JPH0537215Y2 - - Google Patents

Description

【考案の詳細な説明】 〈産業上の利用分野〉 本考案は、磁場を被測定流体に印加しその流量
を測定する電磁流量計に係り、特にその励磁方式
とこれに伴なう信号処理方式を改良した電磁流量
計に関する。[Detailed description of the invention] <Industrial field of application> The present invention relates to an electromagnetic flowmeter that applies a magnetic field to a fluid to be measured and measures its flow rate, and particularly concerns its excitation method and accompanying signal processing method. This invention relates to an improved electromagnetic flowmeter.

〈従来の技術〉 工業用の電磁流量計は従来から商用電源を用い
て励磁する商用周波の励磁方式が採用されてき
た。商用周波の励磁方式は、(イ)応答速度が早く低
コストに出来る、(ロ)スラリ性の流体や低導電率の
流体で発生する流速と共に増加する低周波のラン
ダムノイズ（以下、フローノイズという）の影響
を受けがたい、という利点があるが、稼動状態で
比較的に長期、例えば１日程度の間、放置してお
くとゼロ点が変動するという欠点がある。<Prior Art> Industrial electromagnetic flowmeters have conventionally adopted a commercial frequency excitation method that uses a commercial power source to excite the flowmeter. The commercial frequency excitation method is characterized by (a) fast response speed and low cost, and (b) low-frequency random noise (hereinafter referred to as flow noise) that increases with the flow velocity generated in slurry fluids and low conductivity fluids. ), but has the disadvantage that the zero point will fluctuate if left in operation for a relatively long period of time, for example, about one day.

このため、商用周波の1/2、あるいはこれ以下
の低周波で励磁する低周波励磁方式が採用される
ようになつた。低周波励磁方式にすると周知のよ
うにゼロ点の安定な電磁流量計が得られる利点が
ある。しかし、キヤリヤ周波数が低いのでフロー
ノイズの周波数と近接し、このためフローノイズ
の影響を受け易く、特に流速が大になるとこの影
響が顕著になる。また、フローノイズの影響を軽
減するためにダンピングをかけると応答が遅くな
る欠点を有している。更に、最近の電磁流量計は
省電力化を図る傾向にあるが、特に２線により電
源の供給と信号の伝送を同時に行う２線式の電磁
流量計では省電力化が必須の要件となる。 For this reason, a low frequency excitation method that excites at a low frequency of 1/2 of the commercial frequency or lower has been adopted. As is well known, the low frequency excitation method has the advantage of providing an electromagnetic flowmeter with a stable zero point. However, since the carrier frequency is low, it is close to the frequency of flow noise, and is therefore susceptible to the influence of flow noise, and this influence becomes particularly noticeable as the flow velocity increases. Furthermore, when damping is applied to reduce the influence of flow noise, the response becomes slow. Furthermore, recent electromagnetic flowmeters are trending towards power saving, and power saving is particularly essential for two-wire electromagnetic flowmeters that simultaneously supply power and transmit signals through two wires.

この様な場合には単位流速当たりの起電力を小
さくする必要があり、例えば従来の低周波励磁方
式では0.5mV／ｍ／ｓ程度であつたものが２線式
にすると10μV／ｍ／ｓ程度と小さくなる。発生
起電力が従来に比べて１桁以上も小さくなるとフ
ローノイズの影響は相対的に増大するので低周波
励磁方式で省電力化を図ることには限界がある。 In such cases, it is necessary to reduce the electromotive force per unit flow velocity; for example, while with a conventional low frequency excitation method it was around 0.5 mV/m/s, with a two-wire system it is around 10 μV/m/s. becomes smaller. When the generated electromotive force is reduced by one order of magnitude or more compared to the conventional one, the influence of flow noise increases relatively, so there is a limit to the ability to save power using the low frequency excitation method.

そこで、特願昭60−197168号（発明の名称：電
磁流量計）で提案されているように商用周波数の
励磁電流成分とこれより低い周波数の励磁電流成
分を励磁コイルに同時に流して複合磁場を形成す
る複合励磁方式が提案されている。 Therefore, as proposed in Japanese Patent Application No. 60-197168 (title of invention: electromagnetic flowmeter), a composite magnetic field is created by simultaneously flowing an excitation current component at a commercial frequency and an excitation current component at a lower frequency into an excitation coil. A composite excitation method has been proposed to form

〈考案が解決しようとする問題点〉 しかしながら、この提案においては低周波側と
高周波側の各出力を単に加算的に合成するように
しているので、合成後の出力は流量の変化に対し
てスムーズな動きをしないという問題がある。<Problem that the invention aims to solve> However, in this proposal, the low-frequency side and high-frequency side outputs are simply combined additively, so the combined output is smooth against changes in flow rate. The problem is that it doesn't move.

〈問題点を解決するための手段〉 この考案は、以上の問題点を解決するため、第
１周波数とこれより低い第２周波数の２つの異な
つた周波数を有する磁場を供給する励磁手段と、
この励磁手段により励磁され流量に対応して発生
する信号電圧を第１周波数に基づいて弁別して出
力する第１復調手段と、この第１復調手段の出力
を広域濾波するハイパスフイルタと、信号電圧を
第２周波数に基づいて弁別して復調する第２復調
手段と、この第２復調手段の出力を低域濾波する
ローパスフイルタと、ハイパスフイルタとローパ
スフイルタとの各出力を加算的に合成する加算手
段とを具備し、ハイパスフイルタ側の伝達関数と
ローパスフイルタ側の伝達関数との和が１になる
ようにしたものである。<Means for Solving the Problems> In order to solve the above problems, this invention provides excitation means for supplying magnetic fields having two different frequencies, a first frequency and a lower second frequency;
a first demodulating means for discriminating and outputting a signal voltage excited by the excitation means and generated corresponding to the flow rate based on a first frequency; a high-pass filter for wide-band filtering the output of the first demodulating means; a second demodulating means for discriminating and demodulating based on a second frequency; a low-pass filter for low-pass filtering the output of the second demodulating means; and an adding means for additively combining each output of the high-pass filter and the low-pass filter. The sum of the transfer function on the high-pass filter side and the transfer function on the low-pass filter side is 1.

〈実施例〉 以下、本考案の実施例について図面に基づき説
明する。第１図は本考案の一実施例を示すブロツ
ク図である。１０は電磁流量計の検出器の導管で
あり、絶縁性のライニングがその内面に施されて
いる。１１ａ，１１ｂは信号電圧を検出するため
の電極である。１２は励磁コイルであり、これに
よつて発生した磁場が被測定流体に印加される。
励磁コイル１２には、励磁回路１３から励磁電流
I_fが供給されている。<Example> Hereinafter, an example of the present invention will be described based on the drawings. FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention. 10 is a conduit for a detector of an electromagnetic flowmeter, and an insulating lining is provided on the inner surface of the conduit. 11a and 11b are electrodes for detecting signal voltages. Reference numeral 12 denotes an excitation coil, and a magnetic field generated thereby is applied to the fluid to be measured.
The excitation coil 12 receives an excitation current from the excitation circuit 13.
I _f is supplied.

励磁回路１３は次のように構成されている。基
準電圧E₁はスイツチSW₁を介して増幅器Q₁の非
反転入力端（＋）に印加され、その出力端はトラ
ンジスタQ₂のベースに接続されている。トラン
ジスタQ₂のエミツタは抵抗R_fを介してコモン
COMに接続されると共に増幅器Q₁の反転入力端
（−）に接続されている。コモンCOMとトランジ
スタQ₂のコレクタとの間には励磁電圧E_sがスイ
ツチSW₂とSW₃の直列回路とこれに並列に接続さ
れたスイツチSW₄とSW₅の直列回路を介して印加
される。励磁コイル１２はスイツチSW₂，SW₃の
接続点とスイツチSW₄，SW₅の接続点にそれぞれ
接続される。タイミング信号S₁，S₂，S₃はそれぞ
れスイツチSW₁，SW₂とSW₅，SW₃とSW₄の開閉
を制御する。 The excitation circuit 13 is configured as follows. The reference voltage E ₁ is applied via the switch SW ₁ to the non-inverting input (+) of the amplifier Q ₁ , the output of which is connected to the base of the transistor Q ₂ . The emitter of transistor Q ₂ is connected to common via resistor R _f
It is connected to COM and to the inverting input terminal (-) of amplifier _Q1 . An excitation voltage E _s is applied between the common COM and the collector of the transistor Q ₂ through a series circuit of switches SW ₂ and SW ₃ and a series circuit of switches SW ₄ and SW ₅ connected in parallel to this. . The excitation coil 12 is connected to the connection point of the switches SW ₂ and SW ₃ and the connection point of the switches SW ₄ and SW ₅ , respectively. Timing signals S ₁ , S ₂ , and S ₃ control the opening and closing of switches SW ₁ , SW ₂ and SW ₅ , and SW ₃ and SW ₄ , respectively.

一方、信号電圧は電極１１ａ，１１ｂで検出さ
れ、前置増幅器１４に出力される。前置増幅器１
４でコモンモード電圧の除去とインピーダンス変
換がなされその出力端を介して結合点１５に出力
される。結合点１５における信号電圧はスイツチ
SW₇を介して、或いは反転増幅器Q₃とスイツチ
SW₈の直列回路を介してそれぞれ小さな時定数を
もつ低域濾波器１６に印加されている。 On the other hand, the signal voltage is detected by the electrodes 11a and 11b and output to the preamplifier 14. Preamplifier 1
4, the common mode voltage is removed and the impedance is converted, and the resultant signal is output to the coupling point 15 via its output terminal. The signal voltage at node 15 is switched
via SW ₇ or with inverting amplifier Q ₃
It is applied to the low-pass filter 16 through a series circuit of SW ₈ , each having a small time constant.

また、結合点１５における信号電圧はスイツチ
SW₉を介して、或いは反転増幅器Q₄とスイツチ
SW₁₀の直列回路を介してそれぞれ小さな時定数
をもつ低域濾波器１７に印加されている。スイツ
チSW₇，SW₈，SW₉，SW₁₀はそれぞれタイミン
グ回路１８からのタイミング信号S₇，S₈，S₉，
S₁₀で開閉される。低域濾波器１６は大きな時定
数をもつローパスフイルタ１９を介して、低域濾
波器１７の出力は可変利得増幅器Q₅とハイパス
フイルタ２０の直列回路を介してそれぞれ加算点
２１で加算され、ローパスフイルタ２２を介して
出力端２３に出力される。 Also, the signal voltage at the connection point 15 is
via SW ₉ or with inverting amplifier Q ₄
The signals are applied via a series circuit of SW ₁₀ to low-pass filters 17 each having a small time constant. The switches SW ₇ , SW ₈ , SW ₉ , and SW ₁₀ receive timing signals S ₇ , S ₈ , S 9 , and S ₉ from the timing circuit 18, respectively.
Opens and closes in S ₁₀ . The low-pass filter 16 passes through a low-pass filter 19 with a large time constant, and the outputs of the low-pass filter 17 pass through a series circuit of a variable gain amplifier _Q5 and a high-pass filter 20, and are summed at a summing point 21 to form a low-pass filter. It is outputted to the output end 23 via the filter 22.

なお、可変利得増幅器Q₅はローパスフイルタ
１９の出力電圧V_Lとハイパスフイルタ２０の出
力電圧V_Hの大きさが等しくなるように調節する
ためのものである。 The variable gain amplifier _Q5 is used to adjust the output voltage _VL of the low-pass filter 19 and the output voltage _VH of the high-pass filter 20 so that they are equal in magnitude.

以上の構成において、ローパスフイルタ１９を
経由する結合点１５と加算点２１とで形成される
低周波のループと、ハイパスフイルタ２０を経由
する結合点１５と加算点２１とで形成される高周
波のループとの各ループの伝達関数の和が１とな
るように各定数が選定されている。実際には、ロ
ーパスフイルタ１９とハイパスフイルタ２０との
時定数を各々等しくし、各ループの信号電圧の大
きさを可変利得増幅器Q₅の利得を調節して等し
くすればよい。 In the above configuration, a low frequency loop is formed by the coupling point 15 passing through the low pass filter 19 and the summing point 21, and a high frequency loop is formed by the coupling point 15 passing through the high pass filter 20 and the summing point 21. Each constant is selected so that the sum of the transfer functions of each loop is 1. In practice, the time constants of the low-pass filter 19 and the high-pass filter 20 may be made equal, and the magnitudes of the signal voltages in each loop may be made equal by adjusting the gain of the variable gain amplifier _Q5 .

次に、第１図に示す実施例の動作につき第２図
に示す波形図を参照して説明する。 Next, the operation of the embodiment shown in FIG. 1 will be explained with reference to the waveform diagram shown in FIG. 2.

タイミング信号S₁は第２図イで示すようにオ
ン／オフを繰返し、これにより基準電圧E₁が増
幅器Q₁の非反転入力端（＋）に印加されたりオ
フにされたりする。一方、タイミング信号S₂（第
２図ロ）とS₃（第２図ハ）により低周波でスイツ
チSW₂とSW₅、およびスイツチSW₃とSW₄が交互
にオンとされるので、第２図ニに示すような低周
波（周期：2t）と高周波（周期：2T）とが複合
された励磁電流I_fが流れる。 The timing signal S ₁ repeats on/off as shown in FIG. 2A, thereby applying the reference voltage E ₁ to the non-inverting input terminal (+) of the amplifier Q ₁ and turning it off. On the other hand, switches SW ₂ and SW ₅ and switches SW ₃ and SW ₄ are turned on alternately at low frequency by the timing signals S ₂ (FIG. 2 B) and S ₃ (FIG. 2 C). An excitation current I _f that is a combination of a low frequency (period: 2t) and a high frequency (period: 2T) flows as shown in Figure D.

結合点１５における信号電圧は第２図ホ，ヘに
示すタイミング信号S₇とS₈でサンプリングされる
ので、第２図トに示す電圧がスイツチSW₇の出力
側に得られる。これを低域濾波器１６で平滑した
電圧がローパスフイルタ１９の出力側に得られ
る。 Since the signal voltage at the node 15 is sampled by the timing signals S ₇ and S ₈ shown in FIG. 2E and F, the voltage shown in FIG. 2G is obtained at the output of the switch SW ₇ . A voltage obtained by smoothing this by a low-pass filter 16 is obtained on the output side of a low-pass filter 19.

更に、結合点１５における信号電圧は第２図
チ，リで示すタイミングでタイミング信号S₉，
S₁₀によりサンプリングされるので、スイツチ
SW₉の出力側には第２図ヌで示す信号電圧が出力
され、この信号電圧は可変利得増幅器Q₅でその
大きさが調節されてハイパスフイルタ１９を介し
て加算点２１に出力される。 Furthermore, the signal voltage at the junction 15 is the timing signal _S9 ,
S ₁₀ , so the switch
2J is output from the output side of _SW9 , and the magnitude of this signal voltage is adjusted by variable gain amplifier _Q5 and output to summing point 21 via high pass filter 19.

加算点２１で加算された各信号電圧はローパス
フイルタ２２で平滑され出力端２３に出力され
る。この場合に、ローパスフイルタ１９の伝達関
数を１／（１＋T₁Ｓ）、ハイパスフイルタ２０の
伝達関数をT₂Ｓ／（１＋T₂Ｓ）とすれば、これ
らの伝達関数の和が１になるように各時定数T₁，
T₂をT₁＝T₂に選定する。 Each signal voltage added at the addition point 21 is smoothed by a low-pass filter 22 and output to an output terminal 23. In this case, if the transfer function of the low-pass filter 19 is 1/(1+T ₁ S) and the transfer function of the high-pass filter 20 is T ₂ S/(1+T ₂ S), then the sum of these transfer functions is 1. each time constant T ₁ ,
Select T ₂ to be T ₁ =T ₂ .

この様な関係になるように各時定数を選定する
と、信号電圧がステツプ状に変化した場合は、第
３図イに示すようにローパスフイルタ１９の出力
の信号電圧V_Lとハイパスフイルタ２０の出力の
信号電圧V_Hが変化する。従つて、これを加算し
た加算出力V_Oは第３図ロに示すように誤差のな
いステツプ状の変化を示す。 If each time constant is selected to have such a relationship, if the signal voltage changes in a stepwise manner, the signal voltage V _L of the output of the low-pass filter 19 and the output of the high-pass filter 20 will change as shown in FIG. The signal voltage V _H changes. Therefore, the added output V _O obtained by adding these values shows a step-like change without error, as shown in FIG. 3B.

これに対して、各伝達関数の和が１でない場合
には、信号電圧がステツプ状に変化した場合は、
第３図ハに示すようにローパスフイルタ１９の出
力の信号電圧V_L′とハイパスフイルタ２０の出力
の信号電圧V_H′が変化する。従つて、これを加算
した加算出力V_O′は第３図ニに示すように誤差ε
を含む変化を示す。 On the other hand, if the sum of each transfer function is not 1, and the signal voltage changes in a stepwise manner,
As shown in FIG. 3C, the signal voltage V _L ' output from the low-pass filter 19 and the signal voltage V _H ' output from the high-pass filter 20 change. Therefore, the added output V _O ′ obtained by adding these values has an error ε as shown in FIG.
Indicates changes including.

例えば、時定数T₁とT₂が異なるときの誤差は、
T₂／T₁＝0.9のときは3.8％、T₂／T₁＝0.99のと
きは0.4％、T₂／T₁＝0.999のときは0.04％、T₂／
T₁＝0.9999のときは0.005％となる。 For example, the error when the time constants T ₁ and T ₂ are different is
3.8% when T ₂ /T ₁ = 0.9, 0.4% when T ₂ /T ₁ = 0.99, 0.04% when T ₂ /T ₁ = 0.999, T ₂ /
When T ₁ =0.9999, it becomes 0.005%.

なお、ローパスフイルタ１９、ハイパスフイル
タ２０はこれ等の伝達関数の和が１になるもので
あれば１次フイルタにかぎらず、どのような形式
のフイルタであつてもよい。 Note that the low-pass filter 19 and the high-pass filter 20 are not limited to linear filters, and may be any type of filter as long as the sum of their transfer functions is 1.

〈考案の効果〉 以上、実施例と共に具体的に説明したように本
考案によれば、低周波側と高周波側の各フイルタ
の伝達関数の和が１になるようにしたので、流量
変化に対してその出力が正確に応答し出力誤差の
ない電磁流量計が得られる。<Effects of the invention> As explained above in detail with the embodiments, according to the invention, the sum of the transfer functions of each filter on the low frequency side and the high frequency side is 1, so that the change in flow rate is As a result, an electromagnetic flowmeter whose output responds accurately and has no output error can be obtained.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は本考案の１実施例を示すブロツク図、
第２図は第１図における実施例の各部の波形を示
す波形図、第３図は第１図に示す実施例の効果の
説明をする過度応答図である。 １０……導管、１２……励磁コイル、１３……
励磁回路、１４……前置増幅器、１５……結合
点、１６，１７……低域濾波器、１８……タイミ
ング回路、１９……ローパスフイルタ、２０……
ハイパスフイルタ、２１……加算点。 FIG. 1 is a block diagram showing one embodiment of the present invention.
FIG. 2 is a waveform diagram showing waveforms of various parts of the embodiment shown in FIG. 1, and FIG. 3 is a transient response diagram illustrating the effects of the embodiment shown in FIG. 10... Conduit, 12... Excitation coil, 13...
Excitation circuit, 14... Preamplifier, 15... Coupling point, 16, 17... Low pass filter, 18... Timing circuit, 19... Low pass filter, 20...
High pass filter, 21...additional points.

Claims (1)

【実用新案登録請求の範囲】[Scope of utility model registration request] 第１周波数とこれより低い第２周波数の２つの
異なつた周波数を有する磁場を供給する励磁手段
と、この励磁手段により励磁され流量に対応して
発生する信号電圧を前記第１周波数に基づいて弁
別して出力する第１復調手段と、この第１復調手
段の出力を高域濾波するハイパスフイルタと、前
記信号電圧を前記第２周波数に基づいて弁別して
復調する第２復調手段と、この第２復調手段の出
力を低域濾波するローパスフイルタと、前記ハイ
パスフイルタと前記ローパスフイルタとの各出力
を加算的に合成する加算手段とを具備し、前記ハ
イパスフイルタ側の伝達関数と前記ローパスフイ
ルタ側の伝達関数との和が１になるようにしたこ
とを特徴とする電磁流量計。 excitation means for supplying magnetic fields having two different frequencies, a first frequency and a second frequency lower than the first frequency; a first demodulating means for separately outputting the output; a high-pass filter for high-pass filtering the output of the first demodulating means; a second demodulating means for discriminating and demodulating the signal voltage based on the second frequency; a low-pass filter for low-pass filtering the output of the means; and an adding means for additively combining the respective outputs of the high-pass filter and the low-pass filter; An electromagnetic flowmeter characterized in that the sum of the functions is 1.