（特定変調傾斜）により到着時間差により位置を反映する。即ちエポックはボルトでディジタル化されたとき、この規定ｄｖ／ｄｔ結果に自ら参照している。エンベロープを再構築するためにオーバーサンプリングのようないずれかのサンプリング率を使用したとき、信号処理は消費時間のためとなり、従ってリアルタイム追跡は特に早い対象に対しては不可娃になる。調和的に関連したサンプリング（変調間隔に対して）を用いたときは、整数反復サンプルに対して総和平均化オン・ザ・フライを用いてｌ）−ド配線受信器に対するリアルタイム追跡を可能にする。整数反復サンプル点は、地理的に離れた整合結晶の周波数許容範囲により正確に保持された変調データないし各々のサイクルの搬送波ＩＦの同一位相角度にある。

従ってシナリオは時間等化サンプリングを有する固定受信器の分散ネットワークに付いて、ランダムに生じる事前定義メツセージの結果は、信号送信器からの経路の違いのみにより受信器間で位相シフトされたザンブル値となる。

より基本的な技術には、検出レベル・トリガを用いて到着時間抽出を達成する。

存在する全ての雑音は全てのレベルの感知事象をマスクするのでこれはここで冗長となり、廃棄したレベルのトリが・メカニズムはゼロ交差エポック検出方法で可能なものよりも高い精度をもたらす。従って比較的２つの整合結晶に不確定性を追加すると、２つの整合した結晶はパケット技術の信号持続時間内に無視できるほどのスキューを誘起する。

注目すべき重要なことは、我々の技術に対する高密度非同期化送信の影響であり、要するにそれは完全に協調的である。上記の信号化及びサンプリング関係で、非同期送信器フィールドに対して得られる更なる利点がある。即ち同期化受信器ネットワーク内でサンプル点位置許容範囲のもので、信号集合それ自身（変調間隔とサンプリング間隔）内から導出されたエポックとなる。

更にＰ　Ｊ　９５２７の５ページには、非同期入力メツセージの少なくとも４つの空間配分したコヒーレン上測定内からエポックを外挿するコヒーレント・サンプリング受信器ネットワークを詳述している。

これは信号方式自身からどの様にエポックを導出できるかの１例であり、これは各々の受信器及び各々の目標送信器でのサンプル間隔生成器の結晶要素の明敏な突合せによる変調率に対する整数サンプル率関係の以下のクレームにより増分される。

このように機能する能力は、送信器からの規定周波数ないし位相変調信号による。これはその既知のビーク−ビーク値に戻って信号強度とは別に受信器で相関ないし復元することが出来、これから変調間隔当り１つだけのサンプルの任意の点サンプル関係が最初の送信の既知の間隙傾斜によりエポックに容易に回帰される。制限変調に付いては、サイクルの任意の点に対するサイン関係は、基準エポックの距離を持つことの出来る対応角位置を与える。これから全てのサンプル間隔生成器を例えば地域テレビの送信のラインサインを絶対時間基準に同期化するとあるいはサンプル時の絶対時間基準カウンターの読み取り値をエポック値に沿って運ぶと、移動信号の位置計算を確保できることが容易に分かる。

システムの複雑性により高精度に対する要求が高まっており、後に見られるいずれの特長も、より需要の高い応用に組み込む必要があるかも知れない。増分ないし減分時間、周波数ないし振幅、位相、間隔変調領域の規定信号を生成して送信できる送信器が必要であり、ここでの信号は「規定ディレクティブ」及び「傾斜制御変調（ＳＣＭ）Ｊと同義語である。

規定の特性（変調）は電子的に再生できるように数学的に定義可能であるべきであり、さもなくばそのような変調あるいはＳＣＭが実際に到着する前に送信されたそれらのものの特性をネットワーク内の全ての受信器メンバーが推定できるものであるべきである。全てのシステム・メツセージの規定性質によりこれが可能で、プレアンブル刺激ないし属性成分の規定関係により予測が可能になる。

推測は各々の受信器に前記変調が実際に到着する前に行われる。

これは、遅延間隔の完了した後、変調プロフィールを受信器電子装置でテンプレート呼び出しにより予測できるように変調プロフィール・キーを保持する刺激のプレアンブル位置による。即ち受信器には、規定変調特性の表示が必要で、これは刺激（属性成分）により信号化される。

送信器はこのように傾斜制御変調のプロフィールを送信する前に変調条件を生成することが必要であり、変調条件（刺激あるいは属性成分）は、ここで傾斜制御変調に含まれていない独自の周波数ないし変調プロフィールを有している。

ＳＣＭ（規定変調）は各々の受信器で表示機能により予測される。

この機能はオーストラリアで１９９０年４月２０日に申請された「車両追跡システムの改善」の名称の暫定的な明細書の出願番号Ｐ　Ｊ　９７０４で説明されている刺激ないし刺激属性であり、本明細書内に内容をそのまま明示的に含んでいる。

ＳＣＭはまた表示機能無しに予測することが出来る。エポックないしデータを整数サンプリング率の結果からサブ搬送波率に外挿する代わりに、変調間隔反復とメツセージ反復の両方に対して平均化を用いる。反復信号方式では、テンプレート突合せは受信器規定ディレクティブ基準と入力信号の増分遅延ないし送信器のエポックないし位置情報を抽出する務めをする装置の間の時間正規化基準信号発射と共に突合せフィルタとして用意された表面音波コンポルーバ内の信号持続時間の畳込みにより達成することが出来る。属性の独立性は信号変調の事前定義及び複数送信器位置測定システム内の指定バースト持続時間、反復率、シーケンス・パターン識別故に達成可能である。

表Ａ　図表２．３．４．５に関して説明する。図表２には２重搬送波ペア送信器が描かれている。自由走行連続ＲＦ源「Ａ」は、平衡変調器「Ｌ」　「Ｕ」のペアのＲＦポートを供給する。それらの源側波数は（ｆｃ）として示し、トリが生成器「Ｔ」によりゲートされ、結果は（ｔｇｆｃ）となる。

規定傾斜生成器「ＩＪからの出力チャーブ（ｆｉ（ｄｅｌｔａ）ｊ）は変調器「Ｌ」のＬ○ポートに与えられる。この変調器からの結果のＤＳＢ出力は、和および差周波数からなっている。

（Ｔｇｆｃ）　−（ｆｉ（ｄｅｌｔａ）ｊ）及び（Ｔｇｆｃ）　＋　（ｆｉ（ｄｅｌｔａ）ｉ）この搬送波ペアを（Ｔｇｆｉ）とする。

同様に出力（ｆｇ　（ｄｅｌｔａ　（ｊ））を有する規定傾斜生成器ｒ　Ｑ　Ｊは、他の平衡変調器「Ｕ」に与えて搬送波ベアを生成する。

（Ｔｇｆｃ）　−（ｆｑ（ｄｅｌｔａ）Ｄ及び（Ｔｇｆｃ）　＋　（ｆｑ（ｄｅｌｔａ）ｊ）この搬送波ベアを（Ｔｇｆｑ）とする。

従って周期（Ｔｇ）の間、（ｆＱ）と（ｆ　Ｉ）の間の差によりオフセットされたＤＳＢ搬送波ペア（チャーブ）のペアを持つことになる。（ｄｅｌｔａ）ｊは、瞬間周波数オフセットである。（Ｔｇｆｉ）と（Ｔｆｇｑ）の上部側波帯成分をｒＵｌ）Ｊとする。下部側波帯成分は「ＬｐＪとする。

次に２つの搬送波ベアはハイブリッド合成器「Ｈ」により合成され、電力増幅機ｒＰＡ」により増幅され、適切なアンテナにより伝ばんされる。

規定傾斜生成器は、優先権主張出願番号Ｐ　Ｊ　９７０４のベージ１１に記述された局所負フィードバックにより線形化されたｖＣＯのペアからなる。

チャーブ電圧（ｃｖｑ）は、「ｖＣＯＱ」の制御ポートに印加される。（ｃ　ｖ　ｑ）は、以下の式で表すことが出来る。

ＣＶＱ＝ＱＱ　（ｄｅ　ｌ　ｔａ）ｊ＋／−ｏｑ（ｑ　ｑ）と（ｏ　ｑ）は定数で、（Ｏｑ）は初期周波数オフセット電圧で（ｏ　ｑ）はゲイン（ないしスパン）である。期間（ｄ　ｅ　１　ｔ　ａ）ｊは、所定の瞬間での規定傾斜関数ｆｐｓ（Ｄの結果である。一般にこの関数はセグメント化される。例えば、これはアップ、ダウンないし一連の変化傾斜セグメントで構成することが出来る。それらは、出願Ｐ　Ｊ　９７０４で開示した事前定義刺激属性と関連した規定ディレクティブの集合に関連している。

ｒＶｃｏ　ｒＪにフィードするために同一規定傾斜関数を用いる。

変数添え字は次のように置き換えることが出来る。

ｃｖｉ＝ｇｉ　（ｄｅｌｔａ）ｊ＋／　ｏｉここで（ｇ　ｉ）　（ｏ　ｉ）は、それぞれｒＶｃＯＩ」のゲインとオフセット定数である。

生成器ｒＱＪに対する規定傾斜関数は生成器「Ｉ」と同一であるが、初期周波数オフセットは異なる。

本明細書の他の箇所で説明するフヒーレント搬送波検出を実施するため、通常ｆｑ（ｊ＝ｏ）とｆ　ｉ　（ｊ＝ｏ）　（初期周波数）の間には積分関係がある。

「■」とｒＱＪＶＣＯで加えられ、それらに共通である規定傾斜機能は、「高位面Ｊとして知られる。これはシステムにより実施される変調システムの主要周波数アシル成分である。「高位面」及び「チャーブ」という用語は同義語である。

「高位面」の−膜化は、トリガ生成器「ＴＧ」によりトリガされる。

サブチャーブないし「低位面」　（これは「高速チャーブ」と同義である）変調は、サブチャーブ生成器「ＳＣＧ」により「高位面」規定傾斜に加えられる。

図表５には、上記の送信器により生成された２つのペアのデータ搬送波ｒＵ、ｐ」　Ｉ’Ｌｐ」を変換できる受信器が示されている。刺激属性は図示されていないが、存在すると想定する。ＳＣＭはオフセット周波数コヒーレント・データーペアＸ、ｙで生成され、別の搬送波ベアｒＵｐＪ　ｒＬｐＪ間にデータ変調位相関係をもたらす。

前記搬送波は、図２にあるのと同様の回路構成により生成され、前記データ・コヒーレンスはＳＣＭ（シータ）ｉ、ＳＣＭ（シータ）ｑにより表される。前記オフセットは（Ｖｏｉ）（ＶＯＱ）により表される。図表５に関して、周波数変換器はｒ￥ｃＯＬ」　［ＶＣＯＵ」を正確に変換する。その各々は、トリが生成器「ＴＧ」が信頼できるチャーブ検出で満たされれば規定の関係を保持する。

前記チャーブ検出過程は、予期される刺激属性に対して逆分散特性を有する分散遅延回線を含み、圧縮受信器能を提供する。バンドパス・フィルターは、図表５に示すように３０ＭＨｚ、４０ＭＨｚの２つのベアとして示されている安定ＩＦ周波数のデータ変調成分を通過させる。乗算検出器はそれぞれ個々の搬送波ＳＣＭ成分の同期復調を局所的に生成された基準で行うことが出来、前記基準は同期変調用の従来技術のように入力信号から回復されないという点で独特な関係をもたらす。その代わり、同期化はアラインメント・プロセッサを通して前記ｖＣ○ の位相と入力搬送波ペアＩＦ乗算の間の関係を確立するように作用する周波数／位相ロック制御ループにより達成される。前記のアラインメントは、多重経路性に一致しない様々に配列された周波数の伝ばんダイバシテイにより確立され、強化される。それにより図表５のｒＦＰＡ」から出力される位相アラインメント過程に対する有限保持関数を確立する位相アラインメントの多数投票が可能になる。

データ出力Ａ、！Ａ、Ｂ、！Ｂは元の送信で説明したデータの位相関係に関係し、今後の要件を更に制御するために用いられる。Ａ。

！Ａ、Ｂ、！Ｂは又逆相記述というよりも直角位相となることに留意する。即ちＡ＝ＯでＩＡ−士ないし一９０度である。

図４には、単一搬送波ペアＳＣＭ送信信号で作動するより基本的な受信器が示されており、刺激属性は存在すると想定する。ベアの同期アシル側波検出器が、２Ｌ○及び近ＤＣ成分が生成され、費用効果的な仮想現実追跡、ツールないしロボット位置ぎめ、難しいアラインメントなどのデータあるいは識別変調を必要としないアプリケーションに対して搬送波コヒーレント制御を提供するために単一の局所的に生成されたＬＯ３ＣＭ信号化の融通性が示されている。

８ＭＨｚＩＦバンドパス・フィルタは、側帯エポック検出器が振幅と周波数エラー、ＲＦ搬送波非線形性を追跡する務めをする前進／遅延エポックエラー信号に対応できるように帯幅対ロールオフに対して有利に仮編成することが出来る。図表５に付いて説明したようなエポック検出システムと実施例内にある他のものは、信号帯幅を大きく増大させることなくデータ密度を増大する新規のｒｍＪ−アレイコード化データ機能を有しており、複数搬送波ベアを多重経路補償に利用する場合に特に効率的で、その場合ベア間の所与のデータ変調配列はデータないしエポック検出の単純化をもたらすと共に、ｍ−アレイ状態を複合してデータ密度の増大をもたらす。

メツセージ内で電波レンジングは搬送波ベアの間のデータ配列方法により改善され、上昇ないし下降変調連続体（基本組み込みチャーブ変調）は受信器内で追跡されて検出後に安定ＩＦ比出力もたらし、最初に配列されたデータ即ち測定可能な多重経路によるオフセットをもたらす。その後の補償は、多重経路は周波数で変化するという伝ばん理論に基づくので、受信器が間接経路を持つアシル搬送波を追跡すると、伝ばん遅延は周波数で変化し、直接経路信号に対するイメージ遅延も変化する。データの配列は、受信器電子装置内の設計方法により様々に利用できるが、その中で性能は前記設計とデータ搬送波間関係の間の相乗に依存し、以下にいくつかの例を挙げて説明する。

特定の搬送波間関係を規定する決定は、システム・レンジ、架空間違、データ率要件がすべて所与のＣＤＭＡ性能に対する受信器の複雑性を反映する限り、アプリケーションと共にある。概略的な例（それに対しては本開示の一般的な趣旨内で多くの実施例が存在する）により２つのシナリオがあるが、繰り返し修正推敲が必要であり、ここではデータ推論なしに簡潔に述べる。図表１．２に付いて説明したように、周波数オフセット・イメージ間の印加変調を鏡像化するために、アシル・メツセージの複数像の生成。図表３．４．５で例示された趣旨の装置により受信されると、位相整列器ないし側帯検出器は搬送波間の位相合意の多数状態を分解する機会を持つことになり、それから事前定義搬送波ベアデータ位相関係の一時的な関連を補償することにより位置計算における大きな改善を為すことが出来る。多数合意は、再帰事象に対するメインテナンスないし適応的慣性により自信を示す統計的に関連した一致により反映された十分な自信により満たされる。慣性は位相整列器で利用されて、慣性遅延ロック・ループなどの形で多数関係ホーミング装置をもたらす積分検出原則（Ｐ　Ｊ　９５２７）にしたがって重み付けされた多数投票を促進し、そこでは多数エポック位置は設定された慣性平均値に近い各々の後続サンプルと逆比例した適応量により時間で増分ないし減分される。

表面ないしバルク音波コンポルーバないしディジタル・コリレータ内でインターセプトされる入力情報と基準情報の間の到着時間差をもたらすのに特定コードが用いられ、前記差は各々のデータパケットのｍ−アレイ状態の合計数を反映し、差はまたデータパケットを詳細なメツセージに解読する役に立つニュアンス検出を可能にする。前記コードは各々の周波数ないし位相、振幅プロフィールを表すことが出来、各々のデータパケット内で事前指定され、従って定義されたプロフィールによりエポック補償操作を与える能力及びいずれのサンプル点も基準からとなる完全に宣言された変位を有する。

操作はこのようにサンプル点でアドレスされたオン・ザ・フライ参照テーブル変換に還元され、テーブル・ポインタはｍ−アレイ記号解読操作から導出される。

線形ｄ　ｆ／ｄ　ｔないしｄｖ／ｄｔ傾斜連続体について本開示で説明するエポック検出を分解するために積分検出法により利用される３角積をもたらす正方形（ないし矩形）波の重畳性故に、ディジタル的にコード化されたサブチャーブ変調が可能である。この配列では、サブチャーブないし記号間隔は位相ないし周波数コード化からなり、必要な分解度よりも長い３オーダーの大きさよりも少ない持続時間を持ち、それはデータ変調帯幅をかなり減少させる。記号間の反復配列は、所定のシステム分解度を達成するためにタイミング精度を必要とするシステムのインターセプト確率を最大にし、それによりカウンターパートのアナログ実施の周波数線形要件は単純になる。前記積分検出器は１９９０年４月６日にオーストラリアで登録された仮明細書のＰ　Ｊ　９５２７である本開示の主題であり、本明細書内にそのまま含まれている。

実施例の方法ではエポックないしデータ送信器のアナログ実施に関して、各々のデータ・パケット（データの最小離散量）は、高速変調内では最短周波数エクスカーションである上昇ないし下降３角ステツプないし任意の離散代替変調ベアからなる２つのサブチャーブにより表され、本実施例で６ビツトまでのデータを表すことが出来、より複雑な変調組合せでは１２データビツトを表すことの出来る受信器でｍ電波ベクター決定を生成することが出来る。これはｍ−アレイ信号化について各々のデータ変調間隔の搬送波のベアについてｍの二乗積繊合せが存在する搬送波ペアの間のデータ関係により利用される。この高速チャーブ持続時間はＲＦ倍信号ついてｌｏマイクロ秒以下が望ましく、この場合金ＳＣＭが完了するまで連結高速チャーブの連続体が続（。高速チャープは有限のデータセットで、サブチャーブペア・フィールドの周辺にｍ電波決定配列を形成する１組のアペックス極値からなり、前記フィールドは高速チャーブ持続時間間隔とその間隔内の指定変調ベクターとなる。これは例Ｓにより例示されている。この例は単に例示てきなもので、どのよなプロフィールでもよく、少なくとも１つの他の搬送波変調と優先的に関連づけてデータ密度を増大することができる。

明かに全傾斜制御変調は、一連の前記サブチャーブペアがらなり、各々の高位面の最終周波数プロフィールは規定傾斜制御器のｄｖ／ｄｔ（傾斜）と極性（方向）に依存している。傾斜制御器には１組の複合プロフィールを規定して、高速チャーブ集合から全く独立し、高位ないし低位チャーブを有するハイブリッド変調にある高位面傾斜の規制された漸進的な変化により複数利用者環境内で衝突許容範囲を達成することが出来る。高位プロフィールはそれぞれ線形ないしディジタル変調成分を持ち、前記変調ベクターであり、有限配列集合に属する一連の前記サブチャーブペアで変調する。前記配列有限集合は、適切な信号処理機能により、単一ベクターをブレエンファンスないしデエンファシスないし逆配列圧縮手法に並列な過程によりいずれの集合からも合成出来るように時間領域内で等化できる性質を持っている。この例としてはｒｍＪ−アレイ配列内でｌチップが１つのｒ　（７１Ｊ　ビンに復号され、各々がｒｓＪ深度の語をアドレス可能文字列として含み、ｒｓＪは各々のチップ内の整数サンプル数（変調間隔）であるデータの分解度の向上がある。各々のアドレスは記号の遭遇順にｒｍＪ　ビンの間の文字列内に配列されたｒｓＪ値を指し、類似記号サイクルは共にスタックされ、その記号オン・ザ・フライに対する再帰サンプル位置の総和を可能にし、記号カウンターは各々のｒｍＪ　ビンに対する最終相−平均を可能にする。各々のビンはｒｓＪ語の１つだけの文字列とカウンターを有している。

これによりサンプル間隔は集合のいずれのディジタル結果も絶対サンプル間隔点に参照（再正規化）することが出来ることになる。前記正規化機能は、和−平均されたサンプル点の前記ビン文字列を単一変調間隔レパートリ−とし、本明細書のページ２の（７）で概説した原則を適用してビン当り単一の点をもたらし、単一エポックに対して（８）をもたらす。

等優性能は、各々のベクターを解読し、任意の点の値を得ることが出来れば、変換テーブル操作によりｍ−アレイ集合の基準への位置補正などのアナログ手法で実現可能である。

上記のアナログ補正のより基本的な例は、比較器大刀が１つの組み込みチャーブ搬送波のＴＦを有する位相ロックループ内の瞬間周波数補正の形であり、ＬＰＦ　（低域フィルタ）出力は■ｃｏに加えられる前に基準変調間隔傾斜部で総和される。前記傾斜部は属性刺激及び位相アラインメント・アルゴリズムにより高精度に調整された時間から計時されてトリガされる。基準傾斜部はＩＦ搬送波内のデータ変調との同期化を可能にするため前進・遅延制御が必要で、これからメツセージ内の関連イメージ搬送波間のｃＶｏドライブ分析により多重経路決定多数投票を可能にする。前記ＶｃＯドライブで使用した場合にｒｍＪ−アレイ状態を解読する機能を行う。エポック結果の多重経路に更に影響を与えずに傾斜部が多数投票にロングされれば、エポックを基ｒｓ煩斜部からサンプルすることが出来る。

上記のサブチャーブ・ペアないしオブシ３ンのサブチャーブ要素の持続時間は、受信器でのデータ・サンプル間の時間であるサンプル間隔と等しくする。サンプル間隔（変調間隔複製）は、限定サブチャーブ・ペアないしサブチャーブ要素間隔周期をもたらすため、近接許容値ないし同等結晶周波数を選択することで、全ての目標送信器により生成される変調間隔に等しくする。

明示的に含んだ出願番号Ｐ　Ｊ　９５２７の文書の９．１０．１１．１２ページの説明から、サンプリング率と変調周波数間に調和関係が存在して、高速チャープサイクル当り整数のサンプルを形成でき、オン・ザ・フライ和平均できる後続のサイクルのコヒーレントなサンプリングをもたらす。更にＰ　Ｊ　９５２７の１２ページでは、サンプリング率が規定送信変調率に時間関係しているディジタル化受信エンベロープに対する関係を詳述している。これは搬送波ＩＦ関係を含んでおり、その場合、後続のサンプル点は必要な最終分鮮度で反映される２つの最下位ビット（ＬＳＢ）差以上をもたらす傾斜を有する規定間隔関係内の後続ないし整数空間サイクルに入るように意図されている。これはシステム・コンパチブル搬送波の存在を実現し、他の受信器と相関できる有意義なデータをもたらすためである。

組合せ方法（データとＩＦ関連サンプリング）は、サンプル点での移動傾向を平均化するのに用いることが出来る。移動傾向は区別可能な結果を形成するために共にビートしている２つの近接した高周波数源に見立てた精度増幅を反映し、１つが基準（サンプリング率）の場合は、他は位相リードないし遅れの度合により正確に測定することが出来る。ＩＦ測定能力内で、２つの近い周波数（一定変調及びサンプル間隔）の比較での位相リードないし遅れの度合は移動サンプル点で示され、そして周波数は既知であるので、１つの変位でドツプラーシフトの正確な推定を達成でき、あるいは平均化するとそのような傾向を推定できる。

高位面周波数プロフィールは様々なアプリヶーシゴン特定信号集合に対して規定され、いずれの集合も本文書で後述する刺激ないし刺激属性信号を用いることにより受信器で予期することが出来るという事実により、おおまかな同期化（到着時間）をほぼ１００ナノ秒の精度でリアルタイムで行うことが出来る。これにより搬送波ペア・サブチャーブ内容を受信器操作（図表３．４．５で支援）に関する説明で明らかにされた制御過程によりはるかに高い精度で密接に追跡することが出来る。これはおもに、搬送波ペア変調関係は、それ自身の鏡像を形成する要求ＲＦバンドに周波数変換される単一（ないし追跡二重）精度高周波生成器の鏡像であることによる。この性質を受信器位相ないし周波数整列器で利用してイメージペアのダイバシティ測定を通して伝ばん経路エラーだけを残して搬送波を生成するのに使用した最初の正確な変調を探索するが、データ変調の最初の位相ないし周波数維持故に区別できるそれらは、前記搬送波ペアの間で準コヒーレント的に乗算される。詳細は数頁前に掲載する。

各々のエポックの到着時間を効果的に測定し、各々のサブチャーブ傾斜（従ってサブチャーブ間隔内に含まれるデータ）の限定を可能にするため、いくつかの表面ないしバルク波装置（コンポルーバ、コリレータないし分散的フィルタ）ないし更に説明するディジタル・コリレータ操作を、必要な情報を抽出するために必要な本質的な機能である各々の性質整合を伴う並列過程で使用する。代わりに以下の４例に概略するようにディジタル・プロフィール化を用いることもできる。

１、　シフトレジスタ・コリレータでの直列処理。

２、　有限コード集合への近接整合度を反映する信頼性レベル出力との並列ディジタル相関。ＦＩＦＯメモリ内の短い経過で示す。

エポックタイミング・エラーは信号ポートと基準信号の既知のタイミング基準での情報の到着時間の間のタイミング差の積分ないし重畳として得ることが出来、前記基準は各々の受信器でサンプル間隔としてロックされる。使用するコンボルーバは、Ｔｘの持続時間の信号をほぼ１００％の確立でインターセプトするため、約Ｔｍの持続時間でＯＴｍ、２Ｔｍ、４Ｔｍの時間に２Ｔｍ毎に発射されるＴｘの基準信号と２７ｍの相互作用時間を持つ。

多くの利用者が単一サービスにアクセス使用し、送信衝突による競争により情報の損失が生じる場合に問題が起きる。以下は以前に使用された方法に比べて破壊的な衝突の発生が少ない主に複数の利用者に適合するためのシステムである。本発明により提供される１つの際だった性質は、非同期複数アクセス信号プロトコル内で衝突許容度がほぼ１００％であることである。

この方式は以下に述べるように複数の搬送波に加えられたアナログないしディジタル・データであるＳＣＭの優れた復元を可能にするいくつかの変調方式を含んでいる。正確に定義された周波数バンドを各々の搬送波ペアに利用するが、このバンドはそれぞれ固定ないしアシル周波数方法に対して静的あるいは動的となる。

データ検出の強化は復調過程において、各々のペアの搬送波変調成分が各々の搬送波ないし搬送波ペアを生じるＩＦ搬送波ペア・データ変調成分ないし搬送波ペア・コヒーレンスを同期に維持することの出来る１つないし複数の同時静的中間周波数をもたらすように搬送波ペア周波数距離の中間点からの等距離ないしオフセットで局所発信器周波数でミックスすることにより関連付けることのできる場合、およびＩＦ量関係ｆＯ（最初のＩＦメンバーについて）および２ｆＯ（第２のＩＦメンバーについて）に実際に保持しながら、これを搬送波コヒーレンスに対して達成する新規の例により達成することが出来る。

ｌ：２の割合のこの周波数分離は、搬送波コヒーレンスが図表３に示すように第１のＩＦが２相変調を取り除き、搬送波周波数を２倍にするために積算要素Ｅを通過させ、それにより前記両搬送波を平衡ミキサーＭを通過させるときに情報復調を可能にする位相変調を除外して第２のＩＦでコヒーレンスを復元（周波数等偏性を復元）する２相復調に対して必要な場合に必要となる。

図３は上部チャーブ集合の詳細を描き、ダウン・チャーブ傾斜を明かに用いるが実質的に上部集合を複写したものである下部チャーブ集合過程は「下部チャーブ集合」のラベルのボックス内に想定形式（詳細はかくれている）で描かれている。各々の復調データ出力を作動している並列ディジタル・コリレータが例示されている。前記コリレータは状態機械機能を装置をプログラムする務めをする通常ないし２重相関基準チャネルを持つ２ポート・データ入力装置に拡張することにより、１つの装置に併合することが出来る。前記コリレータ基準コードは所与のチップ速度でプログラム可能で、コード・アシル相関機能を提供する。

プログラマブル基準コードチップ速度により、データ・リプル時間要件が満たされれば、少なくとも１つのデータ・タロツク周期比較時間を生じることが出来る。前記データ・リプル時間は、ｍ深度並列データ語（通常符号）シーケンスをコリレータのメモリ・アレイ深度内の必要位置に配列するのに必要なりロック周期数であり、前記位置はｎビット出力ポートから適切な結果をもたらす。

特殊コード・シーケンスに対しては、基準ないしメモリ・アレイ内の内容に対するランダム・アクセスを有して、そのような事象を損失データ（良くない信号対雑音比情報条件など）、現在相関プロセスからｎビット・バイナリ出力結果に基づく信頼レベルに基づく基準ないしデータ・コード・ビットの変化として分解するのが望ましい。前記コード分解過程は、コリレータからのｎビット・バイナリ出力の変化に基づいて特データ置換に依存するようにすることが出来る。

各々のコリレータからは複数のディジタル出力が得られ、データフード対基準コード近接係数に基づく配列関係でコード整合性の信頼レベルを反映したｎビット・バイナリ数をもたらす。前記近接係数は先の定義にしたがってプログラム可能で、相関近接出力結果を修正（変更ないし最適化）して、ｎビット・バイナリ数出力を修正することが出来る。

図表３は４ビツト出力を示し、２つの平行コリレータの各々でプログラムされた相関機能とメモリ・アレイ内のＺ深度プログラム化基準コード内の８ビット幅のｙ深度信号データ語のプロフィール整合性に依存する。前記基準コードはプログラム可能で、コード・アシル相関機能を提供する。代わりに（ディジタル化入力信号から導出された）データ内容を修正してデータ・エラーを補償して不確実な場合は相関速度の向上をもたらす機能を提供する。

上記と共に、［Ａ］２つのデータ同期化搬送波ベアの高位面周波数プロフィールに対して正確な関係を達成するための初期同期化。明かにこれにより、搬送波が復調されたとき、データのコヒーレンスが維持される。

［８１周波数変換により前記搬送波ペアが周波数パリティを有している場合は、制御ループが結果のＩＦ搬送波ペアを同期ないしコヒーレントに保つことができるようにする初期同期化。

［Ｃ］　［Ａ］ないし［Ｂ］でしかし、最初の（ペアの）搬送波周波数のグイバシティを利用して、多重経路のよく知られた周波数依存特性に基づいて多重経路成分を抑制すること。これは搬送波ペアのよりコヒーレントな中間周波数搬送波あるいは複数の搬送波ペアからそのような複数の搬送波を一般的な意味で任意のペアから１つのメンバーが多重経路信号歪から害を受ける場合に選択することで達成される。多重投票を次に用いて満足出来る初期同期化アラインメントを判定し、その後周波数プロフィール（高位面プロフィール）の厳密に規定された傾斜をそれに付着させる。制御ループは実施例の方法では、電圧制御発信器（以下ｖＣｏと称する）、出力位相の前進／遅延制御から不能にされるオプシ１ンを有しており、前記ＶＣＯはデータ変調の相関ピークないし位相ないし周波数満足度ないし特定搬送波ペアの組合せの搬送波コヒーレンス変調から導出される。

中間周波数（ＩＦ）成分は、本質的にパケットないしバースト持続時間のコース中にどちらかの関係を保持して、データ関連搬送波ペアを前記搬送波ペアの間の中間周波数ないし瞬間中心周波数の中間オフセットに置かれた局所発信器とミックスした結果である。これは実施例の方法で相互作用していくつかの性質依存結果をもたらすことの出来る安定した成分である２つの関連ＩＦ酸成分もたらす。

Ａ）通常の狭バンド・フィルタを通しての通過。

Ｃ）　ｌｏミリ秒以下の望ましい送信間隔は、複数ペアを除いてドツプラー分析に対して耐性があり、これはドツプラーは２つのスペースをおいた周波数での差を除き前記の短い間隔で出現しないからである。スペース化でのこの性質の利用は重要で、複数ペアは前記関連ドツプラー性に対して処理される。

Ｄ）特定の数の搬送波ペアを有する近ないし遠周波数距離で通常ないし遊離ＩＦ比出力選択。特定数の掃引発信器とミックスしたときの任意の数の固定周波数電波周波数（ＲＦ）共振器の単純な和と差関係。掃引成分（ＳＣＭセット）の持続時間及びスパンに付いてそれぞれ鏡像ないし周波数方向（反対感知チャーブ変調）の逆転を生成するスタート／ストップ周波数の選択を伴う。

完全アシル原則を利用する場合は、システムは傾斜制御バースト。

モードで作動し、ここで周波数アジリティはその周数数ないし上記で説明した刺激ないし刺激属性といった事象を指す搬送ペア周波数の変化率の傾斜制御の関数となる。

例えば最も単純な構成が図表１に示されており、そこでは電波周波数発信器源Ａは二重サイドバンドないし平衡変調器Ｂへの搬送波入力として用いられ、それぞれ時間Ｔで達成される４ＭＨｚの周波数アシル傾斜を持つＧとＨの２つの搬送波を生成し、これはＳＣＭとして知られるバーストないしパケット持続時間となる。

刺激信号のプリアンプルは、タイミング・チャート（刺激トリガ生成器）によりトリガされる。これは規定傾斜生成器を継続的にトリガし、読み取り専用メモリ（ＲＯＭ）駆動ディジタル−アナログ変換器（ＤＡＣ−ＶＣＯ出力を制御）からなる規定傾斜生成器（ＰＳＧ）から継続的に刺激とＳＣＭを生成するために、ｖＣＯとデータ生成器（サブチャーブ生成器）をゲートする。

電圧制御発信器（Ｖ　Ｃａ）は搬送波ペアがＢの信号変調ボートにフィードされたときに平衡変調器の基本料及び差結果出力から搬送波ペア出力を達成するのに必要な周波数変調を生成する。

変調器入力は、複数の瞬間変調周波数でＣから調波出力をもたらす高レベル交換機能とすることが出来る。トリが生成器Ｅは、規定のｄｖ／ｄｔ（傾斜）電圧関数を前記規定傾斜生成器りから■ＣＯ周波数をＣで制御するために可能にすることにより変調事象を指示する。

データは、搬送波周波数Ａと結合して両方とも同時位相コード化データを含むアシル搬送波ペアＧ、　Ｈを形成する前に位相シフト要素Ｆを通して変調に印加すること々（出来る。明かに要素Ｆは２相ないしバイナリ・データ用周波数シフト・キー（ＦＳＫ）装置とすることが出来る。

代わりにＶＣＯｒｃ」をアナログないしディジタル・データで変調して、データをチャープ変調プロフィールへの追加周波数変調（ＦＭ）幅搬送波として重畳することが出来る。傾斜制御変調法の他の変形を更に述べる。

これは状況がその信号出力により電子的に盗難にあっているあるいは無許可であると識別できる車両を識別、不動化する問題に対処する車両追跡システムのアプリケーションである。即ち説明するアプリケーションは、無許可領域に入った車両を遠隔操作でないし自動的に停止し、あるいはそれが何時停止するかその位置の妥当に正確な知識があるといった車両の不法占拠を確定した後、車両の更なる通過を防ぐといった目的に展開することが出来る。

この装置は又、盗難車の検知、不動化、位置通報のために設計された条件的信号化プロトコルとして記述される。いくつかのそのような装置の構造が存在する。

車両内に取り付Ｃすられた電波発信器は、無許可の車両への侵入によりトリガされ、それが持続される受信可能で識別可能な信号を生成する能力を持っている。

車両は又、盗難車の警報送信の接近により警告される固定ないし移動セキュリティ送信器から指示された場合に車両を不動化出来る電波受信器を持っている。その警報送信は、盗難車を不動化するために手動で信号化する前に視覚による確認をできるように、盗難車の識別情報を搬送する。セキュリティ送信器は、車両送信の刺激属性により起動される同伴受信器により信号を送られる機能を持っており、その送信も規定傾斜制御変声内で識別情報を伝える。

固定セキュリティ送信器設備の場合は、図１と同機に配備した４つの送信器の協調と地域コンピュータのいつ車両「不動化信号」を送るかを決定する縫方は、車両の信号強度ないし地理的位置に基づく。別の構成では、位置固定をもたらす差分到着時間計算を有する外部３角法により４つの受信器の周辺により限定された４角のセル外の盗難車を追跡する能力を提供する。指定利用者の上述の盗難車識別及び状態通報（速度記録など）の利用は、本明細書で開示した信号プロトコルと適合性がある。

データ送信ないし受信を行うための送信ないし受信システムでの上記の技術の実施及び実施例では、エポックの時間領域への変換は、全ての受信器メンバーのサンプル間隔生成器と同期化され絶対時間基準に基づいている。

受信器ネットワーク内の全ての固定受信器は、全ての受信器に共通な絶対基準に正規化することが出来る。この基準は又、各々のネットワーク受信器に対する伝ばん時間差を各々の場合に可能にするように位置に固定される。前記の既知の受信器時間差の関係は、ネットワークの他のメンバーとは非同期で本明細書及び優先権文書に記述する傾斜制御バーストモードで機能する任意のコンパチブルな送信器装置からの計算済みの到着時間エポックをオフセットするのに用いられる。

特許請求の範囲１．　１つないし複数の送信器と１つないし複数の受信器からなる通信用拡散スペクトル・システムで、各々の信号は所定の関係を有する変調成分のバースト出力と所定変調の更なるバースト出力属性成分を含み、前記属性は変調成分ないし搬送波プロフィールの予想エンベロープを示し、前記変調成分の前に所定の時間に受信器に到着するように送信される前記通信用拡散スペクトル・システム。

２．１つないし複数の送信器と１つないし複数の受信器からなる通信用拡散スペクトル・システムで、各々の信号は規定の周波数関係を有するバーストないし変調成分の連続出力と所定変調の更なるバースト出力属性成分と残りのメツセージに対する周波数領域内の独自のプロフィールとを含み、前記属性は変調成分ないし搬送波プロフィールの予想エンベロープを示し、前記変調成分の前に所定の時間に受信器に到着するように送信される前記通信用拡散スペクトル・システム。

３、　前記変調は周波数変調、チャーブ変調、位相変調、振幅変調ないしパルスないし積分変調の１つないしその組合せから選択し、前記変調は各々の属性成分について属性及び変調成分を順次自由空間に伝ばんする手段と一致した限定共振器制御手段により計時する請求項１ないし２のシステム内の送信器。

４、ｇ４性成分を前記受信器に前記変調成分より前に到着させるないし適切な時間前に送って前記受信器を前記属性からの推論により作用的に使用可能とし、前記変調成分と変調の出発点と予測される形式を予測し、その点からデータ成分に影響されずに配列している適応テンプレート整合ないしバンドパス・フィルタの方法で前記変調成分の周波数プロフィールを捕簑し、パスするために受信器パラメータ制御を用いて追跡アルゴリズムが前記規定な０シ所定の関係に続く請求項１ないし２のシステムないしシステム構成部分。

５、　属性成分を前記受信器に前記変調成分より前に到着させるないし適切な時間前に送って前記受信器を前記属性からの推論により作用的に使用可能にし、前記変調成分と変調の出発点と予測される形式を予測し、周波数配列ないしＳＣＭによる方法で、その点から規定ないし所定の関係を受信器のパラメータ制御で追跡してデータ成分に影響された前記変調成分の周波数プロフィールを捕捉する請求項１ないし２ないし３のシステムないしシステム構成部分。

６、　データは前記変調成分により前記変調成分の更なるサブ変調ないしサブチャーブにより搬送し、サブ変調は複数の変調プロフィールを限定する所定のユークリッド空間内の一意的な変調ベクターからなり、各々の前記空間は所定の時間間隔ないし各々の属性タイプのタイムスロットにより境界をなし、限定されている請求項１２．３．４ないし５のシステム内の送信器ないし構成部分。

７、　請求項６のサブ変調を用いてｍ−アレイ配列コーディングを生成し、前記コーディングはｒｍＪの一意的なベクターを昇順ないし降順ないしその逆で形成する個々の位相のないし周波数プロフィールのシーケンスからなり、前記順序はアシル搬送波に加えられ、それにより傾斜され、前記ベクターはそれぞれ所定のサブ変調、サブチャーブ間隔ないしメツセージ持続時間に対するタイムスロット進展内でｒｍＪの独自のプロフィールを構成する請求項４ないし５のシステムないしシステム構成部分。

８、請求項６ないし７のサブ変調を用いてｍ−アレイ配列コーディングを生成し、前記コーディングはｒｐＪの一意的なベクターからなる周波数プロフィールのシーケンスからなり、前記順序はアシル搬送波に加えられ、それにより傾斜され、前記ベクターはそれぞれ所定のサブ変調、サブチャーブ間隔ないしメツセージ持続時間に対するタイムスロット進展内でｒｍＪの独自のプロフィールを構成する請求項４ないし５のシステムないしシステム構成部分。

９、　前記サブ変調ないし独自ベクターは前記搬送波のそれぞれ内で更に置換され、２ないし複数の独自ベクター集合ｒｍＪが同時に前記各々の間隔内で生じることを可能にする方法で前記メツセージの間隔のそれぞれが各々の配列内で同時記号密度のパワーに対しｒｍＪの係数で記号密度を更に増大させる請求項６、フないし８のシステムないしシステム構成部分。

１０、属性成分は変調ディレクティブを変調操作に対する単一の事前定義前提として形成することにより冗長にし、それにより属性に対するシステム依存性を前記特許請求の範囲の構成体から取り除き、システム受信器を操作的に前記送信の変調プロフィールを事前定義で正確に予測できるようにし、測定値は受信した時の送信と受信器基準生成器の間の補正されていないタイムベース等化システム内のデータから生じた差分成分から確立され、データは後続のサンプル上の相対的変位の測定により先のサンプルから復号される請求項３．６．７．８ないし９のシステムないしシステム構成部分。

１１、前記単一前提は固定ないしアシル周波数のバーストないし反復送信について複数にし、前記前提の複数性は変調周波数、変調開始周波数、単位時間当りの変調変化率、メツセージ反復率、変調バースト持続時間、変調複合データの任意の組合せから選択し、前記前提の複数性は変調プロフィ−！し整合を達成するまで入力メツセージに関して前提テンプレート基準生成器を補償する遅延によりシステム受信器で操作的に同期化される請求項１０のシステムないしシステム構成部分。

１２、各々のメツセージ集合の前記変調成分は対応する所定ないし規定の変調ディレクティブから導出され、それに対し正規化可能な送信の集合を形成する請求項１．２．７．８．９、ｌＯないし１１のシステムないしシステム構成部分。

１３、属性成分は前記変調ディレクティブを送信属性成分の符号化ないしそれからの計時により各々の送信器メンバーで限定ないし計時する請求項１２のシステム。

１４、属性成分は前記変調ディレクティブを各々の受信器メンバーでディレクティブ開始点を予測する役にたつ属性とディレクティブの間で定義された遅延及び属性に対するディレクティブ定義指定により特定された予期変調性に特異な属性プロフィールにより定義ないし計時する請求項１２のシステム。

１５、属性成分は、前記ディレクティブに導く遅延間隔を計時することにより変調ディレクティブの正確な定義を行うことの出来る数百ナノ秒以下の到着時間精度をもたらすパルス補償装置により各々の受信器で処理された広帯域チャーブである請求項１４のシステムないしシステム構成部分。

１６、前記受信器は前記システムにより用いられる複数の属性成分の集合から前記属性を選択ないし区別でき、それにより局所発信器制御あるいは前記受信器の他の制御のために変調ティレクチイブの１つの関連集合を選択し、前記制御は前記属性成分により規定されるマジ遭すティ内にある請求項６ユ１２．１４ないし１５のシステム。

ＩＴ、前記変調成分はＳＣＭを限定するハイブリ９ド・チャープ変調を含み、搬送波記号は時間内で位相ないし周波数空間をおいた複数のサブチャープ及び事前定義共振器制御記号周期を含む請求項７．８．９、ｌ０１１１．１２．１３ないし１６のシステムないしシステム構成部分。

１８、前記変調成分は単−ＳＣＭ変調を抑制搬送波両側側波帯変調器を通過させたときに得られるような周波数イメージ・ペアを含み、前記変調器は前記チャープ成分を前記イメージ・ペアに周波数変換するときに用いる安定した周波数信号を供給され、前記イメージ・ベアは安定周波数により乗算されたチャープ変調により変換したときに１つは周波数昇順領域にあり、他は周波数降順領域にある請求項３、工３、Ｉ４．１６ないし＋７のシステムないしシステム構成部分。

＋９．　前記複数の変調器要素は複数の前記イメージ・ベアを事前定義の周波数空間をおいた前記変調器ボートを供給するために用いられる共通のアシル源である変換点で生成するために用いられ、前記アシル源は傾斜制御変調をもたらすために記述され、前記事前定義周波数空間はそれぞれ変調器ＬＯポートの必要数をフィードする適切な高安定性発信器により達成される請求項１８のシステムないしシステム構成部分。

２０、複数のアシル源は前記変調器要素をフィードするために用いられて複数の前記イメージ・ベアを事前定義の周波数空間変換点で生成し、１つないし複数の高安定性発信器は変調器ＬＯポートの必要数をフィードして搬送波間で所望の周波数空間とデータ関係オフセントを達成腰前記データ関係は変調配列により前記アシル源周波数ないし位相あるいは間隔制ｍｖｐ素のそれぞれで前記イメージ・ペアないし搬送波ペアに課せられる請求項１８のシスメムないしシステム構成部分。

２１、前記属性成分も１つないし複数の前記変調器を通過させて属性と前記ディレクティブの間のシーケンスで前記変調器フィードを選択する手段で前記属性のイメージペアを生成する請求項１８．１９ないし２０のシステムないしシステム構成部分。

２２、前記変調器を２ないし４象限乗算器ないしミクサ要素により置き換えた請求項１８．１９．２０ないし２１のシステムないしシステム構成部分。

２３．１つないし複数の所定の変調ディレクティブを格納する手段と、前記変調ディレクティブの各々にしたがって複数の搬送波信号を変調して変調成分を形成する手段と、１つの前記変調ディレクティブに従って属性成分を生成する手段と、前記属性成分を含む信号と事前定義時間後に前記変調成分を同期関係で伝ばんする手段からなる拡散スペクトル通信システム用送信器。

２４、受信属性成分を検出する手段と、１組の変調信号成分の予測エンベロープを検出属性成分にしたがって判定する手段と、前記変調成分を前記予測エンベロープに従ってデータに復号して検出する手段からなる拡散スペクトル通信システム用受信器。

２５、更に前記属性成分の到着の検出に対応して前記変調成分のおおまかな到着時間を予測する手段と、少なくとも１つの正確なサンプルないし正確な整数サンプルが１つのサブ変調間隔内に存在するように前記受信器で送信サブ変調間隔とサンプル間隔生成器の間の等化性関係を利用する傾斜インターセプト再入アルゴリズムの方法で前記変調成分のエポックの細かい到着時間を推定する手段からなり、全てのシステム受信器のメツセージ持続時間（己各々のサブ変調ないしサブチャープ間隔に対する同一位相角度についてのディジタル化サンプルを提供するようにする請求項２４の受信器。

２６、前記変調は局所的に生成された基準に対する比較によりデータ同期的に行われ、前記基準はエポック検出器ないし位相アライナ−からの位相エラー・フィードバックにより同期に保たれ、前記検出器ないしアライナ−は前記基準と一致した所定のデータ・サブ変調間隔の等化性により位相整合条件から作動して基準慣性遅延ロックループ構成内でサブ変調間隔内のｒｍＪ独自プロフィールからのものの微分によりｍ−アレイ記号復号を提供する請求項２４ないし２５の受信器。

２７、限定請求項の反復的な組合せを除外した請求項１０．　ＩＬ　１２．１５．１６．１７．１８．１９．２０ないし２２により更に限定されたシステム内で作動する請求項２４．２５ないし２６の受信器。

２Ｂ、限定請求項の反復的な組合せを除外した請求項１Ｏ１１１，１２，１５，１６，１７，１８，１９，２０ないし２２により更に限定されたシステム内で作動する請求項２３の受信器。

２９、正規化時間ないし受信器等化位置、正規化時間サンプリング順で機能する前記受信器からのエポック到着時間データあるいはコンピュータの到着時間データ処理で物理的な送信器位置を得ることが出来るようにするコヒーレント・サンプリング順を収集するように指定されたコンピュータを通して非同期送信器のデータないし位置情報を提供する電波ないし音響伝ばん探索システムからなる請求項２７及び２８の組合せにしたがって機能する少なくとも１つの移動送信器と既知の位置の２つないしそれ以上の受信器。

３０、更に作用的に定義され、全ての受信器サンプル間隔生成器周期を規定の整数割合に従って送信器のサブ変調ないしサブチャープ間隔と突き合わし、サンプリング率を整合結晶ないし共振器要素により正確に維持された前記サブ間隔に調和的に関係付ける請求項６．１２．２２．２３．２４ないし２９に従って機能するシステムないしシステム構成部分。

３１、全てのシステム化された受信器サンプル間隔生成器は正確な共通基準クロックないしコンピュータ・エポック等化性のための正規化時間に同期化された請求項３０のシステムないしシステム構成部分。

３２、第１の中間周波数フィルタの帯幅の２倍以内の搬送波ペア周波数空間を有し、受信器局所発信器は両ダウンコンバート結果を前記フィルタないし共通乗算器／ミクサを通過させるために意図的に配置された請求項１２．１６．１７．２２．２９．３０ないし３１のシステムないしシステム構成部分内の受信器。

３３、前記搬送波ベアの両方を前記搬送波ペアの間の中央周波数に等しい集合によりオフセットとして事前定義された前記局所発信器と混合して個々の中間周波数差により識別可能なダウンコンバート結果をもたらすことにより前記搬送波ペアの各々に対するサブ変調プロフィール変化を復号する機能を有する請求項３２の受信器。

３４、ｍ−アレイ信号化に対するエポック補正は局所的に生成された基準サブ変調間隔に対する慣性位相ロックにより行われ、前記基準は入力サブ変調と前記基準間のロックが人力ＩＦを乗算器ないしミクサを通してｖＣＯと比較する方法で達成された後にサンプルされてエポック・データをもたらふ、フィルタされた出力は差増幅器にポートされ、他の増幅器入力は基準サブ変調生成器出力にポートされ、前記増幅器出力はポートが位相配列情報を、一方で前記基準波形進展・遅延制御器を制御するエポック検出器に提供する前記ｖＣＯを制御し、前記制御器はＩＦを復号する間に前記間隔の間の規定位相関係を捜す平均化慣性制御ループで機能しロックが一旦確立されれば基準位相変化に対して適応的慣性制御を有志、それにより瞬間周波数補正方法をｍ−アレイ処理に適用する請求項１２．１６．１７．２２．２９．３０．３１．３２ないし３３のシステムないしシステム構成部分内の受信器。

３５、ｍ−アレイ復号は各々の基準と変調サブ変調間隔の間の比較分析方法による前記エポック補正に対して同時であり、所与の基準プロフィールは独自プロフィールで構成された配列状態で前記増幅器内で微分され、増幅器出力は微分特性を含み、前記出力は前記特性分析について記号を復号する手段を有する請求項３４の受信器。

３６、全慣性位相ロックループはディジタル的に実施されるかｖＣＯ、乗算器、基準及び微分増幅器が最低ディジタル的に実施される請求項３４ないし３５の受信器。

３７、前記受信制御ないし変調には受信器局所発信器ないし規定傾斜生成器、ないしアシルｖＣＯのある位相配列アルゴリズムが先立ち、前記発信器ないし生成器、ｖＣＯの位相角度ないし周波数は制御され、前記複数成分の間でグループ遅延リップルの等化性を示すのに満足的と定義された持続時間に複数の受信成分の間に多数投票合意が存在するまで前記角度をメツセージ変調の最初の位相到着に帰し、それから変化させる請求項１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５ないし３６のシステｈないし受信器。

３８、同一メツセージの他の場合に前記標準からの到着時間起点を補償して受信メツセージの多重経路状況を補正する手段を有する請求項３７のシステムないし受信器。

３９、請求項６．７．８ないし９により生成された１つのアシル同一メツセージの他の場合に前記標準からの到着時間起点を補償して受信メツセージの多重経路状況を補正する手段を有する請求項３７のシステムないし受信器。

４０、前記手段は前記多数位置からの起点の測定を含み、この位置の基準は多数満足をマークする搬送波サンプル集合間の予測合同式が事前定義計数ないし時間を超過するサンプル点平均であり、前記起点は後減算ないし加算により各々のサンプル位置に付いて補償される請求項３８のシステムないし受信器。

４１、積分検出を用いて計算努力を削減して受信変調の物理的位置を確立ないし受信変調のエポック点を再構築し、前記エポック点再構築ないし探索過程は各々の受信器場所に保持された格納基準集合に対してテンプレートされた最初に送信された変調の所定の周波数ないし位相プロフィールに基づいて行われる請求項１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０ないし前記請求項を組み合わせたシステムないしシステム構成部分。

４２、−複数の周波数アシル・メツセージは複数の属性検出器、各々のアシル局所発信器規定傾斜生成器を有する複数ＩＦプロセッサからなるフロントエンド・スタックにより複数の属性検出容量が全てのシステム受信器メンバーに与えられる同時受信過程に与えられ、前記スタックは単一位置受信手段を共用する分離受信器復号器であり、前記属性トリガは後続の受信−復号器に既に進行中の復号に影響を与えることなくいずれかの請求項のメツセージ復号操作を行わせる機能をし、前記周波数アジリティは複数メツセージ条件が卓越する場合に過程の遊離を維持する務めを果たし、前記条件は時間領域内で十分な遅延が卓越する場合に並列にうまく復号され、前記遅延はメッセージ長の小部分であって属性持続時間の半分よりも大きい請求項１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０ないし４１のシステムないしシステム構成部分。

４３、前記送信器は所定の固定間隔で信号を特徴とする請求項４２のシステムないしシステム構成部分。

４４、前記送信器は複数の移動施設から非同期に作動し、送信器でトリガ事象が生じた場合に周期的バースト信号化レパートリ−はそのレパートリ−の持続時間に各々のバースト間で独自の時間間隔遅延を開始し、前記遅延は大きな事前定義時間遅延集合内の各々の送信器に独自的である請求項４２のシステムないしシステム構成部分。

４５、各々の送信信号の変調成分は受信属性成分の指示により各々の受信器で保持された事前定義変調ディレクティブに再正規化される請求項ｔｏ、　１１．１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０．４１．４２．４３ないし４４のシステムないしシステム構成部分。

４６、複数重複送信ないし送信システム信号の衝突許容範囲は前記信号から機能するようにシステム化された複数受信器フロントエンドにより各々の受信器で達成され、前記複数受信器フロントエンドは更に受信した属性成分の各々に対して独立的にないし複数で機能するようにシステム化され、その場合冗長受信器フロントエンドをドロップアウトして残りのフロントエンドを利用して他の送信器から到着する今後の属性成分を検出できるようにする手段を有し、前記送信周波数アシル特性は前記属性ポーリング・トリが方法により複数受信器フロントエンドにより同時複数信号変調を可能にし、前記衝突許容範囲は前記属性持続時間の半分よりも大きい間隔空間内で生じる送信に対して機能する請求項１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０．４１．４２．４３．４４ないし４５のシステムないしシステム構成部分。

４７、ｆｆ斜インターセプト再入アルゴリズム手法を用い、受信器フロントエンド時間基準精度を変化させる機能と共に増大させて、テストでサンプル間隔は変調率に対して同期化された整数でないと判定されたときはいつでも変調間隔反復を探索し、前記時間基準はサンプル間隔制御ないしアシル制御器あるいは規定傾斜生成器、アシル電圧制御式発信器、位相ないし周波数変化であり、前記調節は送信された変調を通して最終的に等価順次位置でサンプルするようになされる請求項１０．１１．１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０．４１．４２．４３．４４．４５ないし４６のシステムないしシステム構成部分。

４８、　システムは駐車管理システムを作動するのに用いられ、２台だけの受信器を用いて駐車しているないし前記受信器間を走行している１台の車両のエポック情報を積極的に中継する機能を有し、固有の直線を一般の街頭にレイアウトして位置計算に必要な第３の座標に取って代わる請求項１Ｏ１ｔｉ、　ｔａ、１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０．４１１４２．４３．４４．４５．４６ないし４７のシステムないしシステム構成部分。

４９、　システムは直線に沿って２台の受信器の間で電波、音響ないし磁気送信源を探索するのに用いられ、１つないし複数の移動源から前記２台の受信器により受信した２つのエポックの固有の線形微分関係は位置計算に適切である請求項１０．１１．１６．１７．２４．２５．２６．２９．３１．３２．３３．３４．３５．３６．３７．３８．３９．４０．４１．４２．４３．４４．４５．４６ないし４７のシステムないしシステム構成部分。

５０、　システムを利用して４台の受信器の正方形ないし矩形のセルへの外部３角法で電波ないし音波ないし磁気送信源の位置を探索ないし追跡し、正方形の既知の辺（セルの周辺空間）を正方形の各々の受信器メンバーに対するそれぞれ１つないし２つの別のセル・メンバーに関しで受侶したエポック位相の差分到着時間と共に利用して位置固定をもたらす請求項１Ｏ１１１１６，１７，２４，２５，２６，２９，３１，３２，３３，３４，３５，３６，３７，３８，３９，４０，４１，４２，４３，４４，４５，４６ないし４７のシステムないしシステム構成部分。

５１　送信車両探索追跡システム及び推論的に送信探索追跡システム内で、車両ないし送信器固定具の無許可ないし違法な占有状態として判定できる事象から、前記事象ないし占有により生じるトリが事象は前記事象ないし占有から続く前記固定具ないし車両からの送信レパートリ−を適切と認め、運転中の車両の場合にはトリが後に所定時間生じる不動化措置あるいはセキュリティなどに便利な複数の事前に指定した場所の１つで不動化措置を有し、前記場所は位置予測に基づいて不動化前に受信器モニターに通知される前記車両ないし送信器固定具からの信号レパートリ−の展開。

５２、　ｍビット入力ｎビット出力並列ディジタル・コリレータで、ｎビットはコード近接性の信頼に対するパワーｎレベル出力に２をもたらし、人力は共通ないし二重チャネル相関基準チャネルを有する単一ないし二重チャネル構成で、前記基準は多数投票ないしエポック配列過程などに対する慣性応答（入力ＳＣＭに対するＬＤないしｖｃｏ、ｐｓｓの位相配列速度）を可能にするプログラム可能コード・チップ速度を有し、前記チップ速度は無変化ないしプラスマイナス１コードがロック状態を示すまで相関宿願性に対して比例的に遅くなる前記並列ディジタル・コリレータ。

５３、ディジタルに宜み付けされた平均は雑音信号の検出でオプション的に得ることが出来る請求項５２の汎用コリレータ。

５４、ｙ深度信号データ・アレイないしｙ深度ＦＩＦＯレジスタ内のデータ経過をメモリ・アレイ内のＺ深度ランダム・アクセス・プログラム可能基準コードと相関させてコード・アシル相関機能を提供し、入力チップ速度よりも高くテストできるｎビット出力信頼コードを提供する請求項５２ないし５３のコリレータ。

５５、信号データ・アレイは、補正ビットにｎビット出力が信頼レベルを反映するデータ・エラーを補償できるようにする、入力チップないし語速度よりも高くテストできるランダム・アろセス・プログラム可能状態を有する請求項５２．５３ないし５４のコリレータ。

５６、（ａ）受信器メンバーの各々と定常前記時間基準の間の伝ばん時間差に基づいて絶対時間基準をネットワークに属する全ての固定受信器内で正規化する機能を有する装置と、受信器タイミング差の前記既知の関係を用いて到着時間エポックを計算し、地域コンピュータにより写像されたセルの範囲内で回遊する送信器から関連受信器メンバーに付いて受信器位置を補正し、前記メンバー地上回線が前記地域コンピュータに到着時開エポックを伝えるために接続されており、（ｂ）前記絶対時間基準から導出された前記受信器正規化時間に対してネットワークの各々の受信器メンバーの各々のサンプル間隔生成器をフェーズロックする方法と、（Ｃ）前記送信器から到着する到着時間エポックの計算から前記時間差をネットワーク内の必要受信器から減算する方法と、（ｄ）各々の地域コンピュータが、前記送信器の位置固定をもたらすために各々の他の前記受信器メンバーに関して前記送信器により送られたエポックの到着時間差を計算する方法と、（ｅ）データ情報を前記送信器サブ変調に含める方法と、（ｆ）前記データ情報復元を前記送信の信号強度範囲資格内の前記各々の地域コンピュータの各々の前記受信器メンバーで含める方法と、（ｇ）状況更新用の中央コンピュータへ地上回線を通して各々の地域コンピュータで回復された位置及びデータ情報を伝える方法からなる定義された請求項の探索ないし位置追跡システムの直接的な実施。

国際調査報告＋＝、：＊ｒｎａ＋Ｉａ１１ｍ（＾９１’ＬｌｅａｌｌｅｎＮａ、Ｐ’２７Ｍ１虹υユｍＮ饗凝ズＴ０１侶Ｄ６り号ａ貫α鵜り圧λにχ用テαＣＯＮ摺困ジＥ国症ＭｆＦＬｘｏ貫ｌ距瓦にψｐ四四を

Claims

【特許請求の範囲】

１．固定受信器場所のネットワークに時間基準を送信する絶対時間基準ないしマスタークロックと、前記時間基準を各々の受信器場所で受信して受信器メンバーの各々と定常前記時間基準の間の伝ばん時間差に基づいて前記絶対時間基準を前記ネットワークに属する全ての固定受信器内で正規化する機能を有する方法と、受信器タイミング差の前記既知の関係を用いて到着時間エポックを計算し、地域コンピュータにより写像されたセルの範囲内で回遊する送信器から関連受信器メンバーに付いて受信器位置を補正し、前記メンバー地上回線が前記地域コンピュータに到着時間エポックを伝えるために接続されており、前記絶対時間基準から導出された前記受信器正規化時間へのネットワークの各々の受信器メンバーの各々のサンプル間隔生成器をフェーズロックする方法と、前記送信器から到着する到着時間エポックの計算から前記時間差をネットワーク内の必要受信器から減算する方法と、各々の地域コンピュータが、前記送信器の位置固定をもたらすために各々の他の前記受信器メンバーに関して前記送信器により送られたエポックの到着時間差を計算する方法と、データ情報を前記送信器変調に含める方法と、前記データ情報復元を前記送信の信号強度範囲資格内の前記各々の地域コンピュータの各々の前記受信器メンバーで含める方法と、急処理用の中央コンピュータヘの地上回線を通しての各々の地域コンピュータで回復された位置及びデータ情報を伝える方法からなる傾斜制御変調拡散スペクトル非同期時分割多重アクセス・システム。
２．移動送信器で、特定の規定変調と関連した独自のチャープ変調として刺激を生成し、前記刺激の満了後、傾斜制御変調出力となり、前記規定変調はメッセージを含む送信変調間隔集合の高位面プロフィールからなる配列変調集合として定義される機能。
３．距離測定及び通信の目的で固定された受信器のネットワークの全ての受信器メンバーで、メッセージ内で一意的な刺激属性で構成された刺激事象を複合する機能。
４．変調間隔集合の出発点の到着時間を予測するために刺激の設定されたエポックに基づいて規定傾斜生成器トリガを正確に時間調整する能力を持ち、前記間隔集合は傾斜制御変調であり、前記出発点はメッセージの高位面プロフィール内容を追跡するため、規定傾斜生成器に信号を送る請求項３の受信器ネットワーク。