JPH0536486A - Discharge lamp lighting apparatus - Google Patents
Discharge lamp lighting apparatusInfo
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- JPH0536486A JPH0536486A JP3212982A JP21298291A JPH0536486A JP H0536486 A JPH0536486 A JP H0536486A JP 3212982 A JP3212982 A JP 3212982A JP 21298291 A JP21298291 A JP 21298291A JP H0536486 A JPH0536486 A JP H0536486A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は、インバータを用いて
高周波又は矩形波点灯を行うメタルハライドランプ等の
高輝度放電灯の点灯装置に関し、特にその整流回路の改
良に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a lighting device for a high-intensity discharge lamp such as a metal halide lamp which performs high frequency or rectangular wave lighting using an inverter, and more particularly to improvement of a rectifying circuit thereof.
【０００２】[0002]
【従来の技術】近年、メタルハライドランプ等の高輝度
放電灯が各種光源として普及し始めており、かかる放電
灯の点灯装置も、従来の漏洩変圧器と主コンデンサとか
らなる進相型安定器など銅鉄形の安定器を用いてランプ
を点灯する方式から、高周波インバータを用いた方式、
更にはインバータを用いた矩形波点灯方式へと、小型軽
量化が計られるようになってきている。2. Description of the Related Art In recent years, high-intensity discharge lamps such as metal halide lamps have begun to spread as various light sources. Lighting devices for such discharge lamps are also used in conventional phase-advancing ballasts such as leakage transformers and main capacitors. From a method of lighting a lamp using an iron ballast to a method using a high frequency inverter,
Furthermore, the rectangular wave lighting system using an inverter is being reduced in size and weight.
【０００３】図２は、従来の矩形波点灯方式の点灯装置
の構成例を示す図で、１は商用電源、２は整流素子、３
は平滑コンデンサ、４は電力制御を行うための降圧形チ
ョッパ回路、５はフルブリッジ形インバータであり、６
は始動用パルストランス、７は前記フルブリッジ形イン
バータ５の出力端子間に抵抗８を介して接続された双方
向性二端子半導体スイッチング素子（ＳＳＳ）、９は前
記始動用パルストランス６の中間タップと、前記半導体
スイッチング素子７と抵抗８との接続点間に接続された
コンデンサであり、これらの始動用パルストランス６と
半導体スイッチング素子７と抵抗８とコンデンサ９とで
始動回路を構成している。なお10は前記フルブリッジ形
インバータ５の出力端子に前記始動回路を介して接続さ
れたメタルハライドランプである。FIG. 2 is a diagram showing an example of the configuration of a conventional rectangular wave lighting system lighting device. 1 is a commercial power source, 2 is a rectifying element, and 3 is a rectifying device.
Is a smoothing capacitor, 4 is a step-down chopper circuit for power control, 5 is a full-bridge inverter, 6
Is a starting pulse transformer, 7 is a bidirectional two-terminal semiconductor switching element (SSS) connected between output terminals of the full-bridge inverter 5 via a resistor 8, and 9 is an intermediate tap of the starting pulse transformer 6. And a capacitor connected between the connection points of the semiconductor switching element 7 and the resistor 8, and the starting pulse transformer 6, the semiconductor switching element 7, the resistor 8 and the capacitor 9 constitute a starting circuit. .. Reference numeral 10 is a metal halide lamp connected to the output terminal of the full-bridge inverter 5 via the starting circuit.
【０００４】このように構成された点灯装置において
は、商用電源１は整流素子２で整流され、平滑コンデン
サ３及びチョッパ回路４を介してフルブリッジ形インバ
ータ５に入力される。そして該インバータ５の動作によ
り矩形波交番電圧が始動回路を介してメタルハライドラ
ンプ10に印加される。始動回路に矩形波交番電圧が印加
されると、コンデンサ９が充電を開始し、その充電電圧
が半導体スイッチング素子７のブレークオーバ電圧を越
えると、半導体スイッチング素子７がオン状態になり、
コンデンサ９の放電電流が半導体スイッチング素子７を
介してパルストランス６に急激に流れる。これによりパ
ルストランス６に高圧パルスが発生し、メタルハライド
ランプ10に印加されて、該ランプ10が始動し、矩形波点
灯が行われる。この矩形波点灯方式は、矩形波が印加さ
れるため、ランプのちらつきが少なく良好な点灯が行わ
れる。In the lighting device thus constructed, the commercial power source 1 is rectified by the rectifying element 2 and input to the full-bridge type inverter 5 via the smoothing capacitor 3 and the chopper circuit 4. Then, by the operation of the inverter 5, a rectangular wave alternating voltage is applied to the metal halide lamp 10 through the starting circuit. When a rectangular wave alternating voltage is applied to the starting circuit, the capacitor 9 starts charging, and when the charging voltage exceeds the breakover voltage of the semiconductor switching element 7, the semiconductor switching element 7 is turned on,
The discharge current of the capacitor 9 suddenly flows into the pulse transformer 6 via the semiconductor switching element 7. As a result, a high-voltage pulse is generated in the pulse transformer 6 and applied to the metal halide lamp 10, the lamp 10 is started, and rectangular wave lighting is performed. In this rectangular wave lighting method, since a rectangular wave is applied, flicker of the lamp is reduced and good lighting is performed.
【０００５】ところで、上記のような矩形波点灯方式の
放電灯点灯装置に用いられる整流回路においては、商用
電源１から入力された交流を整流素子２により脈流に変
換し、平滑コンデンサ３によりリップルを減らして直流
化しているが、その際、入力電圧Ｖ1 が出力電圧Ｖ0 よ
り高くなる非常に短い期間（商用電源では３〜10msec）
にのみ、平滑コンデンサ３を充電するために定常の数倍
〜十数倍の入力電流Ｉ1 が流れる。By the way, in the rectifier circuit used in the above-described rectangular wave lighting type discharge lamp lighting device, the AC input from the commercial power source 1 is converted into a pulsating current by the rectifying element 2, and the smoothing capacitor 3 ripples. Is reduced to a direct current, but at that time, the input voltage V 1 is higher than the output voltage V 0 for a very short period (3 to 10 msec for a commercial power supply).
Only, the input current I 1 of several times to several tens times of the steady state flows to charge the smoothing capacitor 3.
【０００６】このため次のような問題点が生じる。すな
わち、有効電力に比べて皮相電流が大きく力率が悪く、
また平滑コンデンサに流れる電流が大きいため大なる容
量のコンデンサが必要となり、それにより大なる突入電
流が生じるという問題点がある。また非常に多くの高調
波を発生し、他の機器に影響を与え、更には入力電圧の
変動や負荷の変動に対して安定度が悪いという問題点が
ある。Therefore, the following problems occur. That is, the apparent current is large and the power factor is poor compared to active power,
Further, since the current flowing through the smoothing capacitor is large, a capacitor having a large capacity is required, which causes a problem that a large inrush current is generated. In addition, there are problems in that a large number of harmonics are generated, other devices are affected, and the stability is poor with respect to input voltage fluctuations and load fluctuations.
【０００７】この問題点を解決するため、本件発明者
は、別件特許出願において、入力交流電圧を整流素子と
平滑コンデンサとからなる整流回路で整流してインバー
タに入力し、該インバータの出力端に放電灯を接続して
高周波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置において、
前記整流回路の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直
列接続されたチョークコイルとダイオードの直列回路
と、前記ダイオードと平滑コンデンサに並列に接続され
たスイッチング素子と該スイッチング素子の電流検出用
抵抗との直列回路と、前記スイッチング素子の電流検出
値にバイアス分と三角波分を加算する手段と、該加算手
段の出力が所定値になったとき前記スイッチング素子に
対して制御信号を出力するスイッチング周波数が入力交
流電圧周波数より十分高い電流モードスイッチング制御
回路とを設け、入力電圧波形と相似した波形の電流を入
力させ高力率とし、特に商用電源使用時には高調波含有
率を激減させ、また入力電圧の変動や負荷の変動に対し
安定度を良くした整流回路を備えた放電灯点灯装置を提
案した。In order to solve this problem, the inventor of the present invention, in another patent application, rectifies an input AC voltage by a rectifying circuit composed of a rectifying element and a smoothing capacitor, inputs the rectified voltage to an inverter, and outputs it to the output terminal of the inverter. In a discharge lamp lighting device for connecting a discharge lamp to perform high frequency or rectangular wave lighting,
Between the rectifying element of the rectifying circuit and the smoothing capacitor, a series circuit of a choke coil and a diode connected in series, a switching element connected in parallel to the diode and the smoothing capacitor, and a current detection resistor of the switching element. , A means for adding a bias component and a triangular wave component to the current detection value of the switching element, and a switching frequency for outputting a control signal to the switching element when the output of the adding means reaches a predetermined value. A current mode switching control circuit that is sufficiently higher than the input AC voltage frequency is provided to input a current with a waveform similar to the input voltage waveform to achieve a high power factor. Especially when using a commercial power supply, the harmonic content rate is drastically reduced, and the input voltage We proposed a discharge lamp lighting device equipped with a rectifier circuit with improved stability against fluctuations and load fluctuations.
【０００８】次に、上記別件出願で提案した放電灯点灯
装置の原理について説明する。この提案発明において
は、入力電圧波形に相似の波形の電流を入力させるた
め、図３に示すような構成の昇圧型コンバータを用いて
いる。図３において、２は整流素子、３は平滑コンデン
サ、11はチョークコイル、12はＦＥＴスイッチング素
子、13は電流検出用抵抗、14はダイオード、15, 16は出
力電圧検出用抵抗、17はコントローラで、スイッチング
素子12に流れる電流を検出して該スイッチング素子12の
制御信号を出力するものである。このような昇圧型コン
バータを用いた整流回路において、コントローラ17でス
イッチング素子12を適切に制御することにより、図４に
示すように入力電圧ｖの波形に相似の波形の電流ｉを流
すようにする。Next, the principle of the discharge lamp lighting device proposed in the above-mentioned another application will be described. In this proposed invention, a boost converter having a configuration as shown in FIG. 3 is used in order to input a current having a waveform similar to the input voltage waveform. In FIG. 3, 2 is a rectifying element, 3 is a smoothing capacitor, 11 is a choke coil, 12 is a FET switching element, 13 is a current detection resistor, 14 is a diode, 15 and 16 are output voltage detection resistors, and 17 is a controller. The current flowing through the switching element 12 is detected and a control signal for the switching element 12 is output. In the rectifier circuit using such a boost converter, the controller 17 appropriately controls the switching element 12 so that the current i having a waveform similar to the waveform of the input voltage v flows as shown in FIG. ..
【０００９】このような入力電圧波形に相似の電流を流
すためのスイッチング素子12のコントロール方法として
は、図５の（Ａ）に示すように電流を三角波状に流す方
式と、図５の（Ｂ）に示すように電流を台形状に流す方
式とがある。図５の（Ａ）に示した電流を三角波状に流
す方式は、ダイオード14に逆回復期間中に電流が流れな
いために効率がよいという利点はあるが、電流のピーク
値が大きいためノイズフィルターが大きくなるという欠
点がある。一方、図５の（Ｂ）に示した電流を台形状に
流す方式は、三角波状に流す方式に比べ効率が悪いが、
電流のピーク値を小さくできるため、ノイズフィルター
が小さくて済むという利点がある。上記提案発明は、低
コストで回路構成できるように、ノイズフィルターが小
型で済む台形状に電流を流す方式を採用し、汎用の電流
モードスイッチング制御用ＩＣを用いてコントローラを
構成している。As a control method of the switching element 12 for flowing a current similar to such an input voltage waveform, a method of flowing a current in a triangular waveform as shown in FIG. 5A and a method of FIG. ), There is a method of passing the current in a trapezoidal shape. The method shown in FIG. 5A in which a current is made to flow in a triangular wave has the advantage that efficiency is good because no current flows through the diode 14 during the reverse recovery period, but the peak value of the current is large, so a noise filter is used. Has the drawback of becoming large. On the other hand, the trapezoidal method shown in FIG. 5B is less efficient than the triangular wave method.
Since the peak value of the current can be reduced, there is an advantage that the noise filter can be small. The proposed invention adopts a trapezoidal method in which a noise filter is small so that a circuit can be configured at low cost, and a controller is configured by using a general-purpose current mode switching control IC.
【００１０】次に、上記台形波電流を流す場合のコント
ローラによるスイッチング素子の制御について、図６の
（Ａ）に示す昇圧型コンバータの基本回路に基づいて説
明する。図６の（Ａ）において、チョークコイル11に流
れる電流ＩL は、図６の（Ｂ）に示すように変化する。
すなわち、スイッチング素子12がＯＮ時には、電流ＩL
の上昇側はＶ1 ／Ｌ（Ｖ1 ：入力電圧、Ｌ：チョークコ
イルのインダクタンス）と表され、その傾きは入力電圧
Ｖ1 に比例する。一方、スイッチング素子12がＯＦＦと
なった時は、チョークコイル11に蓄積されたエネルギー
がダイオード14を介して平滑コンデンサ３に流入する
が、その時の電流ＩL の傾きは、（Ｖ0 −Ｖ1 ）／Ｌ
（Ｖ0 ：出力電圧）となる。Next, the control of the switching element by the controller when the trapezoidal wave current is passed will be described based on the basic circuit of the boost converter shown in FIG. 6 (A). In FIG. 6A, the current I L flowing through the choke coil 11 changes as shown in FIG. 6B.
That is, when the switching element 12 is ON, the current I L
The rising side of is represented by V 1 / L (V 1 : input voltage, L: choke coil inductance), and its slope is proportional to the input voltage V 1 . Meanwhile, when the switching element 12 is turned OFF, but the energy accumulated in the choke coil 11 flows into the smoothing capacitor 3 via the diode 14, the slope of the current I L at that time, (V 0 -V 1 ) / L
(V 0 : output voltage).
【００１１】すなわち、コントローラ17が、電流検出用
抵抗13で検出されるスイッチング素子12を流れる電流Ｉ
Trを一定に保つように制御する、すなわちコントローラ
17の電流閾値ＩP を一定にすると、入力電圧Ｖ1 が高け
れば傾斜Ｖ1 ／Ｌが大きくなり、スイッチング素子12の
ＯＮしている時間（Duty）が短くなり、デューティ比が
小さくなる。That is, the controller 17 causes the current I flowing through the switching element 12 detected by the current detection resistor 13 to flow.
Control to keep Tr constant, that is, controller
When the constant current threshold I P 17, the higher the input voltages V 1 inclined V 1 / L increases, becomes time is ON of the switching element 12 (Duty) is short, the duty ratio decreases.
【００１２】したがって、この電流閾値ＩP を図７に示
すように、デューティ比が小さい場合、すなわち入力電
圧Ｖ1 が高いときには高く設定し、逆にデューティ比が
大きい場合、すなわち入力電圧Ｖ1 が低いときには低く
なるように右下がり三角波状に設定してやることによ
り、入力電圧Ｖ1 に比例した入力電流ＩL を得ることが
できる。すなわち前述のとおり、電流ＩL の正の傾きは
Ｖ1 ／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ1 が高いほど、この
傾きが大となり電流閾値ＩP が大となって電流ＩL が大
きくなる。一方、電流ＩLの負の傾きは（Ｖ0 −Ｖ1 ）
／Ｌで決まるため、入力電圧Ｖ1 が高いと、傾きは逆に
小さくなる。そして、それぞれの変化量（傾き×時間）
は等しくなるように収束していくから、全体のレベルが
高くなっていき、したがって入力電圧が高いと大なる電
流が流れる。一方、入力電圧が低いと小なる電流ＩL ′
が流れる。Therefore, as shown in FIG. 7, this current threshold value I P is set high when the duty ratio is small, that is, when the input voltage V 1 is high, and conversely when the duty ratio is large, that is, the input voltage V 1 is The input current I L proportional to the input voltage V 1 can be obtained by setting the triangular waveform so that it becomes lower when it is low. That is, as described above, since the positive slope of the current I L is determined by V 1 / L, the higher the input voltage V 1 , the larger the slope, the larger the current threshold I P , and the larger the current I L. On the other hand, the negative slope of the current I L is (V 0 −V 1 ).
Since it is determined by / L, if the input voltage V 1 is high, the slope becomes small. And each change amount (slope x time)
Are converged so as to be equal to each other, so that the overall level becomes higher, so that a large current flows when the input voltage is high. On the other hand, when the input voltage is low, the current I L ′ becomes small.
Flows.
【００１３】以上のようにコントローラの電流閾値ＩP
を設定してやることにより、入力電圧波形と相似の電流
を入力させることができるが、上記提案発明において
は、コントローラにおけるコンパレータの動作を単純に
するため、次に述べるように、コントローラ17の電流閾
値ＩP は一定に設定し、スイッチング素子12の電流検出
値に右上がりの三角波をスイッチング制御の各周期毎に
加えて、コントローラ17に入力することにより、結果的
にコントローラ17の電流閾値を入力電圧値に応じて変化
させることと等価的な動作を行わせるようにしている。
この場合、コントローラ17に入力される電流波形Ｉsens
は、入力電圧が大なる場合は図８の（Ａ）、入力電圧が
小なる場合は図８の（Ｂ）において、それぞれ実線で示
すようになる。すなわちスイッチング素子12がＯＮして
いるときは電流ＩL 又はＩL ′と三角波が加算されたも
のが入力され、ＯＦＦ時には三角波のみが入力されるこ
とになる。As described above, the current threshold value I P of the controller
However, in order to simplify the operation of the comparator in the controller, the current threshold I of the controller 17 is set as described below in order to simplify the operation of the comparator in the controller. P is set to a constant value, a rising triangle wave is added to the current detection value of the switching element 12 for each cycle of switching control, and the result is input to the controller 17. As a result, the current threshold of the controller 17 is input voltage value. The operation is equivalent to changing the value according to.
In this case, the current waveform I sens input to the controller 17
Is indicated by a solid line in FIG. 8A when the input voltage is high, and in FIG. 8B when the input voltage is low. That is, when the switching element 12 is on, the current I L or I L ′ and the triangular wave are added, and when the switching element 12 is off, only the triangular wave is input.
【００１４】次に上記提案発明の具体的な構成例を図９
に基づいて説明する。図９において、21は演算増幅器
で、その一方の入力端子にはスイッチング素子12を流れ
る電流の検出用抵抗13の検出出力を入力抵抗22, 23を介
して入力し、他方の入力端子には、バイアス調整用抵抗
24, 25の分圧出力を入力抵抗26を介して入力し、スイッ
チング素子12に流れる検出電流を抵抗13で変換した電圧
から、バイアス分の電圧を減算して出力するように構成
されている。なお27は演算増幅器21の帰還抵抗である。
28は電流モードスイッチング制御用ＩＣで、例えばモト
ローラ社製のＵＣ３８４２Ａ／４３Ａが用いられ、その
基準電圧端子Ｒefは前記バイアス調整用抵抗24, 25に接
続され、またスイッチング周波数を設定する時定数回路
用の抵抗29の一端が接続されており、該抵抗29の他端は
前記ＩＣ28のＲT ／ＣT 端子に接続され、該ＲT ／ＣT
端子には更に同じく時定数回路用のコンデンサ30が接続
されている。31はバッファ用トランジスタで、コレクタ
は基準電圧端子Ｒefに、ベースは時定数回路用抵抗29と
コンデンサ30の接続点であるＲT ／ＣT 端子に、エミッ
タはミキシング抵抗32を介して前記ＩＣ28の電流検出端
子Ｉsensに接続され、同じく演算増幅器21の出力端はミ
キシング抵抗33を介して前記ＩＣ28の電流検出端子Ｉ
sensに接続されている。また出力電圧検出用抵抗15, 16
の分圧出力はフィルター34を介してＩＣ28の電圧フィー
ドバック端子ＶINに接続され、ＩＣ28の出力端子ＯＵＴ
はスイッチング素子12のゲートに接続され、該スイッチ
ング素子12をＯＮ，ＯＦＦ制御するようになっている。Next, FIG. 9 shows a concrete configuration example of the above proposed invention.
It will be explained based on. In FIG. 9, 21 is an operational amplifier, the detection output of the detection resistor 13 for the current flowing through the switching element 12 is input to one of its input terminals via the input resistors 22 and 23, and the other input terminal is Bias adjustment resistor
The voltage-divided outputs of 24 and 25 are input via the input resistor 26, and the voltage for the bias is subtracted from the voltage obtained by converting the detection current flowing in the switching element 12 by the resistor 13 and output. 27 is a feedback resistor of the operational amplifier 21.
28 is a current mode switching control IC, for example, UC3842A / 43A manufactured by Motorola Co. is used, and its reference voltage terminal Ref is connected to the bias adjusting resistors 24 and 25, and for a time constant circuit for setting a switching frequency. of which one end of the resistor 29 is connected, the other end of the resistor 29 is connected to the R T / C T terminal of the IC 28, the R T / C T
A capacitor 30 for the time constant circuit is also connected to the terminal. Reference numeral 31 is a buffer transistor, the collector is the reference voltage terminal Ref, the base is the R T / C T terminal which is the connection point of the time constant circuit resistor 29 and the capacitor 30, and the emitter is the mixing resistor 32. The output terminal of the operational amplifier 21 is also connected to the current detection terminal I sens, and the current detection terminal I of the IC 28 is also connected via the mixing resistor 33.
connected to sens . Output voltage detection resistors 15, 16
The divided voltage output of is connected to the voltage feedback terminal V IN of the IC 28 via the filter 34, and the output terminal OUT of the IC 28 is output.
Is connected to the gate of the switching element 12 to control the switching element 12 to be turned on and off.
【００１５】次にこのように構成した整流回路の動作に
ついて説明する。まず商用電源１は整流素子２で整流さ
れ脈流化される。そしてこの脈流は、チョークコイル1
1，スイッチング素子12，電流検出用抵抗13，ダイオー
ド14，平滑コンデンサ３，出力電圧検出用抵抗15, 16で
構成される昇圧型コンバータに入力される。この時、電
流モードスイッチング制御用ＩＣ28によるスイッチング
周波数が、入力された商用電源１の周波数と比べて十分
に高ければ（例えば60ＫHz）、入力された電圧の瞬時値
に応じた電流がスイッチング素子12に流れる。Next, the operation of the rectifier circuit thus configured will be described. First, the commercial power supply 1 is rectified by the rectifying element 2 and made into a pulsating flow. And this pulsating current is choke coil 1
1, a switching element 12, a current detection resistor 13, a diode 14, a smoothing capacitor 3, and output voltage detection resistors 15 and 16 are input to the boost converter. At this time, if the switching frequency by the current mode switching control IC 28 is sufficiently higher than the frequency of the input commercial power supply 1 (for example, 60 KHz), a current corresponding to the instantaneous value of the input voltage is supplied to the switching element 12. Flowing.
【００１６】スイッチング素子12に流れる電流は電流検
出用抵抗13で電圧に変換され、演算増幅器21の一端に入
力される。また演算増幅器21の他端には、前記ＩＣ28の
基準電圧の印加されたバイアス調整用抵抗24，25の分圧
出力がバイアス分として入力され、前記検出電流変換電
圧と減算処理される。この演算増幅器21の出力は、バッ
ファ用トランジスタ31を通して得られる三角波と、それ
ぞれミキシング抵抗32，33を通して加算され、ＩＣ28へ
入力される。The current flowing through the switching element 12 is converted into a voltage by the current detecting resistor 13 and input to one end of the operational amplifier 21. At the other end of the operational amplifier 21, the divided voltage output of the bias adjusting resistors 24 and 25 to which the reference voltage of the IC 28 is applied is input as a bias component, and is subtracted from the detected current conversion voltage. The output of the operational amplifier 21 is added to the triangular wave obtained through the buffer transistor 31 through the mixing resistors 32 and 33, respectively, and input to the IC 28.
【００１７】ＩＣ28においては、前記加算出力が所定値
（閾値電流ＩP ）に達したとき、スイッチング素子12を
ＯＦＦする制御信号を送出する。この制御信号は、各ス
イッチング周期毎に整流された脈流の大きさに応じて出
力される。すなわち、脈流の電圧値が低いときは、図８
の（Ｂ）に示すように電流ＩL ′の傾きが小さいので、
スイッチング素子12を三角波の成分が多く加算された状
態で、すなわち三角波成分が多く加算される遅い段階で
ＯＦＦにし、脈流の電圧値が高いときには、図８の
（Ａ）に示すように電流ＩL の傾きが大きいので、スイ
ッチング素子12を三角波の成分があまり加算されない状
態で、すなわち三角波成分が少なく加算される早い段階
でＯＦＦにするように制御する。これにより、入力電圧
波形に相似の電流を流すことができる。また電圧検出用
抵抗15, 16の分圧出力電圧をフィルター34を通してＩＣ
28の電圧フィードバック端子に入力されており、該出力
電圧が所定値になるようにスイッチング素子12のＯＮ，
ＯＦＦ制御が行われ、出力電圧の安定化を計っている。The IC 28 sends a control signal for turning off the switching element 12 when the added output reaches a predetermined value (threshold current I P ). This control signal is output according to the magnitude of the pulsating flow rectified in each switching cycle. That is, when the voltage value of the pulsating current is low,
Since the slope of the current IL 'is small as shown in (B) of
The switching element 12 is turned off in a state where a large number of triangular wave components are added, that is, at a late stage when a large amount of triangular wave components are added, and when the pulsating current voltage value is high, the current I as shown in FIG. Since the slope of L is large, the switching element 12 is controlled to be turned off in a state where the triangular wave component is not added so much, that is, at an early stage when the triangular wave component is added little. This allows a current similar to the input voltage waveform to flow. In addition, the divided output voltage of the voltage detection resistors 15 and 16 is passed through the filter 34 to the IC.
The voltage is input to the voltage feedback terminal 28, and the switching element 12 is turned on so that the output voltage becomes a predetermined value.
The OFF control is performed to stabilize the output voltage.
【００１８】[0018]
【発明が解決しようとする課題】上記提案の放電灯点灯
装置は、上述のように入力電圧波形に相似の電流を流
し、力率を向上させることができるものであるが、入力
電圧の実効値が一定の場合には、出力電力も一定となり
問題はない。しかしながら、入力電圧の実効値が変化す
ると、出力電圧検出用抵抗の分圧出力電圧を電流モード
スイッチング制御用ＩＣの電圧フィードバック端子に入
力してスイッチング素子を制御するだけでは、入力電圧
の変化に伴って入力電流の実効値を補償しきれず、出力
電力が変動してしまうという問題点があった。The discharge lamp lighting device proposed above is capable of improving the power factor by flowing a current similar to the input voltage waveform as described above. However, the effective value of the input voltage is If is constant, the output power is also constant and there is no problem. However, when the effective value of the input voltage changes, the divided output voltage of the output voltage detection resistor is input to the voltage feedback terminal of the current mode switching control IC to control the switching element, and the input voltage changes. As a result, the effective value of the input current cannot be completely compensated and the output power fluctuates.
【００１９】本発明は、上記提案の放電灯点灯装置にお
ける問題点を解消するためになされたもので、入力電圧
波形に相似の電流を入力すると共に、入力電圧の実効値
の変動に拘らず、出力電力を一定にするようにした放電
灯点灯装置を提供することを目的とする。The present invention has been made in order to solve the problems in the above proposed discharge lamp lighting device, and inputs a current similar to the input voltage waveform and, regardless of the fluctuation of the effective value of the input voltage, An object of the present invention is to provide a discharge lamp lighting device in which the output power is kept constant.
【００２０】[0020]
【課題を解決するための手段及び作用】上記問題点を解
決するため、本発明は、入力交流電圧を整流素子と平滑
コンデンサとからなる整流回路で整流してインバータに
入力し、該インバータの出力端に放電灯を接続して高周
波又は矩形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記
整流回路の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接
続されたチョークコイルとダイオードの直列回路と、前
記ダイオードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイ
ッチング素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗と
の直列回路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバ
イアス分と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出
力を入力し該入力値が所定値になったとき前記スイッチ
ング素子に対して制御信号を出力する、スイッチング周
波数が入力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイ
ッチング制御回路とを設け、前記加算バイアス分は、基
準バイアスに前記電流モードスイッチング制御回路の出
力制御信号の積分値を合成したもので構成するものであ
る。In order to solve the above problems, the present invention rectifies an input AC voltage by a rectifying circuit composed of a rectifying element and a smoothing capacitor, inputs the rectified voltage to an inverter, and outputs the output of the inverter. In a discharge lamp lighting device for connecting a discharge lamp to an end to perform high frequency or rectangular wave lighting, a series circuit of a choke coil and a diode connected in series between a rectifying element of the rectifying circuit and a smoothing capacitor, and the diode. , A series circuit of a switching element connected in parallel to the smoothing capacitor and a current detection resistor of the switching element, a means for adding a bias component and a triangular wave component to the current detection value of the switching element, and an output of the adding means. Is input and a control signal is output to the switching element when the input value reaches a predetermined value. A sufficiently high current mode switching control circuit than the frequency provided, said adding bias component is one constituting at which the reference bias were synthesized integral value of the output control signal of the current-mode switching control circuit.
【００２１】このように構成した放電灯点灯装置におい
ては、スイッチング制御回路の出力制御信号を積分する
ことにより、入力交流電圧の実効値の変化を検出し、こ
の検出信号に基づいて基準バイアスを補正して、これを
加算手段へ入力する加算バイアス分とする。これによ
り、入力電圧波形に相似の電流を入力させると共に、入
力電圧の実効値の変動に対応して入力電流を補正し、出
力電力を一定に保持させることができる。In the discharge lamp lighting device thus configured, the output control signal of the switching control circuit is integrated to detect the change in the effective value of the input AC voltage, and the reference bias is corrected based on this detection signal. Then, this is used as the addition bias input to the addition means. This makes it possible to input a current having a similar waveform to the input voltage waveform, correct the input current in response to fluctuations in the effective value of the input voltage, and maintain the output power constant.
【００２２】[0022]
【実施例】次に実施例について説明する。図１は、本発
明に係る放電灯点灯装置の一実施例の整流回路部分を示
す回路構成図であり、図９に示した別件で提案した回路
構成と同一又は対応する部材には同一符号を付し、その
説明を省略する。図において、35は第２の演算増幅器
で、その一方の入力端には、電流モードスイッチング制
御用ＩＣ28の出力端子ＯＵＴからの出力制御信号を、直
列抵抗36，並列コンデンサ37及び並列抵抗38からなる積
分用時定数回路を介して入力し、他方の入力端には、バ
イアス調整用抵抗24，25の分圧出力である基準バイアス
を、入力抵抗39を介して入力する。そして第２の演算増
幅器35の出力は、入力抵抗26を介して第１の演算増幅器
21の他方の入力端に入力されるように構成されている。
なお、40は第２の演算増幅器35の帰還抵抗である。EXAMPLES Next, examples will be described. FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a rectifier circuit portion of an embodiment of the discharge lamp lighting device according to the present invention, and the same or corresponding members as those of the circuit configuration proposed in another example shown in FIG. The description is omitted. In the figure, reference numeral 35 is a second operational amplifier, and one of its input terminals is provided with an output control signal from the output terminal OUT of the current mode switching control IC 28, which is composed of a series resistor 36, a parallel capacitor 37 and a parallel resistor 38. A reference bias, which is the voltage-divided output of the bias adjusting resistors 24 and 25, is input to the other input terminal via the input resistor 39. The output of the second operational amplifier 35 is supplied to the first operational amplifier via the input resistor 26.
21 is configured to be input to the other input terminal.
Incidentally, 40 is a feedback resistor of the second operational amplifier 35.
【００２３】次にこのように構成した整流回路の動作に
ついて説明する。スイッチング制御用ＩＣ28の出力端子
ＯＵＴからの出力制御信号が、抵抗36, コンデンサ37,
抵抗38からなる積分用時定数回路を介して第２の演算増
幅器35に入力されると、出力制御信号は積分用時定数回
路で積分され、入力電圧の実効値が下がりスイッチング
制御用ＩＣ28の出力制御信号のデューティ比が全体的に
大きくなると、積分値が大きくなり、反対に入力電圧の
実効値が上昇し出力制御信号のデューティ比が小さくな
ると、積分値が小さくなる。Next, the operation of the rectifying circuit thus configured will be described. The output control signal from the output terminal OUT of the switching control IC 28 is the resistor 36, the capacitor 37,
When input to the second operational amplifier 35 via the integration time constant circuit made up of the resistor 38, the output control signal is integrated by the integration time constant circuit, and the effective value of the input voltage decreases, and the output of the switching control IC 28. When the duty ratio of the control signal becomes large as a whole, the integral value becomes large. On the contrary, when the effective value of the input voltage rises and the duty ratio of the output control signal becomes small, the integral value becomes small.
【００２４】そして、この積分値がバイアス調整用抵抗
24，25で決められる基準バイアスと第２の演算増幅器35
で減算処理される。そしてその合成出力がバイアス分と
して第１の演算増幅器21に入力され、図９に示したもの
と同様に、スイッチング素子12の電流検出値と減算処理
され、更に三角波と合成されて、制御用ＩＣ28の電流検
出端子Ｉsensへ入力される。これにより、制御用ＩＣ28
の出力制御信号は、入力電圧の実効値の変動に応じて補
正され、したがってスイッチング素子12のデューティ比
が補正されて、入力電圧の実効値が低い場合には入力電
流を多くし、逆に入力電圧の実効値が高い場合には入力
電流を少なくするように補正され、これにより入力電流
の実効値が補正されて、入力電圧の実効値の変動に拘ら
ず、出力電力は一定に保持される。The integrated value is the resistance for bias adjustment.
Reference bias determined by 24 and 25 and second operational amplifier 35
Is subtracted. Then, the combined output is input to the first operational amplifier 21 as a bias component, is subjected to subtraction processing with the current detection value of the switching element 12 and is further combined with the triangular wave in the same manner as shown in FIG. Is input to the current detection terminal I sens of . As a result, the control IC 28
The output control signal of is corrected according to the fluctuation of the effective value of the input voltage, and thus the duty ratio of the switching element 12 is corrected, and when the effective value of the input voltage is low, the input current is increased and vice versa. When the rms value of the voltage is high, the input current is corrected so as to be reduced, so that the rms value of the input current is corrected and the output power is held constant regardless of the fluctuation of the rms value of the input voltage. ..
【００２５】上記実施例では、本発明を矩形波点灯を行
う放電灯点灯装置に適用したものを示したが、本発明
は、整流回路を用いた高周波点灯方式の放電灯点灯装置
にも勿論適用できるものである。In the above embodiment, the present invention is applied to the discharge lamp lighting device that performs rectangular wave lighting, but the present invention is of course also applied to a high frequency lighting type discharge lamp lighting device using a rectifier circuit. It is possible.
【００２６】[0026]
【発明の効果】以上実施例に基づいて説明したように、
本発明によれば、汎用の電流モードスイッチング制御回
路を用いた簡単な構成で、スイッチング素子のデューテ
ィ比が入力電圧の大きさに応じて制御され、入力電圧波
形に相似の波形の電流が入力され、高力率化を計ること
ができる。更に入力電圧の実効値の変動に拘らず出力電
力を一定にすることができる。As described above on the basis of the embodiments,
According to the present invention, with a simple configuration using a general-purpose current mode switching control circuit, the duty ratio of the switching element is controlled according to the magnitude of the input voltage, and a current having a waveform similar to the input voltage waveform is input. The power factor can be increased. Further, the output power can be made constant regardless of the fluctuation of the effective value of the input voltage.
【図１】本発明に係る放電灯点灯装置の一実施例の整流
回路部分を示す回路構成図である。FIG. 1 is a circuit configuration diagram showing a rectifier circuit portion of an embodiment of a discharge lamp lighting device according to the present invention.
【図２】従来の矩形波点灯方式の放電灯点灯装置の構成
例を示す図である。FIG. 2 is a diagram showing a configuration example of a conventional rectangular-wave lighting type discharge lamp lighting device.
【図３】別件提案の放電灯点灯装置の原理を説明するた
めの基本回路構成図である。FIG. 3 is a basic circuit configuration diagram for explaining the principle of another proposed discharge lamp lighting device.
【図４】入力電圧波形と入力電流波形を示す図である。FIG. 4 is a diagram showing an input voltage waveform and an input current waveform.
【図５】入力電圧波形相似の電流を流すためのスイッチ
ング素子のコントロール方式を示す説明図である。FIG. 5 is an explanatory diagram showing a control system of a switching element for causing a current having a similar input voltage waveform to flow.
【図６】昇圧型コンバータの基本回路及びその入力電流
の変化を示す図である。FIG. 6 is a diagram showing a basic circuit of a boost converter and changes in its input current.
【図７】電流閾値と入力電圧との関係を示す図である。FIG. 7 is a diagram showing a relationship between a current threshold value and an input voltage.
【図８】スイッチング素子電流検出値に三角波を加えて
コントローラに入力した場合の電流閾値との関係を示す
図である。FIG. 8 is a diagram showing a relationship with a current threshold value when a triangular wave is added to a detected current value of a switching element and input to a controller.
【図９】別件提案の放電灯点灯装置の具体的な構成例の
整流回路部分を示す回路構成図である。FIG. 9 is a circuit configuration diagram showing a rectifier circuit portion of a specific configuration example of a discharge lamp lighting device proposed separately.
１ 商用電源 ２ 整流素子 ３ 平滑コンデンサ 11 チョークコイル 12 スイッチング素子 13 電流検出用抵抗 14 ダイオード 15, 16 出力電圧検出用抵抗 17 コントローラ 21 第１の演算増幅器 24, 25 バイアス調整用抵抗 28 電流モードスイッチング制御用ＩＣ 31 バッファ用トランジスタ 34 フィルター 35 第２の演算増幅器 1 Commercial power supply 2 Rectifier element 3 Smoothing capacitor 11 Choke coil 12 Switching element 13 Current detection resistor 14 Diode 15, 16 Output voltage detection resistor 17 Controller 21 First operational amplifier 24, 25 Bias adjustment resistor 28 Current mode switching control IC 31 Buffer transistor 34 Filter 35 Second operational amplifier
───────────────────────────────────────────────────── フロントページの続き (51)Int.Cl.5 識別記号 庁内整理番号 ＦＩ 技術表示箇所 // Ｈ０５Ｂ 41/24 Ｊ 7913−3Ｋ Ｋ 7913−3Ｋ ─────────────────────────────────────────────────── ─── Continuation of front page (51) Int.Cl. 5 Identification code Internal reference number FI technical display location // H05B 41/24 J 7913-3K K 7913-3K
Claims (1)
サとからなる整流回路で整流してインバータに入力し、
該インバータの出力端に放電灯を接続して高周波又は矩
形波点灯を行う放電灯点灯装置において、前記整流回路
の整流素子と平滑コンデンサとの間に、直列接続された
チョークコイルとダイオードの直列回路と、前記ダイオ
ードと平滑コンデンサに並列に接続されたスイッチング
素子と該スイッチング素子の電流検出用抵抗との直列回
路と、前記スイッチング素子の電流検出値にバイアス分
と三角波分を加算する手段と、該加算手段の出力を入力
し該入力値が所定値になったとき前記スイッチング素子
に対して制御信号を出力する、スイッチング周波数が入
力交流電圧周波数より十分高い電流モードスイッチング
制御回路とを設け、前記加算バイアス分は、基準バイア
スに前記電流モードスイッチング制御回路の出力制御信
号の積分値を合成したもので構成することを特徴とする
放電灯点灯装置。Claim: What is claimed is: 1. An input AC voltage is rectified by a rectifying circuit composed of a rectifying element and a smoothing capacitor and input to an inverter,
In a discharge lamp lighting device for connecting a discharge lamp to an output terminal of the inverter to perform high frequency or rectangular wave lighting, a series circuit of a choke coil and a diode connected in series between a rectifying element of the rectifying circuit and a smoothing capacitor. A series circuit of a switching element connected in parallel with the diode and the smoothing capacitor and a current detection resistor of the switching element; a means for adding a bias component and a triangular wave component to the current detection value of the switching device; And a current mode switching control circuit having a switching frequency that is sufficiently higher than the input AC voltage frequency and that outputs a control signal to the switching element when the output of the adding means is input and the input value reaches a predetermined value. For the bias component, the integrated value of the output control signal of the current mode switching control circuit is combined with the reference bias. The discharge lamp lighting apparatus, characterized in that it consists of one was.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3212982A JPH0536486A (en) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | Discharge lamp lighting apparatus |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3212982A JPH0536486A (en) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | Discharge lamp lighting apparatus |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH0536486A true JPH0536486A (en) | 1993-02-12 |
Family
ID=16631511
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3212982A Pending JPH0536486A (en) | 1991-07-31 | 1991-07-31 | Discharge lamp lighting apparatus |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH0536486A (en) |
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08253827A (en) * | 1995-03-14 | 1996-10-01 | Aoki Kinzoku Shoji Kk | Bronze casting alloy |
| JP2009512120A (en) * | 2005-10-25 | 2009-03-19 | パナソニック電工株式会社 | Ultra high pressure short arc discharge lamp driving method and apparatus |
-
1991
- 1991-07-31 JP JP3212982A patent/JPH0536486A/en active Pending
Cited By (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPH08253827A (en) * | 1995-03-14 | 1996-10-01 | Aoki Kinzoku Shoji Kk | Bronze casting alloy |
| JP2009512120A (en) * | 2005-10-25 | 2009-03-19 | パナソニック電工株式会社 | Ultra high pressure short arc discharge lamp driving method and apparatus |
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