JPH05191970A - 電源装置 - Google Patents
電源装置Info
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- JPH05191970A JPH05191970A JP2168092A JP2168092A JPH05191970A JP H05191970 A JPH05191970 A JP H05191970A JP 2168092 A JP2168092 A JP 2168092A JP 2168092 A JP2168092 A JP 2168092A JP H05191970 A JPH05191970 A JP H05191970A
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- capacitor
- switching
- transistor
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Abstract
(57)【要約】
【構成】 高周波チョッパ型のスイッチングレギュレー
タにおいて、目的とする第一の２次側出力電圧ＶOUT1と
は別の第二の２次側出力電圧ＶOUT2を得るためのダイオ
ードＤ５，Ｄ６及びコンデンサＣ２０，Ｃ３０からなる
チャージポンプを有し、昇圧用チョークコイルＬ１のス
イッチングパルスを、チャージポンプのスイッチング信
号に利用している。 【効果】 チャージポンプのスイッチング信号発生用の
別構成が不要で、構成の小型化と、低消費電流化が可能
となる。
タにおいて、目的とする第一の２次側出力電圧ＶOUT1と
は別の第二の２次側出力電圧ＶOUT2を得るためのダイオ
ードＤ５，Ｄ６及びコンデンサＣ２０，Ｃ３０からなる
チャージポンプを有し、昇圧用チョークコイルＬ１のス
イッチングパルスを、チャージポンプのスイッチング信
号に利用している。 【効果】 チャージポンプのスイッチング信号発生用の
別構成が不要で、構成の小型化と、低消費電流化が可能
となる。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、電源装置に関し、特に
高周波チョッパ型のスイッチングレギュレータ構成のも
のに適用できるものである。
高周波チョッパ型のスイッチングレギュレータ構成のも
のに適用できるものである。
【０００２】
【従来の技術】従来より、例えば１．５〔Ｖ〕等の乾電
池１本から集積回路用の電源電圧（例えば５〔Ｖ〕）を
得る電源装置として、いわゆる高周波昇圧チョッパ型ス
イッチングレギュレータ構成のものがある。
池１本から集積回路用の電源電圧（例えば５〔Ｖ〕）を
得る電源装置として、いわゆる高周波昇圧チョッパ型ス
イッチングレギュレータ構成のものがある。
【０００３】また、コイルやトランス等の巻線類を使用
しないで、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現する方式とし
て、いわゆるチャージポンプ方式（或いはスイッチドキ
ャパシタ方式）と呼ばれるものがあり、一般的に広く利
用されている。
しないで、ＤＣ−ＤＣコンバータを実現する方式とし
て、いわゆるチャージポンプ方式（或いはスイッチドキ
ャパシタ方式）と呼ばれるものがあり、一般的に広く利
用されている。
【０００４】一方、コイルやトランスを用いたスイッチ
ングレギュレータにおいて、目的とする２次出力電圧が
例えば２系統以上必要とされる場合には、各系統各々専
用の昇降圧機能を持たせた装置を準備するか、又は、必
要とする電圧が他の電圧の整数倍でよい場合には、最も
簡易的にはＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる上記チャ
ージポンプ方式（スイッチドキャパシタ方式）が利用さ
れる場合が多い。
ングレギュレータにおいて、目的とする２次出力電圧が
例えば２系統以上必要とされる場合には、各系統各々専
用の昇降圧機能を持たせた装置を準備するか、又は、必
要とする電圧が他の電圧の整数倍でよい場合には、最も
簡易的にはＤＣ−ＤＣコンバータが実現できる上記チャ
ージポンプ方式（スイッチドキャパシタ方式）が利用さ
れる場合が多い。
【０００５】図５に従来の電源装置の構成を示す。すな
わちこの従来の電源装置１においては、乾電池（図示せ
ず）から入力される１次電圧ＶIN（例えば１〔Ｖ〕或い
は１．５〔Ｖ〕）が、昇圧用チョークコイルＬ１を通じ
てＮチャンネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から
なるスイッチングトランジスタＱ１のドレインに供給さ
れると共に、順方向に接続された還流ダイオードＤ１を
通じて、コイルＬ２，コンデンサＣ１及びＣ２からなる
平滑用フィルタ２に供給される。
わちこの従来の電源装置１においては、乾電池（図示せ
ず）から入力される１次電圧ＶIN（例えば１〔Ｖ〕或い
は１．５〔Ｖ〕）が、昇圧用チョークコイルＬ１を通じ
てＮチャンネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）から
なるスイッチングトランジスタＱ１のドレインに供給さ
れると共に、順方向に接続された還流ダイオードＤ１を
通じて、コイルＬ２，コンデンサＣ１及びＣ２からなる
平滑用フィルタ２に供給される。
【０００６】ここで、上記トランジスタＱ１のソースは
接地され、またゲートにはパルス幅変調（ＰＷＭ）回路
３で発生したスイッチングパルスＰSWが入力され、これ
によりトランジスタＱ１がスイッチングパルスＰSWに応
じてスイッチング動作して昇圧チョッパを構成する。
接地され、またゲートにはパルス幅変調（ＰＷＭ）回路
３で発生したスイッチングパルスＰSWが入力され、これ
によりトランジスタＱ１がスイッチングパルスＰSWに応
じてスイッチング動作して昇圧チョッパを構成する。
【０００７】この結果、上記平滑用フィルタ２を通じて
昇圧後の平滑電圧が出力され、これが必要に応じて２次
側出力電圧ＶOUT1として出力される。
昇圧後の平滑電圧が出力され、これが必要に応じて２次
側出力電圧ＶOUT1として出力される。
【０００８】この電源装置１では、上記平滑電圧を制御
回路６を介して上記ＰＷＭ回路３に帰還する帰還ループ
を構成しており、当該制御回路６が上記帰還された平滑
電圧に基づいて上記ＰＷＭ回路３を制御することによっ
て、当該ＰＷＭ回路３から上記平滑電圧を安定化するよ
うなデューティ比で上記スイッチングパルスＰSWを発生
して安定化電源を得るようになされている。
回路６を介して上記ＰＷＭ回路３に帰還する帰還ループ
を構成しており、当該制御回路６が上記帰還された平滑
電圧に基づいて上記ＰＷＭ回路３を制御することによっ
て、当該ＰＷＭ回路３から上記平滑電圧を安定化するよ
うなデューティ比で上記スイッチングパルスＰSWを発生
して安定化電源を得るようになされている。
【０００９】ところで、目的とする２次出力電圧が例え
ば２系統以上必要とされる場合（例えば必要とする電圧
が他の電圧の整数倍でよい場合）、上記従来の電源装置
１においては、上記２次側出力電圧ＶOUT1（以下第一の
２次側出力電圧ＶOUT1とする）を得ると共に、上述した
ように上記チャージポンプ方式（スイッチドキャパシタ
方式）を利用して第二の２次側出力電圧ＶOUT2（例えば
上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1×２の約１０〔Ｖ〕）
を得るようにしている。
ば２系統以上必要とされる場合（例えば必要とする電圧
が他の電圧の整数倍でよい場合）、上記従来の電源装置
１においては、上記２次側出力電圧ＶOUT1（以下第一の
２次側出力電圧ＶOUT1とする）を得ると共に、上述した
ように上記チャージポンプ方式（スイッチドキャパシタ
方式）を利用して第二の２次側出力電圧ＶOUT2（例えば
上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1×２の約１０〔Ｖ〕）
を得るようにしている。
【００１０】すなわち、図５に示す従来の電源装置１に
おいては、上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2を得るため
の構成として、ダイオードＤ５，Ｄ６とコンデンサＣ２
０，Ｃ３０からなるいわゆるチャージポンプ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを設け、更に、例えば上記コンデンサＣ２
０をスイッチングさせるためのインバータＩＣ５及び当
該インバータＩＣ５をスイッチングさせるための例えば
オシレータ１６を有している。これら構成に対して上記
第一の２次側出力電圧ＶOUT1を供給するようにして上記
第二の２次側出力電圧ＶOUT2を得るようにしている。
おいては、上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2を得るため
の構成として、ダイオードＤ５，Ｄ６とコンデンサＣ２
０，Ｃ３０からなるいわゆるチャージポンプ型ＤＣ−Ｄ
Ｃコンバータを設け、更に、例えば上記コンデンサＣ２
０をスイッチングさせるためのインバータＩＣ５及び当
該インバータＩＣ５をスイッチングさせるための例えば
オシレータ１６を有している。これら構成に対して上記
第一の２次側出力電圧ＶOUT1を供給するようにして上記
第二の２次側出力電圧ＶOUT2を得るようにしている。
【００１１】具体的に構成を説明すると、上記ダイオー
ドＤ５の入力端子には上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1
が供給され、当該ダイオードＤ５の出力端子と上記ダイ
オードＤ６の入力端子とは接続されている。また、上記
コンデンサ２０は、（＋）側端子が上記ダイオードＤ５
とＤ６の接続中点と接続され、（−）側端子が上記イン
バータＩＣ５の出力端子と接続されている。更に、上記
ダイオードＤ６の出力端子は、他端が接地された上記コ
ンデンサＣ３０の一端が接続され、このダイオードＤ６
と上記コンデンサＣ３０の接続点の電圧が上記第二の２
次側出力電圧ＶOUT2として取り出されるようになってい
る。
ドＤ５の入力端子には上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1
が供給され、当該ダイオードＤ５の出力端子と上記ダイ
オードＤ６の入力端子とは接続されている。また、上記
コンデンサ２０は、（＋）側端子が上記ダイオードＤ５
とＤ６の接続中点と接続され、（−）側端子が上記イン
バータＩＣ５の出力端子と接続されている。更に、上記
ダイオードＤ６の出力端子は、他端が接地された上記コ
ンデンサＣ３０の一端が接続され、このダイオードＤ６
と上記コンデンサＣ３０の接続点の電圧が上記第二の２
次側出力電圧ＶOUT2として取り出されるようになってい
る。
【００１２】したがって、上記構成の動作としては、例
えば、上記インバータＩＣ５及びオシレータ１６からな
るスイッチング信号発生手段からのパルスがある時刻に
０〔Ｖ〕であったならば、上記コンデンサＣ２０の
（−）側端子も０〔Ｖ〕に引かれるため、上記ダイオー
ドＤ５が順方向にバイアスされ、このため上記コンデン
サＣ２０の（＋）側端子には５〔Ｖ〕−ＶF が発生す
る。なお、ＶF はダイオードの順方向降下電圧である。
その後、上記スイッチング信号発生手段からのパルスが
上記０〔Ｖ〕から５〔Ｖ〕に変化したならば、上記コン
デンサＣ２０の（−）側端子も上記０〔Ｖ〕から５
〔Ｖ〕までパルス的に変化するため、上記コンデンサＣ
２０の（＋）側端子は先の５〔Ｖ〕−ＶF の状態から更
に５〔Ｖ〕上昇する（すなわち１０〔Ｖ〕−ＶF にな
る）。この時、上記ダイオードＤ２０は逆バイアスさ
れ、ダイオードＤ３０は順バイアスされているため、コ
ンデンサＣ３０にのみ電力が供給される。上述のような
ことから、上記コンデンサＣ３０の電圧は、１０〔Ｖ〕
−２ＶF に安定化されることになる。
えば、上記インバータＩＣ５及びオシレータ１６からな
るスイッチング信号発生手段からのパルスがある時刻に
０〔Ｖ〕であったならば、上記コンデンサＣ２０の
（−）側端子も０〔Ｖ〕に引かれるため、上記ダイオー
ドＤ５が順方向にバイアスされ、このため上記コンデン
サＣ２０の（＋）側端子には５〔Ｖ〕−ＶF が発生す
る。なお、ＶF はダイオードの順方向降下電圧である。
その後、上記スイッチング信号発生手段からのパルスが
上記０〔Ｖ〕から５〔Ｖ〕に変化したならば、上記コン
デンサＣ２０の（−）側端子も上記０〔Ｖ〕から５
〔Ｖ〕までパルス的に変化するため、上記コンデンサＣ
２０の（＋）側端子は先の５〔Ｖ〕−ＶF の状態から更
に５〔Ｖ〕上昇する（すなわち１０〔Ｖ〕−ＶF にな
る）。この時、上記ダイオードＤ２０は逆バイアスさ
れ、ダイオードＤ３０は順バイアスされているため、コ
ンデンサＣ３０にのみ電力が供給される。上述のような
ことから、上記コンデンサＣ３０の電圧は、１０〔Ｖ〕
−２ＶF に安定化されることになる。
【００１３】なお、上記第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2は、上記ＰＷＭ回路３にも送られており、上記スイ
ッチング用ＦＥＴのトランジスタＱ１のオン抵抗を下げ
るために当該トランジスタＱ１のゲート駆動用電源とし
て利用されている。
OUT2は、上記ＰＷＭ回路３にも送られており、上記スイ
ッチング用ＦＥＴのトランジスタＱ１のオン抵抗を下げ
るために当該トランジスタＱ１のゲート駆動用電源とし
て利用されている。
【００１４】
【発明が解決しようとする課題】上述したような構成の
従来の電源装置においては、第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2を得るために、上記チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成と共に、上記コンデンサＣ２０をスイッ
チングさせるための上記インバータＩＣ５及び当該イン
バータＩＣ５をスイッチングさせるためのオシレータ１
６が別途必要となり、回路規模の増大、消費電流の増大
を招く。
従来の電源装置においては、第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2を得るために、上記チャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコ
ンバータの構成と共に、上記コンデンサＣ２０をスイッ
チングさせるための上記インバータＩＣ５及び当該イン
バータＩＣ５をスイッチングさせるためのオシレータ１
６が別途必要となり、回路規模の増大、消費電流の増大
を招く。
【００１５】そこで、本発明は、上述のような実情に鑑
みて提案されたものであり、回路規模の増大や、消費電
流の増大を招くことなく、目的とする２次出力電圧を２
系統以上得ることが可能な電源装置を提供することを目
的とするものである。
みて提案されたものであり、回路規模の増大や、消費電
流の増大を招くことなく、目的とする２次出力電圧を２
系統以上得ることが可能な電源装置を提供することを目
的とするものである。
【００１６】
【課題を解決するための手段】本発明の電源装置は、上
述の目的を達成するために提案されたものであり、高周
波チョッパ型のスイッチングレギュレータでなり、１次
電圧が供給される昇圧用チョークコイルと、当該昇圧用
チョークコイルから供給される電圧をスイッチングする
スイッチング素子と、上記昇圧用チョークコイルと上記
スイッチング素子との中点に生成された電圧を平滑化す
る平滑手段とが設けられ、当該平滑手段を介した昇圧さ
れた２次電圧を得る電源装置であって、上記平滑手段か
らの第一の２次電圧が入力端子に供給される第一の１方
向導通手段と、当該第一の１方向導通手段の出力端子が
入力端子と接続される第二の１方向導通手段と、上記第
一，第二の１方向導通手段の中点に一端が接続されると
共に、他端が上記昇圧用チョークコイルと上記スイッチ
ング素子との中点に接続される第一のキャパシタと、上
記第二の１方向導通手段の出力端子が一端と接続され、
他端が接地された第二のキャパシタとを有し、上記第二
の１方向導通手段の出力端子と上記第二のキャパシタの
上記一端との接続点の電圧を第二の２次電圧として得る
ようにしたものである。
述の目的を達成するために提案されたものであり、高周
波チョッパ型のスイッチングレギュレータでなり、１次
電圧が供給される昇圧用チョークコイルと、当該昇圧用
チョークコイルから供給される電圧をスイッチングする
スイッチング素子と、上記昇圧用チョークコイルと上記
スイッチング素子との中点に生成された電圧を平滑化す
る平滑手段とが設けられ、当該平滑手段を介した昇圧さ
れた２次電圧を得る電源装置であって、上記平滑手段か
らの第一の２次電圧が入力端子に供給される第一の１方
向導通手段と、当該第一の１方向導通手段の出力端子が
入力端子と接続される第二の１方向導通手段と、上記第
一，第二の１方向導通手段の中点に一端が接続されると
共に、他端が上記昇圧用チョークコイルと上記スイッチ
ング素子との中点に接続される第一のキャパシタと、上
記第二の１方向導通手段の出力端子が一端と接続され、
他端が接地された第二のキャパシタとを有し、上記第二
の１方向導通手段の出力端子と上記第二のキャパシタの
上記一端との接続点の電圧を第二の２次電圧として得る
ようにしたものである。
【００１７】言い換えれば、本発明の電源装置は、コイ
ルやトランスを用いたスイッチングレギュレータにおい
て目的とする２次出力電圧以外に、キャパシタとダイオ
ード（又は半導体スイッチ）を用い、本来の２次出力電
圧を得るために発生しているコイルやトランスのスイッ
チングパルスを利用して高効率にかつ簡便に更に別の昇
圧電圧を得られるような電源回路であり、新たに例えば
インバータやオシレータからなるスイッチング信号発生
手段を構成しなくてもキャパシタとダイオードを用いる
のみで別系統の昇圧電圧を得ることができるものであ
る。
ルやトランスを用いたスイッチングレギュレータにおい
て目的とする２次出力電圧以外に、キャパシタとダイオ
ード（又は半導体スイッチ）を用い、本来の２次出力電
圧を得るために発生しているコイルやトランスのスイッ
チングパルスを利用して高効率にかつ簡便に更に別の昇
圧電圧を得られるような電源回路であり、新たに例えば
インバータやオシレータからなるスイッチング信号発生
手段を構成しなくてもキャパシタとダイオードを用いる
のみで別系統の昇圧電圧を得ることができるものであ
る。
【００１８】また、本発明においては、上記第二の２次
電圧が供給され、この第二の２次電圧に基づいて上記ス
イッチング素子をスイッチングするためのスイッチング
駆動電圧を生成する駆動電圧生成手段をも有している。
電圧が供給され、この第二の２次電圧に基づいて上記ス
イッチング素子をスイッチングするためのスイッチング
駆動電圧を生成する駆動電圧生成手段をも有している。
【００１９】
【作用】本発明の電源装置によれば、昇圧用チョークコ
イルの出力をチャージポンプのキャパシタのスイッチン
グ信号（電圧）として用いているため、別系統のスイッ
チング信号発生手段が不要となる。
イルの出力をチャージポンプのキャパシタのスイッチン
グ信号（電圧）として用いているため、別系統のスイッ
チング信号発生手段が不要となる。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の実施例を図面を参照しながら
説明する。
説明する。
【００２１】図１に本発明の第一の実施例の電源装置３
０の構成を示す。この図１において、前述した図５と同
一の構成要素には、同一の指示符号を付している。
０の構成を示す。この図１において、前述した図５と同
一の構成要素には、同一の指示符号を付している。
【００２２】本実施例の電源装置３０は、図１に示すよ
うに、高周波チョッパ型のスイッチングレギュレータで
なり、１次入力電圧ＶIN（例えば１〔Ｖ〕或いは乾電池
の１．５〔Ｖ〕）が供給される昇圧用チョークコイルＬ
１と、当該昇圧用チョークコイルＬ１から供給される電
圧をスイッチングするスイッチング素子であるＮチャン
ネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１と、上記昇
圧用チョークコイルＬ１と上記トランジスタＱ１との接
続中点に生成された電圧を平滑化する平滑フィルタ２と
が設けられ、当該平滑フィルタ２を介した昇圧された２
次電圧を得るものであると共に、上記平滑フィルタ２か
らの２次電圧（以下第一の２次側出力電圧ＶOUT1とす
る）が入力端子に供給される第一の１方向導通手段であ
るダイオードＤ５と、当該ダイオードＤ５の出力端子が
入力端子と接続される第二の１方向導通手段であるダイ
オードＤ６と、上記ダイオードＤ５，Ｄ６の接続中点に
一端が接続されると共に他端が上記昇圧用チョークコイ
ルＬ１と上記トランジスタＱ１との中点に接続される第
一のキャパシタであるコンデンサＣ２０と、上記ダイオ
ードＤ６の出力端子が一端と接続され他端が接地された
第二のキャパシタであるコンデンサＣ３０とを有し、上
記ダイオードＤ６の出力端子と上記コンデンサＣ３０の
上記一端との接続点の電圧を別の２次電圧（以下第二の
２次側出力電圧ＶOUT2とする）として得るようにしたも
のである。
うに、高周波チョッパ型のスイッチングレギュレータで
なり、１次入力電圧ＶIN（例えば１〔Ｖ〕或いは乾電池
の１．５〔Ｖ〕）が供給される昇圧用チョークコイルＬ
１と、当該昇圧用チョークコイルＬ１から供給される電
圧をスイッチングするスイッチング素子であるＮチャン
ネルの電界効果トランジスタ（ＦＥＴ）Ｑ１と、上記昇
圧用チョークコイルＬ１と上記トランジスタＱ１との接
続中点に生成された電圧を平滑化する平滑フィルタ２と
が設けられ、当該平滑フィルタ２を介した昇圧された２
次電圧を得るものであると共に、上記平滑フィルタ２か
らの２次電圧（以下第一の２次側出力電圧ＶOUT1とす
る）が入力端子に供給される第一の１方向導通手段であ
るダイオードＤ５と、当該ダイオードＤ５の出力端子が
入力端子と接続される第二の１方向導通手段であるダイ
オードＤ６と、上記ダイオードＤ５，Ｄ６の接続中点に
一端が接続されると共に他端が上記昇圧用チョークコイ
ルＬ１と上記トランジスタＱ１との中点に接続される第
一のキャパシタであるコンデンサＣ２０と、上記ダイオ
ードＤ６の出力端子が一端と接続され他端が接地された
第二のキャパシタであるコンデンサＣ３０とを有し、上
記ダイオードＤ６の出力端子と上記コンデンサＣ３０の
上記一端との接続点の電圧を別の２次電圧（以下第二の
２次側出力電圧ＶOUT2とする）として得るようにしたも
のである。
【００２３】言い換えれば、本実施例の電源装置３０
は、昇圧用チョークコイルＬ１（或いはトランス）を用
いたスイッチングレギュレータにおいて目的とする２次
出力電圧（第一の２次側出力電圧ＶOUT1）以外に、キャ
パシタ（コンデンサＣ２０，Ｃ３０）とダイオードＤ
５，Ｄ６（又は半導体スイッチ）を用い、本来の２次出
力電圧（第一の２次側出力電圧ＶOUT1）を得るために発
生している昇圧用チョークコイルＬ１（或いはトラン
ス）のスイッチングパルスを利用して高効率にかつ簡便
に更に別の昇圧電圧（第二の２次側出力電圧ＶOUT2）を
得られるような電源回路であり、新たに前述した図５の
従来例のようなスイッチング信号発生手段を構成しなく
ても上記コンデンサＣ２０，Ｃ３０とダイオードＤ５，
Ｄ６のみの構成で別系統の昇圧電圧（第二の２次側出力
電圧ＶOUT2）を得ることができるものである。
は、昇圧用チョークコイルＬ１（或いはトランス）を用
いたスイッチングレギュレータにおいて目的とする２次
出力電圧（第一の２次側出力電圧ＶOUT1）以外に、キャ
パシタ（コンデンサＣ２０，Ｃ３０）とダイオードＤ
５，Ｄ６（又は半導体スイッチ）を用い、本来の２次出
力電圧（第一の２次側出力電圧ＶOUT1）を得るために発
生している昇圧用チョークコイルＬ１（或いはトラン
ス）のスイッチングパルスを利用して高効率にかつ簡便
に更に別の昇圧電圧（第二の２次側出力電圧ＶOUT2）を
得られるような電源回路であり、新たに前述した図５の
従来例のようなスイッチング信号発生手段を構成しなく
ても上記コンデンサＣ２０，Ｃ３０とダイオードＤ５，
Ｄ６のみの構成で別系統の昇圧電圧（第二の２次側出力
電圧ＶOUT2）を得ることができるものである。
【００２４】また、本実施例装置３０は、上記第二の２
次側出力電圧ＶOUT2が供給され、この第二の２次側出力
電圧ＶOUT2に基づいて上記トランジスタＱ１をスイッチ
ングするためのスイッチング駆動電圧を生成する駆動電
圧生成手段としての例えばレベルシフタ９をも有してい
る。
次側出力電圧ＶOUT2が供給され、この第二の２次側出力
電圧ＶOUT2に基づいて上記トランジスタＱ１をスイッチ
ングするためのスイッチング駆動電圧を生成する駆動電
圧生成手段としての例えばレベルシフタ９をも有してい
る。
【００２５】以下、この図１の構成及び動作を具体的に
説明する。
説明する。
【００２６】本実施例は、例えば乾電池１本の入力電圧
からマイクロコンピュータ（マイコン）等が動作するた
めに必要な電圧まで昇圧する場合等に当てはめることが
できる。
からマイクロコンピュータ（マイコン）等が動作するた
めに必要な電圧まで昇圧する場合等に当てはめることが
できる。
【００２７】この図１において、本実施例の電源装置３
０には、乾電池（図示せず）から入力される１次入力電
圧ＶINが、上記昇圧用チョークコイルＬ１を通じて上記
トランジスタＱ１のドレインに供給されると共に、順方
向に接続された還流ダイオードＤ１を通じて、平滑用フ
ィルタ２に供給される。上記トランジスタＱ１のゲート
にはＰＷＭ回路３で発生したスイッチングパルスＰSWが
入力され、これによりトランジスタＱ１がスイッチング
パルスＰSWに応じてスイッチング動作して昇圧チョッパ
を構成する。この結果、上記平滑用フィルタ２を通じて
昇圧後の平滑電圧が出力され、これが必要に応じて第一
の２次側出力電圧ＶOUT1（例えば５〔Ｖ〕）として出力
される。また、この電源装置３０では、上記平滑電圧を
制御回路６を介して上記ＰＷＭ回路３に帰還する帰還ル
ープを構成しており、当該制御回路６が上記帰還された
平滑電圧に基づいて上記ＰＷＭ回路３を制御することに
よって、当該ＰＷＭ回路３から上記平滑電圧を安定化す
るようなデューティ比で上記スイッチングパルスＰSWを
発生して安定化電源を得るようになされている。以上の
構成は、前述した図５と同様である。
０には、乾電池（図示せず）から入力される１次入力電
圧ＶINが、上記昇圧用チョークコイルＬ１を通じて上記
トランジスタＱ１のドレインに供給されると共に、順方
向に接続された還流ダイオードＤ１を通じて、平滑用フ
ィルタ２に供給される。上記トランジスタＱ１のゲート
にはＰＷＭ回路３で発生したスイッチングパルスＰSWが
入力され、これによりトランジスタＱ１がスイッチング
パルスＰSWに応じてスイッチング動作して昇圧チョッパ
を構成する。この結果、上記平滑用フィルタ２を通じて
昇圧後の平滑電圧が出力され、これが必要に応じて第一
の２次側出力電圧ＶOUT1（例えば５〔Ｖ〕）として出力
される。また、この電源装置３０では、上記平滑電圧を
制御回路６を介して上記ＰＷＭ回路３に帰還する帰還ル
ープを構成しており、当該制御回路６が上記帰還された
平滑電圧に基づいて上記ＰＷＭ回路３を制御することに
よって、当該ＰＷＭ回路３から上記平滑電圧を安定化す
るようなデューティ比で上記スイッチングパルスＰSWを
発生して安定化電源を得るようになされている。以上の
構成は、前述した図５と同様である。
【００２８】本実施例装置３０においては、目的とする
２次出力電圧が例えば２系統以上必要とされる場合（例
えば必要とする電圧が他の電圧の整数倍でよい場合）、
上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1を用いて以下に述べる
ような構成により上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2（例
えば上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1×２の約１０
〔Ｖ〕）を得るようにしている。
２次出力電圧が例えば２系統以上必要とされる場合（例
えば必要とする電圧が他の電圧の整数倍でよい場合）、
上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1を用いて以下に述べる
ような構成により上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2（例
えば上記第一の２次側出力電圧ＶOUT1×２の約１０
〔Ｖ〕）を得るようにしている。
【００２９】すなわち、本実施例装置３０及び前述した
図１に示す従来の電源装置１はともに、上記第二の２次
側出力電圧ＶOUT2を得るための構成として、上記ダイオ
ードＤ５，Ｄ６とコンデンサＣ２０，Ｃ３０からなるい
わゆるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを設けて
いるが、本実施例の電源装置３０では、上記コンデンサ
Ｃ２０をスイッチングさせるためのスイッチング信号と
して、前述した図５の従来例装置１とは異なり、上記昇
圧用チョークコイルＬ１と上記トランジスタＱ１との中
点（端子Ｐ２）のパルスを用いるようにしている。この
構成の上記ダイオードＤ５の入力端子に上記第一の２次
側出力電圧ＶOUT1を供給するようにして上記第二の２次
側出力電圧ＶOUT2を得るようにしている。
図１に示す従来の電源装置１はともに、上記第二の２次
側出力電圧ＶOUT2を得るための構成として、上記ダイオ
ードＤ５，Ｄ６とコンデンサＣ２０，Ｃ３０からなるい
わゆるチャージポンプ型ＤＣ−ＤＣコンバータを設けて
いるが、本実施例の電源装置３０では、上記コンデンサ
Ｃ２０をスイッチングさせるためのスイッチング信号と
して、前述した図５の従来例装置１とは異なり、上記昇
圧用チョークコイルＬ１と上記トランジスタＱ１との中
点（端子Ｐ２）のパルスを用いるようにしている。この
構成の上記ダイオードＤ５の入力端子に上記第一の２次
側出力電圧ＶOUT1を供給するようにして上記第二の２次
側出力電圧ＶOUT2を得るようにしている。
【００３０】具体的にこの構成の動作を図２のタイミン
グチャートを用いて説明する。
グチャートを用いて説明する。
【００３１】すなわち、上記本実施例装置３０の構成の
動作としては、例えば、図２のＡに示すように時刻ｔ１
のタイミングでスイッチングパルスＰSWが“Ｈ”にな
り、上記トランジスタＱ１がオンすると、図２のＢに示
すように当該トランジスタＱ１のドレイン（端子Ｐ２
側）は略０〔Ｖ〕となり、時刻ｔ２のタイミングになっ
てトランジスタＱ１がオフするまでの間は上記１次入力
電圧ＶINから昇圧用チョークコイルＬ１に電流が供給さ
れる。
動作としては、例えば、図２のＡに示すように時刻ｔ１
のタイミングでスイッチングパルスＰSWが“Ｈ”にな
り、上記トランジスタＱ１がオンすると、図２のＢに示
すように当該トランジスタＱ１のドレイン（端子Ｐ２
側）は略０〔Ｖ〕となり、時刻ｔ２のタイミングになっ
てトランジスタＱ１がオフするまでの間は上記１次入力
電圧ＶINから昇圧用チョークコイルＬ１に電流が供給さ
れる。
【００３２】上記時刻ｔ１〜時刻ｔ２間は、上記ダイオ
ードＤ１が逆バイアスされているため、端子Ｐ３の電圧
は図２のＣのように徐々に降下する。また、時刻ｔ１〜
時刻ｔ２間は、上記コンデンサＣ２０の（−）側端子も
上記トランジスタＱ１により０〔Ｖ〕に引かれるため、
上記ダイオードＤ５が順方向にバイアスされ、上記コン
デンサＣ２０の（＋）側端子（端子５）には、５〔Ｖ〕
−ＶF が発生する。なお、ＶF はダイオードの順方向降
下電圧である。
ードＤ１が逆バイアスされているため、端子Ｐ３の電圧
は図２のＣのように徐々に降下する。また、時刻ｔ１〜
時刻ｔ２間は、上記コンデンサＣ２０の（−）側端子も
上記トランジスタＱ１により０〔Ｖ〕に引かれるため、
上記ダイオードＤ５が順方向にバイアスされ、上記コン
デンサＣ２０の（＋）側端子（端子５）には、５〔Ｖ〕
−ＶF が発生する。なお、ＶF はダイオードの順方向降
下電圧である。
【００３３】次に、時刻ｔ２のタイミングにてスイッチ
ングパルスＰSWが“Ｌ”になってトランジスタＱ１がオ
フすると、上記昇圧用チョークコイルＬ１の逆起電圧に
より端子Ｐ２には、図２のＢに示すような電圧（５
〔Ｖ〕＋ＶF ）を発生する。更に、時刻ｔ２〜時刻ｔ３
の間は、上記ダイオードＤ１が順方向にバイアスされ端
子Ｐ３に向かって昇圧用チョークコイルＬ１から電流が
供給されるため、端子Ｐ３の電圧は図２のＣのように徐
々に上昇する。
ングパルスＰSWが“Ｌ”になってトランジスタＱ１がオ
フすると、上記昇圧用チョークコイルＬ１の逆起電圧に
より端子Ｐ２には、図２のＢに示すような電圧（５
〔Ｖ〕＋ＶF ）を発生する。更に、時刻ｔ２〜時刻ｔ３
の間は、上記ダイオードＤ１が順方向にバイアスされ端
子Ｐ３に向かって昇圧用チョークコイルＬ１から電流が
供給されるため、端子Ｐ３の電圧は図２のＣのように徐
々に上昇する。
【００３４】このように時刻ｔ１〜時刻ｔ３の繰り返し
によって、図２のＤに示すように端子４の電圧（２次出
力電圧ＶOUT1）は安定化される。
によって、図２のＤに示すように端子４の電圧（２次出
力電圧ＶOUT1）は安定化される。
【００３５】また、時刻ｔ２〜時刻ｔ３の間は、上記コ
ンデンサＣ２０の（−）側端子が図２のＢに示すように
０〔Ｖ〕から５〔Ｖ〕＋ＶF までパルス的に変化するた
め、上記コンデンサＣ２０の（＋）側端子も５〔Ｖ〕−
ＶF の状態から更に５〔Ｖ〕＋ＶF 上昇する（すなわち
１０〔Ｖ〕になる）。この時、上記ダイオードＤ５は逆
バイアスされ、上記ダイオードＤ６は順バイアスされて
いるため、コンデンサＣ３０にのみ電力が供給される。
ンデンサＣ２０の（−）側端子が図２のＢに示すように
０〔Ｖ〕から５〔Ｖ〕＋ＶF までパルス的に変化するた
め、上記コンデンサＣ２０の（＋）側端子も５〔Ｖ〕−
ＶF の状態から更に５〔Ｖ〕＋ＶF 上昇する（すなわち
１０〔Ｖ〕になる）。この時、上記ダイオードＤ５は逆
バイアスされ、上記ダイオードＤ６は順バイアスされて
いるため、コンデンサＣ３０にのみ電力が供給される。
【００３６】したがって、上記コンデンサＣ３０（端子
Ｐ６）の電圧は、１０〔Ｖ〕−ＶF に安定化される。
Ｐ６）の電圧は、１０〔Ｖ〕−ＶF に安定化される。
【００３７】このようなことから、本実施例装置３０に
おいては、上記ダイオードＤ５，Ｄ７及びコンデンサＣ
２０，Ｃ３０を付加して上記昇圧用チョークコイルＬ１
のスイッチングパルスを利用するだけで、別系統の昇圧
電圧（第二の２次側出力電圧ＶOUT2）を得ることができ
る。
おいては、上記ダイオードＤ５，Ｄ７及びコンデンサＣ
２０，Ｃ３０を付加して上記昇圧用チョークコイルＬ１
のスイッチングパルスを利用するだけで、別系統の昇圧
電圧（第二の２次側出力電圧ＶOUT2）を得ることができ
る。
【００３８】ここで、本実施例装置３０においては、上
記スイッチング用ＦＥＴのトランジスタＱ１のオン抵抗
を下げるために上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2をトラ
ンジスタＱ１のゲート駆動用電源として利用している。
記スイッチング用ＦＥＴのトランジスタＱ１のオン抵抗
を下げるために上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2をトラ
ンジスタＱ１のゲート駆動用電源として利用している。
【００３９】すなわち、上記第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2は、上記レベルシフタ９に送られている。当該レベ
ルシフタ９は、上記ＰＷＭ回路３の出力が供給されるコ
ンパレータ９１と、当該コンパレータ９１の出力がベー
スに供給されるＮＰＮ型トランジスタＱ９２及びＰＮＰ
型トランジスタＱ９３とを有し、上記トランジスタＱ９
２，９３の接続中点が前記トランジスタＱ１のゲートと
接続されている。このトランジスタＱ１に送られる信号
が本実施例におけるスイッチングパルスＰSWとなってい
る。
OUT2は、上記レベルシフタ９に送られている。当該レベ
ルシフタ９は、上記ＰＷＭ回路３の出力が供給されるコ
ンパレータ９１と、当該コンパレータ９１の出力がベー
スに供給されるＮＰＮ型トランジスタＱ９２及びＰＮＰ
型トランジスタＱ９３とを有し、上記トランジスタＱ９
２，９３の接続中点が前記トランジスタＱ１のゲートと
接続されている。このトランジスタＱ１に送られる信号
が本実施例におけるスイッチングパルスＰSWとなってい
る。
【００４０】上述したように、第一の実施例装置３０に
おいては、前述の図５に示した従来例装置１と異なり、
スイッチング信号発生手段等の別回路が要らないため、
回路規模が小さく、かつ、消費電流も少なくなる。
おいては、前述の図５に示した従来例装置１と異なり、
スイッチング信号発生手段等の別回路が要らないため、
回路規模が小さく、かつ、消費電流も少なくなる。
【００４１】また、この第一の実施例によれば、上記第
二の２次側出力電圧ＶOUT2として得られる電圧が、前記
従来例装置１では１０〔Ｖ〕−２ＶF であったのに対し
て本実施例回路３０では、１０〔Ｖ〕−ＶF となり、電
圧降下が少なく効率的である。このように電圧降下が少
ないのは、本実施例のチャージポンプの構成に対して上
記ダイオードＤ１の降下電圧分より高い電圧が上記昇圧
用チョークコイルＬ１から供給されるためである。すな
わち、本実施例装置３０においては、前記従来例装置１
のオシレータ１６で発生するパルスよりも高い振幅（オ
シレータ１６は最大振幅でも０〔Ｖ〕〜５〔Ｖ〕まで完
全に振れることはない）の上記昇圧用チョークコイルＬ
１からの信号をチャージポンプのスイッチング信号とし
て用いているため、効率的な昇圧が可能となっている。
これにより、上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2も従来例
より高くなり、上記トランジスタＱ１に送られるゲート
電圧も有利となる。
二の２次側出力電圧ＶOUT2として得られる電圧が、前記
従来例装置１では１０〔Ｖ〕−２ＶF であったのに対し
て本実施例回路３０では、１０〔Ｖ〕−ＶF となり、電
圧降下が少なく効率的である。このように電圧降下が少
ないのは、本実施例のチャージポンプの構成に対して上
記ダイオードＤ１の降下電圧分より高い電圧が上記昇圧
用チョークコイルＬ１から供給されるためである。すな
わち、本実施例装置３０においては、前記従来例装置１
のオシレータ１６で発生するパルスよりも高い振幅（オ
シレータ１６は最大振幅でも０〔Ｖ〕〜５〔Ｖ〕まで完
全に振れることはない）の上記昇圧用チョークコイルＬ
１からの信号をチャージポンプのスイッチング信号とし
て用いているため、効率的な昇圧が可能となっている。
これにより、上記第二の２次側出力電圧ＶOUT2も従来例
より高くなり、上記トランジスタＱ１に送られるゲート
電圧も有利となる。
【００４２】図３には、本発明の第二の実施例装置４０
の構成を示す。図１との対応部分に同一符号を付して示
す図３においては、図１の実施例装置３０に対して更に
チャージポンプを構成するダイオードＤ７，Ｄ８，コン
デンサＣ２１，Ｃ３１を付加することにより、上記第一
の２次側出力電圧ＶOUT1と第二の２次側出力電圧ＶOUT2
（ＶOUT1×２）のみでなく更に第三の２次側出力電圧Ｖ
OUT3（ＶOUT1×３）の昇圧電圧をも得られるようになっ
ている。
の構成を示す。図１との対応部分に同一符号を付して示
す図３においては、図１の実施例装置３０に対して更に
チャージポンプを構成するダイオードＤ７，Ｄ８，コン
デンサＣ２１，Ｃ３１を付加することにより、上記第一
の２次側出力電圧ＶOUT1と第二の２次側出力電圧ＶOUT2
（ＶOUT1×２）のみでなく更に第三の２次側出力電圧Ｖ
OUT3（ＶOUT1×３）の昇圧電圧をも得られるようになっ
ている。
【００４３】すなわち、この図３の構成においては、上
記図１のダイオードＤ５，Ｄ６及びコンデンサＣ２０，
Ｃ３０からなるチャージポンプの出力（第二の２次側出
力電圧ＶOUT2）を、更に、同様の構成である上記ダイオ
ードＤ７，Ｄ８及びコンデンサＣ２１，Ｃ３１からなる
チャージポンプに供給することで、上記第三の２次側出
力電圧ＶOUT3を得ることが可能となっている。
記図１のダイオードＤ５，Ｄ６及びコンデンサＣ２０，
Ｃ３０からなるチャージポンプの出力（第二の２次側出
力電圧ＶOUT2）を、更に、同様の構成である上記ダイオ
ードＤ７，Ｄ８及びコンデンサＣ２１，Ｃ３１からなる
チャージポンプに供給することで、上記第三の２次側出
力電圧ＶOUT3を得ることが可能となっている。
【００４４】なお、この図３の構成において、チャージ
ポンプを更に多段に構成すれば、より高い電圧を得るこ
とも可能となる。
ポンプを更に多段に構成すれば、より高い電圧を得るこ
とも可能となる。
【００４５】図４には、本発明の第三の実施例装置５０
の構成を示す。図１との対応部分に同一符号を付して示
す図４においては、図１の実施例装置３０のＦＥＴのト
ランジスタＱ１をバイポーラトランジスタＱ１０に代え
ると共に、ダイオードＤ５，Ｄ６に代えて半導体スイッ
チＳＷ１０，ＳＷ２０を用いた例であり、ＩＣ化する際
等に応用し易くしたものである。
の構成を示す。図１との対応部分に同一符号を付して示
す図４においては、図１の実施例装置３０のＦＥＴのト
ランジスタＱ１をバイポーラトランジスタＱ１０に代え
ると共に、ダイオードＤ５，Ｄ６に代えて半導体スイッ
チＳＷ１０，ＳＷ２０を用いた例であり、ＩＣ化する際
等に応用し易くしたものである。
【００４６】ここで、この図４の実施例構成とした場
合、上記半導体スイッチＳＷ１０，ＳＷ２０はオンした
場合双方向に導通するので、前記第一，第二の実施例の
ダイオードＤ５，Ｄ６と同様に１方向導通素子として用
いるためには、当該半導体スイッチＳＷ１０，ＳＷ２０
のオンするタイミングを上記チョークコイルＬ１のオン
するタイミングと同期させる。すなわち、インバータＩ
Ｃ６をコントロールする信号は、トランジスタＱ１０を
オン／オフしている信号と同期させている。なお、この
場合、前記従来例のようにオン／オフのデューティ比が
必ずしも５０％である必要はない。具体的に言うと、ト
ランジスタＱ１０がオンするときにスイッチＳＷ１がオ
ン（スイッチＳＷ２はオフ）し、トランジスタＱ１０が
オフするときにスイッチＳＷ２がオン（スイッチＳＷ１
はオフ）するようにさせる。
合、上記半導体スイッチＳＷ１０，ＳＷ２０はオンした
場合双方向に導通するので、前記第一，第二の実施例の
ダイオードＤ５，Ｄ６と同様に１方向導通素子として用
いるためには、当該半導体スイッチＳＷ１０，ＳＷ２０
のオンするタイミングを上記チョークコイルＬ１のオン
するタイミングと同期させる。すなわち、インバータＩ
Ｃ６をコントロールする信号は、トランジスタＱ１０を
オン／オフしている信号と同期させている。なお、この
場合、前記従来例のようにオン／オフのデューティ比が
必ずしも５０％である必要はない。具体的に言うと、ト
ランジスタＱ１０がオンするときにスイッチＳＷ１がオ
ン（スイッチＳＷ２はオフ）し、トランジスタＱ１０が
オフするときにスイッチＳＷ２がオン（スイッチＳＷ１
はオフ）するようにさせる。
【００４７】なお、図４の実施例ではトランジスタＱ１
０を用いたが前述の各実施例のように電界効果トランジ
スタを用いても良い。本実施例のようにバイポーラトラ
ンジスタを用いれば、ＦＥＴを用いた場合のようにオン
抵抗を下げるための例えば１０〔Ｖ〕の電圧が不要とな
り、したがって、この第三の実施例の構成によれば、前
記図１，図３の構成のように第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2を帰還しなくてもよい。
０を用いたが前述の各実施例のように電界効果トランジ
スタを用いても良い。本実施例のようにバイポーラトラ
ンジスタを用いれば、ＦＥＴを用いた場合のようにオン
抵抗を下げるための例えば１０〔Ｖ〕の電圧が不要とな
り、したがって、この第三の実施例の構成によれば、前
記図１，図３の構成のように第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2を帰還しなくてもよい。
【００４８】この第三の実施例装置５０においては、Ｉ
Ｃ化が容易となり、更に、上記スイッチＳＷ１０，ＳＷ
２０のオン抵抗が低ければ前記第一，第二の実施例のよ
うなダイオードＤ５，Ｄ６の電圧降下分の電圧ロスが無
くなる。
Ｃ化が容易となり、更に、上記スイッチＳＷ１０，ＳＷ
２０のオン抵抗が低ければ前記第一，第二の実施例のよ
うなダイオードＤ５，Ｄ６の電圧降下分の電圧ロスが無
くなる。
【００４９】
【発明の効果】上述のように、本発明の電源装置におい
ては、キャパシタと１方向導通手段を付加するだけで、
最も簡便に別系統の昇圧電圧を得る（２次側出力電圧を
２系統以上得る）ことができ、回路規模が大型化するこ
とがない。また、昇圧用チョークコイルのスイッチング
パルスをチャージポンプのスイッチング信号として利用
しているため、新たなスイッチング信号発生手段を設け
る場合に比べて消費電力が少なく、昇圧効果の点でも有
利となる。更に、集積回路化する場合にも、ピン数の削
減が可能となり、特に、例えばＦＥＴのオン抵抗を下げ
るためにゲート駆動回路用に昇圧した電圧が必要となる
場合等に有用である。
ては、キャパシタと１方向導通手段を付加するだけで、
最も簡便に別系統の昇圧電圧を得る（２次側出力電圧を
２系統以上得る）ことができ、回路規模が大型化するこ
とがない。また、昇圧用チョークコイルのスイッチング
パルスをチャージポンプのスイッチング信号として利用
しているため、新たなスイッチング信号発生手段を設け
る場合に比べて消費電力が少なく、昇圧効果の点でも有
利となる。更に、集積回路化する場合にも、ピン数の削
減が可能となり、特に、例えばＦＥＴのオン抵抗を下げ
るためにゲート駆動回路用に昇圧した電圧が必要となる
場合等に有用である。
【図１】本発明の第一の実施例の電源装置の概略構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図２】本実施例の構成の各部の波形図である。
【図３】本発明の第二の実施例の電源装置の概略構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図４】本発明の第三の実施例の電源装置の概略構成を
示す回路図である。
示す回路図である。
【図５】従来の電源装置の構成を示す回路図である。
３０・・・・・・・・電源回路 ２・・・・・・・・・平滑フィルタ ３・・・・・・・・・ＰＷＭ回路 ６・・・・・・・・・制御回路 ９・・・・・・・・・レベルシフタ Ｑ１・・・・・・・・電界効果トランジスタ Ｄ１，Ｄ５，Ｄ６・・ダイオード Ｃ１，Ｃ２，Ｃ２０，Ｃ３０・・コンデンサ Ｌ１・・・・・・・・昇圧用チョークコイル
─────────────────────────────────────────────────────
【手続補正書】
【提出日】平成４年７月３０日
【手続補正１】
【補正対象書類名】明細書
【補正対象項目名】００３９
【補正方法】変更
【補正内容】
【００３９】 すなわち、上記第二の２次側出力電圧Ｖ
OUT2は、上記レベルシフタ９に送られている。当該レベ
ルシフタ９は、コンパレータ９１と、電界効果トランジ
スタＱ９４，Ｑ９５，Ｑ９６，Ｑ９７とからなるもので
ある。ここで、上記コンパレータ９１の入力端子には上
記ＰＷＭ回路３の出力が供給され、当該コンパレータ９
１の出力端子とトランジスタＱ９５のゲートが接続され
ている。また、トランジスタＱ９５とＱ９６の各ソース
は接地され、トランジスタＱ９５のドレインはトランジ
スタＱ９４のドレインと接続され、トランジスタＱ９６
のドレインはトランジスタＱ９７のドレインと接続され
ている。これらトランジスタＱ９４とＱ９５の各ドレイ
ン間の接続中点はトランジスタＱ９７のゲートと接続さ
れ、トランジスタＱ９７とＱ９６の各ドレイン間の接続
中点はトランジスタＱ９４のゲートと接続されている。
さらに、上記トランジスタＱ９４とＱ９７のソースは共
に１０Ｖ電圧源に接続されており、上記トランジスタＱ
９６のゲートは上記コンパレータ９１の入力端子と接続
されている。またさらに、上記トランジスタＱ９７とＱ
９６の各ドレイン間の接続中点が上記トランジスタＱ１
のゲートと接続されている。このトランジスタＱ１に送
られる信号が本実施例におけるスイッチングパルスＰSW
となっている。
OUT2は、上記レベルシフタ９に送られている。当該レベ
ルシフタ９は、コンパレータ９１と、電界効果トランジ
スタＱ９４，Ｑ９５，Ｑ９６，Ｑ９７とからなるもので
ある。ここで、上記コンパレータ９１の入力端子には上
記ＰＷＭ回路３の出力が供給され、当該コンパレータ９
１の出力端子とトランジスタＱ９５のゲートが接続され
ている。また、トランジスタＱ９５とＱ９６の各ソース
は接地され、トランジスタＱ９５のドレインはトランジ
スタＱ９４のドレインと接続され、トランジスタＱ９６
のドレインはトランジスタＱ９７のドレインと接続され
ている。これらトランジスタＱ９４とＱ９５の各ドレイ
ン間の接続中点はトランジスタＱ９７のゲートと接続さ
れ、トランジスタＱ９７とＱ９６の各ドレイン間の接続
中点はトランジスタＱ９４のゲートと接続されている。
さらに、上記トランジスタＱ９４とＱ９７のソースは共
に１０Ｖ電圧源に接続されており、上記トランジスタＱ
９６のゲートは上記コンパレータ９１の入力端子と接続
されている。またさらに、上記トランジスタＱ９７とＱ
９６の各ドレイン間の接続中点が上記トランジスタＱ１
のゲートと接続されている。このトランジスタＱ１に送
られる信号が本実施例におけるスイッチングパルスＰSW
となっている。
【手続補正２】
【補正対象書類名】図面
【補正対象項目名】図１
【補正方法】変更
【補正内容】
【図１】
Claims (2)
- 【請求項１】 高周波チョッパ型のスイッチングレギュ
レータでなり、１次電圧が供給される昇圧用チョークコ
イルと、当該昇圧用チョークコイルから供給される電圧
をスイッチングするスイッチング素子と、上記昇圧用チ
ョークコイルと上記スイッチング素子との中点に生成さ
れた電圧を平滑化する平滑手段とが設けられ、当該平滑
手段を介した昇圧された２次電圧を得る電源装置におい
て、 上記平滑手段からの第一の２次電圧が入力端子に供給さ
れる第一の１方向導通手段と、 入力端子が上記第一の１方向導通手段の出力端子と接続
される第二の１方向導通手段と、 上記第一，第二の１方向導通手段の中点に一端が接続さ
れると共に、他端が上記昇圧用チョークコイルと上記ス
イッチング素子との中点に接続される第一のキャパシタ
と、 上記第二の１方向導通手段の出力端子が一端と接続さ
れ、他端が接地された第二のキャパシタとを有し、 上記第二の１方向導通手段の出力端子と上記第二のキャ
パシタの上記一端との接続点の電圧を第二の２次電圧と
して得ることを特徴とする電源装置。 - 【請求項２】 上記第二の２次電圧が供給され、この第
二の２次電圧に基づいて上記スイッチング素子をスイッ
チングするためのスイッチング駆動電圧を生成する駆動
電圧生成手段を有することを特徴とする請求項１記載の
電源装置。
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2168092A JPH05191970A (ja) | 1992-01-13 | 1992-01-13 | 電源装置 |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2168092A JPH05191970A (ja) | 1992-01-13 | 1992-01-13 | 電源装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05191970A true JPH05191970A (ja) | 1993-07-30 |
Family
ID=12061782
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2168092A Withdrawn JPH05191970A (ja) | 1992-01-13 | 1992-01-13 | 電源装置 |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05191970A (ja) |
Cited By (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| EP0637874B1 (de) * | 1993-08-02 | 1998-04-01 | Siemens Aktiengesellschaft | MOS-Schaltstufe |
| JP2007037208A (ja) * | 2005-07-22 | 2007-02-08 | Koito Mfg Co Ltd | 電源装置 |
| US7400120B2 (en) | 2005-09-12 | 2008-07-15 | Mitsubishi Denki Kabushiki Kaisha | Constant voltage control device |
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- 1992-01-13 JP JP2168092A patent/JPH05191970A/ja not_active Withdrawn
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