JPH0519331B2 - - Google Patents
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- JPH0519331B2 JPH0519331B2 JP53123255A JP12325578A JPH0519331B2 JP H0519331 B2 JPH0519331 B2 JP H0519331B2 JP 53123255 A JP53123255 A JP 53123255A JP 12325578 A JP12325578 A JP 12325578A JP H0519331 B2 JPH0519331 B2 JP H0519331B2
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- prediction
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- 238000000034 method Methods 0.000 claims description 21
- 238000013139 quantization Methods 0.000 claims description 6
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- 238000012937 correction Methods 0.000 description 2
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 2
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- 230000006866 deterioration Effects 0.000 description 1
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 1
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- 238000005259 measurement Methods 0.000 description 1
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- 238000012546 transfer Methods 0.000 description 1
Classifications
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03M—CODING; DECODING; CODE CONVERSION IN GENERAL
- H03M3/00—Conversion of analogue values to or from differential modulation
- H03M3/04—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM]
- H03M3/042—Differential modulation with several bits, e.g. differential pulse code modulation [DPCM] with adaptable step size, e.g. adaptive differential pulse code modulation [ADPCM]
Landscapes
- Engineering & Computer Science (AREA)
- Theoretical Computer Science (AREA)
- Compression, Expansion, Code Conversion, And Decoders (AREA)
- Transmission Systems Not Characterized By The Medium Used For Transmission (AREA)
Description
【発明の詳細な説明】
本発明は音声信号の帯域圧縮を行う差動パルス
符号変調(Differential Pulse Code
Modulation−DPCM)方式の改良に関する。
符号変調(Differential Pulse Code
Modulation−DPCM)方式の改良に関する。
音声信号の冗長性を利用して種々の帯域圧縮の
手法が開発されている。DPCM方式は、音声信
号にかなり大きな相関があるため過去の音声信号
から現時点の音声信号の振幅をかなり予測できる
という性質を利用した帯域圧縮方式である。最も
簡単なDPCMは1サンプル前の音声信号または
この音声信号に1よりわずか小さい値を乗じたも
のを予測値とするもので、音声信号を同じビツト
数で伝送する場合にPCM方式に比べてDPCM方
式では6dB程SN比を改善(又は同じSN比で伝送
する場合にはDPCM方式の場合にはサンプル当
り1ビツト程度ビツト数を低減)できる。
手法が開発されている。DPCM方式は、音声信
号にかなり大きな相関があるため過去の音声信号
から現時点の音声信号の振幅をかなり予測できる
という性質を利用した帯域圧縮方式である。最も
簡単なDPCMは1サンプル前の音声信号または
この音声信号に1よりわずか小さい値を乗じたも
のを予測値とするもので、音声信号を同じビツト
数で伝送する場合にPCM方式に比べてDPCM方
式では6dB程SN比を改善(又は同じSN比で伝送
する場合にはDPCM方式の場合にはサンプル当
り1ビツト程度ビツト数を低減)できる。
さらに、帯域圧縮を行うためには過去の1サン
プルだけではなく複数個のサンプルを用いること
ができる。つまり、ある時刻jの音声信号をXj
とすると、その予測値X^jは X^jA1Xj-1+A2Xj-2+……AoXj−n −(1) として得ることができる。A1、A2…Anは予測係
数と呼ばれ、XjとX^jの差つまり予測残差が最小
となるように決定される。音声信号に最適な係数
を設定すると、Nを増して行つてPCM方式に比
べ約10dBのSN比改善が達成できる。また、音声
信号は時間とともに性質が変動し、それとともに
予測係数の最適値も変化する。従つて、時々刻々
最適な予測係数を用いると、SN比を約14dB改善
できる。このように、信号の性質に従つて予測係
数を設定するならば音声信号のみならず他の信
号、例えばデータモデムから与えられる音声帯域
内の信号をもDPCM方式を用いて良好なSN比で
伝送することができる。
プルだけではなく複数個のサンプルを用いること
ができる。つまり、ある時刻jの音声信号をXj
とすると、その予測値X^jは X^jA1Xj-1+A2Xj-2+……AoXj−n −(1) として得ることができる。A1、A2…Anは予測係
数と呼ばれ、XjとX^jの差つまり予測残差が最小
となるように決定される。音声信号に最適な係数
を設定すると、Nを増して行つてPCM方式に比
べ約10dBのSN比改善が達成できる。また、音声
信号は時間とともに性質が変動し、それとともに
予測係数の最適値も変化する。従つて、時々刻々
最適な予測係数を用いると、SN比を約14dB改善
できる。このように、信号の性質に従つて予測係
数を設定するならば音声信号のみならず他の信
号、例えばデータモデムから与えられる音声帯域
内の信号をもDPCM方式を用いて良好なSN比で
伝送することができる。
予測係数を求める方法は2種類に大別できる。
一つは音声信号を分析して最適な予測係数を求め
るものであり、他の一つは予測残差信号を観測し
て予測残差信号が小さくなるように予測係数を逐
次修正するものである。前者においては量子化さ
れた信号と求めた予測係数とを送信しなければな
らないのに対し、後者においては予測係数を送信
する必要はない。従つて、回路的には後者方法を
採用した方がより簡単となる。
一つは音声信号を分析して最適な予測係数を求め
るものであり、他の一つは予測残差信号を観測し
て予測残差信号が小さくなるように予測係数を逐
次修正するものである。前者においては量子化さ
れた信号と求めた予測係数とを送信しなければな
らないのに対し、後者においては予測係数を送信
する必要はない。従つて、回路的には後者方法を
採用した方がより簡単となる。
実際のDPCM方式では予測残差信号を量子化
して送信するため上述したものとは若干異なる構
成をとる。
して送信するため上述したものとは若干異なる構
成をとる。
第1図は従来の適応形DPCM方式を示す図で
ある。
ある。
時刻jに送信側の符号化装置では送信すべき音
声信号Xjが端子1から入力され、予測器30の
出力との差Ejを量子化器20で量子化し端子2か
ら送信する。量子化器20の出力E^jと予測値X^j
とは加算器40で加えられて予測器30に入力さ
れる。予測器30は過去の予測器30の入力信号
X〓j-iを用いて予測値X^jを出力する。X^jは次式で与
えられる。
声信号Xjが端子1から入力され、予測器30の
出力との差Ejを量子化器20で量子化し端子2か
ら送信する。量子化器20の出力E^jと予測値X^j
とは加算器40で加えられて予測器30に入力さ
れる。予測器30は過去の予測器30の入力信号
X〓j-iを用いて予測値X^jを出力する。X^jは次式で与
えられる。
X^j=o
〓i=1
Aj iX〓j-i −(2)
Aj i(i=1〜N)は予測係数である。予測係数Aj i
は、 Aj+1 i=Aj i+g・F1(X〓j-i)・F2(E^j)−(3) で修正が進められる。ここで、gは正の小さな
値、F1、F2は非減小の関数である。予測器30
と加算器40とで符号化装置の復号器を構成して
いる。受信測の復号化装置においては送信されて
きたE^jを端子3で受け、加算器140で予測器1
30の出力X^jとの和が求られて再生信号X〓jが端
子4から出力される。この復号化装置は送信側の
復号器と同じ動作をする。受信側の予測器130
及び加算器140は送信側の予測器30及び加算
器40と等しいならば受信側の再生信号X〓jは送
信側の加算器40の出力X〓jとまつたく等しくな
る。このようにして予測係数を送信しなくても受
信側において量子化された予測残差のみから予測
係数を求め、原信号を再生することができる。な
お、上記予測器30,130は1975年9月発行の
刊行物「IEEE TRANSACTIONS VOL COM
−23 No.9」の第936頁第1図のようなものを用
いることができる。
は、 Aj+1 i=Aj i+g・F1(X〓j-i)・F2(E^j)−(3) で修正が進められる。ここで、gは正の小さな
値、F1、F2は非減小の関数である。予測器30
と加算器40とで符号化装置の復号器を構成して
いる。受信測の復号化装置においては送信されて
きたE^jを端子3で受け、加算器140で予測器1
30の出力X^jとの和が求られて再生信号X〓jが端
子4から出力される。この復号化装置は送信側の
復号器と同じ動作をする。受信側の予測器130
及び加算器140は送信側の予測器30及び加算
器40と等しいならば受信側の再生信号X〓jは送
信側の加算器40の出力X〓jとまつたく等しくな
る。このようにして予測係数を送信しなくても受
信側において量子化された予測残差のみから予測
係数を求め、原信号を再生することができる。な
お、上記予測器30,130は1975年9月発行の
刊行物「IEEE TRANSACTIONS VOL COM
−23 No.9」の第936頁第1図のようなものを用
いることができる。
実際の回線では伝送エラーが発生する恐れがあ
る。伝送エラーが有る場合には、上の議論は成立
しない。つまり、送受信それぞれの側の予測係数
は異なり、かつ再生信号も原信号とは大きく異な
つてしまう。従つて、伝送エラーが一旦発生して
もその影響が除々に消えるように予測係数の修正
式として Aj+1 i=Aj i・(1−δ)+g・F1(X〓j-i)・F2(E^j
) i=1、2……N −(4) が用いられる。ここでδは正の1より十分小さな
値である。gは適等な正の定数である。δを大き
くするほど伝送エラーの影響は速かに消えるが、
予測性能も低下するため(例えば、δを実用的な
値にすると、SN比の改善度は10dB以下となつて
しまう)、δをあまり大きくすることはできない。
このため、δにより、エラー消去能力を越すエラ
ーが発生した場合には、音声の品質が大幅に劣化
する。第1図の構成の一番の問題点は、伝送エラ
ーが発生した場合にフイードバツクループがある
受信部(復号化装置)に生じる動作の不安定性で
ある。すなわち、予測器130と加算器140と
が閉回路を構成しているため予測器130の予測
係数の値によつて受信部が発振又は動作不安定と
なることが考えられる。実際、伝送エラーを与え
るにより前記発振又は不安定さを容易に観測する
ことができる。このように、一旦動作不安定にな
ると、その状態から回復には非常に時間がかか
り、極めて低品質の音声になつてしまう。受信部
の予測係数を監視して不安定状態を検出し、何等
かの手段を設こすことが考えられるが、安定性の
判別は簡単に行うことができないため装置規模が
大きくなつてしまう。
る。伝送エラーが有る場合には、上の議論は成立
しない。つまり、送受信それぞれの側の予測係数
は異なり、かつ再生信号も原信号とは大きく異な
つてしまう。従つて、伝送エラーが一旦発生して
もその影響が除々に消えるように予測係数の修正
式として Aj+1 i=Aj i・(1−δ)+g・F1(X〓j-i)・F2(E^j
) i=1、2……N −(4) が用いられる。ここでδは正の1より十分小さな
値である。gは適等な正の定数である。δを大き
くするほど伝送エラーの影響は速かに消えるが、
予測性能も低下するため(例えば、δを実用的な
値にすると、SN比の改善度は10dB以下となつて
しまう)、δをあまり大きくすることはできない。
このため、δにより、エラー消去能力を越すエラ
ーが発生した場合には、音声の品質が大幅に劣化
する。第1図の構成の一番の問題点は、伝送エラ
ーが発生した場合にフイードバツクループがある
受信部(復号化装置)に生じる動作の不安定性で
ある。すなわち、予測器130と加算器140と
が閉回路を構成しているため予測器130の予測
係数の値によつて受信部が発振又は動作不安定と
なることが考えられる。実際、伝送エラーを与え
るにより前記発振又は不安定さを容易に観測する
ことができる。このように、一旦動作不安定にな
ると、その状態から回復には非常に時間がかか
り、極めて低品質の音声になつてしまう。受信部
の予測係数を監視して不安定状態を検出し、何等
かの手段を設こすことが考えられるが、安定性の
判別は簡単に行うことができないため装置規模が
大きくなつてしまう。
従来の適応予測形のDPCM方式では上述のよ
うに常に伝送エラーによる不安定性の危険にさら
されており、伝送エラーにある程度強くするた
め、SN比の改善度が犠牲になり、さらに不安定
さを解決するには装置規模が大きくなつてしまう
という問題点がある。
うに常に伝送エラーによる不安定性の危険にさら
されており、伝送エラーにある程度強くするた
め、SN比の改善度が犠牲になり、さらに不安定
さを解決するには装置規模が大きくなつてしまう
という問題点がある。
本発明の目的は簡単な回路で、かつ動作の安定
でかつSN改善度の大きい適応予測形差動パルス
符号復号化方法および装置を提供することにあ
る。本発明によれば符号化部では、入力信号と予
測値の差を量子化し、係数が逐次適応的に変化す
る非再帰型適応フイルタかあるいは非再帰型と再
帰型との両方のフイルタを含む適応フイルタを用
いて前記量子化結果から前記予測値を作り出し、
復号部では、前記量子化結果を入力し前記符号化
部のフイルタと同じ構成を有するフイルタを用い
て再生信号を作り出力することを特徴とする適応
予測形差動パルス符号復号化方法が得られる。
でかつSN改善度の大きい適応予測形差動パルス
符号復号化方法および装置を提供することにあ
る。本発明によれば符号化部では、入力信号と予
測値の差を量子化し、係数が逐次適応的に変化す
る非再帰型適応フイルタかあるいは非再帰型と再
帰型との両方のフイルタを含む適応フイルタを用
いて前記量子化結果から前記予測値を作り出し、
復号部では、前記量子化結果を入力し前記符号化
部のフイルタと同じ構成を有するフイルタを用い
て再生信号を作り出力することを特徴とする適応
予測形差動パルス符号復号化方法が得られる。
本発明によればさらに入力信号と予測値の差を
求める減算器と、前記減算器の出力信号を量子化
する量子化器と、係数が逐次適応的に変化する非
再帰型適応フイルタかあるいは非再帰型と再帰型
の両方のフイルタを含む適応フイルタのいずれか
により前記量子化器の出力信号から前記予測値を
出力する回路を有することを特徴とする適応予測
形差動パルス符号化装置が得られる。
求める減算器と、前記減算器の出力信号を量子化
する量子化器と、係数が逐次適応的に変化する非
再帰型適応フイルタかあるいは非再帰型と再帰型
の両方のフイルタを含む適応フイルタのいずれか
により前記量子化器の出力信号から前記予測値を
出力する回路を有することを特徴とする適応予測
形差動パルス符号化装置が得られる。
本発明によればさらにまた、係数が逐次適応的
に変化する非再帰型適応フイルタかあるいは非再
帰型と再帰型の両方のフイルタを含む適応フイル
タのいずれかにより量子化された結果から再生信
号を作り出す回路を有することを特徴とする適応
予測形差動パルス復号装置が得られる。
に変化する非再帰型適応フイルタかあるいは非再
帰型と再帰型の両方のフイルタを含む適応フイル
タのいずれかにより量子化された結果から再生信
号を作り出す回路を有することを特徴とする適応
予測形差動パルス復号装置が得られる。
本発明においては、音声信号Xjの予測値をX〓j-i
からではなく量子化器の出力E^jから求める。
からではなく量子化器の出力E^jから求める。
すなわち、予測値X^jは
X^j=M
〓i=1
Bj iE^j-i
となる。このようにすると、受信部は閉回路を構
成しないため、たとえ、伝送エラーが生じても動
作不安定となることはない。この場合、係数Bj i
(i=1〜M)は Bj+1 i=(1−δ)Bj i+g・E^j-i・E^j i=1、2……M −(5) として逐次的に求めることができる。ここで、δ
は伝送エラーの影響を消すために用いられる正の
1より十分小さな値である。しかし、(5)式には若
干問題がある。今、量子化器20がない、つま
り、Ej=E^jとした場合、送信部は Ej=Xj−ΣBj iEj-i −(6) なる動作を行うフイルタとなる。このフイルタの
伝達関数は で表わされる再帰型フイルタとなり、最適な係数
Biを逐次的に求めるにはいくつかの制約がある。
その一つは次元数Mが予め知られていなければな
らないことである。このような最小次元実現の問
題は複雑な手続きを必要とするため、回路的には
簡単に行うことができない。次元数Mをある値に
固定して逐次的にBiを求めると、非常に好ましく
ない結果となることもある。この点の理論的な考
察は、例えば、1976年1月25日にコロナ社発行の
刊行物「線形システムの観測と同定」を参照する
ことができる。
成しないため、たとえ、伝送エラーが生じても動
作不安定となることはない。この場合、係数Bj i
(i=1〜M)は Bj+1 i=(1−δ)Bj i+g・E^j-i・E^j i=1、2……M −(5) として逐次的に求めることができる。ここで、δ
は伝送エラーの影響を消すために用いられる正の
1より十分小さな値である。しかし、(5)式には若
干問題がある。今、量子化器20がない、つま
り、Ej=E^jとした場合、送信部は Ej=Xj−ΣBj iEj-i −(6) なる動作を行うフイルタとなる。このフイルタの
伝達関数は で表わされる再帰型フイルタとなり、最適な係数
Biを逐次的に求めるにはいくつかの制約がある。
その一つは次元数Mが予め知られていなければな
らないことである。このような最小次元実現の問
題は複雑な手続きを必要とするため、回路的には
簡単に行うことができない。次元数Mをある値に
固定して逐次的にBiを求めると、非常に好ましく
ない結果となることもある。この点の理論的な考
察は、例えば、1976年1月25日にコロナ社発行の
刊行物「線形システムの観測と同定」を参照する
ことができる。
本発明においては、第(5)式に示すように微小量
δを導入することにより、実質上DPCM方式と
しては問題なく、Biを求めることができる。微小
量δは伝送エラーの影響を減ずるとともに次元数
Mの計算も不要とした。但し、Biとしては常に最
適な値が求まつているわけではない。
δを導入することにより、実質上DPCM方式と
しては問題なく、Biを求めることができる。微小
量δは伝送エラーの影響を減ずるとともに次元数
Mの計算も不要とした。但し、Biとしては常に最
適な値が求まつているわけではない。
次に図面を参照して本発明の詳細を説明する。
第2図は本発明の第1の実施例である。送信部
の符号化装置では信号Xjとその予測値X^jとの差
を量子化器20で量子化し送信する。量子20は
“Adaptive Quantization in Differential PCM
Coding of Speech”と題する文献(The Bell
System Technical Journal、Vol・52、No.7、
September1973、pp・1105−1118)等を参照し
て実現することができるため、ここでは詳しい説
明を省く。量子化器20の出力E^jは予測器50に
入力される。予測器50は時刻jに予測値X^jを X^j=7 〓i=1 Bj iE^j-i −(8) により求める。係数Bj iは(5)式の様に逐次修正さ
れる。受信部においては、量子化された予測残差
信号E^jは予測器150に入力される。予測器15
0は(8)式に従つて予測値X^jを出力する。係数Bj i
の修正は(5)式に従つて行われる。加算器160は
予測値X^jにE^jを加えて再生信号X〓jを出力する。
出力として加算器160の出力X〓jを用いる理由
は量子化器20がないとすればX〓j=Xjとなるこ
とから明らかである。本実施例では、次元数を7
程度に選び実用的なδを設定し、音声信号入力時
の場合SN比のPCM方式に対する改善度を10dB
以上にすることができる。
の符号化装置では信号Xjとその予測値X^jとの差
を量子化器20で量子化し送信する。量子20は
“Adaptive Quantization in Differential PCM
Coding of Speech”と題する文献(The Bell
System Technical Journal、Vol・52、No.7、
September1973、pp・1105−1118)等を参照し
て実現することができるため、ここでは詳しい説
明を省く。量子化器20の出力E^jは予測器50に
入力される。予測器50は時刻jに予測値X^jを X^j=7 〓i=1 Bj iE^j-i −(8) により求める。係数Bj iは(5)式の様に逐次修正さ
れる。受信部においては、量子化された予測残差
信号E^jは予測器150に入力される。予測器15
0は(8)式に従つて予測値X^jを出力する。係数Bj i
の修正は(5)式に従つて行われる。加算器160は
予測値X^jにE^jを加えて再生信号X〓jを出力する。
出力として加算器160の出力X〓jを用いる理由
は量子化器20がないとすればX〓j=Xjとなるこ
とから明らかである。本実施例では、次元数を7
程度に選び実用的なδを設定し、音声信号入力時
の場合SN比のPCM方式に対する改善度を10dB
以上にすることができる。
第3図は本発明の第2の実施例である。
本実施例では二つの予測器を用いて性能をさら
に改良している。
に改良している。
本実施例では信号Xjの予測値X^jは
X^j=Yj+Zj −(9)
で与えられる。また、Yj、Zjは夫々
Yj=3
〓i=1
Bj iE^j-i −(10)
Zj=Aj 1X〓j-1 −(11)
で与えられる。Bj iの修正は(5)式に従い、Aj 1の修
正は Ai+1 1=Aj 1・(1−δ)+g′・E^j・X〓j-1 −(12) により行われる。(11)式のX〓jは加算器60で X〓j=X^j+E^j −(13) により求められる。受信部においても予測器15
0と130′でYjとZjを求め、加算器170で予
測値X^jを得る。再生信号は加算器160の出力
X〓jとなる。
正は Ai+1 1=Aj 1・(1−δ)+g′・E^j・X〓j-1 −(12) により行われる。(11)式のX〓jは加算器60で X〓j=X^j+E^j −(13) により求められる。受信部においても予測器15
0と130′でYjとZjを求め、加算器170で予
測値X^jを得る。再生信号は加算器160の出力
X〓jとなる。
本実施例においては、予測器130′と加算器
170及び160とで閉回路を構成するため伝送
エラーで不安定となるおそれがある。しかし、予
測器130′の次元数つまり係数の数が1である
ため簡単にAj 1<1が安定性のための条件である
ことがわかる。実際には送信部と受信部で0≦
Aj 1≦0.9となるように制限を加えて、不安定性の
原因を除くことができる。さらに、上の制限を用
いても性能の低下はまつたく認められない。
170及び160とで閉回路を構成するため伝送
エラーで不安定となるおそれがある。しかし、予
測器130′の次元数つまり係数の数が1である
ため簡単にAj 1<1が安定性のための条件である
ことがわかる。実際には送信部と受信部で0≦
Aj 1≦0.9となるように制限を加えて、不安定性の
原因を除くことができる。さらに、上の制限を用
いても性能の低下はまつたく認められない。
本実施例によれば予測器50および150の係
数の数を3としてもPCM方式に対するSN比の改
善度を14dB近くにすることができる。もし、伝
送すべき信号が音声のみであるとすればA1≒0.9
に固定しても性能劣化はまつたくない。
数の数を3としてもPCM方式に対するSN比の改
善度を14dB近くにすることができる。もし、伝
送すべき信号が音声のみであるとすればA1≒0.9
に固定しても性能劣化はまつたくない。
本実施例では予測器を2つ持つため回路的に複
雑化するように見えるが、実際はXj-1とE^j-1(i
=1、2、3)を並べさらにAj 1とBj i(i=1、
2、3)を並べ積和をとると予測器30と50お
よび加算器70の処理が一度に行われるため、回
路的には第1の実施例に比べ遜色はない。むし
ろ、次元数(係数の数)を減らすことができるた
め、好ましい結果が得られる。
雑化するように見えるが、実際はXj-1とE^j-1(i
=1、2、3)を並べさらにAj 1とBj i(i=1、
2、3)を並べ積和をとると予測器30と50お
よび加算器70の処理が一度に行われるため、回
路的には第1の実施例に比べ遜色はない。むし
ろ、次元数(係数の数)を減らすことができるた
め、好ましい結果が得られる。
予測器30′の係数の数を増した場合、係数が
固定であれば伝送エラーで不安定となるおそれは
ない。また、少ない数であれば動作の安定性の判
定を比較的簡単に行うことができる。また、本発
明の実施例に用いた予測器30′,50,150,
130′は第1図の予測器30,130と同一の
構成を有している。
固定であれば伝送エラーで不安定となるおそれは
ない。また、少ない数であれば動作の安定性の判
定を比較的簡単に行うことができる。また、本発
明の実施例に用いた予測器30′,50,150,
130′は第1図の予測器30,130と同一の
構成を有している。
以上のように、本発明によれば伝送エラーが発
生しても完全に安定性を保証でき、SN比の改善
度が大きく、回路的に極めて簡単な適応予測形差
動パルス符号復号化装置が得られる。
生しても完全に安定性を保証でき、SN比の改善
度が大きく、回路的に極めて簡単な適応予測形差
動パルス符号復号化装置が得られる。
第1図は従来の適応予測形DPCM方式の一例、
第2図は本発明の第1の実施例および第3図は本
発明の第2の実施例である。 第2図および第3図において1,2,3,4は
端子、10は減算器、20は量子化器、30′は
予測器、40は加算器、50は予測器、60,7
0は加算器、130′は予測器、140は加算器、
150は予測器、160,170は加算器であ
る。
第2図は本発明の第1の実施例および第3図は本
発明の第2の実施例である。 第2図および第3図において1,2,3,4は
端子、10は減算器、20は量子化器、30′は
予測器、40は加算器、50は予測器、60,7
0は加算器、130′は予測器、140は加算器、
150は予測器、160,170は加算器であ
る。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 1 符号化部では、入力信号と予測値の差を量子
化し、係数がそれぞれ逐次適応的に変化する非再
帰型適応フイルタかあるいは非再帰型と再帰型と
の両方のフイルタを含む適応フイルタを用いて前
記量子化結果から前記予測値を作り出し、復合部
では、前記量子化結果を入力し前記符号化部のフ
イルタと同じ構成を有するフイルタを用いて再生
された入力信号を作り出力することを特徴とする
適応予測形差動パルス符号復号化方法。 2 入力信号と予測値の差を求めて予測誤差信号
を発生する減算器と、前記予測誤差信号を量子化
して符号化予測誤差信号を発生する量子化器と、
係数が逐次適応的に変化する非再帰型適応フイル
タかあるいは非再帰型と再帰型の両方のフイルタ
を含む適応フイルタを用いて前記符号化予測誤差
信号から前記予測値を出力する第1の予測回路と
を有する適応予測形差動パルス符号化装置と、前
記符号化予測誤差信号から再生された入力信号を
作る前記第1の予測回路と同一構成を有する第2
の予測回路を有する復号装置とから構成されたこ
とを特徴とする適応予測形差動パルス符号復号装
置。
Priority Applications (7)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12325578A JPS5550738A (en) | 1978-10-05 | 1978-10-05 | Decoding method of adaptability forecasting type differential pulse code and its unit |
CA000336532A CA1148661A (en) | 1978-10-05 | 1979-09-27 | Adpcm system for speech or like signals |
US06/079,724 US4317208A (en) | 1978-10-05 | 1979-09-28 | ADPCM System for speech or like signals |
AU51428/79A AU524633B2 (en) | 1978-10-05 | 1979-10-03 | Adaptive dpcm system |
GB7934477A GB2033702B (en) | 1978-10-05 | 1979-10-04 | System for speech or like signals |
FR7924767A FR2438384A1 (fr) | 1978-10-05 | 1979-10-04 | Dispositif a modulation par impulsions codees differentielles adaptatif pour signaux vocaux ou analogues |
CA000401905A CA1156369A (en) | 1978-10-05 | 1982-04-28 | Adaptive differential pulse code modulation system for speech or like signals |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP12325578A JPS5550738A (en) | 1978-10-05 | 1978-10-05 | Decoding method of adaptability forecasting type differential pulse code and its unit |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPS5550738A JPS5550738A (en) | 1980-04-12 |
JPH0519331B2 true JPH0519331B2 (ja) | 1993-03-16 |
Family
ID=14856036
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP12325578A Granted JPS5550738A (en) | 1978-10-05 | 1978-10-05 | Decoding method of adaptability forecasting type differential pulse code and its unit |
Country Status (6)
Country | Link |
---|---|
US (1) | US4317208A (ja) |
JP (1) | JPS5550738A (ja) |
AU (1) | AU524633B2 (ja) |
CA (1) | CA1148661A (ja) |
FR (1) | FR2438384A1 (ja) |
GB (1) | GB2033702B (ja) |
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1979
- 1979-09-27 CA CA000336532A patent/CA1148661A/en not_active Expired
- 1979-09-28 US US06/079,724 patent/US4317208A/en not_active Expired - Lifetime
- 1979-10-03 AU AU51428/79A patent/AU524633B2/en not_active Expired
- 1979-10-04 FR FR7924767A patent/FR2438384A1/fr active Granted
- 1979-10-04 GB GB7934477A patent/GB2033702B/en not_active Expired
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Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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Also Published As
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---|---|
JPS5550738A (en) | 1980-04-12 |
FR2438384B1 (ja) | 1983-06-10 |
CA1148661A (en) | 1983-06-21 |
US4317208A (en) | 1982-02-23 |
GB2033702A (en) | 1980-05-21 |
GB2033702B (en) | 1982-10-13 |
AU524633B2 (en) | 1982-09-23 |
FR2438384A1 (fr) | 1980-04-30 |
AU5142879A (en) | 1980-04-17 |
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