JPH0549292A - Conduction controller for inductance coil - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enhance response by conducting an inductance coil cyclically thereby charging a capacitor with magnetic energy. CONSTITUTION:Upon transition of a transistor 3 to nonconduction, magnetic energy stored in an inductance coil 1 is fed through diodes 4a, 4b to a capacitor 5 thus charging the capacitor 5. At that time, an SCR 7 is held in nonconductive state. Upon drop of conducting current by a predetermined value, the transistor 3 is conducted but since the SCR 7 is also conducted simultaneously, voltage of the capacitor 5 causes quick rising of conducting current. When the cycle is repeated, conduction control of the inductance coil 1 can be performed accurately according to a signal voltage curve with no time lag.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】出力が大きい電動機の電機子コイ
ルの通電電流を高速度回転のときに、指定した波形の通
電制御を行なう場合に利用される。又磁気軸受の電磁石
の電流の制御は、その励磁コイルのインダクタンスが大
きいので、回転子を浮上せしめる為の通電電流の急速な
変化が困難となる。かかる困難な問題が、本発明の手段
を利用することにより除去される。BACKGROUND OF THE INVENTION This field is used for controlling energization of a specified waveform when the energizing current of an armature coil of a motor having a large output is rotated at a high speed. Further, in controlling the current of the electromagnet of the magnetic bearing, since the inductance of the exciting coil is large, it is difficult to rapidly change the energizing current for levitating the rotor. Such difficult problems are eliminated by utilizing the means of the present invention.

【従来の技術】インダクタンスコイルの通電電流のチョ
ッパ回路の応答性を良好とする為には、インダクタンス
コイルのインダクタンスが大きい場合には、対応して電
源電圧を高くして、通電電流の立上がりを急速とし、イ
ンダクタンスによる蓄積磁気エネルギを電源に還流する
ことにより、通電電流の降下を急速として応答性を速く
して通電流の制御を行なっている。2. Description of the Related Art In order to improve the responsiveness of a chopper circuit to the current flowing through an inductance coil, when the inductance of the inductance coil is large, the power supply voltage is correspondingly increased to rapidly increase the current. By circulating the stored magnetic energy due to the inductance to the power supply, the drop of the energizing current is made rapid, the responsiveness is accelerated, and the passing current is controlled.

【発明が解決しようとする課題】第１の課題 前項で説
明したように、チョッパ回路によるインダクタンスコイ
ルの通電電流の応答性を高速とするには、電源電圧を高
くする手段があるが、より高速な応答性を得る為には、
電源電圧が著しく高くなり、実用性が失なわれる問題点
がある。例えば、出力５００ワットの一般の電動機、リ
ラクタンス型の電動機の場合に、電機子電流のチョッパ
制御のパルス巾を数マイクロセコンド位とする為には、
駆動トルクを得る為の印加電圧の５〜１０倍の電圧が必
要となり、実用性が失なわれる問題点がある。上述した
問題は、磁気軸受の電磁石の励磁コイルの急速制御につ
いても全く同じ欠点となっている。第２の課題 図２に
ついて後述するが、通電電流を制御する信号電圧曲線１
４の立上がりと降下が急速な場合には、インダクタンス
コイル１の通電電流が追随して変更されない問題点があ
る。チョッパ電流についても同じ問題点がある。As described in the preceding paragraph, there is a means for increasing the power supply voltage in order to increase the response of the current flowing through the inductance coil by the chopper circuit. In order to obtain a good responsiveness,
There is a problem that the power supply voltage becomes extremely high and the practicality is lost. For example, in the case of a general electric motor having an output of 500 watts or a reluctance type electric motor, in order to set the pulse width of the chopper control of the armature current to several microseconds,
A voltage of 5 to 10 times the applied voltage for obtaining the driving torque is required, which causes a problem of impracticality. The above-mentioned problems have exactly the same drawbacks in the rapid control of the exciting coil of the electromagnet of the magnetic bearing. Second Problem As will be described later with reference to FIG. 2, a signal voltage curve 1 for controlling the energizing current
When the rising and falling of No. 4 is rapid, there is a problem that the energizing current of the inductance coil 1 does not follow and change. The chopper current has the same problem.

【０００２】[0002]

【課題を解決するための手段】磁心に捲着された第１の
インダクタンスコイルと第１の半導体スイッチング素子
との直列接続体と、該直列接続体の第１のインダクタン
スコイル側が正極に接続され、負極側を第１の半導体ス
イッチング素子側に接続して供電する直流電源と、前記
した直列接続体に逆接続された第１のダイオードと、第
１の半導体スイッチング素子と第１のインダクタンスコ
イルとの接続部に入力側が接続された第２のダイオード
と、直流電源正極と第１のインダクタンスコイルとの間
に順方向に挿入された第３のダイオードと、第１のイン
ダクタンスコイルの通電電流を検出して検出信号を得る
電流検出回路と、設定された任意の波形の電圧の信号電
圧と、第１の半導体スイッチング素子が不導通に転化し
たときに、第１のインダクタンスコイルの蓄積磁気エネ
ルギを第２のダイオードを介して流入充電するように、
直流電源正極若しくは負極側と第２のダイオードの出力
側との間に両極が接続されたコンデンサと、磁路の閉じ
た磁心に捲着された第２のインダクタンスコイルと第３
の半導体スイッチング素子との直列接続体と、該直列接
続体の第２のインダクタンスコイル側が正極に接続さ
れ、負極側を第３の半導体スイッチング素子側に接続し
て供電する前記した直流電源と、該直列接続体に逆接続
された第４のダイオードと、第３の半導体スイッチング
素子と第２のインダクタンスコイルの接続部に入力側が
接続された第５のダイオードと、第３の半導体スイッチ
ング素子が不導通に転化したときに、第２のインダクタ
ンスコイルの蓄積磁気エネルギを第５のダイオードを介
して前記したコンデンサに流入充電する電気回路と、所
定のパルス巾の矩形波の電気信号を設定された周期で出
力する電気回路と、該電気回路の出力電気信号の巾だけ
第３の半導体スイッチング素子を導通せしめ、コンデン
サの充電電圧を高電圧の設定電圧に保持するように、前
記した出力電気信号のパルス巾を変更する電気回路と、
前記した電流検出回路の検出信号電圧が前記した信号電
圧を越えると第１の半導体スイッチング素子を不導通に
転化して、第１のインダクタンスコイルの蓄積磁気エネ
ルギを、第２のダイオードを介してコンデンサに流入充
電して高電圧とすることにより通電電流を急速に降下せ
しめ、所定値まで降下すると第１の半導体スイッチング
素子を導通せしめて、コンデンサの高電圧を第２の半導
体スイッチングを介して、第３のダイオードの出力側と
第１のインダクタンスコイルの接続部に印加して通電電
流の立上がりを急速とするとともに、第１の半導体スイ
ッチング素子と第２の半導体スイッチング素子の不導通
の区間を同期せしめるチョッパ回路とより構成されたも
のである。A series connection body of a first inductance coil wound around a magnetic core and a first semiconductor switching element, and a first inductance coil side of the series connection body is connected to a positive electrode, A DC power supply for supplying power by connecting the negative electrode side to the first semiconductor switching element side, a first diode reversely connected to the series connection body, a first semiconductor switching element and a first inductance coil. The second diode whose input side is connected to the connecting portion, the third diode which is inserted in the forward direction between the positive electrode of the DC power supply and the first inductance coil, and the conduction current of the first inductance coil are detected. A current detection circuit for obtaining a detection signal by a signal voltage of a voltage having a set arbitrary waveform, and when the first semiconductor switching element is turned off, The magnetic energy stored in the emission duct chest coil to flow charged through the second diode,
A capacitor having both poles connected between the positive or negative side of the DC power source and the output side of the second diode, a second inductance coil wound around a magnetic core with a closed magnetic path, and a third
A series connection body with the semiconductor switching element, the second inductance coil side of the series connection body is connected to the positive electrode, and the negative side is connected to the third semiconductor switching element side to supply power, and The fourth diode reversely connected to the series connection body, the fifth diode whose input side is connected to the connection portion of the third semiconductor switching element and the second inductance coil, and the third semiconductor switching element are non-conductive. An electric circuit for charging the stored magnetic energy of the second inductance coil into the above-mentioned capacitor via the fifth diode and charging it when converted into a rectangular wave electric signal of a predetermined pulse width at a set cycle. The electric circuit for output and the third semiconductor switching element are made conductive by the width of the electric signal output from the electric circuit to increase the charging voltage of the capacitor to a high voltage. To hold the set voltage, and an electric circuit for changing the pulse width of the output electrical signals described above,
When the detection signal voltage of the current detection circuit exceeds the above-mentioned signal voltage, the first semiconductor switching element is converted to non-conduction, and the magnetic energy stored in the first inductance coil is converted to the capacitor via the second diode. The charging current is rapidly charged to a high voltage to rapidly drop the energizing current, and when it drops to a predetermined value, the first semiconductor switching element is made conductive, and the high voltage of the capacitor is changed to the second voltage by the second semiconductor switching. 3 is applied to the connection between the output side of the diode and the first inductance coil to speed up the rise of the energizing current and to synchronize the non-conducting sections of the first semiconductor switching element and the second semiconductor switching element. It is composed of a chopper circuit.

【０００３】[0003]

【作用】図１について作用を説明する。トランジスタ３
が不導通に転化すると、インダクタンスコイル１の蓄積
磁気エネルギは、ダイオード４ａ，４ｂを介してコンデ
ンサ５を図示の極性に充電する。インダクタンスコイル
１のインダクタンスに対応した容量のコンデンサ５を選
択することにより、各素子の耐電圧の限界（一般に６０
０ボルト位）までコンデンサ５は充電される。従って通
電電流の降下は急速となる。このときに、ＳＣＲ７は不
導通に保持されている。通電電流が所定値だけ降下する
と、トランジスタ３が導通する。このときにＳＣＲ７も
同時に導通するので、コンデンサ５の電圧により、通電
電流の立上がりが急速となる。以上のサイクルを繰返す
チョッパ回路となっているので、信号電圧の曲線１４に
対応したインダクタンスコイル１の通電制御を時間おく
れなしに正確に行なうことができて、前記した第１の課
題を解決する作用がある。コンデンサ５の充電されるエ
ネルギはインダクタンスコイル１の鉄損その他の損失に
より実測によると１／２位となる。従ってチョッパ電流
の立上りの末期で立上がりがおくれる欠点がある。この
ときに、インダクタンスコイル１ａを含む電気回路によ
り、コンデンサ５の容量を大きくし、高電圧に充電して
保持しておくことにより鉄損その他の損失で失なわれた
エネルギを補充するので、立上がりが急速となる作用が
ある。又図２の曲線１４の立上がりと降下が急速な場合
にも同様な理由でインダクタンスコイル１の通電制御が
良好となる。従って第２の課題を解決する作用がある。The operation will be described with reference to FIG. Transistor 3
Is turned off, the magnetic energy stored in the inductance coil 1 charges the capacitor 5 to the polarity shown by way of the diodes 4a and 4b. By selecting the capacitor 5 having a capacity corresponding to the inductance of the inductance coil 1, the withstand voltage limit of each element (generally 60
The capacitor 5 is charged up to about 0 volt. Therefore, the energization current drops rapidly. At this time, the SCR 7 is held in a non-conductive state. When the applied current drops by a predetermined value, the transistor 3 becomes conductive. At this time, the SCR 7 also conducts at the same time, so that the voltage of the capacitor 5 causes a rapid rise of the energizing current. Since the chopper circuit repeats the above cycle, it is possible to accurately control the energization of the inductance coil 1 corresponding to the curve 14 of the signal voltage without delay, and to solve the first problem described above. There is. The energy charged in the capacitor 5 is about ½ according to actual measurement due to iron loss of the inductance coil 1 and other losses. Therefore, there is a drawback that the rise of the chopper current is delayed at the end of the rise. At this time, since the capacity of the capacitor 5 is increased by an electric circuit including the inductance coil 1a and the capacitor 5 is charged and held at a high voltage, the energy lost due to iron loss and other losses is replenished. Has a rapid action. Further, when the curve 14 of FIG. 2 rises and falls rapidly, the energization control of the inductance coil 1 becomes good for the same reason. Therefore, there is an action for solving the second problem.

【０００４】[0004]

【実施例】図１において、記号１は、インダクタンスコ
イルで、例えば磁気軸受の磁心を励磁する励磁コイルで
ある。コイルの磁心は省略して図示していない。インダ
クタンスコイル１の下端には、トランジスタ３が接続さ
れ、インダクタンスコイル１とトランジスタ３の直列接
続体にダイオード４ｂが逆接続される。インダクタンス
コイル１の励磁電流は、抵抗９の電圧降下として検出さ
れ、その出力は、オペアンプ１１の＋端子に入力されて
いる。一端子の入力は端子１０の信号電圧となってい
る。信号電圧は、図２のタイムチャートの曲線１４とし
て一例が示されている。直流電源正負端子２ａ，２ｂに
より、インダクタンスコイル１は、順方向に接続された
ダイオード６を介して供電される。図２の曲線１４で示
す基準電圧はオペアンプ１１に入力されたときに、オペ
アンプ１１の出力はローレベルとなる。このときに単安
定回路１３の出力もローレベルなので、反転回路１３ａ
を介する出力はハイレベルとなり、従ってトランジスタ
３が導通するので、励磁電流が増大し、オペアンプ１１
の＋端子の電圧が−端子の電圧を越えると、その出力が
ハイレベルに転化する。この出力信号は微分回路１２に
入力され、立上り部の微分パルスが単安定回路１３に入
力されるので、出力は所定の巾となり、その電気パルス
が反転回路１３ａによりローレベルの信号となり、トラ
ンジスタ３を所定の巾だけ不導通とする。従って、イン
ダクタンスコイル１の蓄積磁気エネルギは、ダイオード
４ａ，４ｂを介してコンデンサ５に流入充電する。コン
デンサ５は小容量なので急速に電圧が上昇して、励磁電
流を急速に降下する。励磁電流が所定値まで降下する
と、単安定回路１３の出力はローレベルに復帰するので
トランジスタ３は導通して励磁電流を増大する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS In FIG. 1, reference numeral 1 is an inductance coil, for example, an exciting coil for exciting a magnetic core of a magnetic bearing. The magnetic core of the coil is omitted and not shown. A transistor 3 is connected to the lower end of the inductance coil 1, and a diode 4b is reversely connected to the series connection body of the inductance coil 1 and the transistor 3. The exciting current of the inductance coil 1 is detected as a voltage drop of the resistor 9, and its output is input to the + terminal of the operational amplifier 11. The input of one terminal is the signal voltage of the terminal 10. An example of the signal voltage is shown as the curve 14 in the time chart of FIG. The inductance coil 1 is supplied with electricity via the diode 6 connected in the forward direction by the DC power source positive / negative terminals 2a and 2b. When the reference voltage indicated by the curve 14 in FIG. 2 is input to the operational amplifier 11, the output of the operational amplifier 11 becomes low level. At this time, the output of the monostable circuit 13 is also at the low level, so the inverting circuit 13a
The output through the transistor becomes high level, and the transistor 3 becomes conductive, so that the exciting current increases and the operational amplifier 11
When the voltage at the + terminal of the voltage exceeds the voltage at the-terminal, the output is converted to high level. This output signal is input to the differentiating circuit 12, and the differential pulse at the rising portion is input to the monostable circuit 13, so that the output has a predetermined width, and the electric pulse becomes a low level signal by the inverting circuit 13a, and the transistor 3 Is made non-conductive for a predetermined width. Therefore, the magnetic energy stored in the inductance coil 1 flows into the capacitor 5 via the diodes 4a and 4b and is charged. Since the capacitor 5 has a small capacity, the voltage rises rapidly and the exciting current drops rapidly. When the exciting current drops to a predetermined value, the output of the monostable circuit 13 returns to the low level, so that the transistor 3 becomes conductive and the exciting current increases.

【０００５】このときに、トランジスタ３の導通によ
り、トランジスタ７ａが導通するので、ＳＣＲ（制御整
流素子）のゲート電流がコンデンサ５の電圧により得ら
れて導通する。従ってコンデンサ５の高電圧が印加され
て励磁電流の立上りを高速とする。コンデンサ５の放電
の終了とともにＳＣＲ７は自動的に不導通に転化する。
励磁電流が増大して、再びトランジスタ３が不導通に転
化すると、単安定回路１３の出力巾だけトランジスタ３
は不導通に転化する。かかる通電制御が繰返されるチョ
ッパ回路となるので、図２の曲線１４に比例した励磁電
流を得ることのできる特徴がある。図２の矢印８は曲線
１４の巾を示し、点線１５は平均励磁電流曲線である。
電流曲線１５ａ，１５ｃは励磁電流の立上り部を示し、
電流曲線１５ｂ，１５ｄ…は降下部を示している。点線
曲線１４ａは曲線１４の１部を時間的に拡大して示すも
のである。At this time, the transistor 3a is turned on by the turn-on of the transistor 3, so that the gate current of the SCR (control rectifying element) is obtained by the voltage of the capacitor 5 and turned on. Therefore, the high voltage of the capacitor 5 is applied to speed up the rising of the exciting current. When the discharge of the capacitor 5 is completed, the SCR 7 is automatically converted into non-conduction.
When the exciting current increases and the transistor 3 is turned into non-conduction again, the output width of the monostable circuit 13 causes the transistor 3 to be turned off.
Turns into non-conducting. Since the chopper circuit repeats such energization control, there is a feature that an exciting current proportional to the curve 14 in FIG. 2 can be obtained. The arrow 8 in FIG. 2 indicates the width of the curve 14, and the dotted line 15 is the average exciting current curve.
The current curves 15a and 15c show the rising portions of the exciting current,
The current curves 15b, 15d ... Show the descending portions. The dotted curve 14a is a part of the curve 14 which is enlarged in terms of time.

【０００６】曲線１５は、曲線１５ａ，１５ｂ，…を平
滑化した平均電流曲線である。インダクタンスコイル１
のインダクタンスが一定のときに、曲線１５ｂ，１５
ｄ，…の時間巾は単安定回路１３の出力パルス巾で規制
され、曲線１５ａ，１５ｃ，…の時間巾は、コンデンサ
５の容量により変化され、容量が小さい程時間巾が小さ
くなる特徴がある。以上の事実は、インダクタンスコイ
ル１とコンデンサ５は直列共振回路と相似した性質があ
るので、コンデンサ５の容量が小さくなる程共振周波数
が大きくなることからも推定されるものである。The curve 15 is an average current curve obtained by smoothing the curves 15a, 15b, .... Inductance coil 1
When the inductance of is constant, the curves 15b, 15
The time width of d, ... Is regulated by the output pulse width of the monostable circuit 13, and the time width of the curves 15a, 15c, ... Is changed by the capacity of the capacitor 5, and the smaller the capacity, the smaller the time width. .. The above facts are also inferred from the fact that the inductance coil 1 and the capacitor 5 have properties similar to those of the series resonance circuit, and thus the resonance frequency increases as the capacitance of the capacitor 5 decreases.

【０００７】インダクタンスコイル１の抵抗によるジユ
ール損失分と鉄損分だけは、直流電源より電流の立上り
部の末期において供給される。周知の手段によると、直
流電源電圧を高くして、磁気エネルギの蓄積を急速とす
ることにより電流の立上りを急速とし、蓄積磁気エネル
ギを電源に還流することにより降下を急速としている。
従って、印加電圧は高い電圧となり、チョッパ周波数
（曲線１５ａ，１５ｂ，…の時間巾）を小さくすること
には限界がある。従って、信号電圧曲線１４の矢印８の
巾が小さく１００マイクロセコンド位となると、曲線１
４の図示のような凹凸に対応する時定数の小さい応答は
不可能となる欠点がある。本発明装置によると、印加電
圧を低くしても、コンデンサ５の容量を小さくすること
により、応答性を高速度とすることができる効果があ
る。実測によると、出力３００ワット位のリラクタンス
型の電動機の磁極の励磁コイルの通電制御を行なった場
合に、印加直流電圧１００ボルトで、曲線１５ａ，１５
ｂ，…の巾は０．５マイクロセコンドとなる。このとき
のコンデンサ５の容量は、０．１マイクロフアラッドで
ある。従って、大きいインダクタンス負荷の場合でも、
励磁電流の応答性のよい通電制御を行なうことができる
ので、磁気軸受の電磁石の励磁コイルの通電制御を行な
うことにより、回転体の磁気浮上をより正確に行なうこ
とができる作用効果がある。Only the amount of jule loss and the amount of iron loss due to the resistance of the inductance coil 1 are supplied from the DC power source at the end of the rising portion of the current. According to well-known means, the DC power supply voltage is increased to rapidly accumulate the magnetic energy to accelerate the rise of the current, and the accumulated magnetic energy is returned to the power source to rapidly decrease the current.
Therefore, the applied voltage becomes a high voltage, and there is a limit in reducing the chopper frequency (the time width of the curves 15a, 15b, ...). Therefore, when the width of the arrow 8 of the signal voltage curve 14 is small and reaches about 100 microseconds, the curve 1
4 has a drawback that a response with a small time constant corresponding to the unevenness as shown in FIG. 4 becomes impossible. According to the device of the present invention, even if the applied voltage is lowered, the response of the capacitor 5 can be made high by reducing the capacity of the capacitor 5. According to the actual measurement, when the energization control of the exciting coil of the magnetic poles of the reluctance type electric motor having an output of about 300 watts is performed, the curves 15a, 15
The width of b, ... Is 0.5 microseconds. The capacity of the capacitor 5 at this time is 0.1 microfarad. Therefore, even with a large inductance load,
Since the energization control with a good response of the exciting current can be performed, by performing the energization control of the exciting coil of the electromagnet of the magnetic bearing, the magnetic levitation of the rotating body can be performed more accurately.

【０００８】単安定回路１３の出力パルス巾及びコンデ
ンサ５の容量は、インダクタンスコイル１のインダクタ
ンスの大きさにより調整する必要がある。トランジスタ
３の代りに、ＩＧＢＴのような高速度スイッチング素子
を使用すると、上述した応答性は更に良好となる。図１
の曲線１４をサイン波とすると、インバータに本発明手
段を利用できるので、高速度で振動の少ない高速誘導機
を得ることができる。図１において、コンデンサ５を電
源正極側に記号５ａで示す位置に設けても同じ作用効果
がある。The output pulse width of the monostable circuit 13 and the capacitance of the capacitor 5 must be adjusted by the magnitude of the inductance of the inductance coil 1. If a high speed switching element such as an IGBT is used instead of the transistor 3, the above-mentioned responsiveness is further improved. Figure 1
If the curve 14 is a sine wave, the means of the present invention can be used for the inverter, so that a high-speed induction machine with high speed and less vibration can be obtained. In FIG. 1, even if the capacitor 5 is provided on the positive electrode side of the power source at the position indicated by the symbol 5a, the same effect can be obtained.

【０００９】前述したように、チョッパ電流の立上り部
において、インダクタンスコイル１の鉄損、銅損分だけ
コンデンサ５の充電電力が小さくなるので、立上がり電
流は中途で端子２ａ，２ｂの低電圧により立上りがおく
れる。従って、図２の記号１５ａ，１５ｂで示す電流波
形をグラフの最下段で同一記号で示すように、１／２位
電流が増大した点線８ａ以降は立上りが鈍化する。従っ
て応答性も鈍化し、インダクタンスコイル１の通電電流
の高速制御に限界を生ずる不都合がある。又図２の曲線
１４の立上り部と降下部が急速な場合にも上述した理由
により、通電電流は大幅におくれる欠点を発生する。本
発明装置では、上述した欠点を除去する為に図１のイン
ダクタンスコイル１ａが付加される。次にその詳細を説
明する。As described above, at the rising portion of the chopper current, the charging power of the capacitor 5 is reduced by the amount of iron loss and copper loss of the inductance coil 1, so that the rising current rises midway due to the low voltage at the terminals 2a and 2b. Be delayed. Therefore, as indicated by the same symbols at the bottom of the graph for the current waveforms indicated by the symbols 15a and 15b in FIG. 2, the rising is slowed after the dotted line 8a where the 1/2 current increased. Therefore, the response is slowed down, and there is a disadvantage that the high-speed control of the current flowing through the inductance coil 1 is limited. Also, in the case where the rising and falling portions of the curve 14 in FIG. 2 are rapid, a disadvantage that the energizing current is greatly generated occurs due to the reason described above. In the device of the present invention, the inductance coil 1a of FIG. 1 is added to eliminate the above-mentioned drawbacks. The details will be described below.

【００１０】図１において、インダクタンスコイル１ａ
は、直流電源端子２ａ，２ｂより、トランジスタ３ａを
介して通電される。パルス発振器１９の出力は、図３の
タイムチャートに記号２３ａ，２３ｂ，…として示さ
れ、その周波数は所定値となっている。In FIG. 1, the inductance coil 1a
Is energized from the DC power supply terminals 2a and 2b through the transistor 3a. The output of the pulse oscillator 19 is shown as symbols 23a, 23b, ... In the time chart of FIG. 3, and its frequency has a predetermined value.

【００１１】パルス信号２３ａ，２３ｂ，…は単安定回
路１８に入力され、そり出力は、図３において曲線２１
ａ，２１ｂ，…として示されている。曲線２１ａの電気
信号がトランジスタ３ａのベースに入力されて導通する
と、インダクタンスコイル１ａの電流は曲線２２ａのよ
うに立上り、曲線２１ａの末端でトランジスタ３ａが不
導通に転化すると、蓄積電磁エネルギは、ダイオード４
ｃ，４ｄを介してコンデンサ５を図示の極性に充電す
る。次の電気信号曲線２１ｂ，２１ｃ，…により同様な
コンデンサ５の充電が行なわれる。このときの電流曲線
が記号２２ｂ，２２ｃ，…として示される。通電の巾は
矢印Ｅの巾となる。コンデンサ５の電圧は抵抗１６ａ，
１６ｂで分割されてオペアンプ１１ａの一端子の入力と
なり、基準電圧端子１０ａの電圧は＋端子の入力となっ
ている。コンデンサ５の電圧が低いときには、オペアン
プ１１ａの出力電圧が大きいが、ツエナダイオード２０
の作用で設定電圧が単安定回路１８に入力されて、その
出力電圧の巾を設定値（矢印Ｅの巾）としている。しか
し上述したコンデンサ５の充電が繰返されると、オペア
ンプ１１ａの−端子の入力電圧が上昇し、出力電圧が降
下するので、ツエナダイオード２０が不導通に転化し
て、並列抵抗の電圧降下により、単安定回路１８の出力
パルス巾を減少せしめてトランジスタ３ａの導通巾も比
例して小さくなる。例えば曲線２１ｄ，２１ｅに示すよ
うに巾が小さくなると、電流曲線は２２ｄ，２２ｅに示
すようにピーク値が降下し、コンデンサ５を充電する磁
気エネルギは減少する。上述した理由により、コンデン
サ５の充電電圧は、基準電圧端子１０ａの電圧により規
制することができる。The pulse signals 23a, 23b, ... Are input to the monostable circuit 18, and the sled output is the curve 21 in FIG.
It is shown as a, 21b, .... When the electric signal of the curve 21a is input to the base of the transistor 3a and becomes conductive, the current of the inductance coil 1a rises as shown by the curve 22a, and when the transistor 3a is turned off at the end of the curve 21a, the stored electromagnetic energy is converted to the diode. Four
The capacitor 5 is charged to the illustrated polarity via c and 4d. The following electric signal curves 21b, 21c, ... Charge the capacitor 5 in a similar manner. Current curves at this time are shown as symbols 22b, 22c, .... The width of energization is the width of arrow E. The voltage of the capacitor 5 is the resistance 16a,
It is divided by 16b to be an input of one terminal of the operational amplifier 11a, and the voltage of the reference voltage terminal 10a is an input of the + terminal. When the voltage of the capacitor 5 is low, the output voltage of the operational amplifier 11a is high, but the Zener diode 20
By the action of, the set voltage is input to the monostable circuit 18, and the width of the output voltage is set as the set value (width of arrow E). However, when the above-mentioned charging of the capacitor 5 is repeated, the input voltage of the negative terminal of the operational amplifier 11a rises and the output voltage drops, so that the Zener diode 20 is converted into non-conduction and the voltage drop of the parallel resistance causes a single drop. By reducing the output pulse width of the stabilizing circuit 18, the conduction width of the transistor 3a also decreases proportionally. For example, when the width becomes smaller as shown by the curves 21d and 21e, the peak value of the current curve decreases as shown by 22d and 22e, and the magnetic energy that charges the capacitor 5 decreases. For the reason described above, the charging voltage of the capacitor 5 can be regulated by the voltage of the reference voltage terminal 10a.

【００１２】トランジスタ３ａのベース入力制御の手段
は、同じ目的を達するものであれば他の手段でもよい。
コンデンサ５の充電は、電気スイッチ１７の閉成ととも
に行なわれ設定された高電圧（６００ボルト位）となる
まで行なわれる。このときに、端子１０に図２の曲線１
４で示す電圧が入力されると、その立上り部が急速で
も、コンデンサ５の電圧により所要のチョッパ制御が行
なわれる。コンデンサ５の容量は上述したインダクタン
スコイル１の電流が充分得られる大きい容量のコンデン
サ５を使用する必要がある。次の電流変化の少ない区間
におけるチョッパ作用のときにおける立上り部の鈍化現
象（図２の最下段の点線８ａの上の部分の立上り電流曲
線）も、コンデンサ５の高電圧により除去することがで
きる。上述した説明より理解されるように、インダクタ
ンスコイル１ａがない場合のコンデンサ５の容量は小さ
くてもよいが、インダクタンスコイル１ａを付加した場
合には一般に１０倍以上の容量のものが必要となるが、
インダクタンスコイル１の通電の制御特性が良好となる
作用効果がある。The means for controlling the base input of the transistor 3a may be any other means as long as it achieves the same purpose.
The charging of the capacitor 5 is performed when the electric switch 17 is closed, and the high voltage (about 600 volts) is set. At this time, the curve 1 of FIG.
When the voltage indicated by 4 is input, the required chopper control is performed by the voltage of the capacitor 5 even if the rising portion is rapid. As for the capacity of the capacitor 5, it is necessary to use a large capacity capacitor 5 that can sufficiently obtain the current of the inductance coil 1 described above. The blunting phenomenon of the rising portion (the rising current curve of the portion above the dotted line 8a at the bottom in FIG. 2) during the chopper action in the next section where the current change is small can also be removed by the high voltage of the capacitor 5. As can be understood from the above description, the capacitance of the capacitor 5 may be small when the inductance coil 1a is not provided, but when the inductance coil 1a is added, generally, the capacitance of 10 times or more is required. ,
There is an effect that the control characteristic of the energization of the inductance coil 1 becomes good.

【００１３】[0013]

【発明の効果】大きいインダクタンス負荷は、磁気エネ
ルギの放出と蓄積に時間を要するので、応答性の良好な
通電制御を行なう為に、印加電圧を高くしてチョッパ回
路を利用する周知の手段があるが、使用する半導体回路
と電源の性能により実用的に応答性に限界がある。本発
明の手段によると、印加電圧を低くして、しかも応答性
のより良好なインダクタンス負荷の通電制御を行なうこ
とができる効果がある。インダクタンスの大きい電動機
のサーボ制御若しくは応答性の速い制御の必要な磁気軸
受の電磁石の励磁コイルの通電制御手段として有効であ
る。周知の手段によると、インダクタンスコイル１の両
端に半導体スイッチング素子２個が挿入されるが、本発
明装置では、電源負極側に１個のみ挿入されているので
回路が簡素化され廉価となる。ＳＣＲ７は短時間の通電
なので小容量のものでよいので問題点はない。Since a large inductance load requires a long time to release and store magnetic energy, there is a well-known means for increasing the applied voltage and utilizing the chopper circuit in order to control the energization with good response. However, the responsiveness is practically limited depending on the performance of the semiconductor circuit and the power supply used. According to the means of the present invention, there is an effect that the applied voltage can be lowered and the energization control of the inductance load having better response can be performed. It is effective as the energization control means for the exciting coil of the electromagnet of the magnetic bearing, which requires the servo control of the electric motor having a large inductance or the control of the quick response. According to the known means, two semiconductor switching elements are inserted at both ends of the inductance coil 1, but in the device of the present invention, only one element is inserted on the negative electrode side of the power supply, so that the circuit is simplified and the cost is reduced. Since the SCR 7 is energized for a short time, it may have a small capacity so that there is no problem.

【００１４】[0014]

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】本発明装置の実施例の電気回路図FIG. 1 is an electric circuit diagram of an embodiment of the device of the present invention.

【図２】図１の回路の各部の電気信号のタイムチヤートFIG. 2 is a time chart of electric signals of each part of the circuit of FIG.

【図３】図１のトランジスタ３ａのベース入力信号のタ
イムチャートFIG. 3 is a time chart of the base input signal of the transistor 3a in FIG.

【００１５】[0015]

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１ インダクタンスコイル ２ａ，２ｂ 直流電源正負極 ５，５ａ コンデンサ ３，３ａ，７ａ トランジスタ ７ ＳＣＲ １０ 信号電圧端子 １１，１１ａ オペアンプ １２ 微分回路 １３ 単安定回路 １３ａ 反転回路 １４，１４ａ 信号電圧曲線 １５，１５ａ，１５ｂ，…．励磁電流曲線 １０ａ 基準電圧端子 DESCRIPTION OF SYMBOLS 1 Inductance coil 2a, 2b DC power source positive / negative 5,5a Capacitor 3,3a, 7a Transistor 7 SCR 10 Signal voltage terminal 11, 11a Operational amplifier 12 Differentiating circuit 13 Monostable circuit 13a Inversion circuit 14, 14a Signal voltage curve 15, 15a, 15b, ... Excitation current curve 10a Reference voltage terminal

Claims (1)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】磁心に捲着された第１のインダクタンスコ
イルと第１の半導体スイッチング素子との直列接続体
と、該直列接続体の第１のインダクタンスコイル側が正
極に接続され、負極側を第１の半導体スイッチング素子
側に接続して供電する直流電源と、前記した直列接続体
に逆接続された第１のダイオードと、第１の半導体スイ
ッチング素子と第１のインダクタンスコイルとの接続部
に入力側が接続された第２のダイオードと、直流電源正
極と第１のインダクタンスコイルとの間に順方向に挿入
された第３のダイオードと、第１のインダクタンスコイ
ルの通電電流を検出して検出信号を得る電流検出回路
と、設定された任意の波形の電圧の信号電圧と、第１の
半導体スイッチング素子が不導通に転化したときに、第
１のインダクタンスコイルの蓄積磁気エネルギを第２の
ダイオードを介して流入充電するように、直流電源正極
若しくは負極側と第２のダイオードの出力側との間に両
極が接続されたコンデンサと、磁路の閉じた磁心に捲着
された第２のインダクタンスコイルと第３の半導体スイ
ッチング素子との直列接続体と、該直列接続体の第２の
インダクタンスコイル側が正極に接続され、負極側を第
３の半導体スイッチング素子側に接続して供電する前記
した直流電源と、該直列接続体に逆接続された第４のダ
イオードと、第３の半導体スイッチング素子と第２のイ
ンダクタンスコイルの接続部に入力側が接続された第５
のダイオードと、第３の半導体スイッチング素子が不導
通に転化したときに、第２のインダクタンスコイルの蓄
積磁気エネルギを第５のダイオードを介して前記したコ
ンデンサに流入充電する電気回路と、所定のパルス巾の
矩形波の電気信号を設定された周期で出力する電気回路
と、該電気回路の出力電気信号の巾だけ第３の半導体ス
イッチング素子を導通せしめ、コンデンサの充電電圧を
高電圧の設定電圧に保持するように、前記した出力電気
信号のパルス巾を変更する電気回路と、前記した電流検
出回路の検出信号電圧が前記した信号電圧を越えると第
１の半導体スイッチング素子を不導通に転化して、第１
のインダクタンスコイルの蓄積磁気エネルギを、第２の
ダイオードを介してコンデンサに流入充電して高電圧と
することにより通電電流を急速に降下せしめ、所定値ま
で降下すると第１の半導体スイッチング素子を導通せし
めて、コンデンサの高電圧を第２の半導体スイッチング
を介して、第３のダイオードの出力側と第１のインダク
タンスコイルの接続部に印加して通電電流の立上がりを
急速とするとともに、第１の半導体スイッチング素子と
第２の半導体スイッチング素子の不導通の区間を同期せ
しめるチョッパ回路とより構成されたことを特徴とする
インダクタンスコイルの通電制御装置。1. A serial connection body of a first inductance coil wound around a magnetic core and a first semiconductor switching element, a first inductance coil side of the series connection body is connected to a positive electrode, and a negative side is connected to a first side. Input to a connecting portion between the first semiconductor switching element and the first inductance coil, the direct current power source connected to the first semiconductor switching element side to supply power, the first diode reversely connected to the series connection body, and the first diode. A second diode whose side is connected, a third diode inserted in the forward direction between the DC power source positive electrode and the first inductance coil, and a detection signal by detecting a current flowing through the first inductance coil. The current detection circuit to be obtained, the signal voltage of the voltage of the set arbitrary waveform, and the first inductance switching circuit when the first semiconductor switching element is turned into non-conduction. In order to charge the stored magnetic energy inflow through the second diode, the capacitor whose both poles are connected between the positive or negative side of the DC power source and the output side of the second diode, and the magnetic path are closed. A series connection body of the second inductance coil and the third semiconductor switching element wound around the magnetic core, the second inductance coil side of the series connection body is connected to the positive electrode, and the negative side is the third semiconductor switching element. The DC power supply connected to the power supply side to supply power, the fourth diode reversely connected to the series connection body, and the input side connected to the connection portion of the third semiconductor switching element and the second inductance coil. 5
And an electric circuit for charging the stored magnetic energy of the second inductance coil into the above-mentioned capacitor through the fifth diode when the third semiconductor switching element is converted to non-conduction, and a predetermined pulse. An electric circuit that outputs a rectangular wave electric signal having a width at a set period and a third semiconductor switching element are made conductive for the width of the electric signal output from the electric circuit, and the charging voltage of the capacitor is set to a high voltage setting voltage. An electric circuit for changing the pulse width of the output electric signal so as to hold it, and when the detection signal voltage of the current detection circuit exceeds the signal voltage, the first semiconductor switching element is converted to non-conduction. , First
The magnetic energy stored in the inductance coil of the above is charged into the capacitor through the second diode to be charged to a high voltage to rapidly reduce the energizing current, and when it drops to a predetermined value, the first semiconductor switching element is turned on. Then, the high voltage of the capacitor is applied to the connection part between the output side of the third diode and the first inductance coil via the second semiconductor switching to speed up the rise of the energizing current, and at the same time, the first semiconductor A conduction control device for an inductance coil, comprising: a switching element and a chopper circuit for synchronizing a non-conducting section of the second semiconductor switching element.