JPH05264697A

JPH05264697A - スクイド・コンパレータのバイアス調整回路

Info

Publication number: JPH05264697A
Application number: JP4060715A
Authority: JP
Inventors: Norio Fujimaki; 則夫藤巻
Original assignee: Fujitsu Ltd
Current assignee: Fujitsu Ltd
Priority date: 1992-03-17
Filing date: 1992-03-17
Publication date: 1993-10-12

Abstract

(57)【要約】【目的】交流バイアス電流の振幅とスクイド・コンパ
レータのしきい値とを自動的に一致させ、且つ、バイア
ス用ケーブル数を減らすようにする。【構成】スクイドコンパレータ１の出力パルス列の正
負のパルス数を加算し、その加算値と参照信号のパルス
数との差を演算するカウンタ回路１３と、このカウンタ
回路１３の演算値に基づいて、交流バイアス電流の振幅
をスクイド・コンパレータ１のしきい値（その近傍値含
む）に一致させる制御回路１４とを備えた。カウンタ回
路１３に参照信号発生器１１を接続し、制御回路１４に
交流バイアス発生器１４を接続している。カウンタ回路
１３及び制御回路１４は、スクイド・コンパレータ１と
共に超伝導回路で形成されている。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】この発明はスクイド・コンパレー
タのバイアス調整回路に関する。詳しくは、スクイド・
コンパレータのバイアスを自動調整する、超伝導回路で
形成されたバイアス調整回路に関する。

【０００２】このスクイド・コンパレータは、生体磁気
などの微小磁気を検出するスクイド磁束計（SQUID: Su
perconducting Quantum Interference Device, 超伝導
量子干渉素子）に搭載される。スクイド磁束計は、数十
ｆＴ（フェムトテスラ）まで磁界を検出できる高感度の
磁気検出器であり、動作方法により交流型（ＲＦ−スク
イド）と直流型（ＤＣ−スクイド）に分けられる。交流
型、直流型、いずれのスクイド磁束計も、その本体は、
超伝導体で形成されたリングであり、そのリングの一部
にジョセフソン接合を有するが、そのジョセフソン接合
の数が交流型は一つ、直流型は二つである。直流型のス
クイド磁束計の方が交流型に比べて１桁検出感度が良
い。

【０００３】さらに、接合を２つ含むのスクイド磁束計
はアナログ動作のものとディジタル動作のものに分類さ
れる。ディジタル動作のスクイド磁束計は正又は負のパ
ルスを出力するものであるが、この内、スクイド・コン
パレータ（「スクイド・センサ」又は「スクイド本体」
ともいう）とその超伝導フィードバック回路とを１チッ
プに内臓させたワンチップ・スクイド磁束計は生体磁気
計測に必要とされるマルチチャンネル化に有利な超伝導
素子である。この発明も、ワンチップ・スクイド磁束計
にも好適に実施可能なバイアス制御回路に関する。

【０００４】

【従来の技術】従来のスクイド・コンパレータの回路及
び動作特性を図２５〜図２８に示す。スクイド・コンパ
レータ１は、図２５に示すように、交流バイアス電流Ｉ
ｇが加えられて動作するデバイスで、図２６に示すよう
に、ジョセフソン接合ＪＪ１、ＪＪ２を一部に有する超
伝導量子干渉素子（超伝導リング）１ａが主要部を成
し、この超伝導量子干渉素子１ａには磁界結合により測
定磁束に対応する入力電流Ｉｃが供給される。なお、超
伝導量子干渉素子１ａは、典型的には２つのジョセフソ
ン結合を有するが、一般には３つ以上のジョセフソン結
合を有する、多接合量子干渉素子であってもよい。

【０００５】上記スクイド・コンパレータ１の電流−電
圧（Ｉ−Ｖ）特性は、図２７に示す如く、加えるバイア
ス電流Ｉｇがしきい値Ｉｈ，−Ｉｈより小さい間、出力
電圧Ｖは零だが、しきい値Ｉｈ，−Ｉｈを越えると、数
ミリボルトの電圧Ｖを発生する。この電流−電圧特性は
ヒステリシス特性を有し、バイアス電流Ｉｇを十分に小
さくしたとき、出力電流Ｖを零にリセットできる。

【０００６】この電流−電圧特性におけるしきい値は、
入力電流Ｉｃに依存する。そこで、しきい値特性は、バ
イアス電流注入点を非対称にするか、２つのジョセフソ
ン接合ＪＪ１，ＪＪ２の臨界電流を異なる値にすること
により、図２８に示すように、左右非対称に設定され
る。交流バイアス電流Ｉｇの振幅は入力零のしきい値程
度に調整される。この調整値は熱雑音で決まるが、約１
％以内に調整する必要があり、通常、正及び負パルスの
発生確率を夫々、０．５程度に調整される。このため、
スクイド・コンパレータ１に正の入力が加わると、正の
パルスの方が負のパルスより多く出力される。これに対
し、負の入力が加わると、負のパルスの方が正のパルス
よりも多く出力される。つまり、スクイド・コンパレー
タ１は入力電流の正負を出力パルスの正負の発生確率に
変換することができる。なお、交流バイアス電流Ｉｇの
波形は、典型的には正弦波であるが、三角波や矩形波或
いはそれらにインパルスが重畳した波形でもよい。

【０００７】上述したように交流バイアス電流Ｉｇの振
幅を約１％以内に調整することは、少数のワンチップ・
スクイドを動作させる場合は比較的容易である。しか
し、例えば１００以上など、多数のワンチップ・スクイ
ドを並べて使用するマルチチャンネル化のシステムの場
合には、その調整は非常に煩わしい。

【０００８】このバイアス調整に対し、従来では、手動
の交流バイアス電流調整装置を設けるか、特開平２−２
５７０７６号記載の回路（発明の名称は「ディジタルス
クイド制御方式）のように室温動作のバイアス電流調整
回路を設ける手法がある。この内、特開平２−２５７０
７６号記載の調整回路の要部をブロック化して示すと、
図２９のようになる。この図２９に示す調整回路は、ス
クイド・コンパレータ１に対して、加算のパルスカウン
タ２、引算回路３及び制御回路４を備えており、スクイ
ド・コンパレータ１の正負の出力パルスをパルスカウン
タ２で加算し、この加算値から参照パルス数を引算回路
３において引き算し、この引算結果に応じて交流バイア
ス電流を制御回路４により調整するようになっている。
この図２９記載の回路構成の内、スクイド・コンパレー
タ１が超伝導回路（図中の点線部分）で形成され、その
他のパルスカウンタ２、引算回路３及び制御回路４は室
温電子回路で形成されている。

【０００９】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た各従来技術の内、手動の交流バイアス電流調整装置を
設ける手法は、多数のワンチップ・スクイドを並設する
システムにはその操作効率の面からも不適である。これ
に対し、特開平２−２５７０７６号記載の調整回路は電
気的に自動調整されるため、多数のワンチップ・スクイ
ドを並設する場合にも調整可能であるが、室温動作の電
子回路であり、しかも、ワンチップ・スクイド一つ毎に
調整回路を設ける必要があることから、室温側から低温
環境下のチップ、即ちスクイド・コンパレータ１にバイ
アス電流を供給するためのケーブルは、チップ数と同じ
だけ必要であった。これにより、室温側から低温環境側
とを結ぶケーブル数が増え、装置の大形化やコスト増を
も招いていた。

【００１０】また、上記特開平２−２５７０７６号記載
の調整回路については、その調整回路をそのまま超伝導
回路で形成することも想到できるが、超伝導素子の動作
は室温半導体素子のそれと大きく異なるため、そのよう
な単なる置換えは不可能である。

【００１１】この発明は、上述した従来の問題に鑑みて
なされたもので、供給される交流バイアス電流の振幅と
コンパレータのしきい値との調整を低温環境下で自動調
整できるようにし、スクイド・コンパレータとそのバイ
アス調整回路との間のケーブルを減らすことを、目的と
する。

【００１２】

【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明に係るスクイド・コンパレータのバイアス
調整回路は、超伝導量子干渉素子（１ａ）を有し、この
超伝導量子干渉素子（１ａ）に交流バイアス発生器（１
０）からバイアス電流が加えられた状態で入力に応じた
正パルス及び負パルスから成るパルス列を出力するスク
イド・コンパレータ（１）と、上記パルス列の正パルス
及び負パルスの数を加算し、この加算値と参照信号発生
器（１１）から供給された参照信号のパルス数との差を
演算するカウンタ回路（１３）と、このカウンタ回路
（１３）の演算値に基づいて上記交流バイアス電流の振
幅と上記スクイド・コンパレータのしきい値とを少なく
ともほぼ一致させる制御回路（１４）とを備え、上記カ
ウンタ回路（１３）と制御回路（１４）を上記スクイド
・コンパレータ（１）と共に超伝導回路で形成した構成
とする。

【００１３】一つの態様によれば、前記カウンタ回路
（１３）は、超伝導インダクタ（２０）と、この超伝導
インダクタ（２０）の両端に接続した２つの書込みゲー
ト（ＷＧ１，ＷＧ２）とを備え、この２つの書込みゲー
ト（ＷＧ１，ＷＧ２）は超伝導量子干渉素子（２２又は
２４）を有すると共に、一方の書込みゲート（ＷＧ１）
に前記スクイド・コンパレータの出力パルス列を加え、
他方の書込みゲート（ＷＧ２）に前記参照信号を加える
構成である。

【００１４】別の態様によれば、前記制御回路（１４）
は、前記交流バイアス電流の振幅を前記しきい値に合わ
せる回路構成である。この制御回路（１４）の好適な態
様の一つは、前記スクイド・コンパレータ（１）の超伝
導量子干渉素子（１ａ）に磁界結合された超伝導インダ
クタ（Ｌ１）と、ジョセフソン接合を有する超伝導非線
形インダクタ（Ｌ２）との並列回路を備え、上記超伝導
非線形インダクタ（Ｌ２）に前記カウンタ回路（１３）
の出力を磁界結合させた構成である。この御回路（１
４）の別の好適な態様は、スクイド増幅器（３０）を有
し、このスクイド増幅器（３０）の入力端に前記カウン
タ回路（１３）の出力を磁界結合させると共に、そのス
クイド増幅器（３０）の出力端を前記交流バイアス電流
の供給経路に接続した構成である。この制御回路（１
４）の更に別の好適な態様は、スクイド回路（３６）を
含むインパルス発生器（３５）を有し、このインパルス
発生器（３５）の入力端に前記カウンタ回路（１３）の
出力を磁界結合させると共に、そのインパルス発生器
（３５）の出力端を前記交流バイアス電流の供給経路に
接続した構成である。

【００１５】さらに別の態様によれば、前記制御回路
（１４）は、前記しきい値を前記交流バイアス電流の振
幅に合わせる回路構成である。ここで、前記スクイド・
コンパレータ（１）の超伝導量子干渉素子（１ａ）は、
３つ以上のジョセフソン接合（ＪＪ１〜ＪＪ４）と、前
記カウンタ回路（１３）の出力を供給する磁界結合（４
２，４２）とを有し、上記ジョセフソン接合（ＪＪ１〜
ＪＪ４）及び磁界結合（４２，４２）が前記制御回路
（１４）を兼用する構成とすることも好適な態様の一つ
である。

【００１６】

【作用】スクイド・コンパレータの出力パルス列は正負
のパルスで成るが、このパルス発生は、スクイド・コン
パレータ（１）の熱雑音による確率事象であり、正パル
スの発生確率ｐ⁺と負パルスの発生確率ｐ^-との差が入
力電流に応じて変化する。交流バイアス電流の振幅は、
ｐ⁺とｐ^-の和ｑが例えば「１」程度になるように調整
される。このパルス発生確率の所望値は、カウンタ回路
（１３）に加えられる参照信号の周波数の設定により得
られる。この設定されたパルス発生確率となるように、
カウンタ回路（１３）及び制御回路（１４）により、ス
クイド・コンパレータ（１）のバイアスが自動的に調整
される。特に、請求項１〜６記載のバイアス調整回路で
は、交流バイアス発生器（１０）から供給された交流バ
イアス電流の振幅が、スクイド・コンパレータ（１）の
しきい値に少なくともほぼ一致するように自動調整され
るし、請求項１、２、７及び８記載のバイアス調整回路
では、スクイド・コンパレータ（１）のしきい値が交流
バイアス電流の振幅に少なくともほぼ一致するように自
動調整される。

【００１７】

【実施例】以下、この発明の実施例を、図面を参照して
説明する。なお、スクイド・コンパレータについては前
述した図２５、２６と同一符号を用いる。

【００１８】（第１実施例）第１実施例を図１〜図１１
に基づいて説明する。図１において、符号１はスクイド
・コンパレータを示し、符号８はバイアス調整回路を示
す。スクイド・コンパレータ１及びバイアス調整回路
８、つまり図１中で点線図示の部分Ａは超伝導回路で一
体に形成されている。

【００１９】スクイド・コンパレータ１は前述したよう
にジョセフソン接合を含む超伝導量子干渉素子（超伝導
リング）１ａを有し、その入力端にピックアップコイル
９を介して供給される入力電流Ｉｃの正負に応じた正負
のパルスを、その出力端から出力するディジタル型であ
る。また、スクイド・コンパレータ１の出力端はそのま
ま室温環境下の処理回路に至ると共に、バイアス調整の
ためのフィードバック経路としてバイアス調整回路８に
至る。さらに、スクイド・コンパレータ１のバイアス入
力端にはバイアス調整回路８から交流バイアス電流Ｉｇ
が供給されている。

【００２０】バイアス調整回路８には、図示のように、
室温環境下に設けられた交流バイアス発生器１０及び参
照信号発生器１１の出力信号が供給されている。このバ
イアス調整回路８は、スクイド・コンパレータ１の出力
パルス及び参照信号発生器１１の出力信号を受けるカウ
ンタ回路１３と、このカウンタ回路１３のカウント出力
を受けてバイアス状態を制御する制御回路１４とを備え
ている。この両方のカウンタ回路１３及び制御回路１４
は、前述したように超伝導回路で形成されている。

【００２１】上記カウンタ回路１３は、図２〜図７に示
すように構成され、動作するものである。カウンタ回路
１３は図２に示す如く超伝導インダクタ２０を有し、こ
の超伝導インダクタ２０の両端に書込みゲートＷＧ１、
ＷＧ２を夫々接続してある。一方の書込みゲートＷＧ１
にはスクイド・コンパレータ１の出力パルスが入力し、
他方の書込みゲートＷＧ２には参照信号発生器１１が出
力した参照信号が入力するように成っている。この超伝
導インダクタ２０は磁界結合２１によって制御回路１３
に接続されている。

【００２２】一方の書込みゲートＷＧ１の構成を図３に
示し、そのしきい値特性を図４に示す。書込みゲートＷ
Ｇ１も２個のジョセフソン接合を有した超伝導量子干渉
素子で２２で形成され、この超伝導量子干渉素子２２に
磁界結合２３により入力電流Ｉｃが入力されるととも
に、直流電流Ｉ_DCも注入されるようになっている。入力
パルスが正又は負の、いずれの場合でも、動作点は二
度、点線で示すモード遷移のしきい値（正パルスに対し
ては点ＡとＢ、負パルスに対しては点ＣとＤ）を越すの
で、超伝導インダクタ２０に磁束量子が加えられる。つ
まり、この書込みゲートＷＧ１は、正でも負でも入力パ
ルスが供給される毎に正の磁束量子を超伝導インダクタ
２０に書き込むという、加算のパルスカウントを行う。

【００２３】他方の書込みゲートＷＧ２も図５に示すよ
うに、２個のジョセフソン接合を有した超伝導量子干渉
素子２４で形成され、この超伝導量子干渉素子２４に磁
界結合２５を介して参照信号Ｉｒが入力され且つ直流電
流Ｉ_DCも注入される。参照信号Ｉｒとしては、図５に示
すように、ｑｆ_Bのレート（正のパルスを出力する確率
をｐ⁺、負のパルスを出力する確率をｐ^-、その両方の
確率の和をｑ、交流バイアス電流Ｉｇの周波数をｆ_B）
を有する片極性の波形か、ｑｆ_B／２のレートを有する
両極性の波形とする。波形そのものは、パルスでも正弦
波でもよいが、一般に、一周期に正負のピーク値が一つ
ずつある単調な波形が適する。書込みゲートＷＧ２の動
作特性は図４に示すようになり、やはりモード遷移によ
り磁束量子が書き込まれるが、この書込みゲートＷＧ２
は超伝導インダクタ２０の、書込みゲートＷＧ１とは反
対側の端に接続されているため、負の磁束量子が書き込
まれる。

【００２４】このため、両方の書込みゲートＷＧ１，Ｗ
Ｇ２の書込みに拠り、超伝導インダクタ２０に蓄えられ
る磁束量子は、（ｐ⁺＋ｐ^-−ｑ）ｆ_Bを時間積分した
量になる。この磁束「∫^t（ｐ⁺＋ｐ^-−ｑ）ｆ_Bdt」
が磁界結合２１により、超伝導の制御回路１４に供給さ
れる。ここで、後述するように、「ｐ⁺＋ｐ^-−ｑ」が
零になるように動作することになるので、「ｑ」を調整
したい「ｐ⁺＋ｐ^-」の目標値に設定すればよい。ｑは
典型的には「１」である。

【００２５】なお、上記書込みゲートＷＧ２は、図７に
示すように接続することで、直流電流Ｉ_DCを不要にする
ことができ、この場合、参照信号Ｉｒは片極性である。
この動作特性は図６に示されている。

【００２６】さらに、制御回路１４は図８に示すように
超伝導インダクタＬ１と超伝導インダクタＬ２の並列回
路を有し、この並列回路とスクイド・コンパレータ１に
バイアス電流Ｉｇを分流して与えるようになっている。
超伝導インダクタＬ１はスクイド・コンパレータ１と磁
界結合している。超伝導インダクタＬ２はジョセフソン
接合とインダクタを有し、図９のように形成されてい
る。この超伝導インダクタＬ２には、カウンタ回路１３
の出力電流Ｉｐと直流オフセット電流Ｉ_DCを結合度α
１，α２で結合させている。このため、超伝導インダク
タＬ２の回路は注入電流或いは磁界結合電流により、位
相差φが図１０のように非線形に変化する。つまり、直
流オフセット電流Ｉ_DCを負の適当な値に選んでおくこと
により、その微分インダクタンスＤＬ２が図１０のよう
に変化し、超伝導インダクタＬ１の電流Ｉ_b2xが変化す
る。電流Ｉ_b2xは、Ｉ_b2x＝Ｉ_b2×（Ｌ２／（Ｌ１＋Ｌ
２））で決まる。

【００２７】スクイド・コンパレータ１のしきい値特性
を図１１に示す。バイアス電流Ｉ_b1が加わると、注入電
流と磁界結合電流が同時に加わるので、その動作点の軌
跡は斜めになる。いま、図１１中の動作点Ｂ１（図１０
中で点Ｂ２に相当）の場合を、バイアス振幅が丁度、し
きい値付近に一致しているとする。

【００２８】この状態から、磁界結合電流Ｉ_b2xが小さ
くなり、動作点Ａ１のようになったとすると、バイアス
電流Ｉ_b1がしきい値を越えないので、スクイド・コンパ
レータ１はパルスを出力しない。つまり、パルス発生確
率「ｐ⁺＋ｐ^-」が零となり、カウンタ回路１３では負
の磁束量子のみが書き込まれることになり、カウンタ出
力電流Ｉｐが負方向に増加する。この結果、図１０に示
した微分インダクタンスＤＬ２はＡ２点まで増加するの
で、磁界結合電流Ｉ_b2xが増加し、動作点は再び図１１
中でＢ１点まで戻される。

【００２９】反対に、動作点が図１１中の点Ｃ１になっ
た場合、スクイド・コンパレータ１は毎回パルスを出力
するので、パルス発生確率「ｐ⁺＋ｐ^-」は「２」にな
る。このため、カウンタ回路１３では、正の磁束量子が
負の磁束量子よりも余計に書き込まれることになり、カ
ウンタ出力電流Ｉｐが正方向に増加する。この結果、微
分インダクタンスＤＬ２は図１０のようにＣ２点まで減
少し、磁界結合電流Ｉ _b2xも減少するから、図１１中で
動作点が最終的にＢ１まで戻される。

【００３０】このように、動作点が所望位置Ｂ１からず
れている場合であって、動作点Ａ１、Ｃ１のいずれから
出発しても、超伝導回路で形成されたカウンタ回路１３
と制御回路１４により、設定した動作点Ｂ１（ｐ⁺＋ｐ
^-＝ｑ）に自動的に戻される。つまり、バイアス振幅が
自動的に調整される。

【００３１】このため、従来のような手動のバイアス調
整に比べて、高精度かつ迅速にバイアスを調整できると
共に、スクイド・コンパレータを多数並設したシステム
にも容易に対処でき、オペレータの負担を軽減できる。
また、そのスクイド・コンパレータを多数並設したシス
テムのバイアスを調整する場合、複数のスクイド・コン
パレータを共通にバイアスできるから、室温側と低温環
境下とを結ぶバイアス用のケーブルを減らし、システム
全体の配線の複雑化、大形化を抑えることができる。

【００３２】（第２実施例）第２実施例を図１２〜図１
６に基づいて説明する。なお、第１実施例におけるのと
同一又は同等の構成要素には同一符号を付す（以下の実
施例でも同じ）。

【００３３】この第２実施例は、第１実施例における制
御回路１４を図１２に示す如く構成したもので、その他
の要素は第１実施例と同一である。図１２に示す制御回
路１４は、スクイド増幅器３０を有し、超伝導回路で形
成されている。スクイド増幅器３０は、図１３に示すよ
うに、抵抗３１、３１でシャントした２接合型の超伝導
量子干渉素子３２で形成され、カウンタ回路１３の出力
電流Ｉｐを磁界結合により入力させ、交流バイアス発生
器１０からのバイアス電流Ｉｇを入力させている。この
スクイド増幅器３０の出力電流がスクイド・コンパレー
タ１のバイアス回路に供給されている。

【００３４】スクイド増幅器３０の電流−電圧特性は図
１４のようにヒステリシス特性が無く、また、入力電流
Ｉｐに対するしきい値特性は図１５のようになる。そし
て、しきい値の変化に伴い、電流−電圧特性特性が図１
４の点線図示のように変化するから、その出力電圧Ｖは
負荷線に沿って図１６のように変化する。この変化する
出力はスクイド・コンパレータ１のバイアスに重畳され
る。

【００３５】そこで、いま、図１６中のＨ_３の場合をバ
イアス振幅がしきい値近傍に一致しているとする。この
状態からバイアス振幅が小さくなると、バイアス電流Ｉ
ｇがしきい値を越えないので、スクイド・コンパレータ
１はパルスを出力せず、「ｐ ⁺＋ｐ^-＝０」となる。こ
れにより、カウンタ回路１３では、負の磁束量子のみが
書き込まれ、その出力電流Ｉｐが負方向に増加し、例え
ば図１５のＩ_２点まで移動する。この結果、スクイド増
幅器３０の出力はＩ_３点まで増加し、バイアス電流Ｉｇ
がしきい値又はその近傍に戻される。

【００３６】これと反対に、バイアス電流Ｉｇの振幅が
しきい値近傍の値よりも大きいと、スクイド・コンパレ
ータ１は毎回パルスを出力し、「ｐ⁺＋ｐ^-＝２」とな
る。このため、カウンタ回路１３では正の磁束量子が負
の磁束量子より多く書き込まれることになり、カウンタ
回路１３の出力電流Ｉｐが正方向に増加し、例えば図１
５中でＧ_２まで移動する。これにより、スクイド増幅器
３０の出力はＧ_３点まで減少し、バイアス振幅は最終的
にはしきい値近傍まで戻される。

【００３７】このように、バイアス電流Ｉｇの振幅がし
きい値近傍の値よりも上下している場合、第１実施例と
同様に、カウンタ回路１３及びスクイド増幅器３０を備
えた制御回路１４によって、「ｐ⁺＋ｐ^-＝ｑ」となる
ようにバイアス振幅が自動的に調整される。

【００３８】（第３実施例）第３実施例を図１７〜図２
０に基づいて説明する。この第３実施例は、第１実施例
における制御回路１４を図１７に示す如く構成したもの
で、その他の要素は第１実施例と同一である。

【００３９】図１７に示す制御回路１４は、超伝導回路
で形成されたインパルス発生器３５を有し、このインパ
ルス発生器３５で発生したインパルスを、交流バイアス
発生器１０からの正弦波バイアス電流Ｉｇ_３に重畳させ
るものである。

【００４０】インパルス発生器３５は、２接合型の超伝
導量子干渉素子３７から成るスクイド回路３６（図１８
参照）と、このスクイド回路３６の出力端に直列に形成
したジョセフソン接合ＪＪ３とから成る。スクイド回路
３６の超伝導量子干渉素子３７には、カウンタ回路１３
の出力電流Ｉｐと直流オフセット電流Ｉ_DCが磁界結合さ
れると共に、別の交流バイアス発生器３８からバイアス
電流Ｉｇ_１が供給されている。このインパルス発生器３
５のしきい値特性は図１９に示すように左右対称に設定
されている。スクイド回路３６に加わるバイアス電流Ｉ
ｇ_１がしきい値を越える時点でインパルスが生じ、この
インパルスに拠って生じるインパルス電流Ｉｇ_２は正弦
波バイアス電流Ｉｇ_３に重畳して（図２０参照）、スク
イド・コンパレータ１に供給される。

【００４１】このように構成される中で、オフセットに
より動作点が図１９中のＫ_１点のとき、合成バイアス電
流「Ｉｇ_２＋Ｉｇ_３」のピーク値がしきい値近傍に在る
とする。この状態から、合成バイアス電流がしきい値又
はその近傍よりも下がると、合成バイアス電流がしきい
値を越えないので、スクイド・コンパレータ１はパルス
を出力しないから、「ｐ⁺＋ｐ^-＝０」となる。このた
め、カウンタ回路１３では、負の磁束量子のみが書き込
まれ、カウンタ回路１３の出力電流Ｉｐが負方向に増加
し、図１９においてＪ１点まで移動する。これにより、
インパルスの発生時刻がＪ_２のように遅くなり、合成バ
イアス電流「Ｉｇ_２＋Ｉｇ_３」のピーク値が上がること
から、合成バイアス電流のピーク値が最終的にしきい値
又はその近傍に一致する。

【００４２】反対に、合成バイアス電流の振幅が大き過
ぎる場合、スクイド・コンパレータ１は毎回パルスを出
力するから、前述した各実施例と同様に、「ｐ⁺＋ｐ^-
＝２」となる。このため、カウンタ回路１３ではやはり
正の磁束量子が負のそれよりも多く書き込まれるから、
カウンタ出力電流Ｉｐが正方向に増加して、例えば図１
９で動作点がＬ_１点まで移動する。この結果、インパル
スの発生時刻が図２０中でＬ_２のように早まって、合成
バイアス電流「Ｉｇ_２＋Ｉｇ_３」のピーク値が下がり、
バイアス振幅はやはり最終的にしきい値又はその近傍ま
で戻される。

【００４３】このように合成バイアス電流「Ｉｇ_２＋Ｉ
ｇ_３」がしきい値又はその所定近傍域からずれている場
合、カウンタ回路１３とインパルスを発生させる制御回
路１４により、「ｐ⁺＋ｐ^-＝ｑ」となるようにバイア
ス振幅が自動調整される。

【００４４】（第４実施例）第４実施例を図２１〜図２
３に基づいて説明する。この第４実施例は、制御回路を
図２１に示す如くスクイド・コンパレータと一体に構成
したもので、上記第１〜第３実施例とは異なり、スクイ
ド・コンパレータ自体の特性を制御してバイアス状態を
調整する構成である。他の要素は第１実施例と同一であ
る。

【００４５】図２１に示すスクイド・コンパレータ４０
は、４接合型の超伝導量子干渉素子４１で形成されてい
る。ここで、左右の各２個のジョセフソン接合ＪＪ１，
ＪＪ２及びＪＪ３，ＪＪ４を夫々１つの接合Ｑ１，Ｑ２
と考えると、２接合型となる。このジョセフソン接合Ｑ
１，Ｑ２に、カウンタ回路１３の出力電流Ｉｐが磁界結
合４２、４２を介して供給されている。ジョセフソン接
合Ｑ１，Ｑ２のしきい値は図２２に示すように、カウン
タ出力電流Ｉｐに応じて変化するから、スクイド・コン
パレータ４０の入力電流Ｉｃに対するしきい値特性も図
２３に示すように変化する。

【００４６】なお、図２１の回路構成においては、ジョ
セフソン接合Ｑ１，Ｑ２及び磁界結合４２、４２の部分
がこの発明の制御回路に対応する。いま、バイアス電流
が図２３においてＥ_３の状態にあるとき、その振幅が丁
度、しきい値又はその近傍に一致しているとする。この
状態で、バイアス電流振幅が小さくなって、図２３中の
Ｆ_３の状態になったとすると、バイアス電流がしきい値
を越えないから、スクイド・コンパレータ４０はパルス
を出力することはない。このため、「ｐ⁺＋ｐ^-＝０」
となり、カウンタ回路１３では負の磁束量子のみが書き
込まれ、そのカウンタ出力電流Ｉｐが負方向に増加す
る。つまり、図２２においてカウンタ出力電流Ｉｐの動
作点はＦ_１まで移動し、しきい値特性は図２３のＦ_２で
示すように低くなる。このようにスクイド・コンパレー
タ４０のしきい値自体が調整され、入力電流Ｉｃ＝０の
しきい値がバイアス電流の振幅値又はその近傍値に最終
的に一致することになる。

【００４７】これとは反対に、バイアス電流振幅が図２
３中のＤ_３の如く大きい場合、スクイド・コンパレータ
４０は毎回パルスを出力するから、「ｐ⁺＋ｐ^-＝２」
となる。このため、カウンタ回路１３では正の磁束量子
が負のそれよりも余計に書き込まれ、カウンタ出力電流
Ｉｐが正方向に移動する（例えば図２２のＤ_１の動作
点）。この結果、図２３中でしきい値特性がＤ２で示す
ように高くなり、最終的に入力電流Ｉｃ＝０のしきい値
がバイアス電流の振幅値又はその近傍値に一致するよう
になる。

【００４８】このようにバイアス振幅がしきい値よりも
大き過ぎても、また小さ過ぎても、カウンタ回路１３及
びスクイド・コンパレータ４０に内臓された形の制御回
路に拠って、スクイド・コンパレータ４０のしきい値自
体がバイアス近傍（ｐ⁺＋ｐ ^-＝ｑ）まで自動的に移動
され、バイアス調整がなされる。

【００４９】なお、上述した各実施例における制御回路
は、交流バイアス電流の振幅をスクイド・コンパレータ
のしきい値に近づけるか、反対に、しきい値をバイアス
電流振幅に近づけるかのいずれかの手法に係る回路構成
しか備えていなかったが、この発明の制御回路は、その
両方の手法に係る回路構成を同時に備える構成であって
もよい。

【００５０】また、バイアス電流振幅としきい値とを一
致させる際の調整値は、「ｐ⁺＋ｐ ^-＝ｑ」という条件
で表されるが、例えば入力零における確率ｐ⁺＝ｐ^-を
０．５に調整する場合はｑ＝１とするように参照信号の
周波数（ｑｆ_B）を合わせればよく、この場合に限り、
交流バイアス発生器１０の出力信号を参照信号にも用い
ることができ、参照信号発生器１１を省略して、構成の
簡単化を図ることができる。

【００５１】（応用例）図２４に、この発明の応用例を
示す。この応用例はワンチップスクイド磁束計５０に適
用したものである。ワンチップスクイド磁束計５０は、
スクイド・コンパレータ５１の出力側に接続したジョセ
フソン論理回路５２、超伝導フィードバック回路５３を
内臓したものである。超伝導フィードバック回路５３
は、パルス発生確率「ｐ⁺−ｐ^-」をカウントして、こ
の引算値を零にするように磁束量子をフィードバックす
ることにより、ピックアップコイル５４を介して入力し
た磁束をの大きさを測定するものである。

【００５２】上記スクイド・コンパレータ５１に、この
発明に係るバイアス調整回路、即ち、交流バイアス発生
器１０、参照信号発生器１１、カウンタ回路１３及び制
御回路１４が付加されている。この内、ピックアップコ
イル５４を含むワンチップスクイド磁束計５０及びカウ
ンタ回路１３、制御回路１４の部分（図中、点線図示の
部分）が超伝導回路で一体に形成されている。カウンタ
回路１３及び制御回路１４はパルス発生確率「ｐ⁺＋ｐ
^-」を一定に保つように動作し、これにより、バイアス
が前述した各実施例の如く自動調整される。また、この
ワンチップスクイド磁束計５０をマルチチャンネル化す
る場合には、室温側と低温環境下とを結ぶバイアス用ケ
ーブルの本数を減らすことができる。

【００５３】

【発明の効果】以上説明したように、この発明に係るス
クイド・コンパレータのバイアス調整回路は、スクイド
・コンパレータから出力されたパルス列の正負のパルス
を加算し、この加算値と参照信号のパルス数との差を演
算するカウンタ回路と、このカウンタ回路の演算値に基
づいて交流バイアス電流の振幅とスクイド・コンパレー
タのしきい値とをほぼ一致させる制御回路とを備え、カ
ウンタ回路と制御回路とをスクイド・コンパレータと共
に超伝導回路で形成した。このため、外部から加えた交
流バイアス電流の振幅がスクイド・コンパレータのしき
い値又はその近傍に合致していない場合でも、カウンタ
回路及び制御回路により自動的に両者が少なくともほぼ
一致するように自動調整される。

【００５４】このときの調整値は、パルス発生確率の和
「ｐ⁺＋ｐ^-＝ｑ」なる条件で表され、例えば入力零に
おける確率ｐ⁺＝ｐ^-＝０．５に調整する場合、ｑ＝１
となるように参照信号の周波数（ｑｆ_B）が設定され
る。この場合に限り、参照信号として、交流バイアス電
流を用いることができる。確率ｐ⁺＝ｐ^-を０．４に調
整する場合ｑ＝０．８、確率ｐ⁺＝ｐ^-を０．６に調整
する場合ｑ＝１．２に設定すればよく、このように設定
した参照信号の周波数によって決まる所望のパルス発生
確率となるように、バイアスが自動調整される。

【００５５】この結果、従来のようにバイアスを手動調
整する場合に比べて、迅速且つ高精度の調整ができ、ま
た、マルチチャンネル・スクイドなど、多数のスクイド
・コンパレータを用いる場合でも室温側で一つずつバイ
アス振幅を調整する必要が無いことから、そのようなマ
ルチチャンネル化に容易に対応可能であると共に、その
良好な操作性に拠ってオペレータの負担を軽減でき、さ
らに、バイアスケーブルの本数も減らして、回路全体の
大形化、複雑化を抑えることができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】この発明の第１実施例に係る、スクイド・コン
パレータのバイアス調整回路の全体ブロック図である。

【図２】図１に示したバイアス調整回路のカウンタ回路
の構成図である。

【図３】図２中のカウンタ回路の一方の書込みゲートの
回路図である。

【図４】一方の書込みゲートのしきい値特性図である。

【図５】図２中のカウンタ回路の他方の書込みゲートの
一例を示す回路図である。

【図６】図７に示す他方の書込みゲートのしきい値特性
図である。

【図７】図２中のカウンタ回路の他方の書込みゲートの
他の例を示す回路図である。

【図８】図１に示したバイアス調整回路の制御回路の一
例を示す構成図である。

【図９】図８中の非線形インダクタの回路図である。

【図１０】非線形インダクタの位相差と微分インダクタ
ンスの特性図である。

【図１１】図１中のスクイド・コンパレータのしきい値
特性図である。

【図１２】第２実施例に係る制御回路を示す構成図であ
る。

【図１３】図１２中のスクイド増幅器の等価回路図であ
る。

【図１４】スクイド増幅器の電流−電圧特性図である。

【図１５】スクイド増幅器のしきい値特性図である。

【図１６】スクイド増幅器の出力特性図である。

【図１７】第３実施例に係る制御回路を示す構成図であ
る。

【図１８】図１７中のスクイド回路の詳細回路図であ
る。

【図１９】スクイド回路のしきい値特性図である。

【図２０】第３実施例における合成バイアス電流の波形
図である。

【図２１】第４実施例に係る制御回路及びスクイド・コ
ンパレータの構成図である。

【図２２】図２１における４接合スクイド・コンパレー
タのジョセフソン接合のしきい値特性図である。

【図２３】図２１中の４接合スクイド・コンパレータの
しきい値特性図である。

【図２４】この発明の応用例に係るワンチップ・スクイ
ド磁束計のブロック図である。

【図２５】スクイド・コンパレータのブロック図であ
る。

【図２６】２接合スクイド・コンパレータの回路図であ
る。

【図２７】図２６のスクイド・コンパレータの電流−電
圧特性図である。

【図２８】図２６のスクイド・コンパレータのしきい値
特性図である。

【図２９】バイアス調整の従来例に係るブロック図であ
る。

【符号の説明】

１…スクイド・コンパレータ８…バイアス調整回路１ａ…超伝導量子干渉素子１０…交流バイアス発生器１１…参照信号発生器１３…カウンタ回路１４…制御回路２０…超伝導インダクタＷＧ１、ＷＧ２…書込みゲート２２、２４…超伝導量子干渉素子Ｌ１…超伝導インダクタＬ２…超伝導非線形インダクタ３０…スクイド増幅器３１…超伝導量子干渉素子３５…インパルス発生３６…スクイド回路ＪＪ３…ジョセフソン接合４０…スクイド・コンパレータＪＪ１〜ＪＪ４…ジョセフソン接合４２…磁界結合

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】超伝導量子干渉素子（１ａ）を有し、こ
の超伝導量子干渉素子（１ａ）に交流バイアス発生器
（１０）からバイアス電流が加えられた状態で入力に応
じた正パルス及び負パルスから成るパルス列を出力する
スクイド・コンパレータ（１）と、上記パルス列の正パ
ルス及び負パルスの数を加算し、この加算値と参照信号
発生器（１１）から供給された参照信号のパルス数との
差を演算するカウンタ回路（１３）と、このカウンタ回
路（１３）の演算値に基づいて上記交流バイアス電流の
振幅と上記スクイド・コンパレータのしきい値とを少な
くともほぼ一致させる制御回路（１４）とを備え、上記
カウンタ回路（１３）と制御回路（１４）を上記スクイ
ド・コンパレータ（１）と共に超伝導回路で形成したこ
とを特徴とするスクイド・コンパレータのバイアス調整
回路。
【請求項２】前記カウンタ回路（１３）は、超伝導イ
ンダクタ（２０）と、この超伝導インダクタ（２０）の
両端に接続した２つの書込みゲート（ＷＧ１，ＷＧ２）
とを備え、この２つの書込みゲート（ＷＧ１，ＷＧ２）
は超伝導量子干渉素子（２２又は２４）を有すると共
に、一方の書込みゲート（ＷＧ１）に前記スクイド・コ
ンパレータの出力パルス列を加え、他方の書込みゲート
（ＷＧ２）に前記参照信号を加える構成である請求項１
記載のスクイド・コンパレータのバイアス調整回路。
【請求項３】前記制御回路（１４）は、前記交流バイ
アス電流の振幅を前記しきい値に合わせる回路構成であ
る請求項１記載のスクイド・コンパレータのバイアス調
整回路。
【請求項４】前記制御回路（１４）は、前記スクイド
・コンパレータ（１）の超伝導量子干渉素子（１ａ）に
磁界結合された超伝導インダクタ（Ｌ１）と、ジョセフ
ソン接合を有する超伝導非線形インダクタ（Ｌ２）との
並列回路を備え、上記超伝導非線形インダクタ（Ｌ２）
に前記カウンタ回路（１３）の出力を磁界結合させた構
成である請求項３記載のスクイド・コンパレータのバイ
アス調整回路。
【請求項５】前記制御回路（１４）は、スクイド増幅
器（３０）を有し、このスクイド増幅器（３０）の入力
端に前記カウンタ回路（１３）の出力を磁界結合させる
と共に、そのスクイド増幅器（３０）の出力端を前記交
流バイアス電流の供給経路に接続した構成である請求項
３記載のスクイド・コンパレータのバイアス調整回路。
【請求項６】前記制御回路（１４）は、スクイド回路
（３６）を含むインパルス発生器（３５）を有し、この
インパルス発生器（３５）の入力端に前記カウンタ回路
（１３）の出力を磁界結合させると共に、そのインパル
ス発生器（３５）の出力端を前記交流バイアス電流の供
給経路に接続した構成の請求項３記載のスクイド・コン
パレータのバイアス調整回路。
【請求項７】前記制御回路（１４）は、前記しきい値
を前記交流バイアス電流の振幅に合わせる回路構成であ
る請求項１記載のスクイド・コンパレータのバイアス調
整回路。
【請求項８】前記スクイド・コンパレータ（１）の超
伝導量子干渉素子（１ａ）は、３つ以上のジョセフソン
接合（ＪＪ１〜ＪＪ４）と、前記カウンタ回路（１３）
の出力を供給する磁界結合（４２，４２）とを有し、上
記ジョセフソン接合（ＪＪ１〜ＪＪ４）及び磁界結合
（４２，４２）が前記制御回路（１４）を兼用する構成
である請求項７記載のスクイド・コンパレータのバイア
ス調整回路。