JPH0548346A - Linear power amplifier circuit - Google Patents
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- JPH0548346A JPH0548346A JP23114391A JP23114391A JPH0548346A JP H0548346 A JPH0548346 A JP H0548346A JP 23114391 A JP23114391 A JP 23114391A JP 23114391 A JP23114391 A JP 23114391A JP H0548346 A JPH0548346 A JP H0548346A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、送信波の線形電力増幅
を行なう線形化電力増幅回路に係り、特に移動体通信等
の無線送信機に用いられる線形化電力増幅回路に関す
る。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a linearization power amplification circuit for performing linear power amplification of a transmission wave, and more particularly to a linearization power amplification circuit used in a radio transmitter for mobile communication.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、移動体通信にて用いられるたとえ
ば自動車電話装置等においては、雑音に強いデジタル方
式の無線装置が採用されるようになってきた。たとえ
ば、線形π/4 QDPSK(Quaternary differential Phase s
hift keying)変調を用いたデジタルセルラ方式の自動車
電話装置が知られている。FM変調（周波数変調）が適用
されるアナログ方式の自動車電話装置においては、搬送
波の振幅成分に情報を含まず振幅は一定であるがデジタ
ル方式のQDPSK 変調を用いた自動車電話装置では、搬送
波の振幅にも情報を含むので送信電力の振幅成分を保存
する必要がある。そこで、QDPSK 変調方式の送信機の電
力増幅部には、線形の電力増幅回路が必要となってく
る。このような電力増幅回路に用いられるパワーアンプ
は理想的には線形のアンプの方がよいが、線形のパワー
アンプは飽和形のパワーアンプに較べて電力効率が低い
ので、自動車電話装置等の電源電力が限られた小型無線
機には電力効率の高い飽和形のパワーアンプを用いた方
が低消費電力化を行なうために都合がよい。2. Description of the Related Art In recent years, a digital radio apparatus resistant to noise has come to be used in, for example, an automobile telephone apparatus used in mobile communication. For example, linear π / 4 QDPSK (Quaternary differential Phases
There is known a digital cellular type car telephone device using hift keying) modulation. In analog type mobile phone devices to which FM modulation (frequency modulation) is applied, the amplitude component of the carrier wave does not include information and the amplitude is constant, but in the mobile phone device using digital QDPSK modulation, the carrier wave amplitude is Since it also contains information, it is necessary to save the amplitude component of the transmission power. Therefore, a linear power amplifier circuit is required in the power amplifier section of the QDPSK modulation type transmitter. A power amplifier used in such a power amplifier circuit is ideally a linear amplifier, but the power efficiency of a linear power amplifier is lower than that of a saturated power amplifier. For small radios with limited power, it is more convenient to use a saturated power amplifier with high power efficiency in order to reduce power consumption.
【０００３】そこで従来、このようなデジタル送信機に
は飽和形のパワーアンプを用いて、その非線形歪を負帰
還により補償した線形化電力増幅回路が適用されてい
た。たとえば、包絡線帰還形の線形化電力増幅回路が知
られている。この線形化電力増幅回路では、飽和形のパ
ワーアンプにおける出力電力の一部を方向性結合器等に
て抽出して、その抽出信号を包絡線検波器にて検波して
搬送波の振幅情報を検出して、この振幅情報をレベル可
変器を介して比較器に供給する。この比較器の比較端子
には電力増幅を行なう前の信号の振幅成分が供給されて
いる。つまり、出力側と同様にパワーアンプの入力側に
おける電力の一部を方向性結合器等にて取り出して、そ
の抽出信号を検波器にて包絡線検波し、この入力側の振
幅情報が出力側と同様にレベル可変器を介して比較器に
供給されている。これによって、比較器にてパワーアン
プに入出力する信号の振幅情報が比較されて、その差分
電圧が比較器の出力としてパワーアンプのゲイン調整端
子に帰還される。この結果、このパワーアンプの非線形
部分における出力信号の歪が補正されて線形化が図られ
ていた。Therefore, conventionally, a linearized power amplifier circuit in which a saturated power amplifier is used and its nonlinear distortion is compensated by negative feedback has been applied to such a digital transmitter. For example, an envelope feedback type linearized power amplifier circuit is known. In this linearized power amplifier circuit, part of the output power of the saturated power amplifier is extracted by a directional coupler, etc., and the extracted signal is detected by an envelope detector to detect carrier amplitude information. Then, the amplitude information is supplied to the comparator via the level variable device. The amplitude component of the signal before power amplification is supplied to the comparison terminal of this comparator. That is, similar to the output side, part of the power on the input side of the power amplifier is extracted by a directional coupler, etc., and the extracted signal is envelope-detected by a detector, and the amplitude information on this input side is output. Similarly, is supplied to the comparator via the level variable device. As a result, the comparator compares the amplitude information of the signals input to and output from the power amplifier, and the difference voltage is fed back to the gain adjustment terminal of the power amplifier as the output of the comparator. As a result, the distortion of the output signal in the non-linear portion of this power amplifier is corrected and linearization is achieved.
【０００４】たとえば、パワーアンプの出力電力の振幅
がそのときパワーアンプの入力信号から得られた目標値
より小さい場合においては、フィードバックされてレベ
ル調整された出力側の振幅成分と入力側のレベル調整さ
れた振幅成分とが比較器にて比較された際に、出力側か
らの振幅が入力側の振幅より小さいので、比較器の出力
電圧が上昇する。この結果、パワーアンプのゲイン端子
の電圧が上昇して、パワーアンプの利得が上昇して出力
電力が増加する。つまり、この包絡線帰還方式は、出力
信号の振幅成分が目標値よりも小さい場合、それを相殺
するように出力電力を増加させるように作用して、逆に
振幅成分が目標値より大きい場合は出力電力を減少させ
るように作用する。この場合、これら比較器に入力する
信号の所望のレベルを両レベル可変器にて調整すること
により、パワーアンプの出力調整が行なわれる。For example, when the amplitude of the output power of the power amplifier is smaller than the target value obtained from the input signal of the power amplifier at that time, the amplitude component on the output side which is fed back and adjusted and the level adjustment on the input side are fed back. When the comparator compares the generated amplitude component with the amplitude component, the amplitude from the output side is smaller than the amplitude on the input side, so the output voltage of the comparator rises. As a result, the voltage at the gain terminal of the power amplifier increases, the gain of the power amplifier increases, and the output power increases. In other words, this envelope feedback method acts to increase the output power so as to cancel the amplitude component of the output signal when it is smaller than the target value, and conversely when the amplitude component is larger than the target value. Acts to reduce output power. In this case, the output level of the power amplifier is adjusted by adjusting the desired level of the signal input to these comparators with both level variable devices.
【０００５】これはまた、この線形化電力増幅回路では
基地局との距離に応じて出力電力の増減を行なう場合に
も用いられる。上記線形化電力増幅回路では、入力およ
び出力の帰還電圧のレベルを調整する両レベル可変器の
レベル調整にて、出力電力レベルに応じたループバック
電圧を制御する。たとえば、基地局との距離に応じて出
力電力レベルを６〜９段階にたとえば４dB間隔にて制御
するように構成されている。This linear power amplifier is also used when the output power is increased or decreased according to the distance from the base station. In the linearized power amplifier circuit, the loopback voltage according to the output power level is controlled by adjusting the levels of both level adjusters that adjust the levels of the input and output feedback voltages. For example, it is configured to control the output power level in 6 to 9 steps at 4 dB intervals, for example, according to the distance from the base station.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た従来の線形化電力増幅回路は、飽和形のパワーアンプ
のゲイン端子に常にフィードバック電圧が印加されてい
るため、パワーアンプの出力信号に、フィードバック電
圧によって振幅−位相変調歪（AMーPM 変換歪）が同時に
発生して、本来の目的とは逆に側波帯のスペクトラムが
拡がるという問題があった。However, in the above-described conventional linearized power amplifier circuit, since the feedback voltage is always applied to the gain terminal of the saturation type power amplifier, the feedback voltage is added to the output signal of the power amplifier. Due to this, amplitude-phase modulation distortion (AM-PM conversion distortion) occurs at the same time, and there is a problem that the spectrum of the sideband spreads contrary to the original purpose.
【０００７】詳しくは飽和形のパワーアンプは、入力電
力が小さい場合には線形性が良好であるので、実際には
この部分では振幅補償（フィードバック）の必要性がほ
とんどない。しかし、上述の電力増幅回路では、パワー
アンプの出力電力が小さいときにループゲインが増加す
る構成となっており、パワーアンプの線形領域にて振幅
の大きい帰還電圧をゲイン端子に印加することで、パワ
ーアンプに振幅−位相変換歪（位相変調歪）を誘発して
スペクトラムが拡がってしまう問題があった。言い換え
ると電力変化の範囲が60dB近くにも及ぶデジタルセルラ
方式の自動車電話等においてはすべての電力制御を入力
側のレベル可変器だけで行なうことは困難であり、負帰
還側のレベル可変器に分担させざるを得なくなる。した
がって、ほとんど振幅線形化補償を必要としない低出力
電力時に、大きなループゲインを有する状態に設定する
ことになり、わずかの振幅歪の補償のために大きなフィ
ードバック電圧が飽和形のパワーアンプに印加されてか
えって位相変調歪を発生させてしまうことになる。した
がって、上記従来の線形化電力増幅回路ではパワーアン
プの線形領域にて本来の目的とは逆にスペクトラムの拡
がりを起こしてしまう場合があった。More specifically, since the saturated type power amplifier has good linearity when the input power is small, in this part, there is almost no need for amplitude compensation (feedback). However, in the above power amplifier circuit, the loop gain increases when the output power of the power amplifier is small, and by applying a feedback voltage with a large amplitude to the gain terminal in the linear region of the power amplifier, There has been a problem that the power amplifier causes amplitude-phase conversion distortion (phase modulation distortion) to spread the spectrum. In other words, it is difficult to perform all power control only with the level variable device on the input side in a digital cellular type mobile phone, etc. where the range of power change reaches nearly 60 dB, and it is shared by the level variable device on the negative feedback side. I have to do it. Therefore, at low output power, where almost no amplitude linearization compensation is required, a state with a large loop gain is set, and a large feedback voltage is applied to the saturated power amplifier to compensate for slight amplitude distortion. Instead, phase modulation distortion will be generated. Therefore, in the above-described conventional linearized power amplifier circuit, the spread of the spectrum may occur in the linear region of the power amplifier contrary to the original purpose.
【０００８】本発明はこのような従来技術の欠点を解消
し、飽和形のパワーアンプの入出力特性が線形の低出力
電力域においてもスペクトラムの拡がりを防止すること
ができる線形化電力増幅回路を提供することを目的とす
る。The present invention solves the above-mentioned drawbacks of the prior art and provides a linearized power amplifier circuit capable of preventing the spread of the spectrum even in the low output power region where the input / output characteristics of the saturation type power amplifier are linear. The purpose is to provide.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】本発明に係る線形化電力
増幅回路は上述の課題を解決するために、位相成分と振
幅成分に情報を含むデジタル信号を飽和形のパワーアン
プを用いて電力増幅する際にパワーアンプに負帰還回路
を付設して非線形歪を補償した線形化電力増幅回路にお
いて、パワーアンプには負帰還信号を入力してこのパワ
ーアンプの利得を変化させるためのゲイン可変端子が備
えられ、負帰還回路は、飽和形のパワーアンプの出力電
力の一部を抽出する抽出手段と、この抽出手段にて抽出
されたパワーアンプの出力信号を包絡線検波して振幅情
報を検出する信号検出手段と、この信号検出手段にて検
出された振幅情報を目標値と比較してその差信号をゲイ
ン可変用の帰還電圧として出力する比較手段と、この比
較手段から出力される帰還電圧のうち少なくとも信号検
出手段にて検出された振幅情報の周波数成分の電圧振幅
をパワーアンプにおける線形領域にて減少あるいは停止
させてパワーアンプのゲイン可変端子に供給する帰還電
圧振幅調整手段とを備えたことを特徴とする。In order to solve the above-mentioned problems, a linearized power amplifier circuit according to the present invention amplifies a digital signal containing information in a phase component and an amplitude component by using a saturated power amplifier. In this case, in the linearized power amplifier circuit in which a negative feedback circuit is attached to the power amplifier to compensate for non-linear distortion, a gain variable terminal for inputting a negative feedback signal to the power amplifier and changing the gain of this power amplifier is provided. The negative feedback circuit is provided and the extraction means for extracting a part of the output power of the saturated power amplifier and the envelope detection of the output signal of the power amplifier extracted by this extraction means to detect amplitude information. A signal detecting means, a comparing means for comparing the amplitude information detected by the signal detecting means with a target value and outputting the difference signal as a feedback voltage for gain adjustment, and an output from the comparing means. Feedback voltage amplitude adjusting means for reducing or stopping at least the voltage amplitude of the frequency component of the amplitude information detected by the signal detecting means in the linear region of the power amplifier and supplying it to the gain variable terminal of the power amplifier. It is characterized by having.
【００１０】この場合、帰還電圧振幅調整手段は負帰還
回路におけるループバック帯域を狭帯域に制限して帰還
電圧の周波数のうち少なくとも振幅情報の周波数成分を
遮断あるいは減少させるループバック帯域可変手段を含
む。In this case, the feedback voltage amplitude adjusting means includes a loopback band varying means for limiting the loopback band in the negative feedback circuit to a narrow band so as to cut off or reduce at least the frequency component of the amplitude information in the frequency of the feedback voltage. ..
【００１１】このループバック帯域可変手段は、帰還電
圧の周波数のうち振幅情報の周波数成分を含む高域成分
を遮断するローパスフィルタと、このローパスフィルタ
をパワーアンプの線形領域にて負帰還回路に挿入させる
スイッチ手段とを備えるとよい。The loopback band variable means inserts a low-pass filter for cutting off a high frequency component including a frequency component of amplitude information in the frequency of the feedback voltage, and the low-pass filter in the negative feedback circuit in the linear region of the power amplifier. It is good to have a switch means to make it.
【００１２】またループバック帯域可変手段は、複数の
遮断周波数を有するローパスフィルタと、これらローパ
スフィルタをパワーアンプの出力電力に応動して切り換
えるスイッチ手段とを備えてもよい。Further, the loopback band variable means may include a lowpass filter having a plurality of cutoff frequencies, and a switch means for switching these lowpass filters in response to the output power of the power amplifier.
【００１３】さらにループバック帯域可変手段は、帰還
電圧のうち振幅情報の周波数成分を含む高域成分の利得
を制限するラグリード回路を備えるとよい。Further, the loopback band varying means may include a lag lead circuit for limiting the gain of the high frequency component of the feedback voltage including the frequency component of the amplitude information.
【００１４】この場合ラグリード回路は、複数のコンデ
ンサを備え、これらコンデンサをパワーアンプの出力電
力に応じて切り換えることにより、帰還電圧の高域成分
の利得を変化させるようにしてもよい。In this case, the lag lead circuit may be provided with a plurality of capacitors, and these capacitors may be switched according to the output power of the power amplifier to change the gain of the high frequency component of the feedback voltage.
【００１５】一方、このような線形化電力増幅回路で
は、信号検出手段にて包絡線検波した振幅情報のレベル
を所定のレベルに増幅あるいは減衰するレベル可変手段
を備えてもよい。On the other hand, such a linearized power amplifier circuit may be provided with level varying means for amplifying or attenuating the level of the amplitude information detected by the signal detecting means in the envelope to a predetermined level.
【００１６】また比較手段の目標値は、パワーアンプへ
の入力信号を包絡線検波した振幅情報を所定のレベルに
増幅あるいは減衰して得るとよい。The target value of the comparing means may be obtained by amplifying or attenuating the amplitude information obtained by envelope detection of the input signal to the power amplifier to a predetermined level.
【００１７】[0017]
【作用】本発明における線形化電力増幅回路によれば、
飽和形のパワーアンプの線形領域にて、つまり振幅歪の
少ない領域にて帰還電圧のうち少なくとも出力信号から
検出された振幅情報の周波数成分の電圧振幅を帰還電圧
振幅調整手段にて減少あるいは停止させることにより、
このときのループバック電圧を小としてパワーアンプの
ゲイン可変端子に供給する。この結果、パワーアンプの
線形領域における過度の帰還電圧が減少してパワーアン
プの位相変調歪を軽減させ得る。この場合、ループバッ
ク帯域を狭帯域にすることによってパワーアンプの電力
制御に必要な直流成分以外の高周波成分、すなわちルー
プバックによる振幅の変化分を遮断または減少させて、
ループバック電圧を小とし得る。According to the linearized power amplifier circuit of the present invention,
In the linear region of the saturated power amplifier, that is, in the region where the amplitude distortion is small, the feedback voltage amplitude adjusting means reduces or stops the voltage amplitude of at least the frequency component of the amplitude information detected from the output signal in the feedback voltage. By
The loopback voltage at this time is reduced and supplied to the gain variable terminal of the power amplifier. As a result, excessive feedback voltage in the linear region of the power amplifier is reduced, and the phase modulation distortion of the power amplifier can be reduced. In this case, by narrowing the loopback band, a high-frequency component other than the DC component necessary for power control of the power amplifier, that is, the amount of change in amplitude due to loopback is cut off or reduced,
The loopback voltage can be small.
【００１８】[0018]
【実施例】次に添付図面を参照して本発明による線形化
電力増幅回路の実施例を詳細に説明する。Embodiments of the linearized power amplifier circuit according to the present invention will now be described in detail with reference to the accompanying drawings.
【００１９】図１は本発明による線形化電力増幅回路の
一実施例の構成を示すブロック図である。この実施例に
おける電力増幅回路10は、たとえばデジタルセルラ方式
の自動車電話装置に用いられる。この自動車電話装置で
はπ/4シフトQDPSK 変調方式が適用され、この変調され
た高周波信号が図１に示す電力増幅回路10にて電力増幅
されてアンテナ（図示略）を介して送信される。FIG. 1 is a block diagram showing the configuration of an embodiment of a linearized power amplifier circuit according to the present invention. The power amplifier circuit 10 in this embodiment is used, for example, in a digital cellular car telephone device. In this car telephone device, the π / 4 shift QDPSK modulation method is applied, and the modulated high frequency signal is power-amplified by the power amplifier circuit 10 shown in FIG. 1 and transmitted through an antenna (not shown).
【００２０】この電力増幅回路10は飽和形のパワーアン
プ(PA)12を備えている。このパワーアンプ12には、たと
えば GaAsFET（ガリウムヒ素電解効果トランジスタ）が
有利に適用される。このGaAsFET は、低電流にて高い利
得を得られ、高効率化および低消費電力化の点で有利で
ある。このパワーアンプ12は入力端子PIから入力するQD
PSK 変調された高周波信号を電力増幅して、出力端子PO
へ出力する電力増幅器である。このパワーアンプ12の入
出力特性は、図４に示すように高出力電力域にて飽和す
る飽和形の電力増幅器を構成している。また、このパワ
ーアンプ12はゲイン可変端子14を備えており、このゲイ
ン可変端子14に入力する電圧値にてパワーアンプ12を構
成するFETのたとえばドレインの電圧が制御されること
により、パワーアンプ12の利得が変化して歪補償および
出力電力の調整が行なわれる。The power amplifier circuit 10 includes a saturated power amplifier (PA) 12. A GaAs FET (gallium arsenide field effect transistor), for example, is advantageously applied to the power amplifier 12. This GaAs FET can obtain high gain at low current, and is advantageous in terms of high efficiency and low power consumption. This power amplifier 12 has a QD input from the input terminal P I.
PSK Modulate high frequency signal by power amplification and output terminal P O
It is a power amplifier that outputs to. The input / output characteristic of the power amplifier 12 constitutes a saturation type power amplifier which is saturated in a high output power range as shown in FIG. Further, the power amplifier 12 is provided with a variable gain terminal 14, and the voltage value input to the variable gain terminal 14 controls the voltage of, for example, the drain of the FET included in the power amplifier 12 to control the power amplifier 12. The gain is changed to perform distortion compensation and output power adjustment.
【００２１】この出力電力の調整は、たとえば図３に示
すようなπ/4シフトQDPSK 変調波の平均電力レベルERP
をレベル調整することにより行なわれる。この図３にお
けるQDPSK 変調波は、たとえば北米方式のデジタルセル
ラ自動車電話装置にてその振幅変化がほぼ20dB程度変化
して、ピーク−ピーク値の間隔がほぼ41μsec となる送
信波である。さらに詳しくは、800MHzの位相変調波が前
記振幅変化および周期を有する搬送波にて振幅変調され
た高周波信号にて形成されている。この送信波は、パワ
ーアンプ12にて歪補正が行なわれていない場合は、最大
振幅付近に歪が発生して、また位相歪が生じる場合は41
μsec の間隔がずれることによりそのスペクトラムの拡
がりが生じることになる。The output power is adjusted by adjusting the average power level ERP of the π / 4 shift QDPSK modulated wave as shown in FIG.
Is performed by adjusting the level of. The QDPSK modulated wave in FIG. 3 is a transmitted wave in which the amplitude change changes by about 20 dB in the North American digital cellular telephone system and the interval between peak-peak values becomes about 41 μsec. More specifically, the 800 MHz phase-modulated wave is formed by a high-frequency signal amplitude-modulated by a carrier having the amplitude change and the period. When the power amplifier 12 does not correct the distortion, this transmitted wave is distorted near the maximum amplitude, and when phase distortion is generated, it is 41
The deviation of the μsec interval causes the spread of the spectrum.
【００２２】これらの歪補償および出力電力の調整は、
次に詳述する帰還回路にて有効に達成される。本実施例
においては、ゲイン可変端子14に帰還される信号の高周
波成分を帰還電圧振幅調整回路28にてレベル制御するこ
とにより、パワーアンプ12の線形領域における過度の帰
還電圧によって生じる位相変調歪（AM-PM 変換歪）を軽
減していることが特徴点の一つである。この実施例の帰
還回路は、図１に示すようにフィードバックループＬを
構成する出力検波器26と、ゲイン可変器24と、比較器20
と、帰還電圧振幅調整回路28とを備え、比較器20の比較
入力としてパワーアンプ12の入力側の信号を検出する入
力検波器18と、ゲイン可変器16とを備え、さらにゲイン
可変器16,24 および帰還電圧振幅調整回路28を制御する
ための制御回路22とを備えて構成されている。These distortion compensation and output power adjustment are
This is effectively achieved by the feedback circuit described in detail below. In this embodiment, the high frequency component of the signal fed back to the variable gain terminal 14 is level-controlled by the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28, so that the phase modulation distortion (excessive feedback voltage in the linear region of the power amplifier 12 ( One of the features is that AM-PM conversion distortion) is reduced. The feedback circuit of this embodiment includes an output detector 26 that forms a feedback loop L, a gain variable device 24, and a comparator 20 as shown in FIG.
And a feedback voltage amplitude adjusting circuit 28, an input detector 18 for detecting a signal on the input side of the power amplifier 12 as a comparison input of the comparator 20, and a gain variable device 16, and further a gain variable device 16, 24 and a control circuit 22 for controlling the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28.
【００２３】出力検波器26は、検波ダイオード等からな
り入力する信号を包絡線検波してその振幅成分を検出す
る包絡線検波回路である。この出力検波器26へは、パワ
ーアンプ12の出力線に配置された方向性結合器３にて出
力線の出力電力の一部が抽出されて供給される。これに
より、出力検波器26の出力にはパワーアンプ12における
出力信号の振幅情報に応じた電圧が得られる。The output detector 26 is an envelope detection circuit which is composed of a detection diode or the like and which detects the amplitude component of the input signal by envelope detection. A part of the output power of the output line is extracted and supplied to the output detector 26 by the directional coupler 3 arranged on the output line of the power amplifier 12. As a result, a voltage corresponding to the amplitude information of the output signal from the power amplifier 12 is obtained at the output of the output detector 26.
【００２４】レベル可変器24は、検波器26の出力信号の
直流レベルを所定レベルに設定する広帯域増幅器等から
なり、制御回路22にて所定の帰還利得β2 に設定されて
出力検波器26からの信号を設定された利得β2 にて所定
のレベルに増幅あるいは減衰させる帰還レベル設定回路
である。このレベル可変器24の出力は、比較器20の反転
端子−に接続されている。The level variable device 24 is composed of a wide band amplifier or the like for setting the DC level of the output signal of the detector 26 to a predetermined level, and is set to a predetermined feedback gain β 2 by the control circuit 22 to output from the output detector 26. Is a feedback level setting circuit for amplifying or attenuating the signal of 1 to a predetermined level with a set gain β 2 . The output of the level adjuster 24 is connected to the inverting terminal − of the comparator 20.
【００２５】一方、出力側と同様にパワーアンプ12の入
力線には、方向性結合器８が配置されて、この結合器８
にて抽出された入力電力の一部が入力検波器18に供給さ
れている。入力検波器18は、出力側と同様に、入力する
信号を包絡線検波してその振幅情報を検出する包絡線検
波回路である。この入力検波器18の出力にはパワーアン
プ12に入力する電力増幅する前におけるQDPSK 変調波の
振幅成分が得られる。On the other hand, a directional coupler 8 is arranged on the input line of the power amplifier 12 as on the output side.
A part of the input power extracted at is supplied to the input detector 18. Like the output side, the input detector 18 is an envelope detection circuit that detects the amplitude of the input signal by envelope detection. At the output of the input detector 18, the amplitude component of the QDPSK modulated wave that has been input to the power amplifier 12 and before power amplification is obtained.
【００２６】レベル可変器16も出力側と同様に広帯域増
幅器等にて形成され、制御回路22にて設定された所定の
利得β1 にて入力検波器18からの振幅成分を増幅あるい
は減衰させて所定の直流レベルに設定し、比較器20の非
反転端子＋に供給する目標値レベル設定回路である。Similarly to the output side, the level variable device 16 is also formed by a wide band amplifier or the like, and amplifies or attenuates the amplitude component from the input detector 18 with a predetermined gain β 1 set by the control circuit 22. This is a target value level setting circuit that sets a predetermined DC level and supplies it to the non-inverting terminal + of the comparator 20.
【００２７】比較器20は、反転端子−に供給されたパワ
ーアンプ12における出力信号の振幅成分と、非反転端子
＋に供給された入力信号の振幅成分から形成された目標
値とを比較して、その差分電圧を出力する比較回路であ
る。この比較器20の出力は、帰還電圧振幅調整回路28を
介してパワーアンプ12のゲイン可変端子14に接続されて
いる。The comparator 20 compares the amplitude component of the output signal from the power amplifier 12 supplied to the inverting terminal − with the target value formed from the amplitude component of the input signal supplied to the non-inverting terminal +. , A comparison circuit that outputs the difference voltage. The output of the comparator 20 is connected to the variable gain terminal 14 of the power amplifier 12 via the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28.
【００２８】この帰還電圧振幅調整回路28は、本実施例
においてはパワーアンプ12の線形領域Ａにて、フィード
バックループＬのループバック帯域を狭帯域にして比較
器20の帰還電圧の高周波成分を減少あるいは停止させる
ループバック帯域可変回路にて構成されている。このル
ープ帯域可変回路28は、基本的には図２(a) に示すよう
なローパスフィルタ40にて構成することができる。この
ローパスフィルタ40は、比較器20の出力とパワーアンプ
12のゲイン可変端子14との間に接続された抵抗R0と接地
されたコンデンサC0と、このコンデンサC0の一端をゲイ
ン端子14に接続するスイッチS1とにて構成されている。
このスイッチS1は制御回路22によってオン／オフ制御さ
れ、オンとなっているときにコンデンサS1が回路に接続
されてローパスフィルタ40が形成される。このローパス
フィルタ40のコンデンサC0および抵抗R0の設定値は、た
とえば北米方式のデジタルセルラ自動車電話装置にてQD
PSK 変調波の振幅成分が12.15kHzである場合に、それよ
り小さいカットオフ周波数となるように設定されてい
る。たとえば、図５(b)に示すようにほぼ１kHz のカッ
トオフ周波数を有するように設定して、変調波の周波数
12.15kHzでは-20dB の減衰量を得て、この周波数成分を
含む高周波成分を完全に遮断する。このときパワーアン
プ12の電力制御に必要な直流成分すなわちレベル可変器
24,16 にて設定されたレベル差に相当する直流電圧成分
は通過して、パワーアンプ12の電力制御は行なわれる。
スイッチS1がオフの場合には、ローパスフィルタとして
機能せず、比較器20の振幅成分を含む帰還電圧がそのま
まレベル可変端子14に帰還される。したがって、このロ
ーパスフィルタ40のスイッチS1は、振幅歪の補償のほと
んど必要ないパワーアンプ12の線形領域にてオンとさ
れ、振幅歪の補償が必要なパワーアンプ12の非線形領域
にてオフとされるようになっている。In this embodiment, the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28 narrows the loopback band of the feedback loop L in the linear region A of the power amplifier 12 to reduce the high frequency component of the feedback voltage of the comparator 20. Alternatively, it is configured by a loopback band variable circuit for stopping. The loop band variable circuit 28 can basically be configured by a low pass filter 40 as shown in FIG. This low-pass filter 40 consists of the output of the comparator 20 and the power amplifier.
It is composed of a resistor R0 connected between 12 variable gain terminals 14 and a grounded capacitor C0, and a switch S1 connecting one end of this capacitor C0 to the gain terminal 14.
The switch S1 is on / off controlled by the control circuit 22, and when it is on, the capacitor S1 is connected to the circuit to form the low-pass filter 40. The set values of the capacitor C0 and the resistor R0 of the low-pass filter 40 are QD in a digital cellular car telephone system of North America system, for example.
When the amplitude component of the PSK modulated wave is 12.15kHz, the cutoff frequency is set to be smaller than that. For example, as shown in Fig. 5 (b), set to have a cutoff frequency of approximately 1kHz and set the frequency of the modulated wave.
At 12.15kHz, the attenuation of -20dB is obtained, and the high frequency component including this frequency component is completely cut off. At this time, the DC component necessary for power control of the power amplifier 12, that is, the level variable device
The DC voltage component corresponding to the level difference set by 24 and 16 passes, and the power control of the power amplifier 12 is performed.
When the switch S1 is off, it does not function as a low-pass filter, and the feedback voltage including the amplitude component of the comparator 20 is fed back to the level variable terminal 14 as it is. Therefore, the switch S1 of the low-pass filter 40 is turned on in the linear region of the power amplifier 12 that requires almost no amplitude distortion compensation, and is turned off in the nonlinear region of the power amplifier 12 that requires amplitude distortion compensation. It is like this.
【００２９】図２(b) にはループバック帯域可変回路28
として複数のカットオフ周波数を備えたローパスフィル
タ42の例が示されている。この図では容量が異なる複数
の接地されたコンデンサC1〜C3... を制御回路22にて制
御されるスイッチS2にて切り換える構成であり、その遮
断域を複数段に設定することができる。たとえば、スイ
ッチS2をコンデンサC1に接続した場合に、図２(a) の場
合よりも低いカットオフ周波数に設定して12.15kHzにて
たとえば−30dBの減衰量を得るようにする。スイッチS2
をコンデンサC2に接続した場合に、図２(a) と同じカッ
トオフ周波数に設定して図５(b) と同じ減衰量-20dB を
得るようにして、さらに、スイッチS2をコンデンサC3に
接続したときに、図５(a) に示すように12.15kHzの周波
数成分にて-2dBの減衰量が得られるように設定する。こ
れらの設定はたとえばパワーアンプ12の線形領域の前半
域にてコンデンサC1に接続し、線形領域の後半域にてコ
ンデンサC2に切り換え、さらにパワーアンプ12の非線形
領域にてコンデンサC3に切り換えるように制御される。FIG. 2B shows a loopback band variable circuit 28.
As an example, a low-pass filter 42 having a plurality of cutoff frequencies is shown. In this figure, a plurality of grounded capacitors C1 to C3 ... Having different capacities are switched by a switch S2 controlled by the control circuit 22, and the cutoff region can be set in a plurality of stages. For example, when the switch S2 is connected to the capacitor C1, the cutoff frequency is set lower than that in the case of FIG. 2 (a) to obtain an attenuation of, for example, -30 dB at 12.15 kHz. Switch S2
When is connected to the capacitor C2, the same cutoff frequency as in Fig. 2 (a) is set to obtain the same attenuation of -20dB as in Fig. 5 (b), and the switch S2 is connected to the capacitor C3. At this time, as shown in Fig. 5 (a), it is set so that an attenuation of -2 dB can be obtained with a frequency component of 12.15 kHz. These settings are controlled to connect to the capacitor C1 in the first half of the linear region of the power amplifier 12, switch to the capacitor C2 in the latter half of the linear region, and switch to the capacitor C3 in the nonlinear region of the power amplifier 12, for example. To be done.
【００３０】図２(c) および図２(d) はループ帯域可変
回路28に適用される他の例、すなわち帰還電圧の周波数
成分に応じて利得を変化させるラグリード回路44,46 の
例がそれぞれ示されている。これらラグリード回路44,4
6 は、オペアンプ30と、入力抵抗Riと、帰還抵抗Rfとに
て構成された反転増幅器を基本に、帰還抵抗Rfに並列に
接続されたコンデンサと抵抗Rcとの直列回路とにて構成
されている。帰還抵抗Rfに並列に接続された直列回路
は、直流成分に対してはオフとなっているが、交流分に
対してはコンデンサの容量に応じて抵抗分が変化し、こ
の抵抗分および帰還抵抗Rfの並列値がオペアンプ30での
帰還率を変化させ、このラグリード回路の利得が高周波
になるほど低くなっていく一種のフィルタを形成してい
る。したがって、コンデンサの容量を適切な値に設定す
ることにより、所望の周波数成分における利得（減衰
量）を決定することができる。オペアンプ30の非反転端
子＋に供給される入力は、反転増幅器におけるオフセッ
ト電圧となっている。2 (c) and 2 (d) show another example applied to the loop band variable circuit 28, that is, examples of lag lead circuits 44 and 46 for changing the gain according to the frequency component of the feedback voltage, respectively. It is shown. These lag lead circuits 44,4
6 is composed of an operational amplifier 30, an input resistance Ri, and an inverting amplifier composed of a feedback resistance Rf, and basically a series circuit of a capacitor and a resistance Rc connected in parallel to the feedback resistance Rf. There is. The series circuit connected in parallel with the feedback resistor Rf is off for DC components, but for AC components, the resistance component changes according to the capacitance of the capacitor. The parallel value of Rf changes the feedback ratio in the operational amplifier 30, and forms a kind of filter in which the gain of this lag lead circuit becomes lower as the frequency becomes higher. Therefore, the gain (attenuation amount) at the desired frequency component can be determined by setting the capacitance of the capacitor to an appropriate value. The input supplied to the non-inverting terminal + of the operational amplifier 30 is the offset voltage in the inverting amplifier.
【００３１】この実施例では、たとえば図２(c) のラグ
リードフィルタ44の場合、入力抵抗を 10kΩ、帰還抵抗
を 62kΩ、直列回路の抵抗を 530Ωと設定して、コンデ
ンサを 0.1μF と設定することにより、図６に示すよう
に12.15kHzの周波数成分に対して-20dB の減衰量が得ら
れる。したがって、この図２(c) のラグリード回路44を
図１の帰還電圧調整回路28に適用した場合、パワーアン
プ12の線形領域にてスイッチS3を閉じることによりフィ
ードバック電圧の12.15kHz成分を十分に減衰させるフィ
ルタとして動作させ、パワーアンプ12の非線形領域にお
いてはスイッチS3をオフとすることにより反転増幅器と
して動作させるようにスイッチS3を制御する。In this embodiment, for example, in the case of the lag lead filter 44 of FIG. 2 (c), the input resistance is set to 10 kΩ, the feedback resistance is set to 62 kΩ, the series circuit resistance is set to 530 Ω, and the capacitor is set to 0.1 μF. As a result, an attenuation amount of -20 dB can be obtained for the frequency component of 12.15 kHz as shown in FIG. Therefore, when the lag lead circuit 44 of FIG. 2 (c) is applied to the feedback voltage adjusting circuit 28 of FIG. 1, the 12.15 kHz component of the feedback voltage is sufficiently attenuated by closing the switch S3 in the linear region of the power amplifier 12. The switch S3 is controlled to operate as an inverting amplifier by turning off the switch S3 in the non-linear region of the power amplifier 12 in order to operate as a filter.
【００３２】図２(d) のラグリードフィルタ46の場合に
は、帰還抵抗Rfに並列な直列回路に３つのコンデンサC
4,C5,C6を備え、これらをスイッチS4にて切り換えて、
回路の利得を可変とした構成である。たとえば、各抵抗
Ri,Rf,Rcを図２(c) と同じ値に設定した場合、コンデン
サC4を 0.1μF に、コンデンサC5を4300pFに、コンデン
サC6を1000pFに設定すると、図６に示すように12.15kHz
の周波数成分にてそれぞれ-20dB,-10dB,0dB の減衰量が
得られる。これにより、パワーアンプ12の線形領域の前
半域、線形領域の後半域、非線形領域にてそれぞれスイ
ッチS4を切り換えて所望の減衰量を得る。この場合、図
６には、コンデンサC4〜C6の値に応じてラグリード回路
46の位相特性が示されているが、このラグリード回路
は、本来信号の位相遅れを補償する回路であり、この回
路を図１の帰還回路に適用することによって帰還による
発振が防止されてさらに安定したループ動作が得られる
ことになる。In the case of the lag lead filter 46 of FIG. 2 (d), three capacitors C are provided in a series circuit in parallel with the feedback resistor Rf.
Equipped with 4, C5, C6, switch these with switch S4,
This is a configuration in which the gain of the circuit is variable. For example, each resistor
When Ri, Rf and Rc are set to the same values as in Fig. 2 (c), setting capacitor C4 to 0.1μF, capacitor C5 to 4300pF and capacitor C6 to 1000pF will result in 12.15kHz as shown in Fig. 6.
Attenuation amounts of -20dB, -10dB, 0dB are obtained for the frequency components of. As a result, the switch S4 is switched in each of the first half of the linear region, the second half of the linear region, and the non-linear region of the power amplifier 12 to obtain a desired attenuation amount. In this case, FIG. 6 shows a lag lead circuit according to the values of the capacitors C4 to C6.
Although the phase characteristic of 46 is shown, this lag lead circuit is originally a circuit that compensates for the phase delay of the signal, and by applying this circuit to the feedback circuit of FIG. 1, oscillation due to feedback is prevented and it is more stable. The obtained loop operation will be obtained.
【００３３】制御回路22は、レベル可変器16,24 を制御
してパワーアンプ12の出力電力の調整を行なわせる電力
制御機能と、帰還電圧振幅調整回路28を制御してパワー
アンプ12の出力電力に応じたループバック電圧の調整を
行なわせる機能を有した制御手段である。この制御回路
22は、ゲイン可変器16,24 を制御する場合には4dB 間隔
で６〜９段階の調整を行なう。たとえば、この制御回路
22は受信機に接続されて、基地局からの制御信号に基づ
いてレベル可変器16,24 を制御し、あるいは通信を行な
っている相手局の受信電力に基づいて自局の送信電力を
切り換える。この制御回路22は、通常は入力側のレベル
可変器16の利得β1 を制御して目標値の直流レベルを設
定することにより比較器20からの帰還電圧を調整してパ
ワーアンプ12の利得を変化させる。たとえば、レベル可
変器16の利得β1 を上昇させることにより目標値の直流
レベルが高くなり、比較器20の出力電圧が上昇してパワ
ーアンプ12のゲイン可変端子14の電圧が高くなる。これ
によりパワーアンプ12のゲインが高くなり、出力電力の
平均電力レベルERP が上昇して出力が増加する。パワー
アンプ12の出力を減少させる場合は、レベル可変器16の
利得β1 を減少させる。しかし、このレベル可変器16の
利得調整だけでは60dBの範囲の電力制御に無理が生ずる
ので、出力側のレベル可変器24の利得β2 を変えること
により、その可変範囲をカバーしている。この場合、レ
ベル可変器24の利得β2 を下げると、比較器20の反転端
子−に供給される電圧の直流レベルが下降して非反転端
子＋に供給される目標値との差が少なくなるので、比較
器20の出力電圧が増加してパワーアンプ12の利得が上昇
する。これにより、さらにパワーアンプ12の出力電力を
増加させる。パワーアンプ12の出力電力を減少させると
きはレベル可変器24の利得β2 を高くする。制御回路22
はこれらレベル可変器24の制御にともなって帰還電圧振
幅調整回路28の制御を行なう。たとえば、制御回路22は
パワーアンプ12の非線形領域である出力電力が大となる
ようにレベル可変器16,24 を制御した場合は、帰還電圧
振幅調整回路28にて帰還電圧の高周波成分を抑圧しない
方向に制御する。具体的には、図２(a) の例ではローパ
スフィルタ40のスイッチS1をオフとする制御信号を送出
する。図２(b) の例では、ローパスフィルタ42の遮断周
波数が最大のコンデンサC3にスイッチS2を切り換えるた
めの制御信号を送出する。図２(c) の例ではスイッチS3
をオフとする制御信号を送出する。図２(d) の例では、
スイッチS4を12.15kHzの周波数にて利得が0dB となるコ
ンデンサC6に切り換える制御信号を送出する。また制御
回路22はパワーアンプ12の線形領域である出力電力が小
となるようにレベル可変器16,24 を制御した場合は、帰
還電圧振幅調整回路28にて帰還電圧の高周波成分を抑圧
する方向に制御する。具体的には、図２(a) の例ではス
イッチS1をオンとし、図２(b) の例ではスイッチS2をコ
ンデンサC1またはC2に切り換え、図２(c) ではスイッチ
S3をオンとし、さらに図２(d) ではスイッチS4をコンデ
ンサC4またはC5に切り換える制御信号をそれぞれの場合
にて送出する。The control circuit 22 controls the level adjusters 16 and 24 to adjust the output power of the power amplifier 12, and the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28 to control the output power of the power amplifier 12. The control means has a function of adjusting the loopback voltage according to the above. This control circuit
When controlling the gain changers 16 and 24, 22 adjusts in 6 to 9 steps at 4 dB intervals. For example, this control circuit
Reference numeral 22 is connected to a receiver to control the level adjusters 16 and 24 based on a control signal from the base station, or to switch the transmission power of its own station based on the reception power of the communicating partner station. The control circuit 22 usually controls the gain β 1 of the input side level variable device 16 to set the DC level of the target value, thereby adjusting the feedback voltage from the comparator 20 to adjust the gain of the power amplifier 12. Change. For example, by increasing the gain β 1 of the level adjuster 16, the direct current level of the target value increases, the output voltage of the comparator 20 increases, and the voltage of the gain variable terminal 14 of the power amplifier 12 increases. This increases the gain of the power amplifier 12, raises the average power level ERP of the output power, and increases the output. When decreasing the output of the power amplifier 12, the gain β 1 of the level variable device 16 is decreased. However, since the power control in the range of 60 dB is unreasonable only by adjusting the gain of the level variable device 16, the variable range is covered by changing the gain β 2 of the level variable device 24 on the output side. In this case, if the gain β 2 of the level adjuster 24 is lowered, the DC level of the voltage supplied to the inverting terminal − of the comparator 20 drops and the difference from the target value supplied to the non-inverting terminal + decreases. Therefore, the output voltage of the comparator 20 increases and the gain of the power amplifier 12 increases. This further increases the output power of the power amplifier 12. When decreasing the output power of the power amplifier 12, the gain β 2 of the level adjuster 24 is increased. Control circuit 22
Controls the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28 according to the control of the level adjuster 24. For example, when the control circuit 22 controls the level adjusters 16 and 24 so that the output power, which is a non-linear region of the power amplifier 12, becomes large, the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28 does not suppress the high frequency component of the feedback voltage. Control in the direction. Specifically, in the example of FIG. 2 (a), a control signal for turning off the switch S1 of the low pass filter 40 is transmitted. In the example of FIG. 2B, the control signal for switching the switch S2 is sent to the capacitor C3 having the maximum cutoff frequency of the low-pass filter 42. In the example of FIG. 2 (c), switch S3
A control signal for turning off is sent. In the example of Fig. 2 (d),
A control signal is sent to switch the switch S4 to the capacitor C6 that has a gain of 0 dB at a frequency of 12.15 kHz. When the control circuit 22 controls the level adjusters 16 and 24 so that the output power, which is a linear region of the power amplifier 12, becomes small, the feedback voltage amplitude adjusting circuit 28 suppresses the high frequency component of the feedback voltage. To control. Specifically, switch S1 is turned on in the example of Fig. 2 (a), switch S2 is switched to capacitor C1 or C2 in the example of Fig. 2 (b), and switch S1 is switched in the example of Fig. 2 (c).
S3 is turned on, and in FIG. 2 (d), a control signal for switching the switch S4 to the capacitor C4 or C5 is transmitted in each case.
【００３４】次に上記構成の線形化電力増幅回路の作用
を説明する。この場合、説明を簡単にするためパワーア
ンプの出力電力レベルが大小２通りを考え、フィードバ
ックループＬにおけるループ帯域を２通りに変化させる
場合を説明する。Next, the operation of the linearized power amplifier circuit having the above configuration will be described. In this case, in order to simplify the description, there will be described two cases in which the output power level of the power amplifier is large and small, and the case where the loop band in the feedback loop L is changed in two ways will be described.
【００３５】たとえば、パワーアンプ12の入出力特性が
図４の飽和領域Ｂにおいて回路を動作させる場合には振
幅飽和が著しいので十分な振幅線形化を行なう必要があ
る。したがって、振幅の包絡線成分でも十分なループゲ
インを有するようにループ帯域可変回路28を広い帯域に
切り替える。ループ帯域可変回路28が図２(a) の場合に
は、制御回路22はスイッチS1をオフとする。これによ
り、比較器20の出力は、そのままパワーアンプ12のゲイ
ン可変端子14に供給されて、十分なループバックゲイン
が得られる。したがって、パワーアンプ12の非線形性に
よってスペクトラムが図８(a) ように側波帯のレベルが
上昇しようとするのを、帰還回路の作用により図８(b)
に示すように抑圧して所望の帯域のスペクトラムを得る
ことができる。For example, when the input / output characteristics of the power amplifier 12 are operated in the saturation region B of FIG. 4, the amplitude saturation is remarkable, and therefore sufficient amplitude linearization is required. Therefore, the loop band variable circuit 28 is switched to a wide band so that the envelope component of the amplitude has a sufficient loop gain. When the loop bandwidth variable circuit 28 is as shown in FIG. 2 (a), the control circuit 22 turns off the switch S1. As a result, the output of the comparator 20 is directly supplied to the variable gain terminal 14 of the power amplifier 12, and a sufficient loopback gain is obtained. Therefore, due to the non-linearity of the power amplifier 12, the spectrum tends to rise in sideband level as shown in FIG.
As shown in, the spectrum can be suppressed to obtain a spectrum in a desired band.
【００３６】次に、パワーアンプ12の入出力特性が直線
性を有する図４のＡの領域の部分で動作させる場合、こ
の部分は元々パワーアンプ12における入出力の直線性が
良好であるので、振幅線形化補償はごく少ないかあるい
は全くなくてもよい。このとき、パワーアンプ12の出力
電力は小さく絞ってあるので、電力制御のためループゲ
インはゲイン可変器24の利得を上昇させているとすると
増加せざるを得ない。ここで、フィードバックループＬ
のループ帯域が上記非直線領域Ｂの場合と同じであると
すると、ループゲインの増加のため、振幅誤差がごく小
さくてもフィードバック電圧はかなりの振幅で印加さ
れ、図７に示すような制御電圧−位相関係にてパワーア
ンプ12にAM-PM変換歪が発生する。したがって、図２(a)
の例では制御回路22の制御によってスイッチS1をオン
とすることにより、ローパスフィルタ40がフィードバッ
クループＬに挿入されてループ帯域が30kHz に絞られる
（図５(b) 参照) 。これによって、検波器24にて検出さ
れている12.15kHzの振幅成分が遮断すなわち20dB減衰さ
れて、この結果、フィードバック電圧がレベル可変器1
6,24 による直流成分のみとなって小さく抑えられる。
したがって、パワーアンプ12に帰還する電圧振幅が抑え
られて、いままで帰還電圧の振幅成分によって生じてい
た振幅−位相変換歪（位相変調歪）の発生が起こらなく
なる。Next, when the power amplifier 12 is operated in the area A of FIG. 4 where the input / output characteristics are linear, the input / output linearity of the power amplifier 12 is originally good, There may be little or no amplitude linearization compensation. At this time, since the output power of the power amplifier 12 is narrowed down to a small value, the loop gain has to be increased if the gain of the gain changer 24 is increased for power control. Here, the feedback loop L
Assuming that the loop band of is the same as the case of the non-linear region B, the feedback voltage is applied with a considerable amplitude even if the amplitude error is very small due to the increase of the loop gain, and the control voltage as shown in FIG. − AM-PM conversion distortion occurs in the power amplifier 12 due to the phase relationship. Therefore, FIG. 2 (a)
In this example, by turning on the switch S1 by the control of the control circuit 22, the low-pass filter 40 is inserted in the feedback loop L and the loop band is narrowed down to 30 kHz (see FIG. 5 (b)). As a result, the 12.15 kHz amplitude component detected by the detector 24 is blocked or attenuated by 20 dB, and as a result, the feedback voltage is changed by the level variable device 1.
Only DC component due to 6,24 can be suppressed.
Therefore, the amplitude of the voltage fed back to the power amplifier 12 is suppressed, and the occurrence of amplitude-phase conversion distortion (phase modulation distortion), which has been caused by the amplitude component of the feedback voltage, does not occur.
【００３７】この場合、直流のループゲインは増加させ
たままなので、電力制御レベルはパワーアンプ12の直線
領域Ａに設定される。たとえば、出力電力を３段階下げ
るためにレベル可変器24の利得β2 を12dB上昇させる
と、直流ループゲインが12dB上昇し振幅成分が４倍の大
きさとなって比較器20に供給される。この場合、振幅値
の大きい部分では目標値と差が少なくなるが、振幅値の
小さい部分では目標値との差が大きくなり、かえって比
較器20の出力が大となって帰還電圧振幅が増加する。し
たがって、たとえば図２(a) の例の特性を示す図５(b)
の遮断周波数にてその周波数成分12.15kHzの電圧を-20d
B の減衰量にて減衰させる。これにより12.15kHzのルー
プゲインは8dB 程度となる。この結果、ゲイン可変端子
14にはパワーアンプ12の線形領域にてローパスフィルタ
40を通過させない場合に生じていた過度のフィードバッ
ク電圧振幅による位相変調歪が発生しなくなり、位相変
調歪がある場合に較べて明らかにスペクトラムが改善さ
れる。In this case, since the DC loop gain is still increased, the power control level is set in the linear area A of the power amplifier 12. For example, when the gain β 2 of the level variable device 24 is increased by 12 dB in order to reduce the output power by 3 steps, the DC loop gain is increased by 12 dB and the amplitude component becomes 4 times larger and is supplied to the comparator 20. In this case, the difference between the target value and the target value is small in the large amplitude value, the difference from the target value is large in the small amplitude value, rather the output of the comparator 20 is large and the feedback voltage amplitude increases. .. Therefore, for example, FIG. 5 (b) showing the characteristics of the example of FIG. 2 (a).
At the cut-off frequency of, the frequency component 12.15kHz voltage is -20d
Attenuate with B attenuation. As a result, the loop gain at 12.15kHz becomes about 8dB. As a result, the variable gain terminal
14 is a low-pass filter in the linear region of the power amplifier 12.
Phase modulation distortion due to excessive feedback voltage amplitude that occurred when 40 is not passed is not generated, and the spectrum is clearly improved compared to the case where there is phase modulation distortion.
【００３８】同様に、図２(c) の場合にもスイッチS3を
パワーアンプ12の直線域にてオンとすることにより、フ
ィードバックされる振幅成分が減少されることにより、
ループバックゲインが小となって位相変調歪が軽減され
る。この場合にも、図２(d)のように、電力制御に合わ
せて複数段の切り換えを行なってもよい。Similarly, in the case of FIG. 2C as well, by turning on the switch S3 in the linear region of the power amplifier 12, the amplitude component to be fed back is reduced,
The loop-back gain becomes small and the phase modulation distortion is reduced. In this case as well, as shown in FIG. 2D, a plurality of stages may be switched in accordance with the power control.
【００３９】なお、上記実施例においては、線形化電力
増幅回路10をデジタルセルラ方式の自動車電話に適用し
たが、搬送波に振幅情報を有する他の方式のデジタル送
信機に用いてもよい。また、本実施例においては、パワ
ーアンプ12としてGaAsFET を用いたがこれに限ることは
ない。さらに、上記実施例においてループ帯域可変回路
28として、ローパスフィルタあるいはラグリード回路を
用いたが、パワーアンプ12の低出力電力域にてループ帯
域幅を狭帯域とすることができる回路、または小電力域
にてループゲインを小とすることができる回路であれ
ば、他の回路を用いてもよい。In the above embodiment, the linearized power amplifier circuit 10 is applied to a digital cellular car telephone, but it may be used for another system digital transmitter having amplitude information on a carrier. Further, in this embodiment, the GaAs FET is used as the power amplifier 12, but the power amplifier 12 is not limited to this. Further, in the above embodiment, the loop bandwidth variable circuit
Although a low-pass filter or a lag lead circuit is used as 28, a circuit that can narrow the loop bandwidth in the low output power range of the power amplifier 12 or a small loop gain in the low power range can be used. Other circuits may be used as long as they can be used.
【００４０】[0040]
【発明の効果】以上説明したように本発明における線形
化電力増幅回路によれば、飽和形のパワーアンプの線形
領域にて帰還電圧のうち少なくとも信号の振幅成分の周
波数を含む高周波成分を帰還電圧振幅調整手段にて減少
あるいは停止させることにより、ループバック電圧を小
として、パワーアンプの位相変調歪を軽減させることが
できる。この場合、ループバック帯域を狭帯域にするこ
とによって、パワーアンプの電力制御に必要な直流成分
以外の高周波成分すなわちループバックによる振幅の変
化分を遮断または減少させて、ループバック電圧振幅を
小さくすることができる。したがって、負帰還制御電圧
による位相変調歪（AMーPM 変換歪）をなくすことがで
き、位相変調歪によって生じるスペクトラムの拡がりを
防止し得て、この結果不用な側波帯域のチャネルへの妨
害を減少させることができるという優れた効果を奏す
る。As described above, according to the linearized power amplifier circuit of the present invention, a high frequency component including at least the frequency of the amplitude component of the signal is included in the feedback voltage in the linear region of the saturated power amplifier. By reducing or stopping by the amplitude adjusting means, it is possible to reduce the loopback voltage and reduce the phase modulation distortion of the power amplifier. In this case, by narrowing the loopback band, high-frequency components other than the DC component necessary for power control of the power amplifier, that is, the amount of change in amplitude due to loopback, is blocked or reduced, and the loopback voltage amplitude is reduced. be able to. Therefore, the phase modulation distortion (AM-PM conversion distortion) due to the negative feedback control voltage can be eliminated, the spread of the spectrum caused by the phase modulation distortion can be prevented, and as a result, the unwanted sideband channel interference is prevented. It has an excellent effect that it can be reduced.
【図１】本発明による線形化電力増幅回路の一実施例の
構成を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing a configuration of an embodiment of a linearized power amplifier circuit according to the present invention.
【図２】図１の帰還電圧振幅調整回路28に適用されるル
ープ帯域可変回路のそれぞれの例を示す回路図であり、
図２(a) はローパスフィルタを用いた例、図２(b) はロ
ーパスフィルタの他の例、図２(c) はラグリード回路を
用いた例、図２(d) はラグリード回路の他の例を示す図
である。2 is a circuit diagram showing an example of a loop band variable circuit applied to a feedback voltage amplitude adjusting circuit 28 of FIG.
2 (a) is an example using a low pass filter, FIG. 2 (b) is another example of a low pass filter, FIG. 2 (c) is an example using a lag lead circuit, and FIG. 2 (d) is another example of a lag lead circuit. It is a figure which shows an example.
【図３】本実施例の線形化電力増幅回路にて電力増幅さ
れるπ/4 QDPSK変調波の一例を示す波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram showing an example of a π / 4 QDPSK modulated wave that is power-amplified by the linearization power amplifier circuit of the present embodiment.
【図４】図１の飽和形パワーアンプ12の入出力特性を示
す図である。FIG. 4 is a diagram showing input / output characteristics of the saturated power amplifier 12 of FIG.
【図５】図２(a),(b) のローパスフィルタにおける周波
数特性を示す図である。FIG. 5 is a diagram showing frequency characteristics in the low-pass filter shown in FIGS. 2 (a) and 2 (b).
【図６】図２(c),(d) のラグリード回路における周波数
特性を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing frequency characteristics in the lag lead circuit of FIGS. 2 (c) and 2 (d).
【図７】実施例の線形化電力増幅回路の制御電圧に対す
る出力電力、出力位相特性を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing output power and output phase characteristics with respect to a control voltage of the linearized power amplifier circuit of the embodiment.
【図８】本実施例における出力電力のスペクトラムの説
明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of a spectrum of output power according to the present embodiment.
10 線形化電力増幅回路 12 飽和形パワーアンプ 16,24 ゲイン可変器 18 入力検波器 20 比較器 22 制御回路 26 出力検波器 28 帰還電圧振幅調整回路（ループバック帯域可変回
路）10 Linearized power amplifier circuit 12 Saturation type power amplifier 16,24 Gain variable device 18 Input detector 20 Comparator 22 Control circuit 26 Output detector 28 Feedback voltage amplitude adjustment circuit (loopback bandwidth variable circuit)
Claims (8)
ル変調信号を飽和形のパワーアンプを用いて電力増幅す
る際に、パワーアンプに負帰還回路を付設して非線形歪
を補償した線形化電力増幅回路において、 前記パワーアンプには、負帰還信号を入力して該パワー
アンプの利得を変化させるためのゲイン可変端子が備え
られ、 前記負帰還回路は、前記飽和形のパワーアンプの出力電
力の一部を抽出する抽出手段と、該抽出手段にて抽出さ
れたパワーアンプの出力信号を包絡線検波して振幅情報
を検出する信号検出手段と、該信号検出手段にて検出さ
れた振幅情報を目標値と比較してその差信号をゲイン可
変用の帰還電圧として出力する比較手段と、該比較手段
から出力される帰還電圧のうち少なくとも前記信号検出
手段にて検出された振幅情報の周波数成分の電圧振幅を
前記パワーアンプにおける線形領域にて減少あるいは停
止させて前記パワーアンプのゲイン可変端子に供給する
帰還電圧振幅調整手段とを備えたことを特徴とする線形
化電力増幅回路。1. A linearized power which compensates for non-linear distortion by attaching a negative feedback circuit to the power amplifier when power amplifying a digital modulation signal containing information in a phase component and an amplitude component by using a saturated power amplifier. In the amplifier circuit, the power amplifier is provided with a gain variable terminal for inputting a negative feedback signal to change the gain of the power amplifier, and the negative feedback circuit is configured to output the output power of the saturated power amplifier. Extraction means for extracting a part, signal detection means for detecting amplitude information by envelope detection of the output signal of the power amplifier extracted by the extraction means, and amplitude information detected by the signal detection means Comparing means for comparing the difference value with a target value and outputting the difference signal as a gain-variable feedback voltage, and at least the amplitude detected by the signal detecting means of the feedback voltage output from the comparing means. Feedback voltage amplitude adjusting means for reducing or stopping the voltage amplitude of the reported frequency component in the linear region of the power amplifier and supplying it to the variable gain terminal of the power amplifier. ..
おいて、前記帰還電圧振幅調整手段は、前記パワーアン
プの線形領域にて前記負帰還回路におけるループバック
帯域を狭帯域に制限して帰還電圧の周波数のうち少なく
とも前記振幅情報の周波数成分を遮断あるいは減少させ
るループバック帯域可変手段を含むことを特徴とする線
形化電力増幅回路。2. The linearized power amplifier circuit according to claim 1, wherein the feedback voltage amplitude adjusting means limits a loopback band in the negative feedback circuit to a narrow band in a linear region of the power amplifier to perform feedback. A linearized power amplifier circuit comprising a loopback band variable means for blocking or reducing at least a frequency component of the amplitude information in the frequency of the voltage.
おいて、前記ループバック帯域可変手段は、帰還電圧の
うち前記振幅情報の周波数成分を含む高域成分を遮断あ
るいは減少させるローパスフィルタと、該ローパスフィ
ルタを前記パワーアンプの線形領域にて負帰還回路に挿
入させるスイッチ手段とを備えたことを特徴とする線形
化電力増幅回路。3. The linearized power amplifier circuit according to claim 2, wherein the loopback band varying means cuts off or reduces a high frequency component of the feedback voltage including a frequency component of the amplitude information, and a low pass filter. And a switch means for inserting the low-pass filter into a negative feedback circuit in a linear region of the power amplifier.
おいて、前記ループバック帯域可変手段は、複数の遮断
周波数を有するローパスフィルタと、該ローパスフィル
タを前記パワーアンプの出力電力に応動して切り換える
スイッチ手段とを備えたことを特徴とする線形化電力増
幅回路。4. The linearized power amplifier circuit according to claim 2, wherein the loopback band variable means operates a lowpass filter having a plurality of cutoff frequencies and the lowpass filter in response to the output power of the power amplifier. A linearized power amplifier circuit comprising a switch means for switching.
おいて、前記ループバック帯域可変手段は、帰還電圧の
うち前記振幅情報の周波数成分を含む高域成分の利得を
制限するラグリード回路を備えたことを特徴とする線形
化電力増幅回路。5. The linearized power amplifier circuit according to claim 2, wherein the loopback band variable means includes a lag lead circuit that limits a gain of a high frequency component of the feedback voltage including a frequency component of the amplitude information. A linearized power amplifier circuit characterized by the above.
おいて、前記ラグリード回路は、複数のコンデンサを備
え、該コンデンサを前記パワーアンプの出力電力に応じ
て切り換えることにより、帰還電圧の高域成分の利得を
変化させることを特徴とする線形化電力増幅回路。6. The linearized power amplifier circuit according to claim 5, wherein the lag lead circuit includes a plurality of capacitors, and the capacitors are switched in accordance with the output power of the power amplifier, whereby the high range of the feedback voltage is increased. A linearized power amplifier circuit characterized by changing the gain of a component.
増幅回路において、該回路は、前記信号検出手段にて包
絡線検波した振幅情報のレベルを所定のレベルに増幅あ
るいは減衰するレベル可変手段を備えたことを特徴とす
る線形化電力増幅回路。7. The linearized power amplifier circuit according to claim 1, wherein the circuit amplifies or attenuates the level of the amplitude information detected by the signal detecting means to the predetermined level. A linearized power amplifier circuit comprising variable means.
増幅回路において、前記比較手段の目標値は、前記パワ
ーアンプへの入力信号を包絡線検波した振幅情報を所定
のレベルに増幅あるいは減衰して得ることを特徴とする
線形化電力増幅回路。8. The linearized power amplifier circuit according to claim 1, wherein the target value of the comparison means amplifies amplitude information obtained by envelope detection of an input signal to the power amplifier to a predetermined level. Alternatively, a linearized power amplifier circuit obtained by attenuating.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23114391A JPH0548346A (en) | 1991-08-20 | 1991-08-20 | Linear power amplifier circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP23114391A JPH0548346A (en) | 1991-08-20 | 1991-08-20 | Linear power amplifier circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0548346A true JPH0548346A (en) | 1993-02-26 |
Family
ID=16918966
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP23114391A Withdrawn JPH0548346A (en) | 1991-08-20 | 1991-08-20 | Linear power amplifier circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0548346A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6756844B2 (en) | 2001-08-07 | 2004-06-29 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Distortion compensation amplification apparatus of feed forward type and adaptive pre-distortion type |
| JP2008295089A (en) * | 2004-09-21 | 2008-12-04 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Distortion compensating amplifier apparatus |
| JP2013172160A (en) * | 2012-02-17 | 2013-09-02 | Toshiba Corp | Power amplification device |
-
1991
- 1991-08-20 JP JP23114391A patent/JPH0548346A/en not_active Withdrawn
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6756844B2 (en) | 2001-08-07 | 2004-06-29 | Hitachi Kokusai Electric Inc. | Distortion compensation amplification apparatus of feed forward type and adaptive pre-distortion type |
| JP2008295089A (en) * | 2004-09-21 | 2008-12-04 | Hitachi Kokusai Electric Inc | Distortion compensating amplifier apparatus |
| JP2013172160A (en) * | 2012-02-17 | 2013-09-02 | Toshiba Corp | Power amplification device |
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