JPH05327355A - Residual side band wave demodulator - Google Patents

Abstract

PURPOSE:To enable the base band demodulation of residual side band waves having arbitrary transmission band width and to remove distortion generated at a transmission line or an intermediate frequency circuit by providing a circuit or the like for generating a regenerative carrier signal having the same phase as the carrier of a residual side band wave modulation signal and a regenerative carrier signal having a phase orthogonal to the phase of the carrier. CONSTITUTION:A residual side band wave (VSB) modulation signal generates a regenerative carrier signal (COS2pifct) having the same phase as the carrier and a regenerative carrier signal (sin2pifct) having the phase orthogonal to the phase of the carrier by a carrier reproducing circuit 15. By using the respective regenerative carrier signals, the VSB modulation signal is detected respectively by a synchronism detector 13 and an orthogonal crossing detector 14, and in-phase base band and orthogonal base band components are demodulated. For the orthogonal base band component obtained by the detector 14, the phase is shifted by 90 deg. by an orthogonal transformation circuit 16 and after the phase is shifted, it is added to the in-phase base band component. Thus, the base band of the VSB of the arbitrary transmission band width can be demodulated, and distortion generated at the transmission line or the intermediate frequency circuit can be removed.

Description

【発明の詳細な説明】Detailed Description of the Invention

【０００１】[0001]

【産業上の利用分野】この発明は、残留側帯波（ＶＳ
Ｂ）変調信号からベースバンド信号を復調する残留側帯
波復調器に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION The present invention relates to a vestigial sideband (VS
B) A vestigial sideband demodulator for demodulating a baseband signal from a modulated signal.

【０００２】[0002]

【従来の技術】周知のように、テレビジョン放送ではベ
ースバンド（映像）信号の送信に残留側帯波変調方式を
採用している。この残留側帯波変調方式による信号伝送
には、送信側に図７に示すＶＳＢ変調器が設けられ、受
信側に図８に示すＶＳＢ復調器が設けられる。2. Description of the Related Art As is well known, television broadcasting employs a vestigial sideband modulation method for transmitting a baseband (video) signal. For signal transmission by this vestigial sideband modulation method, the VSB modulator shown in FIG. 7 is provided on the transmission side, and the VSB demodulator shown in FIG. 8 is provided on the reception side.

【０００３】まず、送信側のＶＳＢ変調器では、ＡＭ変
調器１でベースバンド信号を搬送波に乗せてＡＭ変調波
を生成し、このＡＭ変調波をＶＳＢフィルタ２に通すこ
とにより被送信ＶＳＢ変調波を得ている。このＶＳＢ変
調波の周波数スペクトラムを図９（ａ）に示す。ｆC は
搬送波周波数、ｆL はＤＳＢ帯域上限周波数、ｆH は映
像帯域上限周波数を表している。同図からわかるよう
に、ＶＳＢ変調器は一方の側波帯については全帯域を送
出し、他方の側波帯についてはベースバンド信号の比較
的低い周波数成分に相当する帯域まで送出する。First, in a VSB modulator on the transmitting side, an AM modulator 1 puts a baseband signal on a carrier wave to generate an AM modulated wave, and this AM modulated wave is passed through a VSB filter 2 to transmit a VSB modulated wave to be transmitted. Is getting The frequency spectrum of this VSB modulated wave is shown in FIG. fC represents a carrier frequency, fL represents a DSB band upper limit frequency, and fH represents a video band upper limit frequency. As can be seen from the figure, the VSB modulator sends out the entire band for one sideband and sends up to the band corresponding to the relatively low frequency component of the baseband signal for the other sideband.

【０００４】一方、受信側のＶＳＢ復調器では、受信し
たＶＳＢ変調波をナイキストフィルタ３に入力する。こ
のナイキストフィルタ３は図９（ｂ）に示す周波数特性
を有する。このため、ナイキストフィルタ３を通過した
搬送波同相成分のスペクトラムは図９（ｃ）に示すよう
になり、搬送波直交成分のスペクトラムは図９（ｄ）に
示すようになる。よって、ナイキストフィルタ３の出力
を同期検波器４で再生搬送波により同期検波すること
で、ひずみのないベースバンド復調信号が得られる。On the other hand, the VSB demodulator on the receiving side inputs the received VSB modulated wave to the Nyquist filter 3. The Nyquist filter 3 has the frequency characteristic shown in FIG. Therefore, the spectrum of the carrier in-phase component that has passed through the Nyquist filter 3 is as shown in FIG. 9C, and the spectrum of the carrier quadrature component is as shown in FIG. 9D. Therefore, by synchronously detecting the output of the Nyquist filter 3 with the reproduced carrier wave by the synchronous detector 4, a baseband demodulated signal without distortion can be obtained.

【０００５】ここで、上記ナイキストフィルタは通過帯
域内の群遅延時間特性が平坦でないと復調出力に歪みが
生じる。このため、ナイキストフィルタには群遅延時間
特性に優れた表面弾性波（ＳＡＷ）フィルタがよく用い
られる。In the Nyquist filter, the demodulation output is distorted unless the group delay time characteristic in the pass band is flat. Therefore, a surface acoustic wave (SAW) filter having excellent group delay time characteristics is often used as the Nyquist filter.

【０００６】しかしながら、ＳＡＷフィルタは通過帯域
幅や使用周波数により設計が異なるため、例えばＰＡＬ
／ＮＴＳＣといった帯域幅の異なる複数のＶＳＢ変調波
を受信する受信機の場合、個別に設計したフィルタを用
意しなければならない。However, since the SAW filter has a different design depending on the pass band width and the used frequency, for example, PAL is used.
In the case of a receiver such as / NTSC that receives a plurality of VSB modulated waves having different bandwidths, it is necessary to prepare individually designed filters.

【０００７】また、テレビジョン信号以外の一般の信
号、例えばレーダのビデオ信号を伝送するシステムのよ
うに、伝送路の帯域制限から両側帯波変調を使用できな
い場合に残留側帯波変調を利用するケースもあるが、こ
のためのＳＡＷフィルタはシステムに合わせて別々に設
計する必要がある。[0007] Further, as in a system for transmitting a general signal other than a television signal, for example, a radar video signal, when the double sideband modulation cannot be used due to the band limitation of the transmission path, the residual sideband modulation is used. However, the SAW filter for this needs to be designed separately according to the system.

【０００８】さらに、復調器前段の周波数変換回路や中
間周波増幅回路で生じる振幅、群遅延周波数歪や、例え
ば伝送路のインピーダンス不整合によって発生する歪が
ある場合、復調器出力に歪が生じるという問題も有して
いる。Furthermore, if there is an amplitude or group delay frequency distortion that occurs in the frequency conversion circuit or intermediate frequency amplification circuit in the preceding stage of the demodulator, or distortion that occurs due to impedance mismatch in the transmission path, for example, distortion will occur in the demodulator output. I also have problems.

【０００９】[0009]

【発明が解決しようとする課題】以上述べたように、従
来のＳＡＷフィルタ等のナイキストフィルタを用いた残
留側帯波復調器では、伝送帯域幅が変わる度に別個のフ
ィルタを用意する必要があり、また伝送路や中間周波増
幅回路で生じた歪を除去することができない。As described above, in the residual sideband demodulator using the Nyquist filter such as the conventional SAW filter, it is necessary to prepare a separate filter each time the transmission bandwidth changes. Further, it is not possible to remove the distortion generated in the transmission line or the intermediate frequency amplifier circuit.

【００１０】この発明は上記の問題を解決するためにな
されたもので、任意の伝送帯域幅の残留側帯波のベース
バンド復調が可能であり、さらに伝送路や中間周波数段
で生じた歪を除去することのできる残留側帯波復調器を
提供することを目的とする。The present invention has been made to solve the above-mentioned problems, and enables baseband demodulation of residual sidebands with an arbitrary transmission bandwidth, and further removes distortion generated in a transmission line or an intermediate frequency stage. It is an object of the present invention to provide a vestigial sideband demodulator that can be used.

【００１１】[0011]

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するため
にこの発明に係る残留側帯波復調器は、残留側帯波変調
信号の搬送波と同相の再生搬送波信号及び直交する再生
搬送波信号を生成する搬送波再生手段と、この手段で再
生された同相再生搬送波信号を用いて前記残留側帯波変
調信号を同相検波する同相検波手段と、前記搬送波再生
手段で再生された直交再生搬送波信号を用いて前記残留
側帯波変調信号を直交検波する直交検波手段と、前記直
交検波により得られる直交ベースバンド成分の位相を９
０°シフトする直交検波変換手段と、この手段でシフト
された直交ベースバンド成分を前記同相検波により得ら
れる同相ベースバンド成分に加算する加算手段とを具備
して構成される。In order to achieve the above object, a vestigial sideband demodulator according to the present invention is a carrier for generating a regenerated carrier signal in phase with a carrier of a vestigial sideband modulated signal and a regenerated carrier signal orthogonal thereto. Reproducing means, in-phase detection means for in-phase detecting the residual sideband modulated signal using the in-phase reproduced carrier signal reproduced by this means, and the residual sideband using the quadrature reproduced carrier signal reproduced by the carrier reproducing means. The quadrature detection means for quadrature detection of the wave modulation signal and the phase of the quadrature baseband component obtained by the quadrature detection are 9
It comprises a quadrature detection conversion means for shifting by 0 ° and an addition means for adding the quadrature baseband component shifted by this means to the in-phase baseband component obtained by the in-phase detection.

【００１２】[0012]

【作用】上記構成による残留側帯波復調器では、残留側
帯波変調信号の搬送波と同相の再生搬送波信号及び直交
する再生搬送波信号を生成し、各再生搬送波信号を用い
て残留側帯波変調信号を同相検波及び直交検波して同相
ベースバンド成分及び直交ベースバンド成分を復調す
る。そして、直交検波により得られる直交ベースバンド
成分の位相を９０°シフトし、シフトされた直交ベース
バンド成分を同相ベースバンド成分に加算することで、
伝送路、中間周波回路で生じた歪を抑圧しつつ、ナイキ
ストフィルタを用いることなくベースバンド信号を復調
する。In the vestigial sideband wave demodulator having the above-mentioned structure, a regenerated carrier signal in phase with the carrier of the vestigial sideband modulated signal and a regenerated carrier signal orthogonal to each other are generated, and the remnant sideband modulated signal is in-phase with each regenerated carrier signal. The in-phase baseband component and the quadrature baseband component are demodulated by performing detection and quadrature detection. Then, the phase of the quadrature baseband component obtained by the quadrature detection is shifted by 90 °, and the shifted quadrature baseband component is added to the in-phase baseband component,
The baseband signal is demodulated without using the Nyquist filter while suppressing the distortion generated in the transmission line and the intermediate frequency circuit.

【００１３】[0013]

【実施例】この発明の実施例を説明するに先立ち、この
発明の原理について説明する。DETAILED DESCRIPTION OF THE PREFERRED EMBODIMENTS Prior to describing the embodiments of the present invention, the principle of the present invention will be described.

【００１４】まず、テレビジョン信号のＶＳＢ変調信号
は、図１（ａ）に示すように、０〜ｆL Ｈｚまでのベー
スバンド低域成分についてはＤＳＢ変調され、ｆL 〜ｆ
H Ｈｚのベースバンド高域成分についてはＳＳＢ変調さ
れている。このため、ＶＳＢ変調信号は時間ｔの関数Ｓ
（ｔ）としてみると、 (1)式のように表すことができ
る。First, as shown in FIG. 1A, the VSB-modulated signal of the television signal is DSB-modulated with respect to the baseband low frequency components from 0 to fL Hz, and fL to f.
The HHz baseband high frequency component is SSB modulated. Therefore, the VSB modulated signal has a function S of time t.
When viewed as (t), it can be expressed as in equation (1).

【００１５】[0015]

【数１】 [Equation 1]

【００１６】但し、 (1)式において、ｋは変調指数、ｆ
c は搬送波周波数、ｆ1 ，ｆ2 は変調信号周波数で、０
＜ｆ1 ≦ｆL 、ｆL ≦ｆ2 ＜ｆH なる関係にある。そし
て、 (1)式の右辺第１項がＤＳＢ変調信号に対応してい
る。その周波数スペクトラムを図１（ｂ）に示す。ま
た、 (1)式の右辺第２項がＳＳＢ変調信号に対応してい
る。その周波数スペクトラムを図１（ｃ）に示す。ここ
で、 (1)式は (2)式に示すように変換することができ
る。However, in the equation (1), k is a modulation index and f
c is a carrier frequency, f1 and f2 are modulation signal frequencies, and 0
<F1 ≤ fL and fL ≤ f2 <fH. The first term on the right side of the equation (1) corresponds to the DSB modulated signal. The frequency spectrum is shown in FIG. Further, the second term on the right side of the equation (1) corresponds to the SSB modulated signal. The frequency spectrum is shown in FIG. Here, equation (1) can be transformed as shown in equation (2).

【００１７】[0017]

【数２】 [Equation 2]

【００１８】すると、 (2)式の右辺第１項が搬送波同相
成分を示し、同第２項が搬送波直交成分を示すことにな
る。図１（ｄ）に搬送波同相成分の周波数スペクトラム
を示し、図１（ｅ）に搬送波直交成分の周波数スペクト
ラムを示す。図１（ｄ），（ｅ）から、搬送波同相成分
と搬送波直交成分とを加算すれば、図１（ａ）に示した
ＶＳＢ変調信号の周波数スペクトラムとなることがわか
る。Then, the first term on the right side of the equation (2) represents the carrier in-phase component, and the second term represents the carrier quadrature component. FIG. 1D shows the frequency spectrum of the carrier in-phase component, and FIG. 1E shows the frequency spectrum of the carrier quadrature component. It can be seen from FIGS. 1D and 1E that the frequency spectrum of the VSB modulated signal shown in FIG. 1A can be obtained by adding the carrier in-phase component and the carrier quadrature component.

【００１９】さらに、 (2)式で表されるＶＳＢ信号を搬
送波と同相の再生搬送波で同期検波（以下、同相検波と
称する）した信号は (3)式のように表すことができ、そ
の周波数スペクトラムは図２（ａ）に示すようになる。Further, a signal obtained by synchronously detecting the VSB signal represented by the equation (2) with a reproduction carrier having the same phase as the carrier (hereinafter referred to as in-phase detection) can be represented by the equation (3), and its frequency The spectrum is as shown in FIG.

【００２０】[0020]

【数３】 一方、再生搬送波で直交検波した場合の復調出力は (4)
式のように表すことができ、その周波数スペクトラムは
図２（ｂ）に示すようになる。[Equation 3] On the other hand, the demodulated output when quadrature detection is performed with the regenerated carrier is (4)
The frequency spectrum can be expressed by an equation, and its frequency spectrum is as shown in FIG.

【００２１】[0021]

【数４】 [Equation 4]

【００２２】(4)式で表される直交検波出力の位相を９
０°位相シフトして、 (3)式で表される同相検波出力に
加算することにより、 (5)式で表されるベースバンド信
号が得ることができ、その周波数スペクトラムは図２
（ｃ）に示すようになる。The phase of the quadrature detection output expressed by the equation (4) is set to 9
By shifting the phase by 0 ° and adding it to the in-phase detection output expressed by equation (3), the baseband signal expressed by equation (5) can be obtained, and its frequency spectrum is shown in Fig. 2.
As shown in (c).

【００２３】[0023]

【数５】 上記の原理に基くこの発明の一実施例を図３に示す。[Equation 5] An embodiment of the present invention based on the above principle is shown in FIG.

【００２４】図３において、１１はＶＳＢ変調信号入力
端子であり、ここに入力されたＶＳＢ変調信号は分配器
１２で３分配され、それぞれ同相検波器１３、直交検波
器１４、搬送波再生回路１５に送られる。In FIG. 3, reference numeral 11 denotes a VSB modulation signal input terminal, and the VSB modulation signal input here is divided into three by the distributor 12, and is divided into an in-phase detector 13, a quadrature detector 14, and a carrier wave regenerating circuit 15, respectively. Sent.

【００２５】搬送波再生回路１５はＶＳＢ変調信号から
搬送波の同相成分（ cos２πｆc ｔ）及び直交成分（ s
in２πｆc ｔ）を再生する機能を有し、例えば振幅制限
器により振幅変調成分を除去する方式のものが最も簡易
な構成である。また、振幅変調成分の残留分が同相検
波、直交検波出力のノイズとなるので、復調出力のＳ／
Ｎを良くするには、ＰＬＬ（位相同期ループ）を用いて
搬送波を再生する方式もある。The carrier recovery circuit 15 extracts the in-phase component (cos2πfct) and the quadrature component (s) of the carrier from the VSB modulated signal.
The simplest structure is one having a function of reproducing in2πfc t) and removing the amplitude modulation component by an amplitude limiter, for example. In addition, since the residual component of the amplitude modulation component becomes noise in the in-phase detection and the quadrature detection output, the demodulation output S /
In order to improve N, there is also a method of reproducing a carrier wave using a PLL (phase locked loop).

【００２６】この搬送波再生回路１５で再生された搬送
波同相成分（ cos２πｆc ｔ）は同相検波器１３に供給
される。この同相検波器１３はＶＳＢ変調信号を搬送波
同相成分で同期検波することにより、ＶＳＢ変調信号の
うちの (1)式右辺第１項に示される変調成分を復調す
る。この復調信号は (3)式で表され、その周波数スペク
トラムは図２（ａ）に示すようになる。The carrier wave in-phase component (cos2πfct) reproduced by the carrier wave reproducing circuit 15 is supplied to the in-phase detector 13. The in-phase detector 13 synchronously detects the VSB modulated signal with the carrier in-phase component to demodulate the modulated component indicated by the first term on the right side of the expression (1) in the VSB modulated signal. This demodulated signal is expressed by equation (3), and its frequency spectrum is as shown in FIG. 2 (a).

【００２７】一方、搬送波直交成分（ sin２πｆc ｔ）
は直交検波器１４に供給される。この直交検波器１４は
ＶＳＢ変調信号を搬送波直交成分で直交検波することに
より、ＶＳＢ変調信号のうちの (1)式右辺第２項に示さ
れる変調成分を復調する。この復調信号は (4)式で表さ
れ、その周波数スペクトラムは図２（ｂ）に示すように
なる。On the other hand, the carrier orthogonal component (sin2πfc t)
Is supplied to the quadrature detector 14. The quadrature detector 14 quadrature-detects the VSB modulated signal with the carrier quadrature component to demodulate the modulation component indicated by the second term on the right side of the expression (1) in the VSB modulated signal. This demodulated signal is expressed by equation (4), and its frequency spectrum is as shown in FIG. 2 (b).

【００２８】ここで、直交検波器１４の復調出力は直交
変換回路１６に供給される。この直交変換回路１６は、
例えばヒルベルト変換で知られるように、対象とする全
周波数帯域の信号の位相を９０°シフトさせる機能を有
する。すなわち、直交変換回路１６の入力が−（ｋ／
２） sin２πｆ2 ｔのとき、その直交変換出力は cos２
πｆ2 ｔとなる。Here, the demodulated output of the quadrature detector 14 is supplied to the quadrature conversion circuit 16. This orthogonal transformation circuit 16
For example, as known from the Hilbert transform, it has a function of shifting the phase of the signal in the entire frequency band of interest by 90 °. That is, the input of the orthogonal transformation circuit 16 is-(k /
2) When sin2πf2t, the orthogonal transform output is cos2
πf2 t.

【００２９】これに対し、同相検波器１３の復調出力は
遅延回路１７に供給される。この遅延回路１７は同相復
調信号に直交変換回路１６の処理時間と等しい遅延時間
を与え、同相信号と直交信号の遅延時間差をゼロに合わ
せる機能を有する。遅延回路１７の同相復調出力は直交
変換回路１６で９０°位相シフトされた直交復調出力と
共に加算器１８に供給される。On the other hand, the demodulated output of the in-phase detector 13 is supplied to the delay circuit 17. The delay circuit 17 has a function of giving a delay time equal to the processing time of the quadrature conversion circuit 16 to the in-phase demodulation signal and adjusting the delay time difference between the in-phase signal and the quadrature signal to zero. The in-phase demodulation output of the delay circuit 17 is supplied to the adder 18 together with the quadrature demodulation output whose phase is shifted by 90 ° in the quadrature conversion circuit 16.

【００３０】この加算器１８は直交変換回路１６の出力
と遅延回路１７の出力を加算する。これにより、入力Ｖ
ＳＢ変調信号から、 (5)式で表され、図２（ｃ）の周波
数スペクトラムを有するベースバンド信号が得られる。The adder 18 adds the output of the orthogonal transform circuit 16 and the output of the delay circuit 17. This allows the input V
From the SB modulated signal, a baseband signal represented by the equation (5) and having the frequency spectrum of FIG. 2C can be obtained.

【００３１】したがって、上記構成によるＶＳＢ復調器
は、ナイキストフィルタ（ＳＡＷフィルタを含む）を用
いることなく、任意の伝送帯域幅のベースバンド信号を
復調することができる。また、搬送波の同相復調信号と
直交復調信号との加算処理により、伝送路や中間周波増
幅回路で生じた歪を相殺することができる。ところで、
上記実施例ではアナログ信号処理構成としたが、図４、
図５に示すように、一部または全体をデジタル信号処理
構成とすることも可能である。Therefore, the VSB demodulator having the above configuration can demodulate a baseband signal having an arbitrary transmission bandwidth without using a Nyquist filter (including a SAW filter). Further, the distortion generated in the transmission line or the intermediate frequency amplifier circuit can be canceled by the addition processing of the in-phase demodulation signal of the carrier wave and the quadrature demodulation signal. by the way,
In the above embodiment, the analog signal processing configuration is used.
As shown in FIG. 5, a part or the whole of the digital signal processing configuration can be adopted.

【００３２】図４は同相検波器１３及び直交検波器１４
の各出力からデジタル信号処理によってベースバンド信
号を得る構成を示すものである。但し、図４、図５にお
いて、図３と機能的に同一部分には同一符号を付して示
し、その説明は省略する。FIG. 4 shows an in-phase detector 13 and a quadrature detector 14.
2 shows a configuration in which a baseband signal is obtained from each of the outputs by digital signal processing. However, in FIG. 4 and FIG. 5, the functionally same portions as those in FIG. 3 are denoted by the same reference numerals, and the description thereof will be omitted.

【００３３】図４のＶＳＢ復調器は、同相検波器１３及
び直交検波器１４の各出力をそれぞれＡ／Ｄ変換器２
１，２２によってデジタルデータに変換し、遅延回路１
７、直交変換回路１６、加算器１８をデジタル処理構成
とし、加算器１８の出力をＤ／Ａ変換器２３でアナログ
信号に戻すことにより、図３の実施例と同一のベースバ
ンド信号を得る。In the VSB demodulator of FIG. 4, the outputs of the in-phase detector 13 and the quadrature detector 14 are respectively converted into A / D converters 2.
1, 22 to convert to digital data, delay circuit 1
7, the quadrature conversion circuit 16 and the adder 18 have a digital processing configuration, and the output of the adder 18 is returned to an analog signal by the D / A converter 23, whereby the same baseband signal as in the embodiment of FIG. 3 is obtained.

【００３４】デジタル直交変換回路１６には、例えばＦ
ＩＲ（Finite Impulse Response ）フィルタで実現でき
る。また、デジタル遅延回路１７はシフトレジスタ、Ｒ
ＡＭ、ＦＩＦＯ等のデジタル演算素子を用いて容易に実
現できる。デジタル加算器１８としては、データ処理回
路で一般的に使用されている加算ＬＳＩが使用可能であ
る。The digital orthogonal transform circuit 16 includes, for example, F
It can be realized by an IR (Finite Impulse Response) filter. The digital delay circuit 17 is a shift register, R
It can be easily realized by using a digital arithmetic element such as AM or FIFO. As the digital adder 18, an addition LSI generally used in a data processing circuit can be used.

【００３５】この構成によれば、デジタル演算処理によ
ってベースバンド信号を生成するため、回路動作が安定
しており、温度変化等の影響を受けない。また、部品の
ばらつきによる特性劣化も生じない。さらに、ＩＣ化が
容易で、小形化に寄与することができる。According to this structure, since the baseband signal is generated by the digital arithmetic processing, the circuit operation is stable and is not affected by the temperature change or the like. In addition, characteristic deterioration due to component variations does not occur. Further, it can be easily integrated into an IC and can contribute to miniaturization.

【００３６】図５のＶＳＢ復調器は、入力したＶＳＢ変
調信号をＡ／Ｄ変換器３１で直接デジタル信号に変換
し、最終出力部にＤ／Ａ変換器２３を設けて、その間の
全回路をデジタル処理構成としたものである。この構成
にすれば、さらに回路動作を安定させることができる。
但し、この場合、ＶＳＢ変調信号の搬送波周波数ｆc 及
び変調成分の最高周波数ｆH が、Ａ／Ｄ変換器３１のサ
ンプリング周波数ｆs に対して次式を満足していなけれ
ばならない。 ２×（ｆc ＋ｆH ）≦ｆsIn the VSB demodulator of FIG. 5, the input VSB modulated signal is directly converted into a digital signal by the A / D converter 31, the D / A converter 23 is provided at the final output section, and all the circuits between them are provided. It has a digital processing configuration. With this configuration, the circuit operation can be further stabilized.
However, in this case, the carrier frequency fc of the VSB modulated signal and the highest frequency fH of the modulation component must satisfy the following equation with respect to the sampling frequency fs of the A / D converter 31. 2 x (fc + fH) ≤ fs

【００３７】尚、図５のＶＳＢ復調器において、搬送波
再生回路１５をアナログ信号処理構成とし、ＶＳＢ変調
信号をアナログのまま直接入力し、各再生搬送波出力を
アナログ／デジタル変換して、デジタル処理による同相
検波器１３及び直交検波器１４に供給するようにしても
実施可能であることはもちろんである。In the VSB demodulator of FIG. 5, the carrier reproduction circuit 15 has an analog signal processing configuration, the VSB modulated signal is directly input as analog, each reproduced carrier output is converted from analog to digital, and digital processing is performed. Needless to say, the present invention can be implemented by supplying the same to the in-phase detector 13 and the quadrature detector 14.

【００３８】上記の各実施例では搬送波再生回路１５で
ＶＳＢ変調信号から直接搬送波の同相信号及び直交信号
を再生するようにしたが、同相検波器１３または直交検
波器１４の出力から再生することも可能である。図６に
直交検波器１４の出力から搬送波の同相信号及び直交信
号を再生する場合の構成を示す。In each of the above-mentioned embodiments, the carrier regenerating circuit 15 directly regenerates the in-phase signal and the quadrature signal of the carrier from the VSB modulated signal. However, the regeneration from the output of the in-phase detector 13 or the quadrature detector 14 is required. Is also possible. FIG. 6 shows a configuration for reproducing an in-phase signal and a quadrature signal of a carrier wave from the output of the quadrature detector 14.

【００３９】図６において、直交検波器１４から出力さ
れる直交検波信号はループフィルタ１５１により周波数
に応じた電圧信号に変換され、周波数制御信号としてＶ
ＣＯ（電圧制御発振器）１５２に供給される。このＶＣ
Ｏ１５２から出力される周波数信号はハイブリット分配
器１５３で０°，９０°の周波数信号に分配され、それ
ぞれ同相検波器１３、直交検波器１４に供給される。In FIG. 6, the quadrature detection signal output from the quadrature detector 14 is converted into a voltage signal corresponding to the frequency by the loop filter 151, and V is used as a frequency control signal.
It is supplied to a CO (voltage controlled oscillator) 152. This VC
The frequency signal output from O152 is divided into 0 ° and 90 ° frequency signals by the hybrid distributor 153 and supplied to the in-phase detector 13 and the quadrature detector 14, respectively.

【００４０】すなわち、この実施例の搬送波再生回路１
５では、直交検波信号を取り込んで、ＰＬＬ回路構成に
より、搬送波周波数信号を生成し、０°，９０°の周波
数信号に分配して、同相検波器１３、直交検波器１４に
出力するようにしたものである。勿論、図５に用いる場
合にはデジタル処理構成とすればよい。その他、この発
明の要旨を逸脱しない範囲で種々変形しても、同様に実
施可能である。That is, the carrier recovery circuit 1 of this embodiment
In No. 5, the quadrature detection signal is taken in, the carrier frequency signal is generated by the PLL circuit configuration, divided into the frequency signals of 0 ° and 90 °, and output to the in-phase detector 13 and the quadrature detector 14. It is a thing. Of course, a digital processing configuration may be used when used in FIG. Other than the above, various modifications can be made without departing from the scope of the present invention.

【００４１】[0041]

【発明の効果】以上のようにこの発明によれば、任意の
伝送帯域幅の残留側帯波のベースバンド復調が可能であ
り、さらに伝送路や中間周波数段で生じた歪を除去する
ことのできる残留側帯波復調器を提供することができ
る。As described above, according to the present invention, it is possible to perform baseband demodulation of the residual sideband having an arbitrary transmission bandwidth, and further it is possible to remove the distortion generated in the transmission line or the intermediate frequency stage. A vestigial sideband demodulator can be provided.

【図面の簡単な説明】[Brief description of drawings]

【図１】この発明の原理を説明するための周波数特性
図。FIG. 1 is a frequency characteristic diagram for explaining the principle of the present invention.

【図２】この発明の原理を説明するための周波数特性
図。FIG. 2 is a frequency characteristic diagram for explaining the principle of the present invention.

【図３】この発明に係る残留側帯波復調器の一実施例を
示すブロック回路図。FIG. 3 is a block circuit diagram showing an embodiment of a vestigial sideband demodulator according to the present invention.

【図４】図３の復調器を一部デジタル処理により実現す
る場合の構成を示すブロック回路図。FIG. 4 is a block circuit diagram showing a configuration when the demodulator of FIG. 3 is partially implemented by digital processing.

【図５】図３の復調器を全体的にデジタル処理により実
現する場合の構成を示すブロック回路図。5 is a block circuit diagram showing a configuration in the case where the demodulator in FIG. 3 is wholly realized by digital processing.

【図６】図３の復調器の搬送波再生を直交検波出力を取
り込んで実現する場合の具体的な構成を示すブロック回
路図。FIG. 6 is a block circuit diagram showing a specific configuration when carrier recovery of the demodulator of FIG. 3 is realized by incorporating a quadrature detection output.

【図７】テレビジョン放送における送信側のＶＳＢ変調
器の構成を示すブロック回路図。FIG. 7 is a block circuit diagram showing the configuration of a VSB modulator on the transmission side in television broadcasting.

【図８】テレビジョン放送における受信側の従来のＶＳ
Ｂ復調器の構成を示すブロック回路図。FIG. 8 is a conventional VS on the receiving side in television broadcasting.
The block circuit diagram which shows the structure of a B demodulator.

【図９】図８に示す従来のＶＳＢ復調器の動作を説明す
るための周波数特性図。9 is a frequency characteristic diagram for explaining the operation of the conventional VSB demodulator shown in FIG.

【符号の説明】[Explanation of symbols]

１…ＡＭ変調器、２…ＶＳＢフィルタ、３…ナイキスト
フィルタ、４…同期検波器、１１…ＶＳＢ変調信号入力
端子、１２…分配器、１３…同期検波器、１４…直交検
波器、１５…搬送波再生回路、１６…直交変換回路、１
７…遅延回路、１８…加算器、２１，２２…Ａ／Ｄ変換
器、２３…Ｄ／Ａ変換器、３１…Ａ／Ｄ変換器。1 ... AM modulator, 2 ... VSB filter, 3 ... Nyquist filter, 4 ... Synchronous detector, 11 ... VSB modulation signal input terminal, 12 ... Distributor, 13 ... Synchronous detector, 14 ... Quadrature detector, 15 ... Carrier wave Reproduction circuit, 16 ... Orthogonal transformation circuit, 1
7 ... Delay circuit, 18 ... Adder, 21, 22 ... A / D converter, 23 ... D / A converter, 31 ... A / D converter.

Claims (6)

【特許請求の範囲】[Claims] 【請求項１】残留側帯波変調信号の搬送波と同相の再生
搬送波信号及び直交する再生搬送波信号を生成する搬送
波再生手段と、この手段で再生された同相再生搬送波信
号を用いて前記残留側帯波変調信号を同相検波する同相
検波手段と、前記搬送波再生手段で再生された直交再生
搬送波信号を用いて前記残留側帯波変調信号を直交検波
する直交検波手段と、前記直交検波により得られる直交
ベースバンド成分の位相を９０°シフトする直交検波変
換手段と、この手段でシフトされた直交ベースバンド成
分を前記同相検波により得られる同相ベースバンド成分
に加算する加算手段とを具備する残留側帯波復調器。1. A carrier reproducing means for generating a reproduced carrier signal in phase with a carrier wave of a residual sideband modulated signal and a reproduced carrier signal orthogonal thereto, and the residual sideband modulation using the in-phase reproduced carrier signal reproduced by this means. In-phase detection means for in-phase detecting signals, quadrature detection means for quadrature detection of the residual sideband modulated signal using the quadrature reproduction carrier signal regenerated by the carrier regeneration means, and quadrature baseband component obtained by the quadrature detection Residual sideband demodulator provided with quadrature detection conversion means for shifting the phase of 90 ° by 90 ° and addition means for adding the quadrature baseband component shifted by this means to the in-phase baseband component obtained by the in-phase detection. 【請求項２】さらに、前記直交検波変換手段の処理時間
に合わせて前記同相ベースバンド成分を遅延する遅延手
段を備えることを特徴とする請求項１記載の残留側帯波
復調器。2. The residual sideband demodulator according to claim 1, further comprising delay means for delaying the in-phase baseband component in accordance with the processing time of the quadrature detection conversion means. 【請求項３】前記搬送波再生手段は、入力残留側帯波変
調信号を直接入力して搬送波同相成分、搬送波直交成分
を取り出し、各成分を前記再生搬送波信号として出力す
ることを特徴とする請求項１記載の残留側帯波復調器。3. The carrier regenerating means directly inputs the input vestigial sideband modulated signal, extracts a carrier in-phase component and a carrier quadrature component, and outputs each component as the regenerated carrier signal. The described residual sideband demodulator. 【請求項４】前記搬送波再生手段は、前記同相検波出力
または直交検波出力のいずれか一方を取り込み、位相同
期ループ回路で残留側帯波変調信号の搬送波と同相の周
波数信号を生成し、ハイブリット分配器により０°、９
０°の周波数信号に分配して前記検波手段に送出するこ
とを特徴とする請求項１記載の残留側帯波復調器。4. The carrier wave regenerating means takes in one of the in-phase detection output and the quadrature detection output, generates a frequency signal in phase with the carrier wave of the residual sideband modulated signal in a phase locked loop circuit, and a hybrid distributor. Due to 0 °, 9
2. The residual sideband demodulator according to claim 1, wherein the residual sideband demodulator is divided into frequency signals of 0 [deg.] And sent to the detection means. 【請求項５】前記搬送波再生手段、同期検波手段、直交
検波手段、直交検波変換手段、加算手段及び遅延手段の
少なくとも一部をデジタル信号処理回路で構成し、その
デジタル処理系の入力部にアナログ／デジタル変換手段
を設け、出力部にデジタル／アナログ変換手段を設ける
ことを特徴とする請求項２記載の残留側帯波復調器。5. A carrier signal reproducing means, a synchronous detecting means, a quadrature detecting means, a quadrature detecting and converting means, an adding means and a delay means are at least partially constituted by a digital signal processing circuit, and an analog portion is provided at an input portion of the digital processing system. 3. The residual sideband demodulator according to claim 2, wherein the digital / analog converting means is provided, and the output section is provided with the digital / analog converting means. 【請求項６】前記デジタル／アナログ変換手段のサンプ
リングレートを少なくとも入力信号の最高周波数の２倍
にすることを特徴とする請求項５記載の残留側帯波復調
器。6. A vestigial sideband demodulator according to claim 5, wherein the sampling rate of said digital / analog converting means is at least twice the highest frequency of the input signal.