JPH0527344B2 - - Google Patents
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- JPH0527344B2 JPH0527344B2 JP58206871A JP20687183A JPH0527344B2 JP H0527344 B2 JPH0527344 B2 JP H0527344B2 JP 58206871 A JP58206871 A JP 58206871A JP 20687183 A JP20687183 A JP 20687183A JP H0527344 B2 JPH0527344 B2 JP H0527344B2
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Classifications
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- H—ELECTRICITY
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- H02M7/00—Conversion of ac power input into dc power output; Conversion of dc power input into ac power output
- H02M7/42—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal
- H02M7/44—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters
- H02M7/48—Conversion of dc power input into ac power output without possibility of reversal by static converters using discharge tubes with control electrode or semiconductor devices with control electrode
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の技術分野〕
本発明は、特に車両用電動を駆動するに適した
電力変換装置に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Technical Field of the Invention] The present invention relates to a power conversion device particularly suitable for driving an electric motor for a vehicle.
第１図は従来の電力変換装置を示す構成図であ
る。図中、TRは電源トランス、Lsは交流リアク
トル、INV１は第１のPWMインバータ、INV２
は第２のPWMインバータ、Coは直流平滑コンデ
ンサ、IMは誘導電動機、PGは回転パルス発生
器、CONT１は第１のPWMインバータの制御回
路、CONT２は第２のPWMインバータ制御回路
を各々示す。
FIG. 1 is a block diagram showing a conventional power conversion device. In the figure, TR is a power transformer, Ls is an AC reactor, INV1 is the first PWM inverter, INV2
is the second PWM inverter, Co is the DC smoothing capacitor, IM is the induction motor, PG is the rotary pulse generator, CONT1 is the first PWM inverter control circuit, and CONT2 is the second PWM inverter control circuit.
第１のPWMインバータINV１はサイリスタ
S11〜S14及びダイオードD11〜D14で構成され、平
滑コンデンサCoの直流電圧Voが一定になるよう
に電源から供給される電流Isを制御する。そのた
め、サイリスタS11〜S14は例えばゲートターンオ
フ（GTO）サイリスタ等の素子が使われる。ま
た、強制転流回路を用意する場合もある。 The first PWM inverter INV1 is a thyristor
It is composed of S 11 to S 14 and diodes D 11 to D 14 , and controls the current Is supplied from the power supply so that the DC voltage Vo of the smoothing capacitor Co is constant. Therefore, elements such as gate turn-off (GTO) thyristors are used as the thyristors S 11 to S 14 . In some cases, a forced commutation circuit is also provided.
第２のPWMインバータINV２は、サイリスタ
S21〜S26及びダイオードD21〜D26で構成され、電
動機IMに供給する３相電流を制御する。サイリ
スタS21〜S26には同様にGTOサイリスタ等の素
子が使われるか、もしくは強制転流回路が付加さ
れる。 The second PWM inverter INV2 is a thyristor
It is composed of S21 to S26 and diodes D21 to D26 , and controls the three-phase current supplied to the motor IM. Similarly, elements such as GTO thyristors are used for the thyristors S21 to S26 , or a forced commutation circuit is added.
第２図は第１のPWMインバータの制御回路の
実施例を示すブロツク図である。図中、C1，C2，
C3は比較器、G1(S)，G2(S)は制御補償回路、Km
は演算増幅器、MLは乗算器、TRG1は三角波発
生器、GCはゲート回路を示す。 FIG. 2 is a block diagram showing an embodiment of the control circuit of the first PWM inverter. In the figure, C 1 , C 2 ,
C 3 is a comparator, G 1 (S), G 2 (S) are control compensation circuits, Km
is an operational amplifier, ML is a multiplier, TRG 1 is a triangular wave generator, and GC is a gate circuit.
第３図は第２のPWMインバータの制御回路の
実施例を示すブロツク図である。図中、Ｆ／Ｖは
周波数−電圧変換器、Aは加算器、CN，CN1，
CU2，CV1，CV2，CW1，CW2は比較器、VRNは速
度設定器、SFCはすべり周波数制御回路、GN(S)，
GU(S)，GV(S)，GW(S)は制御補償回路、PTGは３相
パターン発生器、MLU，MLV，MLWは乗算器、
TRG2は三角波発生器、GCU，GCV，GCWはゲー
ト回路を示す。 FIG. 3 is a block diagram showing an embodiment of the control circuit of the second PWM inverter. In the figure, F/V is a frequency-voltage converter, A is an adder, C N , C N1 ,
C U2 , C V1 , C V2 , C W1 , C W2 are comparators, VRN is speed setting device, SFC is slip frequency control circuit, G N (S),
G U (S), G V (S), G W (S) are control compensation circuits, PTG is a three-phase pattern generator, M U , ML V , ML W are multipliers,
TRG 2 is a triangular wave generator, and GC U , GC V , and GC W are gate circuits.
以下、本装置の動作を上記、第２図、第３図を
参照しながら説明する。 Hereinafter, the operation of this device will be explained with reference to the above, FIG. 2, and FIG. 3.
まず、電動機IMへの供給電流を制御する方法
を述べる。 First, a method for controlling the current supplied to the motor IM will be described.
電動機IMの回転速度Ｎは回転パルス発生器PG
によつて検出され、Ｆ／Ｖ変換器によつてアナロ
グ量が与えられる。速度設定器VRNからの速度
指令値N*と、上記実速度Ｎを比較器CNによつて
比較する。当該偏差εN＝N*−Ｎを制御補償回路
GN(S)に入力し、その出力ILnを負荷電流波高値指
令とする。 The rotational speed N of the electric motor IM is determined by the rotational pulse generator PG.
and an analog quantity is provided by an F/V converter. The speed command value N * from the speed setter VRN and the above actual speed N are compared by a comparator C N. The deviation ε N = N * −N is controlled by the compensation circuit
G N (S) and its output I Ln is used as the load current peak value command.
また、すべり周波数制御回路SFCによつて、電
動機IMのすべり周波数Slを与える。加算器Aに
よつてすべり周波数Slと電動機の回転周波数nを
加算し、
p＝n＋Sl
を求める。PTGは周波数pの３相単位正弦波を
発生する。３相パターン出力PU，PV，PWは次式
のようになる。 Further, a slip frequency Sl of the electric motor IM is given by a slip frequency control circuit SFC. Add the slip frequency Sl and the motor rotation frequency n using adder A to find p = n + Sl . PTG generates a three-phase unit sine wave of frequency p . The three-phase pattern outputs P U , P V , and P W are as shown in the following equation.
PU＝sin（2πfo・ｔ）
PV＝sin（2πfo・ｔ−2π／３）
PW＝sin（2πfo・ｔ＋2π／３）
乗算器MLUによつて、前記波高値指令ILnと上
記単位正弦波PUを掛け合わせ、電動機IMのＵ相
電機子巻線の電流IUの指令値IU *とする。比較器
CU1は、Ｕ相電流の検出値IUとその指令値IU *を比
較するもので、その偏差εU＝IU *−LUを次の制御
補償回路GU(S)に入力する。GU(S)は簡単には比例
増幅器だけで構成され、入力εUに比例した電圧
εU′を出力する。また、別の例では積分要素ある
いは微分要素が加わり、電流制御系の最適化が図
られることもある。P U = sin (2πfo・t) P V = sin (2πfo・t−2π/3) P W = sin (2πfo・t+2π/3) The multiplier ML U calculates the peak value command I Ln and the above unit. Multiply by the sine wave P U to obtain the command value I U * of the current I U of the U-phase armature winding of the motor IM. comparator
C U1 compares the detected value I U of the U-phase current and its command value I U * , and inputs the deviation ε U = I U * −L U to the next control compensation circuit G U (S) . G U (S) consists simply of a proportional amplifier, and outputs a voltage ε U ′ proportional to the input ε U . In another example, an integral element or a differential element may be added to optimize the current control system.
TRG2は波高値一定の交流三角波Vaを発生する
もので、いわゆるPWMインバータの搬送波とな
る。三角波Vaと上記GU(S)の出力信号εU′を比較
し、
εU′Vaのとき出力信号“１”を
εU′＜Vaのとき出力“０”を
比較器CU2から出力し、次のゲート回路GCUに送
る。GCUはインバータINV２のサイリスタS21と
S24を制御するもので、上記出力信号が“１”の
ときS21をオンし、S24をオフする。逆に出力信号
が“０”のときは、S21をオフし、S24をオンす
る。故に“１”の期間が“０”の期間より大きい
ときはＵ相電流IUを正方向に増加させ、逆に
“０”の期間が“１”の期間より大きいときはＵ
相電流IUを負方向に増加させる。すなわち、上記
制御補償回路GU(S)の出力電圧εU′に比例した電圧
が電動機IMのＵ相電機子巻線に印加されるもの
である。 TRG 2 generates an AC triangular wave V a with a constant peak value, and serves as a carrier wave for a so-called PWM inverter. The triangular wave V a is compared with the output signal ε U ′ of the above G U (S), and when ε U ′V a , the output signal is “1” and when ε U ′<V a, the output signal is “ 0 ”. and sends it to the next gate circuit GC U. GC U is connected to thyristor S 21 of inverter INV2.
It controls S24 , and when the above output signal is "1", S21 is turned on and S24 is turned off. Conversely, when the output signal is "0", S21 is turned off and S24 is turned on. Therefore, when the period of "1" is larger than the period of "0", the U-phase current I U is increased in the positive direction, and conversely, when the period of "0" is larger than the period of "1", U
Increase the phase current I U in the negative direction. That is, a voltage proportional to the output voltage ε U ' of the control compensation circuit G U (S) is applied to the U-phase armature winding of the motor IM.
例えば、Ｕ相電流の指令値IU *が検出値IUより
大きくなつた場合、εU＝IU *−IUは正の値となり、
εU′すなわち、Ｕ相出力電圧VUを増加させる。故
にIUが増加し、最終的にIU＝IU *となるように制御
される。逆に、IU *＜IUとなつた場合、εUは負の
値となり、εU′すなわち、VUを負の値にして、IU
を減少させる。やはり最終的にIU＝IU *となつて
落ち着く。ここで指令値IU *を正弦波状に変化さ
せればそれに追従して実電流IUも正弦波状に制御
される。 For example, when the command value I U * of the U-phase current becomes larger than the detected value I U , ε U = I U * − I U becomes a positive value,
ε U ′, that is, the U-phase output voltage V U is increased. Therefore, I U increases and is finally controlled so that I U =I U * . Conversely, if I U * < I U , ε U becomes a negative value, and ε U ′, that is, by making V U a negative value, I U
decrease. After all, it eventually settles down to I U = I U * . Here, if the command value I U * is changed in a sinusoidal manner, the actual current I U is also controlled in a sinusoidal manner following it.
同様にＶ相及びｗ相の電機子電流IV，IWもそれ
ぞれの指令値IV *，IW *に応じて制御される。 Similarly, the V-phase and w-phase armature currents I V and I W are also controlled according to the respective command values I V * and I W * .
上記電機子電流の指令値IU *，IV *，IW *の波高
値ILnは速度制御回路から与えられることは前に
述べた。速度指令N*が実速度Ｎより大きい場合、
その偏差εN＝N*−Ｎは正の値となつて、上記波
高値ILnを増加させ、電動機IMの発生トルクを増
大させる。逆に、N*＜Ｎの場合、偏差εNは負の
値となつて、上記波高値ILnを減少させ、IMの発
生トルクを減少させる。従つて、最終的にN*＝
Ｎとなつて落ち着く。ここで制御補償回路GN(S)
は比例＋積分要素が使用され、定常偏差εNを零に
するように制御される。さらに制御応答を高める
ために、微分要素も使われることがある。 As mentioned above, the peak values I Ln of the armature current command values I U * , I V * , I W * are given from the speed control circuit. If speed command N * is larger than actual speed N,
The deviation ε N =N * -N becomes a positive value, increases the wave height value I Ln , and increases the generated torque of the electric motor IM. Conversely, when N * <N, the deviation ε N takes a negative value, reduces the wave height value I Ln , and reduces the generated torque of the IM. Therefore, finally N * =
It becomes N and calms down. Here, the control compensation circuit G N (S)
is controlled so that the steady-state deviation ε N is made zero using proportional + integral elements. Differential elements may also be used to further enhance control response.
電動機IMのすべり周波数Slは、力行時には、
正の値に、回生ブレーキ時には負の値に設定され
るが、すべり周波数Sl＝一定に制御する方法
電流波高値指令ILnに応じて変化させる方法さ
らには、電動機IMの励磁電流と２次電流が直交
関係を保つように一次電流ベクトルを制御するよ
うにすべり周波数Slを変化させた方法等がある。
ここでは、すべり周波数制御回路SFCから一定の
Slを与える例を示した。 The slip frequency Sl of the electric motor IM is, during power running,
It is set to a positive value and a negative value during regenerative braking, but the method is to control the slip frequency Sl = constant.The method is to change it according to the current peak value command I Ln.Furthermore , the exciting current and secondary current of the motor IM There is a method in which the slip frequency Sl is changed to control the primary current vector so that the primary current vector maintains an orthogonal relationship.
Here, a constant value is calculated from the slip frequency control circuit SFC.
An example of giving Sl was shown.
すべり周波数Sl＞０とした時、電動機IMは力
行モード（電動機モード）となり、定電圧源たる
直流平滑コンデンサCOから電動機IMに電力が供
給される。また、逆にすべり周波数Sl＜０とした
時、電動機IMは回生モード（発電機モード）と
なり、電動機IMから直流平滑コンデンサCOに電
力が回生され、電動機IMとしては、回生ブレー
キがかかる。 When the slip frequency Sl > 0, the motor IM is in power running mode (motor mode), and power is supplied to the motor IM from the DC smoothing capacitor C O , which is a constant voltage source. Conversely, when the slip frequency Sl < 0, the motor IM enters the regeneration mode (generator mode), power is regenerated from the motor IM to the DC smoothing capacitor C O , and the motor IM applies regenerative braking.
次に、第１のPWMインバータINV１による電
源からの供給電流ISの制御方法を説明する。 Next, a method of controlling the current IS supplied from the power supply by the first PWM inverter INV1 will be explained.
第２図において、VO *は平滑コンデンサCOの直
流電圧指令値となるもので、比較器C1によつて
電圧検出値VOと比較される。偏差ε1＝VO *−VO
は、次の制御補償回路G1(S)に入力され、増幅あ
るいは積分される。制御補償回路G1(S)の出力は
電源電流ISの波高値ISnとなるため、乗算器MLに
入力される。 In FIG. 2, V O * is a DC voltage command value for the smoothing capacitor C O , and is compared with the detected voltage value V O by a comparator C 1 . Deviation ε 1 =V O * −V O
is input to the next control compensation circuit G 1 (S), where it is amplified or integrated. The output of the control compensation circuit G 1 (S) is the peak value I Sn of the power supply current I S and is therefore input to the multiplier ML.
一方、電源電圧VS＝Vn・〓ωS・ｔを検出し、
演算増幅器Kmを介して、電源同期の単位正弦波
を作る。すなわち、Kmにおいて電源電圧の波高
値Vnの逆数倍している。この単位正弦波と上記
波高値ISnを乗ずることによつて、次式で示され
るような電流指令値IS *が得られる。 On the other hand, detect the power supply voltage V S =V n・〓ω S・t,
Create a unit sine wave synchronized with the power supply through the operational amplifier Km. That is, Km is multiplied by the reciprocal of the peak value V n of the power supply voltage. By multiplying this unit sine wave by the peak value I Sn , a current command value I S * as shown in the following equation is obtained.
IS *＝ISn・〓ωS・ｔ
ただし、ωsは電源角周波数
比較器C2によつて、電流指令値Is*と電源電流
検出値Isを比較し、偏差ε2＝Is*−Isを得る。これ
を次の制御補償回路G2(S)に入力し、増幅する。 I S * = I Sn・〓ω S・t However, ω s is the power supply angular frequency. Comparator C 2 compares the current command value Is * and the power supply current detection value Is, and the deviation ε 2 = Is * − Get Is. This is input to the next control compensation circuit G 2 (S) and amplified.
TRG1はPWMインバータの搬送波すなわち、
500Hz程度、単位三角波Vbを発生するもので、比
較器C3によつて、上記制御補償回路G2(S)の出力
信号ε′2と比較される。 TRG 1 is the carrier wave of the PWM inverter, i.e.
It generates a unit triangular wave V b at about 500 Hz, and is compared with the output signal ε′ 2 of the control compensation circuit G 2 (S) by a comparator C 3 .
比較器C3からは、 ε′2Vbのとき、出力信号“１”を ε′2＜Vbのとき、出力信号“０”を 発生し、ゲート回路GCに入力する。 The comparator C3 generates an output signal "1" when ε' 2 V b and an output signal "0" when ε' 2 <V b , and inputs the output signal to the gate circuit GC.
主回路のサイリスタは、上記出力信号が“１”
のとき、S12とS13がオンし、S11とS14がオフす
る。逆に、出力信号が“０”のとき、S11とS14が
オンし、S12とS13がオフする。 The thyristor in the main circuit has the above output signal “1”
When , S 12 and S 13 are on and S 11 and S 14 are off. Conversely, when the output signal is "0", S11 and S14 are turned on and S12 and S13 are turned off.
電源電流Isは交流リアクトルLsに印加される電
圧VLによつて決定される。また、リアクトル電
圧VLは電源電圧Vsと第１のPWMインバータ
INV１が発生する電圧Veによつて決定される。 The power supply current Is is determined by the voltage V L applied to the AC reactor Ls. In addition, the reactor voltage V L is the power supply voltage Vs and the first PWM inverter.
It is determined by the voltage Ve generated by INV1.
第１図の構成をもつ電力変換装置は、入力力率
は常に1.0に制御され、高調波電流も少ない特長
を有するが、大容量化、高性能化という面でみる
といくつかの欠点がある。 The power converter with the configuration shown in Figure 1 has the advantage that the input power factor is always controlled to 1.0 and has low harmonic current, but it has some drawbacks in terms of large capacity and high performance. .
第１の問題点は大容量化に伴う、素子の直列、
並列接続である。自己消弧能力をもつGTOなど
は、ターンオフ時間をそろえるのは困難であるの
で、素子の直列接続は極めてむづかしい。コンデ
ンサが高耐圧を要する点をみても素子の直列接続
は得策ではい。大容量化に際しては素子の並列接
続とならざるを得ないが、素子のスイツチング動
作によつて、素子相互間のリード線のインダクタ
ンスとスナバ回路用コンデンサとの共振を発生
し、必要以上に素子の順方向および逆方向の電圧
を高くする。 The first problem is that with increasing capacity, devices are connected in series.
This is a parallel connection. Since it is difficult to match the turn-off times of GTOs and other devices that have self-extinguishing capabilities, it is extremely difficult to connect devices in series. Considering that capacitors require high voltage resistance, connecting elements in series is not a good idea. In order to increase the capacity, it is necessary to connect elements in parallel, but the switching operation of the elements causes resonance between the inductance of the lead wires between the elements and the capacitor for the snubber circuit, causing the elements to be connected more than necessary. Increase forward and reverse voltage.
第２の問題はPWM動作に伴うスイツチング損
失の増加である。一般のインバータやコンバータ
においては、交流入力（又は出力）の１周期にお
いて１回のオン、オフ動作を行うのが普通であ
る。しかし、電流波形を改善するためにPWM動
作を行うと、スイツチング損失はキヤリア周波数
に比例して増加し、システムとしての効率向上は
望めない。従つてシステム効率を高める為には力
率および高調波など入力特性と電動機制御特性を
悪化させることなく、インバータINV.１とイン
バータINV.２のキヤリア周波数をいかに低くお
さえるかが重要である。 The second problem is the increase in switching loss associated with PWM operation. In general inverters and converters, one on/off operation is normally performed in one cycle of AC input (or output). However, when PWM operation is performed to improve the current waveform, switching loss increases in proportion to the carrier frequency, and no improvement in system efficiency can be expected. Therefore, in order to improve system efficiency, it is important to keep the carrier frequencies of inverter INV.1 and inverter INV.2 low without deteriorating input characteristics such as power factor and harmonics and motor control characteristics.
第３の問題点は制御の冗長度という点である。
用途にもよるが、たとえば車両応用等を想定して
みると、軽微な故障であつても、システム全体が
動作不能になり、路線を麻痺状態にすることは好
ましくない。たとえ1/2〜1/3の電力しか使えなく
ともダイヤの乱れを最小限にすることが要求され
る。第１図のような電力変換装置は、このような
制御の冗長度が皆無である。 The third problem is control redundancy.
Although it depends on the application, for example, assuming a vehicle application, it is undesirable for even a minor failure to render the entire system inoperable and paralyze the route. Even if only 1/2 to 1/3 of the power can be used, it is necessary to minimize disruption to the timetable. The power conversion device as shown in FIG. 1 has no such control redundancy.
本発明は従来の装置における前記技術的問題点
を解決するためになされたものでああつて、半導
体素子を複数個直並列接続することなく、しかも
スイツチング損失を低減し、更に冗長度のある電
力変換装置を提供することを目的とする。
The present invention has been made in order to solve the above-mentioned technical problems in conventional devices, and it is possible to reduce switching loss without connecting multiple semiconductor devices in series and parallel, and to provide power conversion with redundancy. The purpose is to provide equipment.
〔発明の概要〕
本発明は、この目的を達成するために、PWM
インバータユニツトを複数個用いて並列接続し、
制御の冗長度をもつ構成とし、スイツチング損失
を低減するために、電源側PWMインバータは、
一定のキヤリア周波数で変調制御し、負荷側
PWMインバータは、電動機の周波数に対して反
比例するような可変周波数によつて変調制御する
ようにしたものである。[Summary of the Invention] In order to achieve this object, the present invention provides a PWM
Connect multiple inverter units in parallel,
In order to have a configuration with control redundancy and reduce switching loss, the power supply side PWM inverter is
Modulation is controlled at a constant carrier frequency, and the load side
A PWM inverter performs modulation control using a variable frequency that is inversely proportional to the frequency of the motor.
第４図は本発明の一実施例を示す。インバータ
INV.１１とINV.１３は前記第１図のインバータ
INV.１と全く同一の回路構成をもち、インバー
タINV.１２とINV.１４は前記インバータINV.
２と同様の回路構成である。図において、Vsは
電源、TRはトランスで２つの２次巻線を有す
る。第１の２次巻線は交流リアクトルLS1を介し
てインバータINV.１１に接続される。インバー
タINV.１１の直流側出力にはコンデンサCp1が接
続され、インバータINV.１２の直流側端子に接
続される。またインバータINV.１２の交流側に
は、誘導電動機Ｍが接続されている。第２の２次
巻線にも同様に、交流リアクトルLS2、インバー
タINV.１３、コンデンサCp2、インバータINV.
１４、誘導電動機Ｍが接続されている。本実施例
は、交流電車を想定して構成を述べているので電
源が単相であり、誘導電動機は複数個の場合を挙
げている。複数個の電動機の回転軸はレールによ
つて共通に結ばれていると考えられるので、回転
数は１個のパルス発生器PGによつて検出して十
分である。また、直流回路、即ちコンデンサCp1，
Cp2の両端を共通に結び、制御の冗長度を志向し
ているのも特長の１つである。
FIG. 4 shows an embodiment of the present invention. inverter
INV.11 and INV.13 are the inverters shown in Figure 1 above.
It has exactly the same circuit configuration as INV.1, and inverters INV.12 and INV.14 are the same as the inverter INV.1.
It has the same circuit configuration as 2. In the figure, Vs is a power supply, and TR is a transformer with two secondary windings. The first secondary winding is connected to the inverter INV.11 via the AC reactor L S1 . A capacitor C p1 is connected to the DC side output of the inverter INV.11, which is connected to the DC side terminal of the inverter INV.12. Further, an induction motor M is connected to the AC side of the inverter INV.12. Similarly, the second secondary winding includes AC reactor L S2 , inverter INV.13, capacitor C p2 , and inverter INV.
14. An induction motor M is connected. In this embodiment, the configuration is described assuming an AC train, so the power supply is single-phase, and a case is described in which a plurality of induction motors are used. Since the rotating shafts of a plurality of electric motors are considered to be commonly connected by a rail, it is sufficient to detect the number of rotations by one pulse generator PG. In addition, the DC circuit, that is, the capacitor C p1 ,
One of the features is that both ends of C p2 are connected in common, aiming for control redundancy.
以下、第５図乃至第７図を用いて実施例の動作
を説明する。第５図はインバータINV.１１と
INV.１３の制御ブロツク図である。基本的な考
え方は第２図と同じであるが、インバータINV.
１１とINV.１３が同一の電力を取り扱うように
２つのインバータに共通の入力電流指令Is*を与
え、２つの独立した電流制御ループを有する。コ
ンデンサの直流電圧の指令値Vd*と検出値Vdを
比較し、その偏差を電圧制御装置GVに与える。
同制御装置GVの出力と電源電圧と同相の単位正
弦法sinωtとを乗算し、それをIs*とすると、Is*
はコンデンサ電圧を指令値に一致させるために必
要な入力電流指令である。入力電流指令Is*は直
流電圧の偏差Vd*−Vdに比例するような波高値
をもち、電源電圧と同相の有効電流指令である。
入力電流指令値Is*はインバータINV.１１の電流
制御装置とインバータINV.１３の電流制御装置
に並列に与えられる。インバータINV.１１につ
いて述べると、指令値IS*と検出値IS1が比較さ
れ、その偏差を電流制御装置GIに与えて、電圧
指令eiに変換する。TRG11はPWMインバータの
搬送波すなわち単位三角波Vbを発生するもので、
電圧指令eiと三角波Vbの関係によつてゲート制
御回路GC1を介してインバータINV.１１を制御
する。インバータINV.１３の電流制御法も全く
同じであるが、PWM制御を行なう為の搬送波即
ちTRG１２の出力信号はTRG１１の信号と適宜
の位相だけずらして制御する。その結果入力変換
器１次側でみると実質的に高い周波数の搬送波を
もつ変圧器がつながれていることになり、合成さ
れた１次電流のリプルが小さくなる特徴が生ず
る。 The operation of the embodiment will be described below with reference to FIGS. 5 to 7. Figure 5 shows inverter INV.11 and
It is a control block diagram of INV.13. The basic idea is the same as in Figure 2, but the inverter INV.
A common input current command Is * is given to the two inverters so that INV.11 and INV.13 handle the same power, and have two independent current control loops. The command value Vd * of the DC voltage of the capacitor is compared with the detected value Vd, and the deviation is given to the voltage control device GV .
If the output of the control device G V is multiplied by the power supply voltage and the in-phase unit sine law sinωt, and it is designated as Is * , then Is *
is the input current command required to make the capacitor voltage match the command value. The input current command Is * has a peak value that is proportional to the DC voltage deviation Vd * −Vd, and is an effective current command that is in phase with the power supply voltage.
The input current command value Is * is given in parallel to the current control device of inverter INV.11 and the current control device of inverter INV.13. Regarding the inverter INV.11, the command value IS * and the detected value I S1 are compared, and the deviation is given to the current control device G I to convert it into a voltage command e i . TRG 11 generates the carrier wave of the PWM inverter, that is, the unit triangular wave Vb.
The inverter INV.11 is controlled via the gate control circuit GC1 according to the relationship between the voltage command e i and the triangular wave Vb. The current control method of inverter INV.13 is exactly the same, but the carrier wave for PWM control, that is, the output signal of TRG12, is controlled by shifting the phase of the signal of TRG11 by an appropriate amount. As a result, on the primary side of the input converter, transformers having substantially high frequency carrier waves are connected, resulting in a characteristic that the ripple of the combined primary current is small.
以上のように電源より電圧と同位相の電流をと
りながら、即ち入力力率1.0を維持しながら、直
流電圧Vdを確立させる。インバータINV.１１と
INV.１３は同じ電流指令を与えて制御されるの
で、入力電流のバランスは自動的にとられる。 As described above, the DC voltage Vd is established while drawing a current in the same phase as the voltage from the power supply, that is, while maintaining an input power factor of 1.0. Inverter INV.11 and
Since INV.13 is controlled by giving the same current command, the input currents are automatically balanced.
インバータINV.１２とINV.１４は、直流を交
流に変換して誘導電動機を駆動するためのPWM
インバータである。制御回路は第６図に示すよう
に基本的には第３図と同じで、１つの電動機の回
転数をパルス発生器PGによつて検出し速度制御
される。力行か回生かについてはスリツプ周波数
を変化させることによつて決定される。PWMイ
ンバータINV.１２とINV.１４のゲート回路は、
共通であつて、第６図に示すように、Ｕ相、Ｖ
相、Ｗ相の各信号を分割し、一方をインバータ
INV.１２へ他方をインバータINV.１４というよ
うに与える。従来の装置第３図と異なるところ
は、三角波発生器TRG2の構成である。従来は三
角波の周波数は一定か、または１周期内の変調パ
ルス数を一定にするように回転数とともに三角波
の周波数を高くする方式がとられていた。この様
なPWM制御方式ではスイツチング損失が極めて
大きく、システムとしての効率向上が望めない。
電動機制御においては、トルクリツプルなど電流
波形の歪みによる悪影響は、低速領域が顕著であ
つて、高速領域になると慣性によつて吸収される
傾向になるので、本発明の実施例においては、低
速域で高く、高速域で低くなるような三角波の搬
送波を導入して効率向上をはかつている。第７図
ａに概略のブロツク図を示している。三角波の各
値は、メモリROMにデイジタル値として記憶さ
れている。パルス発生器PGによつて検出された
電動機の回転周波数nは周波数変換器によつてｂ
に示すようにほぼnに反比例するような周波数に
変換される。この周波数変換器出力clをクロツク
周波数としてメモリROMに与え、その出力をＤ
→Ａ変換すると回転周波数nに反比例するような
三角波が得られる。このように電動機の回転速度
に従つて可変周波数の搬送波を用いることによつ
てシステムの効率向上をはかつている。 Inverters INV.12 and INV.14 are PWM converters for converting direct current into alternating current and driving the induction motor.
It is an inverter. As shown in FIG. 6, the control circuit is basically the same as that in FIG. 3, and the rotational speed of one electric motor is detected by a pulse generator PG to control the speed. Power or regeneration is determined by changing the slip frequency. The gate circuits of PWM inverters INV.12 and INV.14 are
Common, as shown in Figure 6, U phase, V phase
Divide the phase and W phase signals and connect one side to the inverter.
The other is given to INV.12 as inverter INV.14. The difference from the conventional device shown in FIG. 3 is the configuration of the triangular wave generator TRG 2 . Conventionally, the frequency of the triangular wave is constant, or the frequency of the triangular wave is increased with the rotation speed so as to keep the number of modulation pulses within one cycle constant. In such a PWM control method, switching loss is extremely large, and no improvement in system efficiency can be expected.
In electric motor control, the negative effects of current waveform distortion such as torque ripple are noticeable in the low speed range, and tend to be absorbed by inertia in the high speed range. Efficiency is improved by introducing a triangular carrier wave that is high and low at high speeds. A schematic block diagram is shown in FIG. 7a. Each value of the triangular wave is stored as a digital value in the memory ROM. The rotational frequency n of the motor detected by the pulse generator PG is changed to b by the frequency converter.
It is converted to a frequency that is approximately inversely proportional to n , as shown in . This frequency converter output cl is given to the memory ROM as the clock frequency, and the output is D
→A conversion yields a triangular wave that is inversely proportional to the rotational frequency n . In this way, by using a variable frequency carrier wave according to the rotational speed of the electric motor, the efficiency of the system is improved.
本発明の実施例の他の特長は、制御の冗長度で
ある。詳細なシーケンスは省略しているが、直流
回路を共通にし電源側には複数のコンバータを並
列にもつており、負荷側にも複数のインバータと
複数の電動機をもつ構成である。電源側インバー
タINV.１１とINV.１３のうち１方が故障した
時、そのインバータを除去すると、例え1/2の電
力であつても電動機を駆動することが出来るし、
電力の回生もできる。電動機側インバータ
INV.12とINV.１４のいずれか１方が故障した場
合そ同様であつて、故障したインバータを除去し
さえすれば、不完全であつても最低限度の運転は
保証される。公共の輸送機関などへ適用する場
合、この様な冗長度は重要なことである。 Another feature of embodiments of the invention is control redundancy. Although the detailed sequence is omitted, the configuration has a common DC circuit, multiple converters in parallel on the power supply side, and multiple inverters and multiple motors on the load side. When one of the power supply side inverters INV.11 and INV.13 breaks down, if that inverter is removed, the motor can be driven even with half the power,
Electric power can also be regenerated. Motor side inverter
The same is true when one of INV.12 and INV.14 fails, and as long as the failed inverter is removed, the minimum level of operation is guaranteed even if it is incomplete. Such redundancy is important in applications such as public transportation.
本発明は実施例を用いて説明したように、交流
電源より複数のPWMインバータによつて共通の
直流電圧を確立させ、複数のPWMインバータに
よつて電動機を駆動する構成としているため冗長
度を有し、更に電源側に接続された複数のPWM
インバータの搬送波は適宜の位相だけずらした一
定周波数の搬送波を用いるため入力側電流の高調
波は非常に小さくなる。又電動機側PWMインバ
ータは可変周波数の搬送波で変調することによつ
て、スイツチング損失を低減出来るものであつ
て、電源が３相であつても適用できるのは当然の
ことである。
As explained using the embodiments, the present invention has a configuration in which a common DC voltage is established from an AC power source using a plurality of PWM inverters, and a motor is driven by a plurality of PWM inverters, so it has redundancy. and multiple PWMs connected to the power supply side.
Since the carrier wave of the inverter uses a carrier wave of a constant frequency shifted by an appropriate phase, the harmonics of the input side current are extremely small. Furthermore, the PWM inverter on the motor side can reduce switching loss by modulating with a variable frequency carrier wave, and it is natural that it can be applied even if the power supply is three-phase.
第１図は従来の電力変換装置の構成図、第２
図、第３図は、同装置の動作を説明するための制
御ブロツク図、第４図は、本発明の１実施例を示
す電力変換装置の構成図、第５図、第６図、第７
図は本発明の実施例を実現するための制御ブロツ
ク図である。
Vs……交流電源、TR……電源トランス、LS，
LS1，LS2……交流リアクトル、INV.１，INV.２，
INV.１１〜INV.１４……PWMインバータ、Ｍ
……誘導電動機、PG……パルス発生器、CONT
１，CONT２……INV.１，INV.２の制御回路、
Cp，Cp1，Cp2……コンデンサ、TRG1，TRG2，
TRG11，TRG12……三角波発生器。
Figure 1 is a configuration diagram of a conventional power conversion device, Figure 2
Fig. 3 is a control block diagram for explaining the operation of the device, Fig. 4 is a configuration diagram of a power conversion device showing one embodiment of the present invention, Figs.
The figure is a control block diagram for realizing an embodiment of the present invention. Vs...AC power supply, TR...power transformer, L S ,
L S1 , L S2 ...AC reactor, INV.1, INV.2,
INV.11~INV.14...PWM inverter, M
...Induction motor, PG...Pulse generator, CONT
1, CONT2...INV.1, INV.2 control circuit,
C p , C p1 , C p2 ... Capacitor, TRG 1 , TRG 2 ,
TRG 11 , TRG 12 ...Triangular wave generator.
Claims (1)
介して接続された第１のパルス幅変調インバータ
と、このパルス幅変調インバータの直流側に接続
されたコンデンサと、このコンデンサを電圧源と
する第２のパルス幅変調インバータからなる少な
くとも２組の電力変換器と、前記それぞれの第１
のパルス幅変調インバータを一定周波数で適宜の
位相ずらした搬送波で変調制御する手段と、前記
それぞれの第２のパルス幅変調インバータを該イ
ンバータの出力周波数が高くなる程、低くなる可
変周波数の搬送波で変調制御する手段を具備し、
前記それぞれの第１のパルス幅変調インバータの
直流側を共通接続したことを特徴とする電力変換
装置。1. An AC power supply, a first pulse width modulation inverter connected to the AC power supply via an AC reactor, a capacitor connected to the DC side of the pulse width modulation inverter, and a second pulse width modulation inverter that uses this capacitor as a voltage source. at least two sets of power converters comprising pulse width modulated inverters of
means for controlling the modulation of a pulse width modulation inverter with a carrier wave having a constant frequency and an appropriate phase shift, and controlling each of the second pulse width modulation inverters with a carrier wave of a variable frequency that decreases as the output frequency of the inverter increases. comprising means for modulation control;
A power conversion device characterized in that the DC sides of each of the first pulse width modulation inverters are commonly connected.
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| JP58206871A JPS60102879A (en) | 1983-11-05 | 1983-11-05 | Power converter |
Applications Claiming Priority (1)
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|---|---|---|---|
| JP58206871A JPS60102879A (en) | 1983-11-05 | 1983-11-05 | Power converter |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60102879A JPS60102879A (en) | 1985-06-07 |
| JPH0527344B2 true JPH0527344B2 (en) | 1993-04-20 |
Family
ID=16530415
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP58206871A Granted JPS60102879A (en) | 1983-11-05 | 1983-11-05 | Power converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPS60102879A (en) |
Families Citing this family (4)
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|---|---|---|---|---|
| JP2667812B2 (en) * | 1986-03-17 | 1997-10-27 | 株式会社日立製作所 | Control device and control method for train set |
| JP2685256B2 (en) * | 1988-12-16 | 1997-12-03 | 株式会社東芝 | Power converter |
| JP3066969B2 (en) * | 1989-01-05 | 2000-07-17 | 株式会社東芝 | Electric vehicle drive |
| JP2783204B2 (en) * | 1995-08-07 | 1998-08-06 | 富士電機株式会社 | Control method of PWM converter |
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| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
Family Cites Families (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS57133239U (en) * | 1981-02-16 | 1982-08-19 |
-
1983
- 1983-11-05 JP JP58206871A patent/JPS60102879A/en active Granted
Patent Citations (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5594583A (en) * | 1979-01-10 | 1980-07-18 | Hitachi Ltd | Frequency converter and its controlling method |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JPS60102879A (en) | 1985-06-07 |
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