JPH05227241A - チャネル周波数の粗同調方法 - Google Patents
チャネル周波数の粗同調方法Info
- Publication number
- JPH05227241A JPH05227241A JP4120563A JP12056392A JPH05227241A JP H05227241 A JPH05227241 A JP H05227241A JP 4120563 A JP4120563 A JP 4120563A JP 12056392 A JP12056392 A JP 12056392A JP H05227241 A JPH05227241 A JP H05227241A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- phase
- frequency
- symbol
- coarse tuning
- channel
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
- H04L7/0062—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on data decision error, e.g. Mueller type detection
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタル無線電話機のチャネル周波数をシン
ボルの位相情報を利用して早く、正確に粗同調する方法
およびそのためのキャリヤトラッカを提供する。 【構成】 １または２以上の受信されたシンボルの位相
ｄと前のシンボルの測定された位相ｅのあいだの位相変
化が検知され、その位相変化は許容される位相変化と比
較される。これに基づいて、伝送されたシンボルの位相
に関して識別値ｇが作られ、識別値ｇと測定された位相
ｄとのあいだの位相誤差ｆerr または差分が生成され
る。そしてこれを基にチャネル周波数が調整される。
ボルの位相情報を利用して早く、正確に粗同調する方法
およびそのためのキャリヤトラッカを提供する。 【構成】 １または２以上の受信されたシンボルの位相
ｄと前のシンボルの測定された位相ｅのあいだの位相変
化が検知され、その位相変化は許容される位相変化と比
較される。これに基づいて、伝送されたシンボルの位相
に関して識別値ｇが作られ、識別値ｇと測定された位相
ｄとのあいだの位相誤差ｆerr または差分が生成され
る。そしてこれを基にチャネル周波数が調整される。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、チャネル周波数の粗同
調の方法およびその方法が実行されるキャリヤトラッカ
(carrier tracker) に関する。
調の方法およびその方法が実行されるキャリヤトラッカ
(carrier tracker) に関する。
【０００２】本発明の方法は、電話機があるチャネルか
ら他のチャネルへ切り替わるときに、受信機のダウンコ
ンバータ（down converter）の周波数誤差が大きくなり
うるデジタル無線電話機における、チャネル周波数の粗
同調にとくに適用される。
ら他のチャネルへ切り替わるときに、受信機のダウンコ
ンバータ（down converter）の周波数誤差が大きくなり
うるデジタル無線電話機における、チャネル周波数の粗
同調にとくに適用される。
【０００３】
【従来の技術】前述の問題は、デュアルモードのアナロ
グ／デジタル電話機、たとえばアメリカ合衆国で使用さ
れるＵＳＤＭＲデュアルモード電話機がアナログチャネ
ルからデジタルチャネルに切り替えられるばあいにとく
に顕著になる。
グ／デジタル電話機、たとえばアメリカ合衆国で使用さ
れるＵＳＤＭＲデュアルモード電話機がアナログチャネ
ルからデジタルチャネルに切り替えられるばあいにとく
に顕著になる。
【０００４】アナログ状態（ＡＭＰＳ）において、基地
局の周波数安定度の要件は、1.5ppmで、そのとき電話機
での要件は2.5ppmである。それに対応して、デジタル状
態において基地局での要件は0.25ppm であり、そして移
動局においては±200 Ｈｚである。従って、電話機がア
ナログチャネルから切り替えられてデジタルチャネルで
動作を始めるとき、周波数誤差が2500＋250 Ｈｚまで生
じうる。
局の周波数安定度の要件は、1.5ppmで、そのとき電話機
での要件は2.5ppmである。それに対応して、デジタル状
態において基地局での要件は0.25ppm であり、そして移
動局においては±200 Ｈｚである。従って、電話機がア
ナログチャネルから切り替えられてデジタルチャネルで
動作を始めるとき、周波数誤差が2500＋250 Ｈｚまで生
じうる。
【０００５】この周波数誤差の量は各々のシンボルに対
応する位相誤差がかなり大きく、これはシンボルレート
に依存することを意味する。
応する位相誤差がかなり大きく、これはシンボルレート
に依存することを意味する。
【０００６】叙上のばあい、ＵＳＤＭＲシステムにおけ
る24300 ボーのシンボルレート(symbol rate) では、こ
のシステムが微分コード化された（differentially enc
oded）横軸振幅変調（quadrature amplitude modulatio
n ：ＱＡＭ）を利用するとき、その位相誤差はシンボル
当たり、40度以上になる。周波数誤差は受信機を入力デ
ータに同期するために減じられなければならない。
る24300 ボーのシンボルレート(symbol rate) では、こ
のシステムが微分コード化された（differentially enc
oded）横軸振幅変調（quadrature amplitude modulatio
n ：ＱＡＭ）を利用するとき、その位相誤差はシンボル
当たり、40度以上になる。周波数誤差は受信機を入力デ
ータに同期するために減じられなければならない。
【０００７】従来の技術では、受信された信号の位相誤
差を修正するために、微分コード化された信号の測定さ
れた絶対位相を利用するコヒーレントキャリヤトラッカ
（coherent carrier tracker）が、周波数の粗同調に用
いられている。
差を修正するために、微分コード化された信号の測定さ
れた絶対位相を利用するコヒーレントキャリヤトラッカ
（coherent carrier tracker）が、周波数の粗同調に用
いられている。
【０００８】
【発明が解決しようとする課題】このような方法は正確
であるが、大きな周波数誤差に追随し修正することはで
きない。
であるが、大きな周波数誤差に追随し修正することはで
きない。
【０００９】この問題を克服するために、公知の提案は
またシンボルレートの多重化（multiple) を用いること
であり、前記シンボルレートの倍数は非線型性によりえ
られ（入力信号が４の倍率(a power of four) に引き上
げられる）、およびフィルタリングされ、フェーズロッ
クがロックされる。
またシンボルレートの多重化（multiple) を用いること
であり、前記シンボルレートの倍数は非線型性によりえ
られ（入力信号が４の倍率(a power of four) に引き上
げられる）、およびフィルタリングされ、フェーズロッ
クがロックされる。
【００１０】原理的には、このシステムは正常に機能す
るが、変化する場（フェージング）における動作は充分
にはよく知られていない。その上、原則的にそのシステ
ムは複雑であらる。したがってとくに移動電話機のよう
な量産品を考えると高価である。
るが、変化する場（フェージング）における動作は充分
にはよく知られていない。その上、原則的にそのシステ
ムは複雑であらる。したがってとくに移動電話機のよう
な量産品を考えると高価である。
【００１１】本発明の目的は、叙上の問題を、簡単でし
かも安価な方法で解消する、デジタル無線受信機におけ
るチャネル周波数の粗同調の方法を提供することであ
る。本発明の第２の目的はこの粗同調を実現可能にする
キャリヤトラッカのような装置を提供することである。
かも安価な方法で解消する、デジタル無線受信機におけ
るチャネル周波数の粗同調の方法を提供することであ
る。本発明の第２の目的はこの粗同調を実現可能にする
キャリヤトラッカのような装置を提供することである。
【００１２】
【課題を解決するための手段】本発明による周波数の粗
同調方法は、チャネルで伝送される、微分コード化さ
れ、横軸振幅変調（ＱＡＭ）された信号のシンボルに含
まれた位相情報を利用して同調がなされる、デジタル無
線電話受信機におけるチャネル周波数の粗同調のための
方法であって、(a) それぞれの受信されたシンボルｂの
位相ｄが受信機で検出され、(b) 現在のシンボルの検出
された位相ｄと前のシンボルの検出された位相ｅとの差
分または位相変化が発生せられ、(c) 位相変化はあらか
じめ決められた許容される位相変化と比較され、識別値
(decision)ｇが前記シンボルの伝送された位相に関して
つくられ、(d) 識別値ｇと検出された位相ｄとのあいだ
の差分または位相誤差ｆerr が発生せられ、(e) チャネ
ル周波数を制御する周波数発生器が前記位相誤差に従っ
てフィードバックループで調整されることを特徴とする
もので、叙上の目的が達成される。
同調方法は、チャネルで伝送される、微分コード化さ
れ、横軸振幅変調（ＱＡＭ）された信号のシンボルに含
まれた位相情報を利用して同調がなされる、デジタル無
線電話受信機におけるチャネル周波数の粗同調のための
方法であって、(a) それぞれの受信されたシンボルｂの
位相ｄが受信機で検出され、(b) 現在のシンボルの検出
された位相ｄと前のシンボルの検出された位相ｅとの差
分または位相変化が発生せられ、(c) 位相変化はあらか
じめ決められた許容される位相変化と比較され、識別値
(decision)ｇが前記シンボルの伝送された位相に関して
つくられ、(d) 識別値ｇと検出された位相ｄとのあいだ
の差分または位相誤差ｆerr が発生せられ、(e) チャネ
ル周波数を制御する周波数発生器が前記位相誤差に従っ
てフィードバックループで調整されることを特徴とする
もので、叙上の目的が達成される。
【００１３】また、本発明によるキャリヤトラッカは、
前述の方法を利用して構成されたものである。
前述の方法を利用して構成されたものである。
【００１４】
【作用】本発明の方法および装置はベースバンド（base
band ）キャリヤトラッカに特徴がある。このベースバ
ンドキャリヤトラッカは周波数を補正するため、受信信
号に基づき受信機のチャネル周波数誤差を決定し、周波
数を制御する周波数発生器へ誤差情報を出力する。本発
明の方法および装置を用いることにより、たとえ大きな
周波数誤差であっても、急速にほぼ正確に修正すること
ができる。そののち、他のアルゴリズムで微調がなされ
る。
band ）キャリヤトラッカに特徴がある。このベースバ
ンドキャリヤトラッカは周波数を補正するため、受信信
号に基づき受信機のチャネル周波数誤差を決定し、周波
数を制御する周波数発生器へ誤差情報を出力する。本発
明の方法および装置を用いることにより、たとえ大きな
周波数誤差であっても、急速にほぼ正確に修正すること
ができる。そののち、他のアルゴリズムで微調がなされ
る。
【００１５】本発明は以下の具体例および図面に基づ
き、さらに詳細に説明される。
き、さらに詳細に説明される。
【００１６】
【実施例】図１はブロック線図レベルで、キャリヤトラ
ッカが無線電話受信機の他のブロックへどのように接続
されるかを示す図で、図２はキャリヤトラッカのブロッ
ク線図、図３は図２におけるフェーズロックループのよ
り詳細なブロック線図、図４はキャリヤトラッカの他の
例のブロック線図、図５は図４における積算器のブロッ
ク線図を示す。
ッカが無線電話受信機の他のブロックへどのように接続
されるかを示す図で、図２はキャリヤトラッカのブロッ
ク線図、図３は図２におけるフェーズロックループのよ
り詳細なブロック線図、図４はキャリヤトラッカの他の
例のブロック線図、図５は図４における積算器のブロッ
ク線図を示す。
【００１７】図１は、本発明によるキャリヤトラッカが
無線電話受信機の他のブロックにどのように接続される
かを、本発明を理解するのに必要な部分に関して簡明に
示している。
無線電話受信機の他のブロックにどのように接続される
かを、本発明を理解するのに必要な部分に関して簡明に
示している。
【００１８】入力されたシンボルの流れまたは受信され
たデジタル信号はバンドパスフィルタ１を通ってミクサ
２へ進む。該ミクサ２には受信機のチャネル周波数もま
た接続される。チャネル周波数は周波数発生器４によ
り、または発振器によって発振された周波数からダウン
コーバータにより形成される。ミキシングの結果はアナ
ログ、デジタル変換器（以下、ＡＤ変換器という）３へ
供給される。該ＡＤ変換器は出力として、ベースバンド
のデジタル信号Ａまたはシンボルシーケンス（symbol s
equence ）を供給する。信号Ａは本発明によるキャリヤ
トラッカ10へ入力される。
たデジタル信号はバンドパスフィルタ１を通ってミクサ
２へ進む。該ミクサ２には受信機のチャネル周波数もま
た接続される。チャネル周波数は周波数発生器４によ
り、または発振器によって発振された周波数からダウン
コーバータにより形成される。ミキシングの結果はアナ
ログ、デジタル変換器（以下、ＡＤ変換器という）３へ
供給される。該ＡＤ変換器は出力として、ベースバンド
のデジタル信号Ａまたはシンボルシーケンス（symbol s
equence ）を供給する。信号Ａは本発明によるキャリヤ
トラッカ10へ入力される。
【００１９】図２には、キャリヤトラッカ10がより詳細
に示されている。キャリヤトラッカの信号Ａは最初にチ
ャネルイコライザ（channel equalizer ）11へ導かれ、
安定な多重通路伝搬（stable multipath propagation）
により引き起こされる誤差を修正する。そして信号ｂと
して乗算器(multiplier)12へ導かれる。チャネルイコラ
イザは不可欠ではない。しかし極端なばあいには性能を
改善する。乗算器12の出力信号ｄは直接に、および１つ
のシンボルの長さを有する遅延回路（delay ）13経由
で、測定ブロックまたは識別ブロック（decision bloc
k）14に接続され、さらに、位相誤差を発生させるブロ
ック15に接続される。ブロック15には、識別ブロックの
出力信号ｇも接続される。前記ブロック15の出力信号ｆ
err はフェーズロックループ（ＰＬＬ）20へ供給され、
ダブルフェーズロックループは乗算器12へ信号ｃを発生
させ、ダウンコンバータ４（図１参照）に信号Ｆを発生
せしめる。
に示されている。キャリヤトラッカの信号Ａは最初にチ
ャネルイコライザ（channel equalizer ）11へ導かれ、
安定な多重通路伝搬（stable multipath propagation）
により引き起こされる誤差を修正する。そして信号ｂと
して乗算器(multiplier)12へ導かれる。チャネルイコラ
イザは不可欠ではない。しかし極端なばあいには性能を
改善する。乗算器12の出力信号ｄは直接に、および１つ
のシンボルの長さを有する遅延回路（delay ）13経由
で、測定ブロックまたは識別ブロック（decision bloc
k）14に接続され、さらに、位相誤差を発生させるブロ
ック15に接続される。ブロック15には、識別ブロックの
出力信号ｇも接続される。前記ブロック15の出力信号ｆ
err はフェーズロックループ（ＰＬＬ）20へ供給され、
ダブルフェーズロックループは乗算器12へ信号ｃを発生
させ、ダウンコンバータ４（図１参照）に信号Ｆを発生
せしめる。
【００２０】図２のダブルフェーズロックループ20は、
図３に示されるように構成される。図３において、誤差
信号ｆerr は計算素子(scaling element)21 （計数逓減
率Ｂ＝0.01…0.03）に、それから加算器(adder)22 と遅
延回路23とからなる第１のフィードバックループに、そ
れから加算器24と遅延回路25とからなる第２のフィード
バックループに供給される。その結果の信号Ｆは回路
（フィルタ）26に供給される。回路26の出力は乗算器12
への信号ｃである。信号Ｆはまた、周波数を調整する周
波数ダウンコンバータ（図示せず）に直接供給される。
図３に示されるように構成される。図３において、誤差
信号ｆerr は計算素子(scaling element)21 （計数逓減
率Ｂ＝0.01…0.03）に、それから加算器(adder)22 と遅
延回路23とからなる第１のフィードバックループに、そ
れから加算器24と遅延回路25とからなる第２のフィード
バックループに供給される。その結果の信号Ｆは回路
（フィルタ）26に供給される。回路26の出力は乗算器12
への信号ｃである。信号Ｆはまた、周波数を調整する周
波数ダウンコンバータ（図示せず）に直接供給される。
【００２１】本発明による方法においては、チャネル周
波数の粗同調はつぎのように行われる。
波数の粗同調はつぎのように行われる。
【００２２】(a) それぞれの受信されたシンボルｂの位
相ｄが受信器で検出される。
相ｄが受信器で検出される。
【００２３】(b) ブロック14は、現在のシンボルｂの検
出された位相ｄと遅延回路13経由で受信される、前のシ
ンボルｂ−１の検出された位相ｅとの差分または移相変
化ｄｆ＝ｄ−ｅを発生させる。
出された位相ｄと遅延回路13経由で受信される、前のシ
ンボルｂ−１の検出された位相ｅとの差分または移相変
化ｄｆ＝ｄ−ｅを発生させる。
【００２４】(c) 識別ブロック14において、検出された
移相変化ｄｆは、前のシンボルｂ−１と現在のシンボル
ｂとのあいだであらかじめ決められた許容される移相変
化と比較され、そして識別値ｇがシンボルｂの伝送され
た位相に関して、つくられる。
移相変化ｄｆは、前のシンボルｂ−１と現在のシンボル
ｂとのあいだであらかじめ決められた許容される移相変
化と比較され、そして識別値ｇがシンボルｂの伝送され
た位相に関して、つくられる。
【００２５】(d) ブロック15は識別値ｇと検出された位
相ｄとのあいだの差分または位相誤差ｆerr ＝ｇ−ｄを
発生させる。そして好ましくはまた、ブロック20は複数
の位相誤差の平均を発生させる。そののち、 (e) チャネル周波数を制御する周波数発生器４は、位相
誤差ｆerr に基づいてブロック20で発生せられた制御信
号Ｆを用いて、フィードバックループ（図１での２−３
−10−４）で調整される。ブロック20から、信号ｃがフ
ィードバックとして乗算器12へ出力される。
相ｄとのあいだの差分または位相誤差ｆerr ＝ｇ−ｄを
発生させる。そして好ましくはまた、ブロック20は複数
の位相誤差の平均を発生させる。そののち、 (e) チャネル周波数を制御する周波数発生器４は、位相
誤差ｆerr に基づいてブロック20で発生せられた制御信
号Ｆを用いて、フィードバックループ（図１での２−３
−10−４）で調整される。ブロック20から、信号ｃがフ
ィードバックとして乗算器12へ出力される。
【００２６】本発明の方法においては、２つの最も新し
く受信されたシンボル間の位相差がこのようにして測定
される。その結果、各々のシンボルに対してはそのよう
な識別はされない。しかし、これらの２つのシンボル間
の位相差により決定がなされる。このことは、本発明に
よりキャリヤトラッカの非干渉性をもたらし、周波数誤
差の早くて粗い修正をなすことができる。一方では位相
誤差は修正されない。
く受信されたシンボル間の位相差がこのようにして測定
される。その結果、各々のシンボルに対してはそのよう
な識別はされない。しかし、これらの２つのシンボル間
の位相差により決定がなされる。このことは、本発明に
よりキャリヤトラッカの非干渉性をもたらし、周波数誤
差の早くて粗い修正をなすことができる。一方では位相
誤差は修正されない。
【００２７】たとえば、最初に調べたシンボルの位相誤
差が90度、２番目のシンボルの位相誤差が91度（前もっ
て定められた正確な値を90゜とする）、そして３番目の
シンボルの位相誤差が182 度（正確な値は180 ゜とす
る）であるとすれば、その平均では、位相誤差はシンボ
ルあたり1.5 度であることが認められる。この平均の位
相誤差Ｆから、さらに周波数誤差Ｆ′を計算することが
でき、周波数発生器の対応する周波数誤差の補正を行う
ことができる。したがってシンボルの位相誤差測定のた
めの装置は粗同調の周波数同調ブロック（粗同調ＡＦ
Ｃ）として作用する。
差が90度、２番目のシンボルの位相誤差が91度（前もっ
て定められた正確な値を90゜とする）、そして３番目の
シンボルの位相誤差が182 度（正確な値は180 ゜とす
る）であるとすれば、その平均では、位相誤差はシンボ
ルあたり1.5 度であることが認められる。この平均の位
相誤差Ｆから、さらに周波数誤差Ｆ′を計算することが
でき、周波数発生器の対応する周波数誤差の補正を行う
ことができる。したがってシンボルの位相誤差測定のた
めの装置は粗同調の周波数同調ブロック（粗同調ＡＦ
Ｃ）として作用する。
【００２８】本発明による方法は第２の実施例により変
更されうる。この実施例では工程(d) で、平均値の形成
が位相誤差ｆerr を積算することに置換されている。こ
の実施例は図４にブロック線図として例示されている。
ここで位相誤差ｆerr は積算器30に出力される。
更されうる。この実施例では工程(d) で、平均値の形成
が位相誤差ｆerr を積算することに置換されている。こ
の実施例は図４にブロック線図として例示されている。
ここで位相誤差ｆerr は積算器30に出力される。
【００２９】積算器は図５に従って理解される。このば
あい、乗算器12は使われず、それと共に信号ｃは使われ
ず、信号Ｆが周波数オフセットの計算器40に導かれる。
図４のブロック線図の他の部分は図２のブロック線図の
ように作用する。
あい、乗算器12は使われず、それと共に信号ｃは使われ
ず、信号Ｆが周波数オフセットの計算器40に導かれる。
図４のブロック線図の他の部分は図２のブロック線図の
ように作用する。
【００３０】図５は積算器（図４）のより詳細な構成を
示している。信号ｆerr は入力の回路31（計数逓減率Ａ
＝0.01）に供給され、ついで加算器32および遅延回路33
に供給される。出力Ｆは乗算器34（計数逓減率Ｂ＝0.9
9）を経由して加算器32にフィードバックされる。
示している。信号ｆerr は入力の回路31（計数逓減率Ａ
＝0.01）に供給され、ついで加算器32および遅延回路33
に供給される。出力Ｆは乗算器34（計数逓減率Ｂ＝0.9
9）を経由して加算器32にフィードバックされる。
【００３１】位相誤差は、積算することによって非常に
正確にえられる。従って、また周波数誤差も非常に正確
に修正される。周波数のオフセット（offset）はつぎの
ように計算される。
正確にえられる。従って、また周波数誤差も非常に正確
に修正される。周波数のオフセット（offset）はつぎの
ように計算される。
【００３２】 周波数のオフセット＝Ｔｓ×（積算された位相誤差／36
0 ） ここでＴｓはボーでのシンボルレートである。
0 ） ここでＴｓはボーでのシンボルレートである。
【００３３】たとえば位相誤差が１度でシンボルレート
が24300 ボーであるならば、このとき、周波数のオフセ
ット＝24300 ×（１／360 ）＝67.5Ｈｚがえられる。
が24300 ボーであるならば、このとき、周波数のオフセ
ット＝24300 ×（１／360 ）＝67.5Ｈｚがえられる。
【００３４】周波数誤差のより正確な修正をするため、
本発明により(a) から(e) までのステップが、充分長い
時間たとえば前もって決められた時間内または周波数の
オフセットが充分わずかな量に達するまで実行される。
本発明により(a) から(e) までのステップが、充分長い
時間たとえば前もって決められた時間内または周波数の
オフセットが充分わずかな量に達するまで実行される。
【００３５】本発明によるアルゴリズムを用いたシミュ
レーションによると、最適な場でも変化する場（フェー
シング）でも±３ｋＨｚより大きい周波数誤差を修正す
ることができる。この種の粗同調は、課せられた目標に
到達するのに充分である。粗同調ののち、本来知られて
いるアルゴリズムを微同調のため用いることができる。
レーションによると、最適な場でも変化する場（フェー
シング）でも±３ｋＨｚより大きい周波数誤差を修正す
ることができる。この種の粗同調は、課せられた目標に
到達するのに充分である。粗同調ののち、本来知られて
いるアルゴリズムを微同調のため用いることができる。
【００３６】好ましくは、図２および図３のキャリヤト
ラッカは無線電話機の他の機能のようにデジタルの技術
を用いて実現されうる。とくにデジタル信号処理（digi
talsignal processing ：ＤＳＰ）技術を用いるのが好
ましい。この技術はまた、図４および図５のアルゴリズ
ムを実現するのにも適している。本発明によるキャリヤ
トラッカはデジタル移動電話機、好ましくはたとえばア
メリカ合衆国のＵＳＤＭＲ移動電話システムに適用され
うる。
ラッカは無線電話機の他の機能のようにデジタルの技術
を用いて実現されうる。とくにデジタル信号処理（digi
talsignal processing ：ＤＳＰ）技術を用いるのが好
ましい。この技術はまた、図４および図５のアルゴリズ
ムを実現するのにも適している。本発明によるキャリヤ
トラッカはデジタル移動電話機、好ましくはたとえばア
メリカ合衆国のＵＳＤＭＲ移動電話システムに適用され
うる。
【００３７】
【発明の効果】本発明によれば、連続したシンボル間の
位相変化が検知され、この位相情報を基に周波数を制御
する周波数発生器にフィードバックされ、周波数が修正
される。そのため、急速にしかもほぼ正確に同調周波数
を修正でき、とくにアナログ／デジタル電話機で、アナ
ログチャネルからデジタルチャネルに切り替えられると
きの周波数誤差が大きいばあいでも、チャネル周波数の
粗同調を急速に行うことができる。
位相変化が検知され、この位相情報を基に周波数を制御
する周波数発生器にフィードバックされ、周波数が修正
される。そのため、急速にしかもほぼ正確に同調周波数
を修正でき、とくにアナログ／デジタル電話機で、アナ
ログチャネルからデジタルチャネルに切り替えられると
きの周波数誤差が大きいばあいでも、チャネル周波数の
粗同調を急速に行うことができる。
【図１】本発明のキャリヤトラッカが無線電話受信機の
他のブロックにどのように接続されるかを示すブロック
線図である。
他のブロックにどのように接続されるかを示すブロック
線図である。
【図２】図１におけるキャリヤトラッカの一例のブロッ
ク線図である。
ク線図である。
【図３】図２におけるフェーズロックループの一例のブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図４】キャリヤトラッカの他の例のブロック線図であ
る。
る。
【図５】図４における積算器の一例のブロック線図であ
る。
る。
13 遅延回路 14 識別ブロック 15 位相誤差ブロック 20 フェーズロックループ 30 積算器
Claims (7)
- 【請求項１】 チャネルで伝送される、微分コード化さ
れ、横軸振幅変調（ＱＡＭ）された信号のシンボルに含
まれた位相情報を利用して同調がなされる、デジタル無
線電話受信機におけるチャネル周波数の粗同調のための
方法であって、 (a) それぞれの受信されたシンボルの位相が受信機で検
出され、 (b) 現在のシンボルの検出された位相と前のシンボルの
検出された位相との差分または位相変化が発生せられ、 (c) 位相変化はあらかじめ決められた許容される位相変
化と比較され、識別値が前記シンボルの伝送された位相
に関してつくられ、 (d) 識別値と検出された位相とのあいだの差分または位
相誤差が発生せられ、 (e) チャネル周波数を制御する周波数発生器が前記位相
誤差に従ってフィードバックループで調整されることを
特徴とするチャネル周波数の粗同調方法。 - 【請求項２】 前記工程(d) において、さらに位相誤差
の２以上の平均値が形成されることを特徴とする請求項
１記載のチャネル周波数の粗同調方法。 - 【請求項３】 前記工程(d) において、さらに位相誤差
が積算されることを特徴とする請求項１記載のチャネル
周波数の粗同調方法。 - 【請求項４】 あらかじめ決められた時間中前記工程
(a) から(e) までが反復される工程(f) をさらに含むこ
とを特徴とする請求項１、２または３記載のチャネル周
波数の粗同調方法。 - 【請求項５】 位相のオフセットが、あらかじめ決めら
れた小さな値に達するまで、工程(a) から(e) までが反
復される工程(f) をさらに含むことを特徴とする請求項
１、２または３記載のチャネル周波数の粗同調方法。 - 【請求項６】 請求項１から５までのうちのどれかの方
法を利用することを特徴とするキャリヤトラッカ。 - 【請求項７】 デジタル信号処理装置を用いたことを特
徴とする請求項６記載のキャリヤトラッカ。
Applications Claiming Priority (2)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| FI912347 | 1991-05-14 | ||
| FI912347A FI89431C (fi) | 1991-05-14 | 1991-05-14 | Grovinstaellning av kanalfrekvensen |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05227241A true JPH05227241A (ja) | 1993-09-03 |
Family
ID=8532522
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP4120563A Pending JPH05227241A (ja) | 1991-05-14 | 1992-05-13 | チャネル周波数の粗同調方法 |
Country Status (3)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5317600A (ja) |
| JP (1) | JPH05227241A (ja) |
| FI (1) | FI89431C (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8514987B2 (en) | 2009-12-22 | 2013-08-20 | International Business Machines Corporation | Compensation for data deviation caused by frequency offset using timing correlation value |
Families Citing this family (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| FI97183C (fi) * | 1994-02-15 | 1996-10-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä vastaanottimen synkronoimiseksi vastaanotetun signaalin taajuuteen ja vaiheeseen |
| US5774799A (en) * | 1996-04-18 | 1998-06-30 | Ericsson Inc. | Automatic frequency control with adjacent channel interference protection |
| US6044118A (en) * | 1997-05-05 | 2000-03-28 | Nokia Mobile Phones Limited | Method for adjusting the frequency of an oscillator for a receiver circuit |
Family Cites Families (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2657914C2 (de) * | 1976-12-21 | 1978-11-30 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltungsanordnung zum Grobsynchronisieren von Trägersignalen und Taktsignalen mit Datensignalen in einem Datenempfänger |
| CA1288878C (en) * | 1988-08-15 | 1991-09-10 | John D. Mcnicol | Timing and carrier recovery in tdma without preamable sequence |
| SE462942B (sv) * | 1989-01-26 | 1990-09-17 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett och anordning foer snabb frekvensstyrning av en koherent radiomottagare |
-
1991
- 1991-05-14 FI FI912347A patent/FI89431C/fi not_active IP Right Cessation
-
1992
- 1992-05-12 US US07/882,452 patent/US5317600A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-13 JP JP4120563A patent/JPH05227241A/ja active Pending
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US8514987B2 (en) | 2009-12-22 | 2013-08-20 | International Business Machines Corporation | Compensation for data deviation caused by frequency offset using timing correlation value |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| FI89431B (fi) | 1993-06-15 |
| FI912347A (fi) | 1992-11-15 |
| FI912347A0 (fi) | 1991-05-14 |
| FI89431C (fi) | 1993-09-27 |
| US5317600A (en) | 1994-05-31 |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7333582B2 (en) | Two-point frequency modulation apparatus, wireless transmitting apparatus, and wireless receiving apparatus | |
| JP3173788B2 (ja) | デジタル伝送装置および直接変換レシーバ | |
| US6483880B2 (en) | Radio equipment and peripheral apparatus | |
| US4142155A (en) | Diversity system | |
| US7157985B2 (en) | PLL modulation circuit and polar modulation apparatus | |
| US6255912B1 (en) | Phase lock loop used as up converter and for reducing phase noise of an output signal | |
| NZ301446A (en) | Remote stations with phase locked loops respond on carrier frequency synthesised from high accuracy base station polling signal | |
| WO1996019875A9 (en) | Frequency synchronized bidirectional radio system | |
| JP2014504490A (ja) | 信号の位相混入を低減するための方法及び装置 | |
| KR20070013483A (ko) | 자동 주파수 제어 루프 회로 | |
| JP2005287010A (ja) | ２点変調型周波数変調装置、無線送信装置及び無線通信装置 | |
| JP2018037798A (ja) | 無線通信装置および集積回路 | |
| EP0735715B1 (en) | Radio communication terminal station | |
| US6774738B2 (en) | Trimming method for a transceiver using two-point modulation | |
| KR100384554B1 (ko) | 무선수신방법및장치 | |
| JPH05227241A (ja) | チャネル周波数の粗同調方法 | |
| JP2002335179A (ja) | 受信器、および、受信器が所望のチャネルの搬送周波数と初期同期をとるための方法 | |
| JP3898839B2 (ja) | 送信機 | |
| US6526262B1 (en) | Phase-locked tracking filters for cellular transmit paths | |
| JP3153671B2 (ja) | 移動無線機 | |
| FI72626B (fi) | Anordning foer kompensering av frekvensvariationer i fm-system. | |
| JPH06326740A (ja) | 移動無線機 | |
| JPS6326037A (ja) | 移動無線機 | |
| JPH06276244A (ja) | 移動無線装置 | |
| JP2003188744A (ja) | Ｃｆｍ−ｓｓｂ無線機 |