JPH05227241A - チャネル周波数の粗同調方法 - Google Patents
チャネル周波数の粗同調方法Info
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- JPH05227241A JPH05227241A JP4120563A JP12056392A JPH05227241A JP H05227241 A JPH05227241 A JP H05227241A JP 4120563 A JP4120563 A JP 4120563A JP 12056392 A JP12056392 A JP 12056392A JP H05227241 A JPH05227241 A JP H05227241A
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- frequency
- symbol
- coarse tuning
- channel
- Prior art date
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- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
- H04L7/00—Arrangements for synchronising receiver with transmitter
- H04L7/0054—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition
- H04L7/0062—Detection of the synchronisation error by features other than the received signal transition detection of error based on data decision error, e.g. Mueller type detection
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)
- Stabilization Of Oscillater, Synchronisation, Frequency Synthesizers (AREA)
- Mobile Radio Communication Systems (AREA)
- Circuits Of Receivers In General (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 デジタル無線電話機のチャネル周波数をシン
ボルの位相情報を利用して早く、正確に粗同調する方法
およびそのためのキャリヤトラッカを提供する。 【構成】 1または2以上の受信されたシンボルの位相
dと前のシンボルの測定された位相eのあいだの位相変
化が検知され、その位相変化は許容される位相変化と比
較される。これに基づいて、伝送されたシンボルの位相
に関して識別値gが作られ、識別値gと測定された位相
dとのあいだの位相誤差ferr または差分が生成され
る。そしてこれを基にチャネル周波数が調整される。
ボルの位相情報を利用して早く、正確に粗同調する方法
およびそのためのキャリヤトラッカを提供する。 【構成】 1または2以上の受信されたシンボルの位相
dと前のシンボルの測定された位相eのあいだの位相変
化が検知され、その位相変化は許容される位相変化と比
較される。これに基づいて、伝送されたシンボルの位相
に関して識別値gが作られ、識別値gと測定された位相
dとのあいだの位相誤差ferr または差分が生成され
る。そしてこれを基にチャネル周波数が調整される。
Description
【0001】
【産業上の利用分野】本発明は、チャネル周波数の粗同
調の方法およびその方法が実行されるキャリヤトラッカ
(carrier tracker) に関する。
調の方法およびその方法が実行されるキャリヤトラッカ
(carrier tracker) に関する。
【0002】本発明の方法は、電話機があるチャネルか
ら他のチャネルへ切り替わるときに、受信機のダウンコ
ンバータ(down converter)の周波数誤差が大きくなり
うるデジタル無線電話機における、チャネル周波数の粗
同調にとくに適用される。
ら他のチャネルへ切り替わるときに、受信機のダウンコ
ンバータ(down converter)の周波数誤差が大きくなり
うるデジタル無線電話機における、チャネル周波数の粗
同調にとくに適用される。
【0003】
【従来の技術】前述の問題は、デュアルモードのアナロ
グ/デジタル電話機、たとえばアメリカ合衆国で使用さ
れるUSDMRデュアルモード電話機がアナログチャネ
ルからデジタルチャネルに切り替えられるばあいにとく
に顕著になる。
グ/デジタル電話機、たとえばアメリカ合衆国で使用さ
れるUSDMRデュアルモード電話機がアナログチャネ
ルからデジタルチャネルに切り替えられるばあいにとく
に顕著になる。
【0004】アナログ状態(AMPS)において、基地
局の周波数安定度の要件は、1.5ppmで、そのとき電話機
での要件は2.5ppmである。それに対応して、デジタル状
態において基地局での要件は0.25ppm であり、そして移
動局においては±200 Hzである。従って、電話機がア
ナログチャネルから切り替えられてデジタルチャネルで
動作を始めるとき、周波数誤差が2500+250 Hzまで生
じうる。
局の周波数安定度の要件は、1.5ppmで、そのとき電話機
での要件は2.5ppmである。それに対応して、デジタル状
態において基地局での要件は0.25ppm であり、そして移
動局においては±200 Hzである。従って、電話機がア
ナログチャネルから切り替えられてデジタルチャネルで
動作を始めるとき、周波数誤差が2500+250 Hzまで生
じうる。
【0005】この周波数誤差の量は各々のシンボルに対
応する位相誤差がかなり大きく、これはシンボルレート
に依存することを意味する。
応する位相誤差がかなり大きく、これはシンボルレート
に依存することを意味する。
【0006】叙上のばあい、USDMRシステムにおけ
る24300 ボーのシンボルレート(symbol rate) では、こ
のシステムが微分コード化された(differentially enc
oded)横軸振幅変調(quadrature amplitude modulatio
n :QAM)を利用するとき、その位相誤差はシンボル
当たり、40度以上になる。周波数誤差は受信機を入力デ
ータに同期するために減じられなければならない。
る24300 ボーのシンボルレート(symbol rate) では、こ
のシステムが微分コード化された(differentially enc
oded)横軸振幅変調(quadrature amplitude modulatio
n :QAM)を利用するとき、その位相誤差はシンボル
当たり、40度以上になる。周波数誤差は受信機を入力デ
ータに同期するために減じられなければならない。
【0007】従来の技術では、受信された信号の位相誤
差を修正するために、微分コード化された信号の測定さ
れた絶対位相を利用するコヒーレントキャリヤトラッカ
(coherent carrier tracker)が、周波数の粗同調に用
いられている。
差を修正するために、微分コード化された信号の測定さ
れた絶対位相を利用するコヒーレントキャリヤトラッカ
(coherent carrier tracker)が、周波数の粗同調に用
いられている。
【0008】
【発明が解決しようとする課題】このような方法は正確
であるが、大きな周波数誤差に追随し修正することはで
きない。
であるが、大きな周波数誤差に追随し修正することはで
きない。
【0009】この問題を克服するために、公知の提案は
またシンボルレートの多重化(multiple) を用いること
であり、前記シンボルレートの倍数は非線型性によりえ
られ(入力信号が4の倍率(a power of four) に引き上
げられる)、およびフィルタリングされ、フェーズロッ
クがロックされる。
またシンボルレートの多重化(multiple) を用いること
であり、前記シンボルレートの倍数は非線型性によりえ
られ(入力信号が4の倍率(a power of four) に引き上
げられる)、およびフィルタリングされ、フェーズロッ
クがロックされる。
【0010】原理的には、このシステムは正常に機能す
るが、変化する場(フェージング)における動作は充分
にはよく知られていない。その上、原則的にそのシステ
ムは複雑であらる。したがってとくに移動電話機のよう
な量産品を考えると高価である。
るが、変化する場(フェージング)における動作は充分
にはよく知られていない。その上、原則的にそのシステ
ムは複雑であらる。したがってとくに移動電話機のよう
な量産品を考えると高価である。
【0011】本発明の目的は、叙上の問題を、簡単でし
かも安価な方法で解消する、デジタル無線受信機におけ
るチャネル周波数の粗同調の方法を提供することであ
る。本発明の第2の目的はこの粗同調を実現可能にする
キャリヤトラッカのような装置を提供することである。
かも安価な方法で解消する、デジタル無線受信機におけ
るチャネル周波数の粗同調の方法を提供することであ
る。本発明の第2の目的はこの粗同調を実現可能にする
キャリヤトラッカのような装置を提供することである。
【0012】
【課題を解決するための手段】本発明による周波数の粗
同調方法は、チャネルで伝送される、微分コード化さ
れ、横軸振幅変調(QAM)された信号のシンボルに含
まれた位相情報を利用して同調がなされる、デジタル無
線電話受信機におけるチャネル周波数の粗同調のための
方法であって、(a) それぞれの受信されたシンボルbの
位相dが受信機で検出され、(b) 現在のシンボルの検出
された位相dと前のシンボルの検出された位相eとの差
分または位相変化が発生せられ、(c) 位相変化はあらか
じめ決められた許容される位相変化と比較され、識別値
(decision)gが前記シンボルの伝送された位相に関して
つくられ、(d) 識別値gと検出された位相dとのあいだ
の差分または位相誤差ferr が発生せられ、(e) チャネ
ル周波数を制御する周波数発生器が前記位相誤差に従っ
てフィードバックループで調整されることを特徴とする
もので、叙上の目的が達成される。
同調方法は、チャネルで伝送される、微分コード化さ
れ、横軸振幅変調(QAM)された信号のシンボルに含
まれた位相情報を利用して同調がなされる、デジタル無
線電話受信機におけるチャネル周波数の粗同調のための
方法であって、(a) それぞれの受信されたシンボルbの
位相dが受信機で検出され、(b) 現在のシンボルの検出
された位相dと前のシンボルの検出された位相eとの差
分または位相変化が発生せられ、(c) 位相変化はあらか
じめ決められた許容される位相変化と比較され、識別値
(decision)gが前記シンボルの伝送された位相に関して
つくられ、(d) 識別値gと検出された位相dとのあいだ
の差分または位相誤差ferr が発生せられ、(e) チャネ
ル周波数を制御する周波数発生器が前記位相誤差に従っ
てフィードバックループで調整されることを特徴とする
もので、叙上の目的が達成される。
【0013】また、本発明によるキャリヤトラッカは、
前述の方法を利用して構成されたものである。
前述の方法を利用して構成されたものである。
【0014】
【作用】本発明の方法および装置はベースバンド(base
band )キャリヤトラッカに特徴がある。このベースバ
ンドキャリヤトラッカは周波数を補正するため、受信信
号に基づき受信機のチャネル周波数誤差を決定し、周波
数を制御する周波数発生器へ誤差情報を出力する。本発
明の方法および装置を用いることにより、たとえ大きな
周波数誤差であっても、急速にほぼ正確に修正すること
ができる。そののち、他のアルゴリズムで微調がなされ
る。
band )キャリヤトラッカに特徴がある。このベースバ
ンドキャリヤトラッカは周波数を補正するため、受信信
号に基づき受信機のチャネル周波数誤差を決定し、周波
数を制御する周波数発生器へ誤差情報を出力する。本発
明の方法および装置を用いることにより、たとえ大きな
周波数誤差であっても、急速にほぼ正確に修正すること
ができる。そののち、他のアルゴリズムで微調がなされ
る。
【0015】本発明は以下の具体例および図面に基づ
き、さらに詳細に説明される。
き、さらに詳細に説明される。
【0016】
【実施例】図1はブロック線図レベルで、キャリヤトラ
ッカが無線電話受信機の他のブロックへどのように接続
されるかを示す図で、図2はキャリヤトラッカのブロッ
ク線図、図3は図2におけるフェーズロックループのよ
り詳細なブロック線図、図4はキャリヤトラッカの他の
例のブロック線図、図5は図4における積算器のブロッ
ク線図を示す。
ッカが無線電話受信機の他のブロックへどのように接続
されるかを示す図で、図2はキャリヤトラッカのブロッ
ク線図、図3は図2におけるフェーズロックループのよ
り詳細なブロック線図、図4はキャリヤトラッカの他の
例のブロック線図、図5は図4における積算器のブロッ
ク線図を示す。
【0017】図1は、本発明によるキャリヤトラッカが
無線電話受信機の他のブロックにどのように接続される
かを、本発明を理解するのに必要な部分に関して簡明に
示している。
無線電話受信機の他のブロックにどのように接続される
かを、本発明を理解するのに必要な部分に関して簡明に
示している。
【0018】入力されたシンボルの流れまたは受信され
たデジタル信号はバンドパスフィルタ1を通ってミクサ
2へ進む。該ミクサ2には受信機のチャネル周波数もま
た接続される。チャネル周波数は周波数発生器4によ
り、または発振器によって発振された周波数からダウン
コーバータにより形成される。ミキシングの結果はアナ
ログ、デジタル変換器(以下、AD変換器という)3へ
供給される。該AD変換器は出力として、ベースバンド
のデジタル信号Aまたはシンボルシーケンス(symbol s
equence )を供給する。信号Aは本発明によるキャリヤ
トラッカ10へ入力される。
たデジタル信号はバンドパスフィルタ1を通ってミクサ
2へ進む。該ミクサ2には受信機のチャネル周波数もま
た接続される。チャネル周波数は周波数発生器4によ
り、または発振器によって発振された周波数からダウン
コーバータにより形成される。ミキシングの結果はアナ
ログ、デジタル変換器(以下、AD変換器という)3へ
供給される。該AD変換器は出力として、ベースバンド
のデジタル信号Aまたはシンボルシーケンス(symbol s
equence )を供給する。信号Aは本発明によるキャリヤ
トラッカ10へ入力される。
【0019】図2には、キャリヤトラッカ10がより詳細
に示されている。キャリヤトラッカの信号Aは最初にチ
ャネルイコライザ(channel equalizer )11へ導かれ、
安定な多重通路伝搬(stable multipath propagation)
により引き起こされる誤差を修正する。そして信号bと
して乗算器(multiplier)12へ導かれる。チャネルイコラ
イザは不可欠ではない。しかし極端なばあいには性能を
改善する。乗算器12の出力信号dは直接に、および1つ
のシンボルの長さを有する遅延回路(delay )13経由
で、測定ブロックまたは識別ブロック(decision bloc
k)14に接続され、さらに、位相誤差を発生させるブロ
ック15に接続される。ブロック15には、識別ブロックの
出力信号gも接続される。前記ブロック15の出力信号f
err はフェーズロックループ(PLL)20へ供給され、
ダブルフェーズロックループは乗算器12へ信号cを発生
させ、ダウンコンバータ4(図1参照)に信号Fを発生
せしめる。
に示されている。キャリヤトラッカの信号Aは最初にチ
ャネルイコライザ(channel equalizer )11へ導かれ、
安定な多重通路伝搬(stable multipath propagation)
により引き起こされる誤差を修正する。そして信号bと
して乗算器(multiplier)12へ導かれる。チャネルイコラ
イザは不可欠ではない。しかし極端なばあいには性能を
改善する。乗算器12の出力信号dは直接に、および1つ
のシンボルの長さを有する遅延回路(delay )13経由
で、測定ブロックまたは識別ブロック(decision bloc
k)14に接続され、さらに、位相誤差を発生させるブロ
ック15に接続される。ブロック15には、識別ブロックの
出力信号gも接続される。前記ブロック15の出力信号f
err はフェーズロックループ(PLL)20へ供給され、
ダブルフェーズロックループは乗算器12へ信号cを発生
させ、ダウンコンバータ4(図1参照)に信号Fを発生
せしめる。
【0020】図2のダブルフェーズロックループ20は、
図3に示されるように構成される。図3において、誤差
信号ferr は計算素子(scaling element)21 (計数逓減
率B=0.01…0.03)に、それから加算器(adder)22 と遅
延回路23とからなる第1のフィードバックループに、そ
れから加算器24と遅延回路25とからなる第2のフィード
バックループに供給される。その結果の信号Fは回路
(フィルタ)26に供給される。回路26の出力は乗算器12
への信号cである。信号Fはまた、周波数を調整する周
波数ダウンコンバータ(図示せず)に直接供給される。
図3に示されるように構成される。図3において、誤差
信号ferr は計算素子(scaling element)21 (計数逓減
率B=0.01…0.03)に、それから加算器(adder)22 と遅
延回路23とからなる第1のフィードバックループに、そ
れから加算器24と遅延回路25とからなる第2のフィード
バックループに供給される。その結果の信号Fは回路
(フィルタ)26に供給される。回路26の出力は乗算器12
への信号cである。信号Fはまた、周波数を調整する周
波数ダウンコンバータ(図示せず)に直接供給される。
【0021】本発明による方法においては、チャネル周
波数の粗同調はつぎのように行われる。
波数の粗同調はつぎのように行われる。
【0022】(a) それぞれの受信されたシンボルbの位
相dが受信器で検出される。
相dが受信器で検出される。
【0023】(b) ブロック14は、現在のシンボルbの検
出された位相dと遅延回路13経由で受信される、前のシ
ンボルb−1の検出された位相eとの差分または移相変
化df=d−eを発生させる。
出された位相dと遅延回路13経由で受信される、前のシ
ンボルb−1の検出された位相eとの差分または移相変
化df=d−eを発生させる。
【0024】(c) 識別ブロック14において、検出された
移相変化dfは、前のシンボルb−1と現在のシンボル
bとのあいだであらかじめ決められた許容される移相変
化と比較され、そして識別値gがシンボルbの伝送され
た位相に関して、つくられる。
移相変化dfは、前のシンボルb−1と現在のシンボル
bとのあいだであらかじめ決められた許容される移相変
化と比較され、そして識別値gがシンボルbの伝送され
た位相に関して、つくられる。
【0025】(d) ブロック15は識別値gと検出された位
相dとのあいだの差分または位相誤差ferr =g−dを
発生させる。そして好ましくはまた、ブロック20は複数
の位相誤差の平均を発生させる。そののち、 (e) チャネル周波数を制御する周波数発生器4は、位相
誤差ferr に基づいてブロック20で発生せられた制御信
号Fを用いて、フィードバックループ(図1での2−3
−10−4)で調整される。ブロック20から、信号cがフ
ィードバックとして乗算器12へ出力される。
相dとのあいだの差分または位相誤差ferr =g−dを
発生させる。そして好ましくはまた、ブロック20は複数
の位相誤差の平均を発生させる。そののち、 (e) チャネル周波数を制御する周波数発生器4は、位相
誤差ferr に基づいてブロック20で発生せられた制御信
号Fを用いて、フィードバックループ(図1での2−3
−10−4)で調整される。ブロック20から、信号cがフ
ィードバックとして乗算器12へ出力される。
【0026】本発明の方法においては、2つの最も新し
く受信されたシンボル間の位相差がこのようにして測定
される。その結果、各々のシンボルに対してはそのよう
な識別はされない。しかし、これらの2つのシンボル間
の位相差により決定がなされる。このことは、本発明に
よりキャリヤトラッカの非干渉性をもたらし、周波数誤
差の早くて粗い修正をなすことができる。一方では位相
誤差は修正されない。
く受信されたシンボル間の位相差がこのようにして測定
される。その結果、各々のシンボルに対してはそのよう
な識別はされない。しかし、これらの2つのシンボル間
の位相差により決定がなされる。このことは、本発明に
よりキャリヤトラッカの非干渉性をもたらし、周波数誤
差の早くて粗い修正をなすことができる。一方では位相
誤差は修正されない。
【0027】たとえば、最初に調べたシンボルの位相誤
差が90度、2番目のシンボルの位相誤差が91度(前もっ
て定められた正確な値を90゜とする)、そして3番目の
シンボルの位相誤差が182 度(正確な値は180 ゜とす
る)であるとすれば、その平均では、位相誤差はシンボ
ルあたり1.5 度であることが認められる。この平均の位
相誤差Fから、さらに周波数誤差F′を計算することが
でき、周波数発生器の対応する周波数誤差の補正を行う
ことができる。したがってシンボルの位相誤差測定のた
めの装置は粗同調の周波数同調ブロック(粗同調AF
C)として作用する。
差が90度、2番目のシンボルの位相誤差が91度(前もっ
て定められた正確な値を90゜とする)、そして3番目の
シンボルの位相誤差が182 度(正確な値は180 ゜とす
る)であるとすれば、その平均では、位相誤差はシンボ
ルあたり1.5 度であることが認められる。この平均の位
相誤差Fから、さらに周波数誤差F′を計算することが
でき、周波数発生器の対応する周波数誤差の補正を行う
ことができる。したがってシンボルの位相誤差測定のた
めの装置は粗同調の周波数同調ブロック(粗同調AF
C)として作用する。
【0028】本発明による方法は第2の実施例により変
更されうる。この実施例では工程(d) で、平均値の形成
が位相誤差ferr を積算することに置換されている。こ
の実施例は図4にブロック線図として例示されている。
ここで位相誤差ferr は積算器30に出力される。
更されうる。この実施例では工程(d) で、平均値の形成
が位相誤差ferr を積算することに置換されている。こ
の実施例は図4にブロック線図として例示されている。
ここで位相誤差ferr は積算器30に出力される。
【0029】積算器は図5に従って理解される。このば
あい、乗算器12は使われず、それと共に信号cは使われ
ず、信号Fが周波数オフセットの計算器40に導かれる。
図4のブロック線図の他の部分は図2のブロック線図の
ように作用する。
あい、乗算器12は使われず、それと共に信号cは使われ
ず、信号Fが周波数オフセットの計算器40に導かれる。
図4のブロック線図の他の部分は図2のブロック線図の
ように作用する。
【0030】図5は積算器(図4)のより詳細な構成を
示している。信号ferr は入力の回路31(計数逓減率A
=0.01)に供給され、ついで加算器32および遅延回路33
に供給される。出力Fは乗算器34(計数逓減率B=0.9
9)を経由して加算器32にフィードバックされる。
示している。信号ferr は入力の回路31(計数逓減率A
=0.01)に供給され、ついで加算器32および遅延回路33
に供給される。出力Fは乗算器34(計数逓減率B=0.9
9)を経由して加算器32にフィードバックされる。
【0031】位相誤差は、積算することによって非常に
正確にえられる。従って、また周波数誤差も非常に正確
に修正される。周波数のオフセット(offset)はつぎの
ように計算される。
正確にえられる。従って、また周波数誤差も非常に正確
に修正される。周波数のオフセット(offset)はつぎの
ように計算される。
【0032】 周波数のオフセット=Ts×(積算された位相誤差/36
0 ) ここでTsはボーでのシンボルレートである。
0 ) ここでTsはボーでのシンボルレートである。
【0033】たとえば位相誤差が1度でシンボルレート
が24300 ボーであるならば、このとき、周波数のオフセ
ット=24300 ×(1/360 )=67.5Hzがえられる。
が24300 ボーであるならば、このとき、周波数のオフセ
ット=24300 ×(1/360 )=67.5Hzがえられる。
【0034】周波数誤差のより正確な修正をするため、
本発明により(a) から(e) までのステップが、充分長い
時間たとえば前もって決められた時間内または周波数の
オフセットが充分わずかな量に達するまで実行される。
本発明により(a) から(e) までのステップが、充分長い
時間たとえば前もって決められた時間内または周波数の
オフセットが充分わずかな量に達するまで実行される。
【0035】本発明によるアルゴリズムを用いたシミュ
レーションによると、最適な場でも変化する場(フェー
シング)でも±3kHzより大きい周波数誤差を修正す
ることができる。この種の粗同調は、課せられた目標に
到達するのに充分である。粗同調ののち、本来知られて
いるアルゴリズムを微同調のため用いることができる。
レーションによると、最適な場でも変化する場(フェー
シング)でも±3kHzより大きい周波数誤差を修正す
ることができる。この種の粗同調は、課せられた目標に
到達するのに充分である。粗同調ののち、本来知られて
いるアルゴリズムを微同調のため用いることができる。
【0036】好ましくは、図2および図3のキャリヤト
ラッカは無線電話機の他の機能のようにデジタルの技術
を用いて実現されうる。とくにデジタル信号処理(digi
talsignal processing :DSP)技術を用いるのが好
ましい。この技術はまた、図4および図5のアルゴリズ
ムを実現するのにも適している。本発明によるキャリヤ
トラッカはデジタル移動電話機、好ましくはたとえばア
メリカ合衆国のUSDMR移動電話システムに適用され
うる。
ラッカは無線電話機の他の機能のようにデジタルの技術
を用いて実現されうる。とくにデジタル信号処理(digi
talsignal processing :DSP)技術を用いるのが好
ましい。この技術はまた、図4および図5のアルゴリズ
ムを実現するのにも適している。本発明によるキャリヤ
トラッカはデジタル移動電話機、好ましくはたとえばア
メリカ合衆国のUSDMR移動電話システムに適用され
うる。
【0037】
【発明の効果】本発明によれば、連続したシンボル間の
位相変化が検知され、この位相情報を基に周波数を制御
する周波数発生器にフィードバックされ、周波数が修正
される。そのため、急速にしかもほぼ正確に同調周波数
を修正でき、とくにアナログ/デジタル電話機で、アナ
ログチャネルからデジタルチャネルに切り替えられると
きの周波数誤差が大きいばあいでも、チャネル周波数の
粗同調を急速に行うことができる。
位相変化が検知され、この位相情報を基に周波数を制御
する周波数発生器にフィードバックされ、周波数が修正
される。そのため、急速にしかもほぼ正確に同調周波数
を修正でき、とくにアナログ/デジタル電話機で、アナ
ログチャネルからデジタルチャネルに切り替えられると
きの周波数誤差が大きいばあいでも、チャネル周波数の
粗同調を急速に行うことができる。
【図1】本発明のキャリヤトラッカが無線電話受信機の
他のブロックにどのように接続されるかを示すブロック
線図である。
他のブロックにどのように接続されるかを示すブロック
線図である。
【図2】図1におけるキャリヤトラッカの一例のブロッ
ク線図である。
ク線図である。
【図3】図2におけるフェーズロックループの一例のブ
ロック線図である。
ロック線図である。
【図4】キャリヤトラッカの他の例のブロック線図であ
る。
る。
【図5】図4における積算器の一例のブロック線図であ
る。
る。
13 遅延回路 14 識別ブロック 15 位相誤差ブロック 20 フェーズロックループ 30 積算器
Claims (7)
- 【請求項1】 チャネルで伝送される、微分コード化さ
れ、横軸振幅変調(QAM)された信号のシンボルに含
まれた位相情報を利用して同調がなされる、デジタル無
線電話受信機におけるチャネル周波数の粗同調のための
方法であって、 (a) それぞれの受信されたシンボルの位相が受信機で検
出され、 (b) 現在のシンボルの検出された位相と前のシンボルの
検出された位相との差分または位相変化が発生せられ、 (c) 位相変化はあらかじめ決められた許容される位相変
化と比較され、識別値が前記シンボルの伝送された位相
に関してつくられ、 (d) 識別値と検出された位相とのあいだの差分または位
相誤差が発生せられ、 (e) チャネル周波数を制御する周波数発生器が前記位相
誤差に従ってフィードバックループで調整されることを
特徴とするチャネル周波数の粗同調方法。 - 【請求項2】 前記工程(d) において、さらに位相誤差
の2以上の平均値が形成されることを特徴とする請求項
1記載のチャネル周波数の粗同調方法。 - 【請求項3】 前記工程(d) において、さらに位相誤差
が積算されることを特徴とする請求項1記載のチャネル
周波数の粗同調方法。 - 【請求項4】 あらかじめ決められた時間中前記工程
(a) から(e) までが反復される工程(f) をさらに含むこ
とを特徴とする請求項1、2または3記載のチャネル周
波数の粗同調方法。 - 【請求項5】 位相のオフセットが、あらかじめ決めら
れた小さな値に達するまで、工程(a) から(e) までが反
復される工程(f) をさらに含むことを特徴とする請求項
1、2または3記載のチャネル周波数の粗同調方法。 - 【請求項6】 請求項1から5までのうちのどれかの方
法を利用することを特徴とするキャリヤトラッカ。 - 【請求項7】 デジタル信号処理装置を用いたことを特
徴とする請求項6記載のキャリヤトラッカ。
Applications Claiming Priority (2)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
FI912347 | 1991-05-14 | ||
FI912347A FI89431C (fi) | 1991-05-14 | 1991-05-14 | Grovinstaellning av kanalfrekvensen |
Publications (1)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05227241A true JPH05227241A (ja) | 1993-09-03 |
Family
ID=8532522
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP4120563A Pending JPH05227241A (ja) | 1991-05-14 | 1992-05-13 | チャネル周波数の粗同調方法 |
Country Status (3)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US5317600A (ja) |
JP (1) | JPH05227241A (ja) |
FI (1) | FI89431C (ja) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8514987B2 (en) | 2009-12-22 | 2013-08-20 | International Business Machines Corporation | Compensation for data deviation caused by frequency offset using timing correlation value |
Families Citing this family (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
FI97183C (fi) * | 1994-02-15 | 1996-10-25 | Nokia Telecommunications Oy | Menetelmä vastaanottimen synkronoimiseksi vastaanotetun signaalin taajuuteen ja vaiheeseen |
US5774799A (en) * | 1996-04-18 | 1998-06-30 | Ericsson Inc. | Automatic frequency control with adjacent channel interference protection |
US6044118A (en) * | 1997-05-05 | 2000-03-28 | Nokia Mobile Phones Limited | Method for adjusting the frequency of an oscillator for a receiver circuit |
Family Cites Families (3)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
DE2657914C2 (de) * | 1976-12-21 | 1978-11-30 | Siemens Ag, 1000 Berlin Und 8000 Muenchen | Schaltungsanordnung zum Grobsynchronisieren von Trägersignalen und Taktsignalen mit Datensignalen in einem Datenempfänger |
CA1288878C (en) * | 1988-08-15 | 1991-09-10 | John D. Mcnicol | Timing and carrier recovery in tdma without preamable sequence |
SE462942B (sv) * | 1989-01-26 | 1990-09-17 | Ericsson Telefon Ab L M | Saett och anordning foer snabb frekvensstyrning av en koherent radiomottagare |
-
1991
- 1991-05-14 FI FI912347A patent/FI89431C/fi not_active IP Right Cessation
-
1992
- 1992-05-12 US US07/882,452 patent/US5317600A/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-05-13 JP JP4120563A patent/JPH05227241A/ja active Pending
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
US8514987B2 (en) | 2009-12-22 | 2013-08-20 | International Business Machines Corporation | Compensation for data deviation caused by frequency offset using timing correlation value |
Also Published As
Publication number | Publication date |
---|---|
FI89431B (fi) | 1993-06-15 |
FI912347A (fi) | 1992-11-15 |
FI912347A0 (fi) | 1991-05-14 |
FI89431C (fi) | 1993-09-27 |
US5317600A (en) | 1994-05-31 |
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