JPH05329154A

JPH05329154A - 超音波診断装置の遅延回路

Info

Publication number: JPH05329154A
Application number: JP4142851A
Authority: JP
Inventors: Kenichi Nakao; 建一中尾
Original assignee: Aloka Co Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1992-06-03
Filing date: 1992-06-03
Publication date: 1993-12-14

Abstract

(57)【要約】【目的】インダクタと可変容量ダイオードとを梯子状
に接続してなる可変遅延線の遅延時間を可変する際に伴
って生ずる特性インピーダンスの変化に対し、終端を適
切に行うとともに、終端回路のインピーダンスを可変す
ることによる受信信号の出力電圧の変化をなくす。【構成】可変遅延線４２の一方端には可変抵抗回路４
４が設けられて、バイアス電流を変化させることによっ
てその入力インピーダンスを変化させ、可変遅延線４２
の特性インピーダンスと前記入力インピーダンスの整合
を図ることができる。可変遅延線４２のもう一端には、
終端出力回路４６が設けられている。終端出力回路４６
は、可変抵抗回路４４と同様にインピーダンスの整合を
図る機能と、受信信号の電流値を祖の電流値に比例した
電圧値に変換させる機能とを有する。したがって、終端
出力回路４６の入力インピーダンスの大きさによらずに
受信信号の電流値が電圧値に変換される。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、受信ダイナミックフォ
ーカスを行うために各受信信号の遅延及び加算を行う超
音波診断装置の遅延回路に関する。

【０００２】

【従来の技術】医療の分野において、超音波の送受波に
よって生体内の断層画像などを得る超音波診断装置が活
用されている。超音波診断装置において、高分解能の画
像を得るために、受信時のフォーカスを時間と共に変化
させる受信ダイナミックフォーカスが行われているが、
それは次のように行われる。

【０００３】図６には、従来の超音波診断装置の概略的
な構成が示されている。この従来例は特開昭５６−１１
２２３４で開示されたものである。

【０００４】アレイ振動子１０は、複数の超音波振動素
子１０ａを配列させてなるものであり、生体内の超音波
の送波及び受波はこのアレイ振動子１０によって行われ
る。生体内からの反射波は、各超音波振動素子１０ａに
て受波され、各受信信号はアンプ１２によって増幅され
た後、遅延回路１４に入力される。この従来例において
は、同一構成の２つの遅延回路１４−１及び１４−２が
互いに並列的に設けられている。これは、一方の遅延回
路が各受信信号の遅延を行っている間に、他方の遅延回
路において遅延時間の設定変更、具体的には遅延線タッ
プの切替えを行い、両回路を交互に使用することで、電
子スイッチ１８の切替えノイズの混入を防止するためで
ある。詳述すると次のようになる。

【０００５】受信ダイナミックフォーカスにおいては、
１本の受信ビームに対して複数段のフォーカス点が設定
されるため、１回の受信においては、複数回の遅延時間
の設定変更、すなわち遅延線タップの切替えが必要とな
る。遅延回路１４−１において、各受信信号はまず、電
圧／電流変換回路（Ｖ／Ｉ変換回路）１６に入力され、
受信信号の電圧値が電流値に変換される。これは、後に
説明する遅延線で、各受信信号の加算を電流で行うため
である。Ｖ／Ｉ変換回路１６から出力された受信信号
は、電子スイッチ１８を介していずれかのタップに入力
される。ここで、電子スイッチ１８は、遅延線２０から
出る複数のタップを選択するものであり、その選択され
るタップの個所に応じた遅延時間が設定されることにな
る。遅延線２０は、インダクタとコンデンサとを梯子状
に連結してなるものであって、タップから入力される受
信信号を遅延させつつ加算してアンプ２２へ送出する。
なお、図６の遅延線２０においては、左側に入力される
受信信号の方がより多く遅延される。アンプ２２により
増幅された受信信号は電子スイッチ２６を通り表示部２
４に送られ、断層画像等が表示される。この間、遅延回
路１４ではタップ切替えが行われ、フォーカス距離が変
更される。次に、電子スイッチ２６が反転し、遅延回路
１４−２が選択され、上記と同様の動作が行われる。電
子スイッチ１８及び２６の制御は制御回路２８によって
行われている。

【０００６】なお、電子スイッチ２６は切替えノイズの
小さなものを使用する。このようなスイッチは高価であ
るため、数の多い電子スイッチ１８に使用することはで
きない。このようにすることで、電子スイッチ１８の切
替えノイズが画像に現われるのを防ぎながらダイナミッ
クフォーカスを実現できる。

【０００７】以上のように図６に示した従来の遅延回路
１４においては、切替えノイズが受信信号に混入するこ
とを避けるために、回路を２系統必要としていた。その
ため、回路規模が増大し、コストアップとなるという問
題があった。そこで、切替えノイズなない遅延回路が特
開平３−５２３１１で提案されている。

【０００８】図７には、そのような切替えノイズを排除
し得る従来の超音波診断装置の要部構成が示されてい
る。この従来例おいて、可変遅延線３０は、複数のイン
ダクタＬと複数の可変容量ダイオードＶＣとを梯子状に
連結して構成されており、制御回路３２によって可変容
量ダイオードＶＣに加わる逆電圧を制御することによっ
て、容量値の制御が行われ、この結果遅延時間が制御さ
れている。

【０００９】受信信号はＶ／Ｉ変換回路３４によって電
流に変換された後、いずれかのタップに入力され、制御
回路３２によって遅延時間が設定された可変遅延線３０
を通って出力される。

【００１０】ところで、遅延線における遅延時間Ｔ
_Ｄは、Ｔ_Ｄ＝ｎ√（ＬＣ）で表される。ただし、Ｌは１
区間のインダクタンスであり、Ｃは１区間のキャパシタ
ンスを示している。また、ｎは区間の段数を示してい
る。

【００１１】そして、この遅延線の各区間の特性インピ
ーダンスＺ_０は、Ｚ_０＝√（Ｌ／Ｃ）で表される。

【００１２】したがって、可変容量ダイオードのキャパ
シタンスＣを制御回路３２によって変化させると、可変
遅延線３０の遅延時間と特性インピーダンスが変化する
ことが理解される。一方、その可変遅延線３０の両端を
開放状態にしておくと、反射が生じるという問題があ
る。

【００１３】そこで、この従来例においては、可変遅延
線３０の両端に可変抵抗回路３６が設けられており、こ
の可変抵抗回路３６の抵抗値を可変させることによって
可変遅延線３０の両端の終端を行っている。具体的に
は、可変抵抗回路３６の入力インピーダンスを可変遅延
線３０の特性インピーダンスに合致させて反射を防止し
ている。なお、可変抵抗回路３６の制御は制御回路３２
によって行われ、可変容量ダイオードの逆電圧制御に合
致させて可変抵抗回路３６のインピーダンス可変制御が
実行されれている。

【００１４】しかしながら、受信信号はＶ／Ｉ変換回路
３４によって電流信号として可変遅延線３０に入力され
るため、可変抵抗回路３６の入力インピーダンスが変化
すると、入力の受信信号が一定であっても、出力端子３
８に表れる出力電圧が変化するという問題が生ずる。す
なわち、出力端子３８での出力電圧は、可変抵抗回路３
６の入力インピーダンスと受信信号電流の積となるため
である。

【００１５】そこで、この図７に示す従来の例において
は、掛算器４０が設けられており、その掛算器４０にお
いて制御回路３２から送られてきた遅延時間に応じた値
を有する係数を出力信号に乗算することによって出力信
号の補正が行われている。

【００１６】

【発明が解決しようとする課題】したがって、図７に示
した従来例においては、掛算器４０のような補正回路を
別途設けなければならず、回路が複雑になると共に制御
が煩雑化するという問題があった。

【００１７】本発明は上記従来の課題に鑑みなされたも
のであり、その目的は、可変容量ダイオードとインダク
タとで構成される可変遅延線の終端を適切に行うと共
に、その終端を行うにあたって終端を行う回路の入力イ
ンピーダンスを可変しても出力信号のレベルが変化しな
い超音波診断装置の遅延回路を提供することにある。

【００１８】

【課題を解決しようとする手段】上記目的を達成するた
めに、本発明は、インダクタと可変容量ダイオードとを
含み、容量制御信号によって前記可変容量ダイオードの
容量を変え、それにより遅延時間を変更可能とする可変
遅延線と、前記可変遅延線の一方端に設けられた終端回
路であって、インピーダンス制御信号によってその入力
インピーダンスが変化する可変抵抗回路と、前記可変遅
延線の他方端に設けられた終端回路であって、前記イン
ピーダンス制御信号によってその入力インピーダンスが
変化し、かつ、前記可変遅延線から出力される受信信号
電流に対してその電流値に比例した電流／電圧変換を行
う終端出力回路と、前記容量制御信号及び前記インピー
ダンス制御信号を出力する回路であって、超音波のフォ
ーカス点の移動に応じて前記可変遅延線の遅延時間を制
御すると共に、その遅延時間に応じて変化する前記可変
遅延線の特性インピーダンスに、前記可変抵抗回路及び
前記終端可変遅延回路の入力インピーダンスを整合させ
る制御を行う遅延制御回路と、を含み、前記終端出力回
路でその入力インピーダンスの変化に影響されずに前記
遅延信号の電流値が電圧値に変換されることを特徴とす
る。

【００１９】

【作用】上記構成によれば、遅延制御回路の制御によっ
て、遅延時間を可変できる。それに伴い、可変遅延線の
特性インピーダンスが変化するが、可変抵抗回路及び終
端出力回路の入力インピーダンスを可変させ、それを可
変遅延線の特性インピーダンスに合致させることでイン
ピーダンス整合を行うことができ、反射などが防止され
る。終端出力回路は、以上のようなインピーダンス整合
と同時に、受信信号電流に対して電流／電圧変換を行
う。すなわち、受信信号は可変遅延線のタップから電流
として入力され、可変遅延線で遅延されたあと終端出力
回路に流れ込み、その電流値に比例した電圧値に変換さ
れる。よって遅延時間の変化に伴い、インピーダンス整
合のために終端出力回路の入力インピーダンスが変化し
ても、入力の受信信号が変化しない限り、補正をしなく
ても出力電圧は変化しない。

【００２０】

【実施例】以下、本発明の好適な実施例を図面に基づい
て説明する。

【００２１】図１には、本発明に係る超音波診断装置の
可変遅延回路の構成が示されている。

【００２２】この可変遅延回路は、図７に示した従来の
可変遅延線３０とほぼ同様の構成を有する可変遅延線４
２を含み、その可変遅延線４２の両端に可変抵抗回路４
４及び終端出力回路４６が設けられている。遅延制御回
路４８は、可変遅延線４２の遅延時間の制御、可変抵抗
回路４４及び終端出力回路４６の入力インピーダンスの
制御を行うものである。

【００２３】この図１に示す可変遅延回路においても、
図７に示した従来例と同様に、受信信号１００は、まず
電圧／電流変換が行われた後、可変遅延線４２のいずれ
かのタップに入力される。

【００２４】可変遅延線４２は、図７に示した従来例と
同様に複数のインダクタＬと可変容量ダイオードＶＣと
を梯子状に連結してなり、その両端には可変容量ダイオ
ードＶＣのアノード側の電位を０Ｖに保つために、イン
ダクタＬ_Ｓが接続されている。なお、インダクタＬ_Ｓの
代わりに高抵抗を接続することも可能である。

【００２５】キャパシタＣ_Ｓは、可変容量ダイオードＶ
Ｃのカソード側を交流的にアースするためのものであ
る。また、キャパシタＣ１，Ｃ２は、可変抵抗回路４４
及び終端出力回路４６へ交流成分のみを出力させ、それ
らの回路と可変遅延線４２とを直流的に分離するための
ものである。Ｌ_Ｓ，Ｃ_Ｓ，Ｃ_１，Ｃ_２の値は、受信信号
の周波数においては無視できる値を選ぶ。可変遅延線４
２の動作は、図６の従来例と同様であり、遅延制御回路
４８から出力される制御信号ＶＣ１によって遅延時間が
制御される。同時にその特性インピーダンスも変化す
る。ちなみに、受信信号の周波数は数ＭＨｚ程度であ
り、超音波パルスの繰り返し周波数は数ｋＨｚである。
ここで、遅延制御回路４８から出力される制御信号ＶＣ
１，ＶＣ２はその超音波パルスの繰り返し周波数に同期
するおよそ鋸波状の信号である、遅延制御回路４８に入
力される同期信号ＳＹＮＣに基づいて作られる。

【００２６】ここで可変抵抗回路４４について説明す
る。

【００２７】可変抵抗回路４４は、遅延制御回路４８に
よって通過電流値が制御される定電流回路５０と、直列
接続された本実施例において２つのダイオード５２，５
４とで構成されて、ダイオード５２と定電流回路５０と
の間に可変遅延線４２の一方端が接続されている。ま
た、ダイオード５４のアノード側はアースに接続されて
いる。

【００２８】ところで、ダイオード５２，５４に流れる
電流（バイアス電流）の大きさによって、ダイオードの
内部抵抗（ｒｄ）は変化する。ここで、ｒｄは、ｒｄ＝２６×１０^-3／Ｉ（３００°Ｋ）で表される。ゆえに、定電流回路５０を流れる電流値を
制御すればダイオード５２，５４に流れる電流値が変化
し、この結果、上記式で表される抵抗値の変化によっ
て、可変抵抗回路４４の可変遅延線４２側から見たイン
ピーダンス、すなわち可変抵抗回路４４の入力インピー
ダンスを変化させることができる。

【００２９】なお、インピーダンスを大きくする場合
は、バイアス電流を小さくすれば良いが、バイアス電流
は可変遅延線４２から流出する受信信号電流より十分大
きくとる必要があるので極端に小さくできない。極端に
小さくしたい場合は、ダイオードの個数を増し、逆に１
個でも十分な時はダイオード５２，５４のどちらかを取
り除けば良い。

【００３０】図３には、図１に示した定電流回路５０の
具体的な構成の例が示されている。いわゆるカレントミ
ラーといわれる回路である。インピーダンス制御信号Ｖ
Ｃ２を変化させるとＩ_１が変化するが、カレントミラー
においてはＩ_１＝Ｉ_２であるので、Ｉ_２も変化する。こ
のＩ_２を可変抵抗回路４４のダイオード５２，５４のバ
イアス電流とすればよい。

【００３１】また、図４には、可変抵抗回路４４の第２
実施例が示されている。増幅器５６の入力端子には可変
遅延線４２からの信号が入力されており、増幅器５６の
出力端子とその入力端子との間には帰還抵抗Ｒｆが設け
られている。そして、インピーダンス制御信号ＶＣ２を
変化させることによって増幅器５６のゲインを可変する
ことができるようになっている。

【００３２】このような電圧制御の可変ゲイン増幅器
は、例えば掛算器を用いて実現できる。この結果、入力
インピーダンスＺｉｎを次の式のように変化させること
ができる。

【００３３】Ｚ_ｉｎ＝Ｒ_ｆ／（１＋Ａ）ただし、Ａは増幅器５６のゲインであり、増幅器の入力
インピーダンスは十分に高いものである。なお、この図
４に示す可変抵抗回路は、特開平３−５２３１１でも開
示されている。

【００３４】次に、終端出力回路４６について説明す
る。

【００３５】終端出力回路４６は２つの機能すなわち、
インピーダンス整合を図る機能と、可変遅延線４２から
出力される受信信号の電流に対し電流／電圧変換を行う
機能とを有している。

【００３６】図１において、ベース接地させたトランジ
スタ５８のエミッタには、ダイオード６０を介して定電
流回路６２が接続されている。この定電流回路６２は、
遅延制御回路４８からのインピーダンス制御信号ＶＣ２
によってその通過電流の大きさが制御されている。

【００３７】定電流回路６２とダイオード６０との間に
は、可変遅延線４２の他方端が接続されている。

【００３８】ベース接地されたトランジスタ５８のコレ
クタには、出力電圧を取り出すための負荷抵抗Ｒ_Ｌが接
続され、その負荷抵抗Ｒ_Ｌには、＋Ｖの電圧が印加され
ている。そして、トランジスタ５８のコレクタ側の電位
が電圧値として取り出されている。この終端出力回路４
６において、その入力インピーダンス、すなわち可変遅
延線４２側から見たインピーダンスは、トランジスタ５
８のベースエミッタ間の動作抵抗とダイオード６０の動
作抵抗とで決定される。すなわち、可変遅延線４２側か
ら見たインピーダンスを考えると、負荷抵抗Ｒ_Ｌはあた
かも存在しないかのような状態になっている。

【００３９】従って、終端出力回路４６の入力インピー
ダンスに関しては終端出力回路４６の等価回路が可変抵
抗回路４４であることが理解される。

【００４０】したがって、可変抵抗回路４４と同様に、
この終端出力回路４６においても定電流回路６２の通過
電流値を制御することによって、トランジスタ５８及び
ダイオード６０に流れる電流が変化し、それらの動作抵
抗が変化する結果、入力インピーダンスを可変すること
ができ、適切な定電流回路６２の通過電流値の設定によ
り、可変遅延線４２の特性インピーダンスに終端出力回
路４６の入力インピーダンスを合致させることができ
る。

【００４１】なお、可変抵抗回路４４の場合と同様に、
インピーダンスを大きくしたい場合には、トランジスタ
５８のエミッタ側にダイオードをさらに多く設ければよ
く、一方、トランジスタ５８のベースエミッタ間抵抗分
で十分であれば、ダイオード６０は取除いてよい。

【００４２】一方、可変遅延線４２から出力される受信
信号電流は、定電流回路６２の電流値がインピーダンス
制御信号ＶＣ２で決められてしまうため、ダイオード６
０を通ってトランジスタ５８のエミッタに流れこむ（な
お、受信信号電流がトランジスタ５８のエミッタに流れ
込むという表現は、トランジスタ５８には定電流回路６
２によりバイアス電流が流れているため、実際にはバイ
アス電流の値を中心に電流が増減することを意味する。
以下の同様の記述でも同じである）。

【００４３】トランジスタのエミッタ電流とコレクタ電
流はほぼ等しいというトランジスタの性質により、トラ
ンジスタ５８のエミッタに流れ込んだ受信信号電流はほ
とんどすべてトランジスタ５８のコレクタに出力され
る。そして、負荷抵抗Ｒ_Ｌに流れることで、電流ＸＲ_Ｌ
で表わされる電圧に変換される。

【００４４】すなわち、入力インピーダンスの大小によ
らず、受信信号電流がその電流値に比例した電圧値に変
換され出力されることになる。この場合に、インピーダ
ンス制御信号ＶＣ２により、定電流回路６２の電流値、
すなわちバイアス電流が制御されるので、出力電圧に
は、バイアス電流の増減分がオフセット電圧として表れ
るが、上述したように超音波の周波数と超音波パルスの
繰り返し周期とは周波数的に十分異なっているために、
フィルタ回路等によって両者を容易に分離でき、すなわ
ち、受信信号のみを抽出することができる。

【００４５】図５には、終端出力回路４６の第２実施例
が示されている。

【００４６】この実施例においては、増幅器６４の入力
端子に、遅延された受信信号が供給され、増幅器６４の
出力端子から出た信号がトランジスタ６６のベースに入
力されている。トランジスタ６６のエミッタと増幅器６
４の入力端子との間には、直列接続されたコンデンサ６
８及び帰還抵抗Ｒ_ｆとが設けられている。

【００４７】コンデンサ６８は、直流阻止の働きをする
もので、受信信号の周波数に対しては無視しうる値に選
ぶ。

【００４８】そして、トランジスタ６６のエミッタには
定電流回路７０が接続され、一方、トランジスタ６６の
コレクタには負荷抵抗Ｒ_Ｌが接続され、出力電圧が取り
出されている。

【００４９】ここで、トランジスタ６６は、コンデンサ
６８、帰還抵抗Ｒｆにより成る帰還回路に対してはエミ
ッタホロワとして働くため、終端出力回路の入力インピ
ーダンスとしては、図４の可変抵抗回路の場合と同様に
なる。また、入力インピーダンスの制御も、図４の可変
抵抗回路の場合と同様に、遅延制御回路４８から出力さ
れるインピーダンス制御信号ＶＣ２によって行われる。

【００５０】一方、可変遅延線４２から出力される受信
信号電流は、増幅器６４の入力のインピーダンスが高く
設定されているため、ほとんど帰還抵抗Ｒｆに流れる。
定電流源７０の電流値は決まっているため、帰還抵抗Ｒ
ｆを通ってきた電流はトランジスタ６６んのエミッタに
流れ込む。トランジスタのエミッタ電流とコレクタ電流
はほぼ等しいというトランジスタの性質により、受信信
号電流はトランジスタ６６のコレクタに出力され、負荷
抵抗ＲＬに流れることで電流値に比例した電圧に変換さ
れる。

【００５１】図２には、本発明に係る可変遅延回路を超
音波診断装置に適用した場合の構成が示されている。ア
レイ振動子８０から出力された各受信信号はスイッチ回
路８２により選択され、プリアンプ８４を介してＶ／Ｉ
変換回路８６に送られ、電圧／電流変換が行われてい
る。

【００５２】電流に変換された受信信号は、図１のよう
に構成された可変遅延回路８８に含まれる可変遅延線の
いずれかのタップにその遅延時間に応じて入力される。
可変遅延回路８８においては、受信信号の遅延及び加算
が行われ、その加算後の受信信号が表示部９０に送られ
断層画像などが表示される。可変遅延回路８８の制御は
タイミング制御回路９１によって行われている。なお、
タイミング制御回路９１は送信回路９２をも制御し、送
信回路９２から送信時の駆動信号がスイッチ回路８２を
介してアレイ振動子８０に供給されている。

【００５３】以上のような超音波診断装置によれば、遅
延量の設定時における電子スイッチの切替えノイズの発
生を回避できると共に、従来において必要とされていた
遅延後の受信信号の補正回路などを必要とせずに、可変
遅延回路の構成を簡易化でき、制御を要する回路の数が
減少するために、制御を容易にすることができる。

【００５４】

【発明の効果】以上説明したように、本発明に係る超音
波診断装置の遅延回路によれば、遅延時間の変更を鋸歯
状に変化する制御信号によって行うことができるので、
電子スイッチの切替えノイズの発生を回避できる。ま
た、可変遅延線の終端を適切に行うことができると共
に、受信信号電流をその電流値に比例した電圧値に変換
して出力できるので、終端回路の入力インピーダンスに
影響されない出力電圧を得ることができる。したがっ
て、従来において必要とされた補正回路を削減でき、回
路が簡略化されると共に、制御を要する回路が減少する
ため、制御が容易になる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明に係る可変遅延回路の構成を示す回路図
である。

【図２】本発明に係る可変遅延回路を設けた超音波診断
装置の構成を示すブロック図である。

【図３】定電流回路の構成を示す回路図である。

【図４】可変抵抗回路の第２実施例を示す回路図であ
る。

【図５】終端出力回路の第２実施例の構成を示す回路図
である。

【図６】従来の超音波診断装置の概略的な構成を示すブ
ロック図である。

【図７】従来の可変遅延回路の第２例を示す回路図であ
る。

【符号の説明】

４２可変遅延線４４可変抵抗回路４６終端出力回路４８遅延制御回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】インダクタと可変容量ダイオードとを含
み、容量制御信号によって前記可変容量ダイオードの容
量を変え、それにより遅延時間を変更可能とする可変遅
延線と、前記可変遅延線の一方端に設けられた終端回路であっ
て、インピーダンス制御信号によってその入力インピー
ダンスが変化する可変抵抗回路と、前記可変遅延線の他方端に設けられた終端回路であっ
て、前記インピーダンス制御信号によってその入力イン
ピーダンスが変化し、かつ前記可変遅延線から出力され
る受信信号電流に対してその電流値に比例した電流／電
圧変換を行う終端出力回路と、前記容量制御信号及び前記インピーダンス制御信号を出
力する回路であって、超音波のフォーカス点の移動に応
じて前記可変遅延線の遅延時間を制御すると共に、その
遅延時間に応じて変化する前記可変遅延線の特性インピ
ーダンスに、前記可変抵抗回路及び前記終端出力回路の
入力インピーダンスを整合させる制御を行う遅延制御回
路と、を含み、前記終端出力回路でその入力インピーダンスの変化に影
響されずに前記遅延信号の電流値が電圧値に変換される
ことを特徴とする超音波診断装置の遅延回路。
【請求項２】請求項１記載の超音波診断装置の遅延回
路において、前記終端出力回路は、前記可変遅延線の他方端がエミッタに接続されたベース
接地トランジスタと、前記トランジスタのエミッタに接続され、前記遅延制御
回路からのインピーダンス制御信号によって電流値を可
変できる定電流回路と、を含み、前記トランジスタのコレクタから受信信号を取
り出すように構成されていることを特徴とする超音波診
断装置の遅延回路。
【請求項３】請求項１記載の超音波診断装置の遅延回
路において、前記終端出力回路は、前記可変遅延線の他方端に入力端
子が接続され、その増幅率が前記遅延制御回路からのイ
ンピーダンス制御信号によって制御される増幅回路と、前記増幅回路の出力端子がベースに接続されたトランジ
スタと、前記トランジスタのエミッタと前記増幅回路の入力端子
との間に設けられた帰還抵抗と、を含み、前記トランジスタのコレクタから受信信号を取
り出すように構成されていることを特徴とする超音波診
断装置の遅延回路。