JPH05264697A - スクイド・コンパレータのバイアス調整回路 - Google Patents
スクイド・コンパレータのバイアス調整回路Info
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- JPH05264697A JPH05264697A JP4060715A JP6071592A JPH05264697A JP H05264697 A JPH05264697 A JP H05264697A JP 4060715 A JP4060715 A JP 4060715A JP 6071592 A JP6071592 A JP 6071592A JP H05264697 A JPH05264697 A JP H05264697A
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- comparator
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Abstract
(57)【要約】
【目的】 交流バイアス電流の振幅とスクイド・コンパ
レータのしきい値とを自動的に一致させ、且つ、バイア
ス用ケーブル数を減らすようにする。 【構成】 スクイドコンパレータ1の出力パルス列の正
負のパルス数を加算し、その加算値と参照信号のパルス
数との差を演算するカウンタ回路13と、このカウンタ
回路13の演算値に基づいて、交流バイアス電流の振幅
をスクイド・コンパレータ1のしきい値(その近傍値含
む)に一致させる制御回路14とを備えた。カウンタ回
路13に参照信号発生器11を接続し、制御回路14に
交流バイアス発生器14を接続している。カウンタ回路
13及び制御回路14は、スクイド・コンパレータ1と
共に超伝導回路で形成されている。
レータのしきい値とを自動的に一致させ、且つ、バイア
ス用ケーブル数を減らすようにする。 【構成】 スクイドコンパレータ1の出力パルス列の正
負のパルス数を加算し、その加算値と参照信号のパルス
数との差を演算するカウンタ回路13と、このカウンタ
回路13の演算値に基づいて、交流バイアス電流の振幅
をスクイド・コンパレータ1のしきい値(その近傍値含
む)に一致させる制御回路14とを備えた。カウンタ回
路13に参照信号発生器11を接続し、制御回路14に
交流バイアス発生器14を接続している。カウンタ回路
13及び制御回路14は、スクイド・コンパレータ1と
共に超伝導回路で形成されている。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】この発明はスクイド・コンパレー
タのバイアス調整回路に関する。詳しくは、スクイド・
コンパレータのバイアスを自動調整する、超伝導回路で
形成されたバイアス調整回路に関する。
タのバイアス調整回路に関する。詳しくは、スクイド・
コンパレータのバイアスを自動調整する、超伝導回路で
形成されたバイアス調整回路に関する。
【0002】このスクイド・コンパレータは、生体磁気
などの微小磁気を検出するスクイド磁束計(SQUID: Su
perconducting Quantum Interference Device, 超伝導
量子干渉素子)に搭載される。スクイド磁束計は、数十
fT(フェムトテスラ)まで磁界を検出できる高感度の
磁気検出器であり、動作方法により交流型(RF−スク
イド)と直流型(DC−スクイド)に分けられる。交流
型、直流型、いずれのスクイド磁束計も、その本体は、
超伝導体で形成されたリングであり、そのリングの一部
にジョセフソン接合を有するが、そのジョセフソン接合
の数が交流型は一つ、直流型は二つである。直流型のス
クイド磁束計の方が交流型に比べて1桁検出感度が良
い。
などの微小磁気を検出するスクイド磁束計(SQUID: Su
perconducting Quantum Interference Device, 超伝導
量子干渉素子)に搭載される。スクイド磁束計は、数十
fT(フェムトテスラ)まで磁界を検出できる高感度の
磁気検出器であり、動作方法により交流型(RF−スク
イド)と直流型(DC−スクイド)に分けられる。交流
型、直流型、いずれのスクイド磁束計も、その本体は、
超伝導体で形成されたリングであり、そのリングの一部
にジョセフソン接合を有するが、そのジョセフソン接合
の数が交流型は一つ、直流型は二つである。直流型のス
クイド磁束計の方が交流型に比べて1桁検出感度が良
い。
【0003】さらに、接合を2つ含むのスクイド磁束計
はアナログ動作のものとディジタル動作のものに分類さ
れる。ディジタル動作のスクイド磁束計は正又は負のパ
ルスを出力するものであるが、この内、スクイド・コン
パレータ(「スクイド・センサ」又は「スクイド本体」
ともいう)とその超伝導フィードバック回路とを1チッ
プに内臓させたワンチップ・スクイド磁束計は生体磁気
計測に必要とされるマルチチャンネル化に有利な超伝導
素子である。この発明も、ワンチップ・スクイド磁束計
にも好適に実施可能なバイアス制御回路に関する。
はアナログ動作のものとディジタル動作のものに分類さ
れる。ディジタル動作のスクイド磁束計は正又は負のパ
ルスを出力するものであるが、この内、スクイド・コン
パレータ(「スクイド・センサ」又は「スクイド本体」
ともいう)とその超伝導フィードバック回路とを1チッ
プに内臓させたワンチップ・スクイド磁束計は生体磁気
計測に必要とされるマルチチャンネル化に有利な超伝導
素子である。この発明も、ワンチップ・スクイド磁束計
にも好適に実施可能なバイアス制御回路に関する。
【0004】
【従来の技術】従来のスクイド・コンパレータの回路及
び動作特性を図25〜図28に示す。スクイド・コンパ
レータ1は、図25に示すように、交流バイアス電流I
gが加えられて動作するデバイスで、図26に示すよう
に、ジョセフソン接合JJ1、JJ2を一部に有する超
伝導量子干渉素子(超伝導リング)1aが主要部を成
し、この超伝導量子干渉素子1aには磁界結合により測
定磁束に対応する入力電流Icが供給される。なお、超
伝導量子干渉素子1aは、典型的には2つのジョセフソ
ン結合を有するが、一般には3つ以上のジョセフソン結
合を有する、多接合量子干渉素子であってもよい。
び動作特性を図25〜図28に示す。スクイド・コンパ
レータ1は、図25に示すように、交流バイアス電流I
gが加えられて動作するデバイスで、図26に示すよう
に、ジョセフソン接合JJ1、JJ2を一部に有する超
伝導量子干渉素子(超伝導リング)1aが主要部を成
し、この超伝導量子干渉素子1aには磁界結合により測
定磁束に対応する入力電流Icが供給される。なお、超
伝導量子干渉素子1aは、典型的には2つのジョセフソ
ン結合を有するが、一般には3つ以上のジョセフソン結
合を有する、多接合量子干渉素子であってもよい。
【0005】上記スクイド・コンパレータ1の電流−電
圧(I−V)特性は、図27に示す如く、加えるバイア
ス電流Igがしきい値Ih,−Ihより小さい間、出力
電圧Vは零だが、しきい値Ih,−Ihを越えると、数
ミリボルトの電圧Vを発生する。この電流−電圧特性は
ヒステリシス特性を有し、バイアス電流Igを十分に小
さくしたとき、出力電流Vを零にリセットできる。
圧(I−V)特性は、図27に示す如く、加えるバイア
ス電流Igがしきい値Ih,−Ihより小さい間、出力
電圧Vは零だが、しきい値Ih,−Ihを越えると、数
ミリボルトの電圧Vを発生する。この電流−電圧特性は
ヒステリシス特性を有し、バイアス電流Igを十分に小
さくしたとき、出力電流Vを零にリセットできる。
【0006】この電流−電圧特性におけるしきい値は、
入力電流Icに依存する。そこで、しきい値特性は、バ
イアス電流注入点を非対称にするか、2つのジョセフソ
ン接合JJ1,JJ2の臨界電流を異なる値にすること
により、図28に示すように、左右非対称に設定され
る。交流バイアス電流Igの振幅は入力零のしきい値程
度に調整される。この調整値は熱雑音で決まるが、約1
%以内に調整する必要があり、通常、正及び負パルスの
発生確率を夫々、0.5程度に調整される。このため、
スクイド・コンパレータ1に正の入力が加わると、正の
パルスの方が負のパルスより多く出力される。これに対
し、負の入力が加わると、負のパルスの方が正のパルス
よりも多く出力される。つまり、スクイド・コンパレー
タ1は入力電流の正負を出力パルスの正負の発生確率に
変換することができる。なお、交流バイアス電流Igの
波形は、典型的には正弦波であるが、三角波や矩形波或
いはそれらにインパルスが重畳した波形でもよい。
入力電流Icに依存する。そこで、しきい値特性は、バ
イアス電流注入点を非対称にするか、2つのジョセフソ
ン接合JJ1,JJ2の臨界電流を異なる値にすること
により、図28に示すように、左右非対称に設定され
る。交流バイアス電流Igの振幅は入力零のしきい値程
度に調整される。この調整値は熱雑音で決まるが、約1
%以内に調整する必要があり、通常、正及び負パルスの
発生確率を夫々、0.5程度に調整される。このため、
スクイド・コンパレータ1に正の入力が加わると、正の
パルスの方が負のパルスより多く出力される。これに対
し、負の入力が加わると、負のパルスの方が正のパルス
よりも多く出力される。つまり、スクイド・コンパレー
タ1は入力電流の正負を出力パルスの正負の発生確率に
変換することができる。なお、交流バイアス電流Igの
波形は、典型的には正弦波であるが、三角波や矩形波或
いはそれらにインパルスが重畳した波形でもよい。
【0007】上述したように交流バイアス電流Igの振
幅を約1%以内に調整することは、少数のワンチップ・
スクイドを動作させる場合は比較的容易である。しか
し、例えば100以上など、多数のワンチップ・スクイ
ドを並べて使用するマルチチャンネル化のシステムの場
合には、その調整は非常に煩わしい。
幅を約1%以内に調整することは、少数のワンチップ・
スクイドを動作させる場合は比較的容易である。しか
し、例えば100以上など、多数のワンチップ・スクイ
ドを並べて使用するマルチチャンネル化のシステムの場
合には、その調整は非常に煩わしい。
【0008】このバイアス調整に対し、従来では、手動
の交流バイアス電流調整装置を設けるか、特開平2−2
57076号記載の回路(発明の名称は「ディジタルス
クイド制御方式)のように室温動作のバイアス電流調整
回路を設ける手法がある。この内、特開平2−2570
76号記載の調整回路の要部をブロック化して示すと、
図29のようになる。この図29に示す調整回路は、ス
クイド・コンパレータ1に対して、加算のパルスカウン
タ2、引算回路3及び制御回路4を備えており、スクイ
ド・コンパレータ1の正負の出力パルスをパルスカウン
タ2で加算し、この加算値から参照パルス数を引算回路
3において引き算し、この引算結果に応じて交流バイア
ス電流を制御回路4により調整するようになっている。
この図29記載の回路構成の内、スクイド・コンパレー
タ1が超伝導回路(図中の点線部分)で形成され、その
他のパルスカウンタ2、引算回路3及び制御回路4は室
温電子回路で形成されている。
の交流バイアス電流調整装置を設けるか、特開平2−2
57076号記載の回路(発明の名称は「ディジタルス
クイド制御方式)のように室温動作のバイアス電流調整
回路を設ける手法がある。この内、特開平2−2570
76号記載の調整回路の要部をブロック化して示すと、
図29のようになる。この図29に示す調整回路は、ス
クイド・コンパレータ1に対して、加算のパルスカウン
タ2、引算回路3及び制御回路4を備えており、スクイ
ド・コンパレータ1の正負の出力パルスをパルスカウン
タ2で加算し、この加算値から参照パルス数を引算回路
3において引き算し、この引算結果に応じて交流バイア
ス電流を制御回路4により調整するようになっている。
この図29記載の回路構成の内、スクイド・コンパレー
タ1が超伝導回路(図中の点線部分)で形成され、その
他のパルスカウンタ2、引算回路3及び制御回路4は室
温電子回路で形成されている。
【0009】
【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上述し
た各従来技術の内、手動の交流バイアス電流調整装置を
設ける手法は、多数のワンチップ・スクイドを並設する
システムにはその操作効率の面からも不適である。これ
に対し、特開平2−257076号記載の調整回路は電
気的に自動調整されるため、多数のワンチップ・スクイ
ドを並設する場合にも調整可能であるが、室温動作の電
子回路であり、しかも、ワンチップ・スクイド一つ毎に
調整回路を設ける必要があることから、室温側から低温
環境下のチップ、即ちスクイド・コンパレータ1にバイ
アス電流を供給するためのケーブルは、チップ数と同じ
だけ必要であった。これにより、室温側から低温環境側
とを結ぶケーブル数が増え、装置の大形化やコスト増を
も招いていた。
た各従来技術の内、手動の交流バイアス電流調整装置を
設ける手法は、多数のワンチップ・スクイドを並設する
システムにはその操作効率の面からも不適である。これ
に対し、特開平2−257076号記載の調整回路は電
気的に自動調整されるため、多数のワンチップ・スクイ
ドを並設する場合にも調整可能であるが、室温動作の電
子回路であり、しかも、ワンチップ・スクイド一つ毎に
調整回路を設ける必要があることから、室温側から低温
環境下のチップ、即ちスクイド・コンパレータ1にバイ
アス電流を供給するためのケーブルは、チップ数と同じ
だけ必要であった。これにより、室温側から低温環境側
とを結ぶケーブル数が増え、装置の大形化やコスト増を
も招いていた。
【0010】また、上記特開平2−257076号記載
の調整回路については、その調整回路をそのまま超伝導
回路で形成することも想到できるが、超伝導素子の動作
は室温半導体素子のそれと大きく異なるため、そのよう
な単なる置換えは不可能である。
の調整回路については、その調整回路をそのまま超伝導
回路で形成することも想到できるが、超伝導素子の動作
は室温半導体素子のそれと大きく異なるため、そのよう
な単なる置換えは不可能である。
【0011】この発明は、上述した従来の問題に鑑みて
なされたもので、供給される交流バイアス電流の振幅と
コンパレータのしきい値との調整を低温環境下で自動調
整できるようにし、スクイド・コンパレータとそのバイ
アス調整回路との間のケーブルを減らすことを、目的と
する。
なされたもので、供給される交流バイアス電流の振幅と
コンパレータのしきい値との調整を低温環境下で自動調
整できるようにし、スクイド・コンパレータとそのバイ
アス調整回路との間のケーブルを減らすことを、目的と
する。
【0012】
【課題を解決するための手段】上記目的を達成するた
め、この発明に係るスクイド・コンパレータのバイアス
調整回路は、超伝導量子干渉素子(1a)を有し、この
超伝導量子干渉素子(1a)に交流バイアス発生器(1
0)からバイアス電流が加えられた状態で入力に応じた
正パルス及び負パルスから成るパルス列を出力するスク
イド・コンパレータ(1)と、上記パルス列の正パルス
及び負パルスの数を加算し、この加算値と参照信号発生
器(11)から供給された参照信号のパルス数との差を
演算するカウンタ回路(13)と、このカウンタ回路
(13)の演算値に基づいて上記交流バイアス電流の振
幅と上記スクイド・コンパレータのしきい値とを少なく
ともほぼ一致させる制御回路(14)とを備え、上記カ
ウンタ回路(13)と制御回路(14)を上記スクイド
・コンパレータ(1)と共に超伝導回路で形成した構成
とする。
め、この発明に係るスクイド・コンパレータのバイアス
調整回路は、超伝導量子干渉素子(1a)を有し、この
超伝導量子干渉素子(1a)に交流バイアス発生器(1
0)からバイアス電流が加えられた状態で入力に応じた
正パルス及び負パルスから成るパルス列を出力するスク
イド・コンパレータ(1)と、上記パルス列の正パルス
及び負パルスの数を加算し、この加算値と参照信号発生
器(11)から供給された参照信号のパルス数との差を
演算するカウンタ回路(13)と、このカウンタ回路
(13)の演算値に基づいて上記交流バイアス電流の振
幅と上記スクイド・コンパレータのしきい値とを少なく
ともほぼ一致させる制御回路(14)とを備え、上記カ
ウンタ回路(13)と制御回路(14)を上記スクイド
・コンパレータ(1)と共に超伝導回路で形成した構成
とする。
【0013】一つの態様によれば、前記カウンタ回路
(13)は、超伝導インダクタ(20)と、この超伝導
インダクタ(20)の両端に接続した2つの書込みゲー
ト(WG1,WG2)とを備え、この2つの書込みゲー
ト(WG1,WG2)は超伝導量子干渉素子(22又は
24)を有すると共に、一方の書込みゲート(WG1)
に前記スクイド・コンパレータの出力パルス列を加え、
他方の書込みゲート(WG2)に前記参照信号を加える
構成である。
(13)は、超伝導インダクタ(20)と、この超伝導
インダクタ(20)の両端に接続した2つの書込みゲー
ト(WG1,WG2)とを備え、この2つの書込みゲー
ト(WG1,WG2)は超伝導量子干渉素子(22又は
24)を有すると共に、一方の書込みゲート(WG1)
に前記スクイド・コンパレータの出力パルス列を加え、
他方の書込みゲート(WG2)に前記参照信号を加える
構成である。
【0014】別の態様によれば、前記制御回路(14)
は、前記交流バイアス電流の振幅を前記しきい値に合わ
せる回路構成である。この制御回路(14)の好適な態
様の一つは、前記スクイド・コンパレータ(1)の超伝
導量子干渉素子(1a)に磁界結合された超伝導インダ
クタ(L1)と、ジョセフソン接合を有する超伝導非線
形インダクタ(L2)との並列回路を備え、上記超伝導
非線形インダクタ(L2)に前記カウンタ回路(13)
の出力を磁界結合させた構成である。この御回路(1
4)の別の好適な態様は、スクイド増幅器(30)を有
し、このスクイド増幅器(30)の入力端に前記カウン
タ回路(13)の出力を磁界結合させると共に、そのス
クイド増幅器(30)の出力端を前記交流バイアス電流
の供給経路に接続した構成である。この制御回路(1
4)の更に別の好適な態様は、スクイド回路(36)を
含むインパルス発生器(35)を有し、このインパルス
発生器(35)の入力端に前記カウンタ回路(13)の
出力を磁界結合させると共に、そのインパルス発生器
(35)の出力端を前記交流バイアス電流の供給経路に
接続した構成である。
は、前記交流バイアス電流の振幅を前記しきい値に合わ
せる回路構成である。この制御回路(14)の好適な態
様の一つは、前記スクイド・コンパレータ(1)の超伝
導量子干渉素子(1a)に磁界結合された超伝導インダ
クタ(L1)と、ジョセフソン接合を有する超伝導非線
形インダクタ(L2)との並列回路を備え、上記超伝導
非線形インダクタ(L2)に前記カウンタ回路(13)
の出力を磁界結合させた構成である。この御回路(1
4)の別の好適な態様は、スクイド増幅器(30)を有
し、このスクイド増幅器(30)の入力端に前記カウン
タ回路(13)の出力を磁界結合させると共に、そのス
クイド増幅器(30)の出力端を前記交流バイアス電流
の供給経路に接続した構成である。この制御回路(1
4)の更に別の好適な態様は、スクイド回路(36)を
含むインパルス発生器(35)を有し、このインパルス
発生器(35)の入力端に前記カウンタ回路(13)の
出力を磁界結合させると共に、そのインパルス発生器
(35)の出力端を前記交流バイアス電流の供給経路に
接続した構成である。
【0015】さらに別の態様によれば、前記制御回路
(14)は、前記しきい値を前記交流バイアス電流の振
幅に合わせる回路構成である。ここで、前記スクイド・
コンパレータ(1)の超伝導量子干渉素子(1a)は、
3つ以上のジョセフソン接合(JJ1〜JJ4)と、前
記カウンタ回路(13)の出力を供給する磁界結合(4
2,42)とを有し、上記ジョセフソン接合(JJ1〜
JJ4)及び磁界結合(42,42)が前記制御回路
(14)を兼用する構成とすることも好適な態様の一つ
である。
(14)は、前記しきい値を前記交流バイアス電流の振
幅に合わせる回路構成である。ここで、前記スクイド・
コンパレータ(1)の超伝導量子干渉素子(1a)は、
3つ以上のジョセフソン接合(JJ1〜JJ4)と、前
記カウンタ回路(13)の出力を供給する磁界結合(4
2,42)とを有し、上記ジョセフソン接合(JJ1〜
JJ4)及び磁界結合(42,42)が前記制御回路
(14)を兼用する構成とすることも好適な態様の一つ
である。
【0016】
【作用】スクイド・コンパレータの出力パルス列は正負
のパルスで成るが、このパルス発生は、スクイド・コン
パレータ(1)の熱雑音による確率事象であり、正パル
スの発生確率p+ と負パルスの発生確率p- との差が入
力電流に応じて変化する。交流バイアス電流の振幅は、
p+ とp- の和qが例えば「1」程度になるように調整
される。このパルス発生確率の所望値は、カウンタ回路
(13)に加えられる参照信号の周波数の設定により得
られる。この設定されたパルス発生確率となるように、
カウンタ回路(13)及び制御回路(14)により、ス
クイド・コンパレータ(1)のバイアスが自動的に調整
される。特に、請求項1〜6記載のバイアス調整回路で
は、交流バイアス発生器(10)から供給された交流バ
イアス電流の振幅が、スクイド・コンパレータ(1)の
しきい値に少なくともほぼ一致するように自動調整され
るし、請求項1、2、7及び8記載のバイアス調整回路
では、スクイド・コンパレータ(1)のしきい値が交流
バイアス電流の振幅に少なくともほぼ一致するように自
動調整される。
のパルスで成るが、このパルス発生は、スクイド・コン
パレータ(1)の熱雑音による確率事象であり、正パル
スの発生確率p+ と負パルスの発生確率p- との差が入
力電流に応じて変化する。交流バイアス電流の振幅は、
p+ とp- の和qが例えば「1」程度になるように調整
される。このパルス発生確率の所望値は、カウンタ回路
(13)に加えられる参照信号の周波数の設定により得
られる。この設定されたパルス発生確率となるように、
カウンタ回路(13)及び制御回路(14)により、ス
クイド・コンパレータ(1)のバイアスが自動的に調整
される。特に、請求項1〜6記載のバイアス調整回路で
は、交流バイアス発生器(10)から供給された交流バ
イアス電流の振幅が、スクイド・コンパレータ(1)の
しきい値に少なくともほぼ一致するように自動調整され
るし、請求項1、2、7及び8記載のバイアス調整回路
では、スクイド・コンパレータ(1)のしきい値が交流
バイアス電流の振幅に少なくともほぼ一致するように自
動調整される。
【0017】
【実施例】以下、この発明の実施例を、図面を参照して
説明する。なお、スクイド・コンパレータについては前
述した図25、26と同一符号を用いる。
説明する。なお、スクイド・コンパレータについては前
述した図25、26と同一符号を用いる。
【0018】(第1実施例)第1実施例を図1〜図11
に基づいて説明する。図1において、符号1はスクイド
・コンパレータを示し、符号8はバイアス調整回路を示
す。スクイド・コンパレータ1及びバイアス調整回路
8、つまり図1中で点線図示の部分Aは超伝導回路で一
体に形成されている。
に基づいて説明する。図1において、符号1はスクイド
・コンパレータを示し、符号8はバイアス調整回路を示
す。スクイド・コンパレータ1及びバイアス調整回路
8、つまり図1中で点線図示の部分Aは超伝導回路で一
体に形成されている。
【0019】スクイド・コンパレータ1は前述したよう
にジョセフソン接合を含む超伝導量子干渉素子(超伝導
リング)1aを有し、その入力端にピックアップコイル
9を介して供給される入力電流Icの正負に応じた正負
のパルスを、その出力端から出力するディジタル型であ
る。また、スクイド・コンパレータ1の出力端はそのま
ま室温環境下の処理回路に至ると共に、バイアス調整の
ためのフィードバック経路としてバイアス調整回路8に
至る。さらに、スクイド・コンパレータ1のバイアス入
力端にはバイアス調整回路8から交流バイアス電流Ig
が供給されている。
にジョセフソン接合を含む超伝導量子干渉素子(超伝導
リング)1aを有し、その入力端にピックアップコイル
9を介して供給される入力電流Icの正負に応じた正負
のパルスを、その出力端から出力するディジタル型であ
る。また、スクイド・コンパレータ1の出力端はそのま
ま室温環境下の処理回路に至ると共に、バイアス調整の
ためのフィードバック経路としてバイアス調整回路8に
至る。さらに、スクイド・コンパレータ1のバイアス入
力端にはバイアス調整回路8から交流バイアス電流Ig
が供給されている。
【0020】バイアス調整回路8には、図示のように、
室温環境下に設けられた交流バイアス発生器10及び参
照信号発生器11の出力信号が供給されている。このバ
イアス調整回路8は、スクイド・コンパレータ1の出力
パルス及び参照信号発生器11の出力信号を受けるカウ
ンタ回路13と、このカウンタ回路13のカウント出力
を受けてバイアス状態を制御する制御回路14とを備え
ている。この両方のカウンタ回路13及び制御回路14
は、前述したように超伝導回路で形成されている。
室温環境下に設けられた交流バイアス発生器10及び参
照信号発生器11の出力信号が供給されている。このバ
イアス調整回路8は、スクイド・コンパレータ1の出力
パルス及び参照信号発生器11の出力信号を受けるカウ
ンタ回路13と、このカウンタ回路13のカウント出力
を受けてバイアス状態を制御する制御回路14とを備え
ている。この両方のカウンタ回路13及び制御回路14
は、前述したように超伝導回路で形成されている。
【0021】上記カウンタ回路13は、図2〜図7に示
すように構成され、動作するものである。カウンタ回路
13は図2に示す如く超伝導インダクタ20を有し、こ
の超伝導インダクタ20の両端に書込みゲートWG1、
WG2を夫々接続してある。一方の書込みゲートWG1
にはスクイド・コンパレータ1の出力パルスが入力し、
他方の書込みゲートWG2には参照信号発生器11が出
力した参照信号が入力するように成っている。この超伝
導インダクタ20は磁界結合21によって制御回路13
に接続されている。
すように構成され、動作するものである。カウンタ回路
13は図2に示す如く超伝導インダクタ20を有し、こ
の超伝導インダクタ20の両端に書込みゲートWG1、
WG2を夫々接続してある。一方の書込みゲートWG1
にはスクイド・コンパレータ1の出力パルスが入力し、
他方の書込みゲートWG2には参照信号発生器11が出
力した参照信号が入力するように成っている。この超伝
導インダクタ20は磁界結合21によって制御回路13
に接続されている。
【0022】一方の書込みゲートWG1の構成を図3に
示し、そのしきい値特性を図4に示す。書込みゲートW
G1も2個のジョセフソン接合を有した超伝導量子干渉
素子で22で形成され、この超伝導量子干渉素子22に
磁界結合23により入力電流Icが入力されるととも
に、直流電流IDCも注入されるようになっている。入力
パルスが正又は負の、いずれの場合でも、動作点は二
度、点線で示すモード遷移のしきい値(正パルスに対し
ては点AとB、負パルスに対しては点CとD)を越すの
で、超伝導インダクタ20に磁束量子が加えられる。つ
まり、この書込みゲートWG1は、正でも負でも入力パ
ルスが供給される毎に正の磁束量子を超伝導インダクタ
20に書き込むという、加算のパルスカウントを行う。
示し、そのしきい値特性を図4に示す。書込みゲートW
G1も2個のジョセフソン接合を有した超伝導量子干渉
素子で22で形成され、この超伝導量子干渉素子22に
磁界結合23により入力電流Icが入力されるととも
に、直流電流IDCも注入されるようになっている。入力
パルスが正又は負の、いずれの場合でも、動作点は二
度、点線で示すモード遷移のしきい値(正パルスに対し
ては点AとB、負パルスに対しては点CとD)を越すの
で、超伝導インダクタ20に磁束量子が加えられる。つ
まり、この書込みゲートWG1は、正でも負でも入力パ
ルスが供給される毎に正の磁束量子を超伝導インダクタ
20に書き込むという、加算のパルスカウントを行う。
【0023】他方の書込みゲートWG2も図5に示すよ
うに、2個のジョセフソン接合を有した超伝導量子干渉
素子24で形成され、この超伝導量子干渉素子24に磁
界結合25を介して参照信号Irが入力され且つ直流電
流IDCも注入される。参照信号Irとしては、図5に示
すように、qfB のレート(正のパルスを出力する確率
をp+ 、負のパルスを出力する確率をp- 、その両方の
確率の和をq、交流バイアス電流Igの周波数をfB )
を有する片極性の波形か、qfB /2のレートを有する
両極性の波形とする。波形そのものは、パルスでも正弦
波でもよいが、一般に、一周期に正負のピーク値が一つ
ずつある単調な波形が適する。書込みゲートWG2の動
作特性は図4に示すようになり、やはりモード遷移によ
り磁束量子が書き込まれるが、この書込みゲートWG2
は超伝導インダクタ20の、書込みゲートWG1とは反
対側の端に接続されているため、負の磁束量子が書き込
まれる。
うに、2個のジョセフソン接合を有した超伝導量子干渉
素子24で形成され、この超伝導量子干渉素子24に磁
界結合25を介して参照信号Irが入力され且つ直流電
流IDCも注入される。参照信号Irとしては、図5に示
すように、qfB のレート(正のパルスを出力する確率
をp+ 、負のパルスを出力する確率をp- 、その両方の
確率の和をq、交流バイアス電流Igの周波数をfB )
を有する片極性の波形か、qfB /2のレートを有する
両極性の波形とする。波形そのものは、パルスでも正弦
波でもよいが、一般に、一周期に正負のピーク値が一つ
ずつある単調な波形が適する。書込みゲートWG2の動
作特性は図4に示すようになり、やはりモード遷移によ
り磁束量子が書き込まれるが、この書込みゲートWG2
は超伝導インダクタ20の、書込みゲートWG1とは反
対側の端に接続されているため、負の磁束量子が書き込
まれる。
【0024】このため、両方の書込みゲートWG1,W
G2の書込みに拠り、超伝導インダクタ20に蓄えられ
る磁束量子は、(p+ +p- −q)fB を時間積分した
量になる。この磁束「∫t (p+ +p- −q)fB dt」
が磁界結合21により、超伝導の制御回路14に供給さ
れる。ここで、後述するように、「p+ +p- −q」が
零になるように動作することになるので、「q」を調整
したい「p+ +p- 」の目標値に設定すればよい。qは
典型的には「1」である。
G2の書込みに拠り、超伝導インダクタ20に蓄えられ
る磁束量子は、(p+ +p- −q)fB を時間積分した
量になる。この磁束「∫t (p+ +p- −q)fB dt」
が磁界結合21により、超伝導の制御回路14に供給さ
れる。ここで、後述するように、「p+ +p- −q」が
零になるように動作することになるので、「q」を調整
したい「p+ +p- 」の目標値に設定すればよい。qは
典型的には「1」である。
【0025】なお、上記書込みゲートWG2は、図7に
示すように接続することで、直流電流IDCを不要にする
ことができ、この場合、参照信号Irは片極性である。
この動作特性は図6に示されている。
示すように接続することで、直流電流IDCを不要にする
ことができ、この場合、参照信号Irは片極性である。
この動作特性は図6に示されている。
【0026】さらに、制御回路14は図8に示すように
超伝導インダクタL1と超伝導インダクタL2の並列回
路を有し、この並列回路とスクイド・コンパレータ1に
バイアス電流Igを分流して与えるようになっている。
超伝導インダクタL1はスクイド・コンパレータ1と磁
界結合している。超伝導インダクタL2はジョセフソン
接合とインダクタを有し、図9のように形成されてい
る。この超伝導インダクタL2には、カウンタ回路13
の出力電流Ipと直流オフセット電流IDCを結合度α
1,α2で結合させている。このため、超伝導インダク
タL2の回路は注入電流或いは磁界結合電流により、位
相差φが図10のように非線形に変化する。つまり、直
流オフセット電流IDCを負の適当な値に選んでおくこと
により、その微分インダクタンスDL2が図10のよう
に変化し、超伝導インダクタL1の電流Ib2x が変化す
る。電流Ib2x は、Ib2x =Ib2×(L2/(L1+L
2))で決まる。
超伝導インダクタL1と超伝導インダクタL2の並列回
路を有し、この並列回路とスクイド・コンパレータ1に
バイアス電流Igを分流して与えるようになっている。
超伝導インダクタL1はスクイド・コンパレータ1と磁
界結合している。超伝導インダクタL2はジョセフソン
接合とインダクタを有し、図9のように形成されてい
る。この超伝導インダクタL2には、カウンタ回路13
の出力電流Ipと直流オフセット電流IDCを結合度α
1,α2で結合させている。このため、超伝導インダク
タL2の回路は注入電流或いは磁界結合電流により、位
相差φが図10のように非線形に変化する。つまり、直
流オフセット電流IDCを負の適当な値に選んでおくこと
により、その微分インダクタンスDL2が図10のよう
に変化し、超伝導インダクタL1の電流Ib2x が変化す
る。電流Ib2x は、Ib2x =Ib2×(L2/(L1+L
2))で決まる。
【0027】スクイド・コンパレータ1のしきい値特性
を図11に示す。バイアス電流Ib1が加わると、注入電
流と磁界結合電流が同時に加わるので、その動作点の軌
跡は斜めになる。いま、図11中の動作点B1(図10
中で点B2に相当)の場合を、バイアス振幅が丁度、し
きい値付近に一致しているとする。
を図11に示す。バイアス電流Ib1が加わると、注入電
流と磁界結合電流が同時に加わるので、その動作点の軌
跡は斜めになる。いま、図11中の動作点B1(図10
中で点B2に相当)の場合を、バイアス振幅が丁度、し
きい値付近に一致しているとする。
【0028】この状態から、磁界結合電流Ib2x が小さ
くなり、動作点A1のようになったとすると、バイアス
電流Ib1がしきい値を越えないので、スクイド・コンパ
レータ1はパルスを出力しない。つまり、パルス発生確
率「p+ +p- 」が零となり、カウンタ回路13では負
の磁束量子のみが書き込まれることになり、カウンタ出
力電流Ipが負方向に増加する。この結果、図10に示
した微分インダクタンスDL2はA2点まで増加するの
で、磁界結合電流Ib2x が増加し、動作点は再び図11
中でB1点まで戻される。
くなり、動作点A1のようになったとすると、バイアス
電流Ib1がしきい値を越えないので、スクイド・コンパ
レータ1はパルスを出力しない。つまり、パルス発生確
率「p+ +p- 」が零となり、カウンタ回路13では負
の磁束量子のみが書き込まれることになり、カウンタ出
力電流Ipが負方向に増加する。この結果、図10に示
した微分インダクタンスDL2はA2点まで増加するの
で、磁界結合電流Ib2x が増加し、動作点は再び図11
中でB1点まで戻される。
【0029】反対に、動作点が図11中の点C1になっ
た場合、スクイド・コンパレータ1は毎回パルスを出力
するので、パルス発生確率「p+ +p- 」は「2」にな
る。このため、カウンタ回路13では、正の磁束量子が
負の磁束量子よりも余計に書き込まれることになり、カ
ウンタ出力電流Ipが正方向に増加する。この結果、微
分インダクタンスDL2は図10のようにC2点まで減
少し、磁界結合電流I b2x も減少するから、図11中で
動作点が最終的にB1まで戻される。
た場合、スクイド・コンパレータ1は毎回パルスを出力
するので、パルス発生確率「p+ +p- 」は「2」にな
る。このため、カウンタ回路13では、正の磁束量子が
負の磁束量子よりも余計に書き込まれることになり、カ
ウンタ出力電流Ipが正方向に増加する。この結果、微
分インダクタンスDL2は図10のようにC2点まで減
少し、磁界結合電流I b2x も減少するから、図11中で
動作点が最終的にB1まで戻される。
【0030】このように、動作点が所望位置B1からず
れている場合であって、動作点A1、C1のいずれから
出発しても、超伝導回路で形成されたカウンタ回路13
と制御回路14により、設定した動作点B1(p+ +p
- =q)に自動的に戻される。つまり、バイアス振幅が
自動的に調整される。
れている場合であって、動作点A1、C1のいずれから
出発しても、超伝導回路で形成されたカウンタ回路13
と制御回路14により、設定した動作点B1(p+ +p
- =q)に自動的に戻される。つまり、バイアス振幅が
自動的に調整される。
【0031】このため、従来のような手動のバイアス調
整に比べて、高精度かつ迅速にバイアスを調整できると
共に、スクイド・コンパレータを多数並設したシステム
にも容易に対処でき、オペレータの負担を軽減できる。
また、そのスクイド・コンパレータを多数並設したシス
テムのバイアスを調整する場合、複数のスクイド・コン
パレータを共通にバイアスできるから、室温側と低温環
境下とを結ぶバイアス用のケーブルを減らし、システム
全体の配線の複雑化、大形化を抑えることができる。
整に比べて、高精度かつ迅速にバイアスを調整できると
共に、スクイド・コンパレータを多数並設したシステム
にも容易に対処でき、オペレータの負担を軽減できる。
また、そのスクイド・コンパレータを多数並設したシス
テムのバイアスを調整する場合、複数のスクイド・コン
パレータを共通にバイアスできるから、室温側と低温環
境下とを結ぶバイアス用のケーブルを減らし、システム
全体の配線の複雑化、大形化を抑えることができる。
【0032】(第2実施例)第2実施例を図12〜図1
6に基づいて説明する。なお、第1実施例におけるのと
同一又は同等の構成要素には同一符号を付す(以下の実
施例でも同じ)。
6に基づいて説明する。なお、第1実施例におけるのと
同一又は同等の構成要素には同一符号を付す(以下の実
施例でも同じ)。
【0033】この第2実施例は、第1実施例における制
御回路14を図12に示す如く構成したもので、その他
の要素は第1実施例と同一である。図12に示す制御回
路14は、スクイド増幅器30を有し、超伝導回路で形
成されている。スクイド増幅器30は、図13に示すよ
うに、抵抗31、31でシャントした2接合型の超伝導
量子干渉素子32で形成され、カウンタ回路13の出力
電流Ipを磁界結合により入力させ、交流バイアス発生
器10からのバイアス電流Igを入力させている。この
スクイド増幅器30の出力電流がスクイド・コンパレー
タ1のバイアス回路に供給されている。
御回路14を図12に示す如く構成したもので、その他
の要素は第1実施例と同一である。図12に示す制御回
路14は、スクイド増幅器30を有し、超伝導回路で形
成されている。スクイド増幅器30は、図13に示すよ
うに、抵抗31、31でシャントした2接合型の超伝導
量子干渉素子32で形成され、カウンタ回路13の出力
電流Ipを磁界結合により入力させ、交流バイアス発生
器10からのバイアス電流Igを入力させている。この
スクイド増幅器30の出力電流がスクイド・コンパレー
タ1のバイアス回路に供給されている。
【0034】スクイド増幅器30の電流−電圧特性は図
14のようにヒステリシス特性が無く、また、入力電流
Ipに対するしきい値特性は図15のようになる。そし
て、しきい値の変化に伴い、電流−電圧特性特性が図1
4の点線図示のように変化するから、その出力電圧Vは
負荷線に沿って図16のように変化する。この変化する
出力はスクイド・コンパレータ1のバイアスに重畳され
る。
14のようにヒステリシス特性が無く、また、入力電流
Ipに対するしきい値特性は図15のようになる。そし
て、しきい値の変化に伴い、電流−電圧特性特性が図1
4の点線図示のように変化するから、その出力電圧Vは
負荷線に沿って図16のように変化する。この変化する
出力はスクイド・コンパレータ1のバイアスに重畳され
る。
【0035】そこで、いま、図16中のH3の場合をバ
イアス振幅がしきい値近傍に一致しているとする。この
状態からバイアス振幅が小さくなると、バイアス電流I
gがしきい値を越えないので、スクイド・コンパレータ
1はパルスを出力せず、「p + +p- =0」となる。こ
れにより、カウンタ回路13では、負の磁束量子のみが
書き込まれ、その出力電流Ipが負方向に増加し、例え
ば図15のI2点まで移動する。この結果、スクイド増
幅器30の出力はI3点まで増加し、バイアス電流Ig
がしきい値又はその近傍に戻される。
イアス振幅がしきい値近傍に一致しているとする。この
状態からバイアス振幅が小さくなると、バイアス電流I
gがしきい値を越えないので、スクイド・コンパレータ
1はパルスを出力せず、「p + +p- =0」となる。こ
れにより、カウンタ回路13では、負の磁束量子のみが
書き込まれ、その出力電流Ipが負方向に増加し、例え
ば図15のI2点まで移動する。この結果、スクイド増
幅器30の出力はI3点まで増加し、バイアス電流Ig
がしきい値又はその近傍に戻される。
【0036】これと反対に、バイアス電流Igの振幅が
しきい値近傍の値よりも大きいと、スクイド・コンパレ
ータ1は毎回パルスを出力し、「p+ +p- =2」とな
る。このため、カウンタ回路13では正の磁束量子が負
の磁束量子より多く書き込まれることになり、カウンタ
回路13の出力電流Ipが正方向に増加し、例えば図1
5中でG2まで移動する。これにより、スクイド増幅器
30の出力はG3点まで減少し、バイアス振幅は最終的
にはしきい値近傍まで戻される。
しきい値近傍の値よりも大きいと、スクイド・コンパレ
ータ1は毎回パルスを出力し、「p+ +p- =2」とな
る。このため、カウンタ回路13では正の磁束量子が負
の磁束量子より多く書き込まれることになり、カウンタ
回路13の出力電流Ipが正方向に増加し、例えば図1
5中でG2まで移動する。これにより、スクイド増幅器
30の出力はG3点まで減少し、バイアス振幅は最終的
にはしきい値近傍まで戻される。
【0037】このように、バイアス電流Igの振幅がし
きい値近傍の値よりも上下している場合、第1実施例と
同様に、カウンタ回路13及びスクイド増幅器30を備
えた制御回路14によって、「p+ +p- =q」となる
ようにバイアス振幅が自動的に調整される。
きい値近傍の値よりも上下している場合、第1実施例と
同様に、カウンタ回路13及びスクイド増幅器30を備
えた制御回路14によって、「p+ +p- =q」となる
ようにバイアス振幅が自動的に調整される。
【0038】(第3実施例)第3実施例を図17〜図2
0に基づいて説明する。この第3実施例は、第1実施例
における制御回路14を図17に示す如く構成したもの
で、その他の要素は第1実施例と同一である。
0に基づいて説明する。この第3実施例は、第1実施例
における制御回路14を図17に示す如く構成したもの
で、その他の要素は第1実施例と同一である。
【0039】図17に示す制御回路14は、超伝導回路
で形成されたインパルス発生器35を有し、このインパ
ルス発生器35で発生したインパルスを、交流バイアス
発生器10からの正弦波バイアス電流Ig3に重畳させ
るものである。
で形成されたインパルス発生器35を有し、このインパ
ルス発生器35で発生したインパルスを、交流バイアス
発生器10からの正弦波バイアス電流Ig3に重畳させ
るものである。
【0040】インパルス発生器35は、2接合型の超伝
導量子干渉素子37から成るスクイド回路36(図18
参照)と、このスクイド回路36の出力端に直列に形成
したジョセフソン接合JJ3とから成る。スクイド回路
36の超伝導量子干渉素子37には、カウンタ回路13
の出力電流Ipと直流オフセット電流IDCが磁界結合さ
れると共に、別の交流バイアス発生器38からバイアス
電流Ig1が供給されている。このインパルス発生器3
5のしきい値特性は図19に示すように左右対称に設定
されている。スクイド回路36に加わるバイアス電流I
g1がしきい値を越える時点でインパルスが生じ、この
インパルスに拠って生じるインパルス電流Ig2は正弦
波バイアス電流Ig3に重畳して(図20参照)、スク
イド・コンパレータ1に供給される。
導量子干渉素子37から成るスクイド回路36(図18
参照)と、このスクイド回路36の出力端に直列に形成
したジョセフソン接合JJ3とから成る。スクイド回路
36の超伝導量子干渉素子37には、カウンタ回路13
の出力電流Ipと直流オフセット電流IDCが磁界結合さ
れると共に、別の交流バイアス発生器38からバイアス
電流Ig1が供給されている。このインパルス発生器3
5のしきい値特性は図19に示すように左右対称に設定
されている。スクイド回路36に加わるバイアス電流I
g1がしきい値を越える時点でインパルスが生じ、この
インパルスに拠って生じるインパルス電流Ig2は正弦
波バイアス電流Ig3に重畳して(図20参照)、スク
イド・コンパレータ1に供給される。
【0041】このように構成される中で、オフセットに
より動作点が図19中のK1点のとき、合成バイアス電
流「Ig2+Ig3」のピーク値がしきい値近傍に在る
とする。この状態から、合成バイアス電流がしきい値又
はその近傍よりも下がると、合成バイアス電流がしきい
値を越えないので、スクイド・コンパレータ1はパルス
を出力しないから、「p+ +p- =0」となる。このた
め、カウンタ回路13では、負の磁束量子のみが書き込
まれ、カウンタ回路13の出力電流Ipが負方向に増加
し、図19においてJ1点まで移動する。これにより、
インパルスの発生時刻がJ2のように遅くなり、合成バ
イアス電流「Ig2+Ig3」のピーク値が上がること
から、合成バイアス電流のピーク値が最終的にしきい値
又はその近傍に一致する。
より動作点が図19中のK1点のとき、合成バイアス電
流「Ig2+Ig3」のピーク値がしきい値近傍に在る
とする。この状態から、合成バイアス電流がしきい値又
はその近傍よりも下がると、合成バイアス電流がしきい
値を越えないので、スクイド・コンパレータ1はパルス
を出力しないから、「p+ +p- =0」となる。このた
め、カウンタ回路13では、負の磁束量子のみが書き込
まれ、カウンタ回路13の出力電流Ipが負方向に増加
し、図19においてJ1点まで移動する。これにより、
インパルスの発生時刻がJ2のように遅くなり、合成バ
イアス電流「Ig2+Ig3」のピーク値が上がること
から、合成バイアス電流のピーク値が最終的にしきい値
又はその近傍に一致する。
【0042】反対に、合成バイアス電流の振幅が大き過
ぎる場合、スクイド・コンパレータ1は毎回パルスを出
力するから、前述した各実施例と同様に、「p+ +p-
=2」となる。このため、カウンタ回路13ではやはり
正の磁束量子が負のそれよりも多く書き込まれるから、
カウンタ出力電流Ipが正方向に増加して、例えば図1
9で動作点がL1点まで移動する。この結果、インパル
スの発生時刻が図20中でL2のように早まって、合成
バイアス電流「Ig2+Ig3」のピーク値が下がり、
バイアス振幅はやはり最終的にしきい値又はその近傍ま
で戻される。
ぎる場合、スクイド・コンパレータ1は毎回パルスを出
力するから、前述した各実施例と同様に、「p+ +p-
=2」となる。このため、カウンタ回路13ではやはり
正の磁束量子が負のそれよりも多く書き込まれるから、
カウンタ出力電流Ipが正方向に増加して、例えば図1
9で動作点がL1点まで移動する。この結果、インパル
スの発生時刻が図20中でL2のように早まって、合成
バイアス電流「Ig2+Ig3」のピーク値が下がり、
バイアス振幅はやはり最終的にしきい値又はその近傍ま
で戻される。
【0043】このように合成バイアス電流「Ig2+I
g3」がしきい値又はその所定近傍域からずれている場
合、カウンタ回路13とインパルスを発生させる制御回
路14により、「p+ +p- =q」となるようにバイア
ス振幅が自動調整される。
g3」がしきい値又はその所定近傍域からずれている場
合、カウンタ回路13とインパルスを発生させる制御回
路14により、「p+ +p- =q」となるようにバイア
ス振幅が自動調整される。
【0044】(第4実施例)第4実施例を図21〜図2
3に基づいて説明する。この第4実施例は、制御回路を
図21に示す如くスクイド・コンパレータと一体に構成
したもので、上記第1〜第3実施例とは異なり、スクイ
ド・コンパレータ自体の特性を制御してバイアス状態を
調整する構成である。他の要素は第1実施例と同一であ
る。
3に基づいて説明する。この第4実施例は、制御回路を
図21に示す如くスクイド・コンパレータと一体に構成
したもので、上記第1〜第3実施例とは異なり、スクイ
ド・コンパレータ自体の特性を制御してバイアス状態を
調整する構成である。他の要素は第1実施例と同一であ
る。
【0045】図21に示すスクイド・コンパレータ40
は、4接合型の超伝導量子干渉素子41で形成されてい
る。ここで、左右の各2個のジョセフソン接合JJ1,
JJ2及びJJ3,JJ4を夫々1つの接合Q1,Q2
と考えると、2接合型となる。このジョセフソン接合Q
1,Q2に、カウンタ回路13の出力電流Ipが磁界結
合42、42を介して供給されている。ジョセフソン接
合Q1,Q2のしきい値は図22に示すように、カウン
タ出力電流Ipに応じて変化するから、スクイド・コン
パレータ40の入力電流Icに対するしきい値特性も図
23に示すように変化する。
は、4接合型の超伝導量子干渉素子41で形成されてい
る。ここで、左右の各2個のジョセフソン接合JJ1,
JJ2及びJJ3,JJ4を夫々1つの接合Q1,Q2
と考えると、2接合型となる。このジョセフソン接合Q
1,Q2に、カウンタ回路13の出力電流Ipが磁界結
合42、42を介して供給されている。ジョセフソン接
合Q1,Q2のしきい値は図22に示すように、カウン
タ出力電流Ipに応じて変化するから、スクイド・コン
パレータ40の入力電流Icに対するしきい値特性も図
23に示すように変化する。
【0046】なお、図21の回路構成においては、ジョ
セフソン接合Q1,Q2及び磁界結合42、42の部分
がこの発明の制御回路に対応する。いま、バイアス電流
が図23においてE3の状態にあるとき、その振幅が丁
度、しきい値又はその近傍に一致しているとする。この
状態で、バイアス電流振幅が小さくなって、図23中の
F3の状態になったとすると、バイアス電流がしきい値
を越えないから、スクイド・コンパレータ40はパルス
を出力することはない。このため、「p+ +p- =0」
となり、カウンタ回路13では負の磁束量子のみが書き
込まれ、そのカウンタ出力電流Ipが負方向に増加す
る。つまり、図22においてカウンタ出力電流Ipの動
作点はF1まで移動し、しきい値特性は図23のF2で
示すように低くなる。このようにスクイド・コンパレー
タ40のしきい値自体が調整され、入力電流Ic=0の
しきい値がバイアス電流の振幅値又はその近傍値に最終
的に一致することになる。
セフソン接合Q1,Q2及び磁界結合42、42の部分
がこの発明の制御回路に対応する。いま、バイアス電流
が図23においてE3の状態にあるとき、その振幅が丁
度、しきい値又はその近傍に一致しているとする。この
状態で、バイアス電流振幅が小さくなって、図23中の
F3の状態になったとすると、バイアス電流がしきい値
を越えないから、スクイド・コンパレータ40はパルス
を出力することはない。このため、「p+ +p- =0」
となり、カウンタ回路13では負の磁束量子のみが書き
込まれ、そのカウンタ出力電流Ipが負方向に増加す
る。つまり、図22においてカウンタ出力電流Ipの動
作点はF1まで移動し、しきい値特性は図23のF2で
示すように低くなる。このようにスクイド・コンパレー
タ40のしきい値自体が調整され、入力電流Ic=0の
しきい値がバイアス電流の振幅値又はその近傍値に最終
的に一致することになる。
【0047】これとは反対に、バイアス電流振幅が図2
3中のD3の如く大きい場合、スクイド・コンパレータ
40は毎回パルスを出力するから、「p+ +p- =2」
となる。このため、カウンタ回路13では正の磁束量子
が負のそれよりも余計に書き込まれ、カウンタ出力電流
Ipが正方向に移動する(例えば図22のD1の動作
点)。この結果、図23中でしきい値特性がD2で示す
ように高くなり、最終的に入力電流Ic=0のしきい値
がバイアス電流の振幅値又はその近傍値に一致するよう
になる。
3中のD3の如く大きい場合、スクイド・コンパレータ
40は毎回パルスを出力するから、「p+ +p- =2」
となる。このため、カウンタ回路13では正の磁束量子
が負のそれよりも余計に書き込まれ、カウンタ出力電流
Ipが正方向に移動する(例えば図22のD1の動作
点)。この結果、図23中でしきい値特性がD2で示す
ように高くなり、最終的に入力電流Ic=0のしきい値
がバイアス電流の振幅値又はその近傍値に一致するよう
になる。
【0048】このようにバイアス振幅がしきい値よりも
大き過ぎても、また小さ過ぎても、カウンタ回路13及
びスクイド・コンパレータ40に内臓された形の制御回
路に拠って、スクイド・コンパレータ40のしきい値自
体がバイアス近傍(p+ +p - =q)まで自動的に移動
され、バイアス調整がなされる。
大き過ぎても、また小さ過ぎても、カウンタ回路13及
びスクイド・コンパレータ40に内臓された形の制御回
路に拠って、スクイド・コンパレータ40のしきい値自
体がバイアス近傍(p+ +p - =q)まで自動的に移動
され、バイアス調整がなされる。
【0049】なお、上述した各実施例における制御回路
は、交流バイアス電流の振幅をスクイド・コンパレータ
のしきい値に近づけるか、反対に、しきい値をバイアス
電流振幅に近づけるかのいずれかの手法に係る回路構成
しか備えていなかったが、この発明の制御回路は、その
両方の手法に係る回路構成を同時に備える構成であって
もよい。
は、交流バイアス電流の振幅をスクイド・コンパレータ
のしきい値に近づけるか、反対に、しきい値をバイアス
電流振幅に近づけるかのいずれかの手法に係る回路構成
しか備えていなかったが、この発明の制御回路は、その
両方の手法に係る回路構成を同時に備える構成であって
もよい。
【0050】また、バイアス電流振幅としきい値とを一
致させる際の調整値は、「p+ +p - =q」という条件
で表されるが、例えば入力零における確率p+ =p- を
0.5に調整する場合はq=1とするように参照信号の
周波数(qfB )を合わせればよく、この場合に限り、
交流バイアス発生器10の出力信号を参照信号にも用い
ることができ、参照信号発生器11を省略して、構成の
簡単化を図ることができる。
致させる際の調整値は、「p+ +p - =q」という条件
で表されるが、例えば入力零における確率p+ =p- を
0.5に調整する場合はq=1とするように参照信号の
周波数(qfB )を合わせればよく、この場合に限り、
交流バイアス発生器10の出力信号を参照信号にも用い
ることができ、参照信号発生器11を省略して、構成の
簡単化を図ることができる。
【0051】(応用例)図24に、この発明の応用例を
示す。この応用例はワンチップスクイド磁束計50に適
用したものである。ワンチップスクイド磁束計50は、
スクイド・コンパレータ51の出力側に接続したジョセ
フソン論理回路52、超伝導フィードバック回路53を
内臓したものである。超伝導フィードバック回路53
は、パルス発生確率「p+ −p- 」をカウントして、こ
の引算値を零にするように磁束量子をフィードバックす
ることにより、ピックアップコイル54を介して入力し
た磁束をの大きさを測定するものである。
示す。この応用例はワンチップスクイド磁束計50に適
用したものである。ワンチップスクイド磁束計50は、
スクイド・コンパレータ51の出力側に接続したジョセ
フソン論理回路52、超伝導フィードバック回路53を
内臓したものである。超伝導フィードバック回路53
は、パルス発生確率「p+ −p- 」をカウントして、こ
の引算値を零にするように磁束量子をフィードバックす
ることにより、ピックアップコイル54を介して入力し
た磁束をの大きさを測定するものである。
【0052】上記スクイド・コンパレータ51に、この
発明に係るバイアス調整回路、即ち、交流バイアス発生
器10、参照信号発生器11、カウンタ回路13及び制
御回路14が付加されている。この内、ピックアップコ
イル54を含むワンチップスクイド磁束計50及びカウ
ンタ回路13、制御回路14の部分(図中、点線図示の
部分)が超伝導回路で一体に形成されている。カウンタ
回路13及び制御回路14はパルス発生確率「p+ +p
- 」を一定に保つように動作し、これにより、バイアス
が前述した各実施例の如く自動調整される。また、この
ワンチップスクイド磁束計50をマルチチャンネル化す
る場合には、室温側と低温環境下とを結ぶバイアス用ケ
ーブルの本数を減らすことができる。
発明に係るバイアス調整回路、即ち、交流バイアス発生
器10、参照信号発生器11、カウンタ回路13及び制
御回路14が付加されている。この内、ピックアップコ
イル54を含むワンチップスクイド磁束計50及びカウ
ンタ回路13、制御回路14の部分(図中、点線図示の
部分)が超伝導回路で一体に形成されている。カウンタ
回路13及び制御回路14はパルス発生確率「p+ +p
- 」を一定に保つように動作し、これにより、バイアス
が前述した各実施例の如く自動調整される。また、この
ワンチップスクイド磁束計50をマルチチャンネル化す
る場合には、室温側と低温環境下とを結ぶバイアス用ケ
ーブルの本数を減らすことができる。
【0053】
【発明の効果】以上説明したように、この発明に係るス
クイド・コンパレータのバイアス調整回路は、スクイド
・コンパレータから出力されたパルス列の正負のパルス
を加算し、この加算値と参照信号のパルス数との差を演
算するカウンタ回路と、このカウンタ回路の演算値に基
づいて交流バイアス電流の振幅とスクイド・コンパレー
タのしきい値とをほぼ一致させる制御回路とを備え、カ
ウンタ回路と制御回路とをスクイド・コンパレータと共
に超伝導回路で形成した。このため、外部から加えた交
流バイアス電流の振幅がスクイド・コンパレータのしき
い値又はその近傍に合致していない場合でも、カウンタ
回路及び制御回路により自動的に両者が少なくともほぼ
一致するように自動調整される。
クイド・コンパレータのバイアス調整回路は、スクイド
・コンパレータから出力されたパルス列の正負のパルス
を加算し、この加算値と参照信号のパルス数との差を演
算するカウンタ回路と、このカウンタ回路の演算値に基
づいて交流バイアス電流の振幅とスクイド・コンパレー
タのしきい値とをほぼ一致させる制御回路とを備え、カ
ウンタ回路と制御回路とをスクイド・コンパレータと共
に超伝導回路で形成した。このため、外部から加えた交
流バイアス電流の振幅がスクイド・コンパレータのしき
い値又はその近傍に合致していない場合でも、カウンタ
回路及び制御回路により自動的に両者が少なくともほぼ
一致するように自動調整される。
【0054】このときの調整値は、パルス発生確率の和
「p+ +p- =q」なる条件で表され、例えば入力零に
おける確率p+ =p- =0.5に調整する場合、q=1
となるように参照信号の周波数(qfB )が設定され
る。この場合に限り、参照信号として、交流バイアス電
流を用いることができる。確率p+ =p- を0.4に調
整する場合q=0.8、確率p+ =p- を0.6に調整
する場合q=1.2に設定すればよく、このように設定
した参照信号の周波数によって決まる所望のパルス発生
確率となるように、バイアスが自動調整される。
「p+ +p- =q」なる条件で表され、例えば入力零に
おける確率p+ =p- =0.5に調整する場合、q=1
となるように参照信号の周波数(qfB )が設定され
る。この場合に限り、参照信号として、交流バイアス電
流を用いることができる。確率p+ =p- を0.4に調
整する場合q=0.8、確率p+ =p- を0.6に調整
する場合q=1.2に設定すればよく、このように設定
した参照信号の周波数によって決まる所望のパルス発生
確率となるように、バイアスが自動調整される。
【0055】この結果、従来のようにバイアスを手動調
整する場合に比べて、迅速且つ高精度の調整ができ、ま
た、マルチチャンネル・スクイドなど、多数のスクイド
・コンパレータを用いる場合でも室温側で一つずつバイ
アス振幅を調整する必要が無いことから、そのようなマ
ルチチャンネル化に容易に対応可能であると共に、その
良好な操作性に拠ってオペレータの負担を軽減でき、さ
らに、バイアスケーブルの本数も減らして、回路全体の
大形化、複雑化を抑えることができる。
整する場合に比べて、迅速且つ高精度の調整ができ、ま
た、マルチチャンネル・スクイドなど、多数のスクイド
・コンパレータを用いる場合でも室温側で一つずつバイ
アス振幅を調整する必要が無いことから、そのようなマ
ルチチャンネル化に容易に対応可能であると共に、その
良好な操作性に拠ってオペレータの負担を軽減でき、さ
らに、バイアスケーブルの本数も減らして、回路全体の
大形化、複雑化を抑えることができる。
【図1】この発明の第1実施例に係る、スクイド・コン
パレータのバイアス調整回路の全体ブロック図である。
パレータのバイアス調整回路の全体ブロック図である。
【図2】図1に示したバイアス調整回路のカウンタ回路
の構成図である。
の構成図である。
【図3】図2中のカウンタ回路の一方の書込みゲートの
回路図である。
回路図である。
【図4】一方の書込みゲートのしきい値特性図である。
【図5】図2中のカウンタ回路の他方の書込みゲートの
一例を示す回路図である。
一例を示す回路図である。
【図6】図7に示す他方の書込みゲートのしきい値特性
図である。
図である。
【図7】図2中のカウンタ回路の他方の書込みゲートの
他の例を示す回路図である。
他の例を示す回路図である。
【図8】図1に示したバイアス調整回路の制御回路の一
例を示す構成図である。
例を示す構成図である。
【図9】図8中の非線形インダクタの回路図である。
【図10】非線形インダクタの位相差と微分インダクタ
ンスの特性図である。
ンスの特性図である。
【図11】図1中のスクイド・コンパレータのしきい値
特性図である。
特性図である。
【図12】第2実施例に係る制御回路を示す構成図であ
る。
る。
【図13】図12中のスクイド増幅器の等価回路図であ
る。
る。
【図14】スクイド増幅器の電流−電圧特性図である。
【図15】スクイド増幅器のしきい値特性図である。
【図16】スクイド増幅器の出力特性図である。
【図17】第3実施例に係る制御回路を示す構成図であ
る。
る。
【図18】図17中のスクイド回路の詳細回路図であ
る。
る。
【図19】スクイド回路のしきい値特性図である。
【図20】第3実施例における合成バイアス電流の波形
図である。
図である。
【図21】第4実施例に係る制御回路及びスクイド・コ
ンパレータの構成図である。
ンパレータの構成図である。
【図22】図21における4接合スクイド・コンパレー
タのジョセフソン接合のしきい値特性図である。
タのジョセフソン接合のしきい値特性図である。
【図23】図21中の4接合スクイド・コンパレータの
しきい値特性図である。
しきい値特性図である。
【図24】この発明の応用例に係るワンチップ・スクイ
ド磁束計のブロック図である。
ド磁束計のブロック図である。
【図25】スクイド・コンパレータのブロック図であ
る。
る。
【図26】2接合スクイド・コンパレータの回路図であ
る。
る。
【図27】図26のスクイド・コンパレータの電流−電
圧特性図である。
圧特性図である。
【図28】図26のスクイド・コンパレータのしきい値
特性図である。
特性図である。
【図29】バイアス調整の従来例に係るブロック図であ
る。
る。
1…スクイド・コンパレータ 8…バイアス調整回路 1a…超伝導量子干渉素子 10…交流バイアス発生器 11…参照信号発生器 13…カウンタ回路 14…制御回路 20…超伝導インダクタ WG1、WG2…書込みゲート 22、24…超伝導量子干渉素子 L1…超伝導インダクタ L2…超伝導非線形インダクタ 30…スクイド増幅器 31…超伝導量子干渉素子 35…インパルス発生 36…スクイド回路 JJ3…ジョセフソン接合 40…スクイド・コンパレータ JJ1〜JJ4…ジョセフソン接合 42…磁界結合
Claims (8)
- 【請求項1】 超伝導量子干渉素子(1a)を有し、こ
の超伝導量子干渉素子(1a)に交流バイアス発生器
(10)からバイアス電流が加えられた状態で入力に応
じた正パルス及び負パルスから成るパルス列を出力する
スクイド・コンパレータ(1)と、上記パルス列の正パ
ルス及び負パルスの数を加算し、この加算値と参照信号
発生器(11)から供給された参照信号のパルス数との
差を演算するカウンタ回路(13)と、このカウンタ回
路(13)の演算値に基づいて上記交流バイアス電流の
振幅と上記スクイド・コンパレータのしきい値とを少な
くともほぼ一致させる制御回路(14)とを備え、上記
カウンタ回路(13)と制御回路(14)を上記スクイ
ド・コンパレータ(1)と共に超伝導回路で形成したこ
とを特徴とするスクイド・コンパレータのバイアス調整
回路。 - 【請求項2】 前記カウンタ回路(13)は、超伝導イ
ンダクタ(20)と、この超伝導インダクタ(20)の
両端に接続した2つの書込みゲート(WG1,WG2)
とを備え、この2つの書込みゲート(WG1,WG2)
は超伝導量子干渉素子(22又は24)を有すると共
に、一方の書込みゲート(WG1)に前記スクイド・コ
ンパレータの出力パルス列を加え、他方の書込みゲート
(WG2)に前記参照信号を加える構成である請求項1
記載のスクイド・コンパレータのバイアス調整回路。 - 【請求項3】 前記制御回路(14)は、前記交流バイ
アス電流の振幅を前記しきい値に合わせる回路構成であ
る請求項1記載のスクイド・コンパレータのバイアス調
整回路。 - 【請求項4】 前記制御回路(14)は、前記スクイド
・コンパレータ(1)の超伝導量子干渉素子(1a)に
磁界結合された超伝導インダクタ(L1)と、ジョセフ
ソン接合を有する超伝導非線形インダクタ(L2)との
並列回路を備え、上記超伝導非線形インダクタ(L2)
に前記カウンタ回路(13)の出力を磁界結合させた構
成である請求項3記載のスクイド・コンパレータのバイ
アス調整回路。 - 【請求項5】 前記制御回路(14)は、スクイド増幅
器(30)を有し、このスクイド増幅器(30)の入力
端に前記カウンタ回路(13)の出力を磁界結合させる
と共に、そのスクイド増幅器(30)の出力端を前記交
流バイアス電流の供給経路に接続した構成である請求項
3記載のスクイド・コンパレータのバイアス調整回路。 - 【請求項6】 前記制御回路(14)は、スクイド回路
(36)を含むインパルス発生器(35)を有し、この
インパルス発生器(35)の入力端に前記カウンタ回路
(13)の出力を磁界結合させると共に、そのインパル
ス発生器(35)の出力端を前記交流バイアス電流の供
給経路に接続した構成の請求項3記載のスクイド・コン
パレータのバイアス調整回路。 - 【請求項7】 前記制御回路(14)は、前記しきい値
を前記交流バイアス電流の振幅に合わせる回路構成であ
る請求項1記載のスクイド・コンパレータのバイアス調
整回路。 - 【請求項8】 前記スクイド・コンパレータ(1)の超
伝導量子干渉素子(1a)は、3つ以上のジョセフソン
接合(JJ1〜JJ4)と、前記カウンタ回路(13)
の出力を供給する磁界結合(42,42)とを有し、上
記ジョセフソン接合(JJ1〜JJ4)及び磁界結合
(42,42)が前記制御回路(14)を兼用する構成
である請求項7記載のスクイド・コンパレータのバイア
ス調整回路。
Priority Applications (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4060715A JPH05264697A (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | スクイド・コンパレータのバイアス調整回路 |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP4060715A JPH05264697A (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | スクイド・コンパレータのバイアス調整回路 |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05264697A true JPH05264697A (ja) | 1993-10-12 |
Family
ID=13150269
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4060715A Pending JPH05264697A (ja) | 1992-03-17 | 1992-03-17 | スクイド・コンパレータのバイアス調整回路 |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JPH05264697A (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017532841A (ja) * | 2014-09-18 | 2017-11-02 | ノースロップ グラマン システムズ コーポレイションNorthrop Grumman Systems Corporation | 超伝導位相シフトシステム |
-
1992
- 1992-03-17 JP JP4060715A patent/JPH05264697A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2017532841A (ja) * | 2014-09-18 | 2017-11-02 | ノースロップ グラマン システムズ コーポレイションNorthrop Grumman Systems Corporation | 超伝導位相シフトシステム |
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Legal Events
Date | Code | Title | Description |
---|---|---|---|
A02 | Decision of refusal |
Free format text: JAPANESE INTERMEDIATE CODE: A02 Effective date: 20001114 |