JPH05183468A - 送受信装置 - Google Patents
送受信装置Info
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- JPH05183468A JPH05183468A JP3346621A JP34662191A JPH05183468A JP H05183468 A JPH05183468 A JP H05183468A JP 3346621 A JP3346621 A JP 3346621A JP 34662191 A JP34662191 A JP 34662191A JP H05183468 A JPH05183468 A JP H05183468A
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- JP
- Japan
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- circuit
- transmission
- signal
- reception
- supplied
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-
- H—ELECTRICITY
- H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
- H04B—TRANSMISSION
- H04B7/00—Radio transmission systems, i.e. using radiation field
- H04B7/24—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts
- H04B7/26—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile
- H04B7/2643—Radio transmission systems, i.e. using radiation field for communication between two or more posts at least one of which is mobile using time-division multiple access [TDMA]
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- Engineering & Computer Science (AREA)
- Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
- Signal Processing (AREA)
- Transceivers (AREA)
- Transmitters (AREA)
Abstract
(57)【要約】
【目的】 ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式により通信が行われる
送受信装置において、簡単な構成で受信回路側に妨害を
与えないものを提供する。 【構成】 １つのチャンネルを送信スロットと受信スロ
ットとに時分割し、１つのチャンネルの送信スロット及
び受信スロットに、送信及び受信を時分割で行うと共
に、チャンネル選択用の周波数シンセサイザを送受信で
共用するようにした送受信装置において、送信回路の変
調回路４０に、所定の周波数に変調する変調手段４１
と、この変調手段４１の出力信号を所望の中間周波数に
する逓倍回路４４とを設け、送信スロットの期間には、
逓倍回路４４への電源の供給を停止させるようにした。
送受信装置において、簡単な構成で受信回路側に妨害を
与えないものを提供する。 【構成】 １つのチャンネルを送信スロットと受信スロ
ットとに時分割し、１つのチャンネルの送信スロット及
び受信スロットに、送信及び受信を時分割で行うと共
に、チャンネル選択用の周波数シンセサイザを送受信で
共用するようにした送受信装置において、送信回路の変
調回路４０に、所定の周波数に変調する変調手段４１
と、この変調手段４１の出力信号を所望の中間周波数に
する逓倍回路４４とを設け、送信スロットの期間には、
逓倍回路４４への電源の供給を停止させるようにした。
Description
【０００１】
【産業上の利用分野】本発明は、送信と受信とを時間的
に異ならせて時分割で行うＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受
信装置に関する。
に異ならせて時分割で行うＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受
信装置に関する。
【０００２】
【従来の技術】テレポイントシステムなどで使用される
ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受信装置においては、送信周
波数と受信周波数とが同一とされている。そして、例え
ば図３に示すように、送信スロットＴ１〜Ｔ４と、受信
スロットＲ１〜Ｒ４とにより１フレームが構成されると
共に、スロットＴ１とＲ１、Ｔ２とＲ２、Ｔ３とＲ３、
Ｔ４とＲ４とがそれぞれペアで使用される。
ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送受信装置においては、送信周
波数と受信周波数とが同一とされている。そして、例え
ば図３に示すように、送信スロットＴ１〜Ｔ４と、受信
スロットＲ１〜Ｒ４とにより１フレームが構成されると
共に、スロットＴ１とＲ１、Ｔ２とＲ２、Ｔ３とＲ３、
Ｔ４とＲ４とがそれぞれペアで使用される。
【０００３】この送受信方式は、送信スロットと受信ス
ロットとで送信と受信とを時間的に分離して行うので、
送信周波数と受信周波数とを同一周波数とすることがで
きる特徴があり、各伝送チャンネルの使用効率が高く、
例えばコードレス電話装置に適用した場合には、複数組
のコードレス電話装置で同一周波数を使用でき、同時に
多くのコードレス電話装置で通話ができる。
ロットとで送信と受信とを時間的に分離して行うので、
送信周波数と受信周波数とを同一周波数とすることがで
きる特徴があり、各伝送チャンネルの使用効率が高く、
例えばコードレス電話装置に適用した場合には、複数組
のコードレス電話装置で同一周波数を使用でき、同時に
多くのコードレス電話装置で通話ができる。
【０００４】そして、このような送受信を行うＴＤＭＡ
／ＴＤＤ方式の送受信装置の送信回路及び受信回路は、
例えば図４に示すように構成されている。
／ＴＤＤ方式の送受信装置の送信回路及び受信回路は、
例えば図４に示すように構成されている。
【０００５】図４において、１０は送信回路、２０は受
信回路を示す。そして、送信回路１０において、音声信
号が入力端子１１からデジタル送信処理回路１２に供給
されて、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式による送信のための処理
が行われ、その処理された音声信号が例えば送信スロッ
トＴ１毎に取り出される。
信回路を示す。そして、送信回路１０において、音声信
号が入力端子１１からデジタル送信処理回路１２に供給
されて、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式による送信のための処理
が行われ、その処理された音声信号が例えば送信スロッ
トＴ１毎に取り出される。
【０００６】そして、このデジタル送信処理回路１２か
ら出力されるベースバントの送信信号が変調回路１３に
供給され、所定の中間周波信号ｆ1 に変調された信号に
変換される。ここで、一般にこの変調回路１３での変調
には、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）
が使用され、このＰＬＬ回路の制御によりキャリア信号
（中間周波信号ｆ1 ）で周波数変調された信号を得る。
そして、変調回路１３が出力する中間周波信号ｆ1 が、
混合器１４に供給される。
ら出力されるベースバントの送信信号が変調回路１３に
供給され、所定の中間周波信号ｆ1 に変調された信号に
変換される。ここで、一般にこの変調回路１３での変調
には、ＰＬＬ回路（フェーズ・ロックド・ループ回路）
が使用され、このＰＬＬ回路の制御によりキャリア信号
（中間周波信号ｆ1 ）で周波数変調された信号を得る。
そして、変調回路１３が出力する中間周波信号ｆ1 が、
混合器１４に供給される。
【０００７】そして、ＰＬＬ回路より構成されるＰＬＬ
周波数シンセサイザ３１が出力する周波数信号ｆ2 （以
下この周波数信号ｆ2 をチャンネル選択信号と称する）
が混合器１４に供給され、混合器１４で中間周波信号ｆ
1 にチャンネル選択信号ｆ2 が混合されて、送信周波数
の信号ｆ3 に変換される。そして、この送信周波数とさ
れた送信信号ｆ3 を、アンプ１５とバンドパスフィルタ
１６と高周波スイッチ回路３２を介してアンテナ３３に
供給し、アンテナ３３から無線送信させる。なお、チャ
ンネル選択信号は送受信チャンネルの周波数に応じて周
波数が変化する信号である。
周波数シンセサイザ３１が出力する周波数信号ｆ2 （以
下この周波数信号ｆ2 をチャンネル選択信号と称する）
が混合器１４に供給され、混合器１４で中間周波信号ｆ
1 にチャンネル選択信号ｆ2 が混合されて、送信周波数
の信号ｆ3 に変換される。そして、この送信周波数とさ
れた送信信号ｆ3 を、アンプ１５とバンドパスフィルタ
１６と高周波スイッチ回路３２を介してアンテナ３３に
供給し、アンテナ３３から無線送信させる。なお、チャ
ンネル選択信号は送受信チャンネルの周波数に応じて周
波数が変化する信号である。
【０００８】一方、受信回路２０では、受信スロットＲ
１の期間に送信されてきた信号がアンテナ３３で受信さ
れる。なお、この受信信号の周波数と送信回路１０から
送信される送信信号の周波数とは等しい。
１の期間に送信されてきた信号がアンテナ３３で受信さ
れる。なお、この受信信号の周波数と送信回路１０から
送信される送信信号の周波数とは等しい。
【０００９】そして、この受信信号ｆ3 が高周波スイッ
チ回路３２とバンドパスフィルタ２１とアンプ２１とを
介して混合器２３に供給される。そして、ＰＬＬ周波数
シンセサイザ３１が出力するチャンネル選択信号ｆ2 が
混合器２３に供給され、混合器２３で受信信号にチャン
ネル選択信号ｆ2 が混合されて、中間周波信号ｆ1 （第
１中間周波信号）に変換される。そして、この第１中間
周波信号ｆ1 がバンドパスフィルタ２４を介して混合器
２５に供給される。そして、局部発振器２６が出力する
一定周波数の発振信号ｆ4 を混合器２５に供給させ、こ
の混合器２５での混合で第２中間周波信号ｆ5 とさせ
る。この第２中間周波信号ｆ5 をバンドパスフィルタ２
７を介して復調回路２８に供給し、伝送用に復調された
信号を復調させ、復調信号がデジタル受信処理回路２９
に供給されて、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式による受信のため
の処理が行われ、その処理された音声信号が出力端子３
０に得られる。
チ回路３２とバンドパスフィルタ２１とアンプ２１とを
介して混合器２３に供給される。そして、ＰＬＬ周波数
シンセサイザ３１が出力するチャンネル選択信号ｆ2 が
混合器２３に供給され、混合器２３で受信信号にチャン
ネル選択信号ｆ2 が混合されて、中間周波信号ｆ1 （第
１中間周波信号）に変換される。そして、この第１中間
周波信号ｆ1 がバンドパスフィルタ２４を介して混合器
２５に供給される。そして、局部発振器２６が出力する
一定周波数の発振信号ｆ4 を混合器２５に供給させ、こ
の混合器２５での混合で第２中間周波信号ｆ5 とさせ
る。この第２中間周波信号ｆ5 をバンドパスフィルタ２
７を介して復調回路２８に供給し、伝送用に復調された
信号を復調させ、復調信号がデジタル受信処理回路２９
に供給されて、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式による受信のため
の処理が行われ、その処理された音声信号が出力端子３
０に得られる。
【００１０】この図４に示すＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の送
受信装置では、送信周波数と受信周波数が等しいことを
利用して、送信回路１０での送信チャンネル選択信号発
生回路と、受信回路２０での受信チャンネル選択信号発
生回路とを、１個の周波数シンセサイザ３１で兼用させ
ている。
受信装置では、送信周波数と受信周波数が等しいことを
利用して、送信回路１０での送信チャンネル選択信号発
生回路と、受信回路２０での受信チャンネル選択信号発
生回路とを、１個の周波数シンセサイザ３１で兼用させ
ている。
【００１１】
【発明が解決しようとする課題】ところが、このように
送信回路と受信回路とで送受信チャンネル選択用周波数
シンセサイザを兼用させると、送信回路１０の変調回路
１３が出力する中間周波信号と、受信回路２０の混合器
２３が出力する中間周波信号（第１中間周波信号）とが
等しい周波数ｆ1 になってしまう。このように両回路で
扱う周波数が等しいと、送信回路１０からの中間周波信
号により、受信回路２０側が妨害を受けてしまう不都合
があった。
送信回路と受信回路とで送受信チャンネル選択用周波数
シンセサイザを兼用させると、送信回路１０の変調回路
１３が出力する中間周波信号と、受信回路２０の混合器
２３が出力する中間周波信号（第１中間周波信号）とが
等しい周波数ｆ1 になってしまう。このように両回路で
扱う周波数が等しいと、送信回路１０からの中間周波信
号により、受信回路２０側が妨害を受けてしまう不都合
があった。
【００１２】この妨害を防ぐためには、例えば送信チャ
ンネル選択用周波数シンセサイザと受信チャンネル選択
用周波数シンセサイザとを別体として、送信回路１０と
受信回路２０とで中間周波信号の周波数を変えることも
考えられるが、ＰＬＬ型の周波数シンセサイザは比較的
構成が複雑で、１台の送受信装置が２個備えるのは、コ
スト，設置スペース，消費電力などの点から好ましくな
い。
ンネル選択用周波数シンセサイザと受信チャンネル選択
用周波数シンセサイザとを別体として、送信回路１０と
受信回路２０とで中間周波信号の周波数を変えることも
考えられるが、ＰＬＬ型の周波数シンセサイザは比較的
構成が複雑で、１台の送受信装置が２個備えるのは、コ
スト，設置スペース，消費電力などの点から好ましくな
い。
【００１３】また、１個の周波数シンセサイザの発振周
波数を、送信スロットと受信スロットとで変化させて、
送信回路１０での中間周波数と受信回路２０での中間周
波数とを変化させることも考えられるが、送信スロット
と受信スロットとの間の時間（ガードバンド）はごく僅
か（例えば５０μ秒）であり、このような短時間で発振
周波数を変えることができる周波数シンセサイザは構成
が複雑になってしまう。
波数を、送信スロットと受信スロットとで変化させて、
送信回路１０での中間周波数と受信回路２０での中間周
波数とを変化させることも考えられるが、送信スロット
と受信スロットとの間の時間（ガードバンド）はごく僅
か（例えば５０μ秒）であり、このような短時間で発振
周波数を変えることができる周波数シンセサイザは構成
が複雑になってしまう。
【００１４】また、中間周波数を受信回路側と送信回路
側とで同じにして処理する場合に混信を防ぐためには、
送信側の変調回路を受信スロットＲの期間だけ停止させ
て、受信スロットＲの期間には中間周波数の信号が送信
回路１０側で作成されないようにすることが考えられ
る。ところが、ＰＬＬ回路は作動させてから安定するま
でに時間がかかる不都合があり、受信スロットの期間は
１ｍ秒程度の短時間であり、変調回路１３を構成するＰ
ＬＬ回路の動作を受信スロットＲの期間停止させると、
次の送信スロットＴの期間までにＰＬＬ回路をロックさ
せるのは困難であった。
側とで同じにして処理する場合に混信を防ぐためには、
送信側の変調回路を受信スロットＲの期間だけ停止させ
て、受信スロットＲの期間には中間周波数の信号が送信
回路１０側で作成されないようにすることが考えられ
る。ところが、ＰＬＬ回路は作動させてから安定するま
でに時間がかかる不都合があり、受信スロットの期間は
１ｍ秒程度の短時間であり、変調回路１３を構成するＰ
ＬＬ回路の動作を受信スロットＲの期間停止させると、
次の送信スロットＴの期間までにＰＬＬ回路をロックさ
せるのは困難であった。
【００１５】一方、このようなＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式の
適用が予定されている通信システム（例えばコードレス
電話システム）では、非常に高い周波数（例えば１ＧＨ
ｚ帯）が伝送周波数として使用される予定であり、ＰＬ
Ｌ回路以外の発振回路でこのような高い周波数の変調回
路を組むのは困難であった。
適用が予定されている通信システム（例えばコードレス
電話システム）では、非常に高い周波数（例えば１ＧＨ
ｚ帯）が伝送周波数として使用される予定であり、ＰＬ
Ｌ回路以外の発振回路でこのような高い周波数の変調回
路を組むのは困難であった。
【００１６】従って、ＴＤＭＡ／ＴＤＤ方式では変調回
路がＰＬＬ回路で構成されることになるが、このＰＬＬ
回路の動作を受信スロットＲの期間停止させるのは上述
したように困難であり、変調回路の制御により受信回路
と送信回路との混信を防ぐのは困難であった。
路がＰＬＬ回路で構成されることになるが、このＰＬＬ
回路の動作を受信スロットＲの期間停止させるのは上述
したように困難であり、変調回路の制御により受信回路
と送信回路との混信を防ぐのは困難であった。
【００１７】本発明はかかる点に鑑み、ＴＤＭＡ／ＴＤ
Ｄ方式により通信が行われる送受信装置において、受信
回路側の変調回路の制御で、受信回路と送信回路とが混
信しないようにすることにある。
Ｄ方式により通信が行われる送受信装置において、受信
回路側の変調回路の制御で、受信回路と送信回路とが混
信しないようにすることにある。
【００１８】
【課題を解決するための手段】本発明は、１つのチャン
ネルを送信スロットと受信スロットとに時分割し、１つ
のチャンネルの送信スロット及び受信スロットに、送信
及び受信を時分割で行うと共に、チャンネル選択用の周
波数シンセサイザを送受信で共用するようにした送受信
装置において、例えば図１に示すように、送信回路の変
調回路４０に、所定の周波数に変調する変調手段４１
と、この変調手段４１の出力信号を所望の中間周波数に
する逓倍回路４４とを設け、送信スロットの期間には、
逓倍回路４４への電源の供給を停止させるようにしたも
のである。
ネルを送信スロットと受信スロットとに時分割し、１つ
のチャンネルの送信スロット及び受信スロットに、送信
及び受信を時分割で行うと共に、チャンネル選択用の周
波数シンセサイザを送受信で共用するようにした送受信
装置において、例えば図１に示すように、送信回路の変
調回路４０に、所定の周波数に変調する変調手段４１
と、この変調手段４１の出力信号を所望の中間周波数に
する逓倍回路４４とを設け、送信スロットの期間には、
逓倍回路４４への電源の供給を停止させるようにしたも
のである。
【００１９】
【作用】このようにしたことで、変調手段の出力が逓倍
回路で逓倍されて中間周波信号とされるので、変調手段
での変調周波数を低くすることができると共に、送信ス
ロットの期間には逓倍回路が作動せず、この逓倍回路か
ら変調信号が出力されないので、送信回路内の信号が受
信回路側に悪影響を与えることがない。
回路で逓倍されて中間周波信号とされるので、変調手段
での変調周波数を低くすることができると共に、送信ス
ロットの期間には逓倍回路が作動せず、この逓倍回路か
ら変調信号が出力されないので、送信回路内の信号が受
信回路側に悪影響を与えることがない。
【００２０】
【実施例】以下、本発明の一実施例を図１及び図２を参
照して説明する。この図１及び図２において、図３及び
図４に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。
照して説明する。この図１及び図２において、図３及び
図４に対応する部分には同一符号を付し、その詳細説明
は省略する。
【００２１】本例においては、チャンネル選択用の周波
数シンセサイザを送信と受信とで兼用したＴＤＭＡ／Ｔ
ＤＤ方式の送受信装置に適用したもので、従来例として
図４に示す送受信装置の変調回路１３を、図１に示す変
調回路４０に置き換えたものである。即ち、デジタル送
信処理回路１２（図４参照）から出力されるＴＤＭＡ／
ＴＤＤ方式用の送信処理がなされたベースバンドの送信
データを、端子１２ａを介して変調回路４０の電圧制御
水晶発振器（ＶＣＸＯ）４１に供給する。この電圧制御
水晶発振器４１は、供給される電圧信号により直接水晶
を駆動させる発振器で、３０ＭＨｚまでの比較的低い周
波数を発振することができるものである。
数シンセサイザを送信と受信とで兼用したＴＤＭＡ／Ｔ
ＤＤ方式の送受信装置に適用したもので、従来例として
図４に示す送受信装置の変調回路１３を、図１に示す変
調回路４０に置き換えたものである。即ち、デジタル送
信処理回路１２（図４参照）から出力されるＴＤＭＡ／
ＴＤＤ方式用の送信処理がなされたベースバンドの送信
データを、端子１２ａを介して変調回路４０の電圧制御
水晶発振器（ＶＣＸＯ）４１に供給する。この電圧制御
水晶発振器４１は、供給される電圧信号により直接水晶
を駆動させる発振器で、３０ＭＨｚまでの比較的低い周
波数を発振することができるものである。
【００２２】そして、この電圧制御水晶発振器４１が出
力する発振信号を、バッファ４２とアンプ４３を介して
逓倍回路４４に供給する。この逓倍回路４４は、供給さ
れる信号をｎ倍（ｎは１以上の数）にする回路で、スイ
ッチ４５により駆動電源の供給が制御される。このスイ
ッチ４５は、後述する他のスイッチ４８，４９，５１と
共に、この送受信装置の送受信タイミングを制御する制
御回路（図示せず）によりオン・オフが制御されるもの
で、このスイッチ４５がオン状態であるとき、逓倍回路
４４に電源が供給されて、電圧制御水晶発振器４１から
供給される信号をｎ倍の周波数信号に変換する。
力する発振信号を、バッファ４２とアンプ４３を介して
逓倍回路４４に供給する。この逓倍回路４４は、供給さ
れる信号をｎ倍（ｎは１以上の数）にする回路で、スイ
ッチ４５により駆動電源の供給が制御される。このスイ
ッチ４５は、後述する他のスイッチ４８，４９，５１と
共に、この送受信装置の送受信タイミングを制御する制
御回路（図示せず）によりオン・オフが制御されるもの
で、このスイッチ４５がオン状態であるとき、逓倍回路
４４に電源が供給されて、電圧制御水晶発振器４１から
供給される信号をｎ倍の周波数信号に変換する。
【００２３】そして、この逓倍回路４４の出力を、アン
プ４６を介して整合回路４７に供給する。この整合回路
４７はインピーダンス整合を行う回路で、スイッチ４８
により駆動電源の供給が制御される。そして、このスイ
ッチ４８を介して駆動電源が供給されている間、整合回
路４７に供給される信号のインピーダンス整合を行っ
て、スイッチ４９側に供給する。
プ４６を介して整合回路４７に供給する。この整合回路
４７はインピーダンス整合を行う回路で、スイッチ４８
により駆動電源の供給が制御される。そして、このスイ
ッチ４８を介して駆動電源が供給されている間、整合回
路４７に供給される信号のインピーダンス整合を行っ
て、スイッチ４９側に供給する。
【００２４】そして、このスイッチ４９がオン状態であ
るとき、整合回路４７側から供給される信号をトラップ
回路５０に供給する。このトラップ回路５０は、接続さ
れたスイッチ５１がオン状態であるとき、供給される信
号を接地側に落とす処理が行われる。そして、スイッチ
５１がオフ状態であるときにトラップ回路５０から出力
される信号（即ちトラップされなかった信号）を、変調
回路４０の出力として端子１４ａを介して混合器１４
（図４参照）に供給する。そして、この混合器１４でＰ
ＬＬシンセサイザ３１から供給されるチャンネル選択信
号ｆ2 を混合して中間周波信号ｆ3 にする。
るとき、整合回路４７側から供給される信号をトラップ
回路５０に供給する。このトラップ回路５０は、接続さ
れたスイッチ５１がオン状態であるとき、供給される信
号を接地側に落とす処理が行われる。そして、スイッチ
５１がオフ状態であるときにトラップ回路５０から出力
される信号（即ちトラップされなかった信号）を、変調
回路４０の出力として端子１４ａを介して混合器１４
（図４参照）に供給する。そして、この混合器１４でＰ
ＬＬシンセサイザ３１から供給されるチャンネル選択信
号ｆ2 を混合して中間周波信号ｆ3 にする。
【００２５】ここで、各スイッチ４５，４８，４９，５
１の制御状態について説明すると、次の表１に示すよう
になる。
１の制御状態について説明すると、次の表１に示すよう
になる。
【００２６】
【表１】
【００２７】この表１に示されるように、送信スロット
Ｔの期間では、スイッチ４５，４８，４９がオンにな
る。従って、この送信スロットＴの期間には、逓倍回路
４４と整合回路４７に駆動用電源が供給されると共に、
整合回路４７の出力が変調回路４０の出力として端子１
４ａに供給される。また、受信スロットＲの期間では、
スイッチ５１だけがオンになり、スイッチ４５，４８，
４９はオフ状態であるので、逓倍回路４４と整合回路４
７とは電源が供給されず作動しないと共に、トラップ回
路５０で接地させる処理が行われて、端子１４ａに全く
変調信号が供給されない。
Ｔの期間では、スイッチ４５，４８，４９がオンにな
る。従って、この送信スロットＴの期間には、逓倍回路
４４と整合回路４７に駆動用電源が供給されると共に、
整合回路４７の出力が変調回路４０の出力として端子１
４ａに供給される。また、受信スロットＲの期間では、
スイッチ５１だけがオンになり、スイッチ４５，４８，
４９はオフ状態であるので、逓倍回路４４と整合回路４
７とは電源が供給されず作動しないと共に、トラップ回
路５０で接地させる処理が行われて、端子１４ａに全く
変調信号が供給されない。
【００２８】次に、この変調回路４０の具体的な構成例
を図２に示すと、電圧制御水晶発振器４１からバッファ
４２を介して供給される発振信号を、コンデンサＣ１を
介して逓倍回路４４′に供給する。この逓倍回路４４′
は、アンプ４３，４６も一体的に構成されているもの
で、アンプ４３として作動するＮＰＮ型のトランジスタ
Ｑ１のベースにコンデンサＣ１の出力が供給される。そ
して、このトランジスタＱ１のエミッタを、コンデンサ
Ｃ２と抵抗器Ｒ１との並列回路を介して接地する。さら
に、このトランジスタＱ１のコレクタを、コンデンサＣ
３の一端に接続する。
を図２に示すと、電圧制御水晶発振器４１からバッファ
４２を介して供給される発振信号を、コンデンサＣ１を
介して逓倍回路４４′に供給する。この逓倍回路４４′
は、アンプ４３，４６も一体的に構成されているもの
で、アンプ４３として作動するＮＰＮ型のトランジスタ
Ｑ１のベースにコンデンサＣ１の出力が供給される。そ
して、このトランジスタＱ１のエミッタを、コンデンサ
Ｃ２と抵抗器Ｒ１との並列回路を介して接地する。さら
に、このトランジスタＱ１のコレクタを、コンデンサＣ
３の一端に接続する。
【００２９】そして、一端に電源電圧Ｖccが得られるス
イッチ４５の他端を、コンデンサＣ４を介してコンデン
サＣ３の一端に接続し、コンデンサＣ４と並列にコイル
Ｌ１を接続する。さらに、スイッチ４５とコンデンサＣ
４との接続中点を、コンデンサＣ５を介して接地する。
この場合、スイッチ４５は、制御端子４５ａに得られる
制御信号によりオン，オフが制御される。そして、コン
デンサＣ３の他端を、コイルＬ２の一端とコンデンサＣ
６の一端に接続し、このコイルＬ２の他端とコンデンサ
Ｃ６の他端とを接続する。ここで、この逓倍回路４４′
は、コイルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ４，Ｃ６の定数に
より、逓倍数ｎが決まる。
イッチ４５の他端を、コンデンサＣ４を介してコンデン
サＣ３の一端に接続し、コンデンサＣ４と並列にコイル
Ｌ１を接続する。さらに、スイッチ４５とコンデンサＣ
４との接続中点を、コンデンサＣ５を介して接地する。
この場合、スイッチ４５は、制御端子４５ａに得られる
制御信号によりオン，オフが制御される。そして、コン
デンサＣ３の他端を、コイルＬ２の一端とコンデンサＣ
６の一端に接続し、このコイルＬ２の他端とコンデンサ
Ｃ６の他端とを接続する。ここで、この逓倍回路４４′
は、コイルＬ１，Ｌ２とコンデンサＣ４，Ｃ６の定数に
より、逓倍数ｎが決まる。
【００３０】そして、コンデンサＣ３の他端側（コイル
Ｌ２，コンデンサＣ６の一端側）を、コンデンサＣ７を
介してＮＰＮ型のトランジスタＱ２のベースに接続す
る。このトランジスタＱ２は、アンプ４６として作動す
るものである。そして、トランジスタＱ２のエミッタ
を、コンデンサＣ８と抵抗器Ｒ２との並列回路を介して
接地し、トランジスタＱ２のコレクタを、整合回路４７
を構成するトランスの一方のコイル回路４７ａの一端に
接続する。また、一端に電源電圧Ｖccが得られるスイッ
チ４５の他端を、このコイル回路４７ａの他端に接続
し、このコイル回路４７ａと並列にコンデンサＣ９を接
続する。また、コイル回路４７ａとスイッチ４８との接
続中点を、コンデンサＣ１０を介して接地する。この場
合、スイッチ４８は、制御端子４８ａに得られる制御信
号によりオン，オフが制御される。
Ｌ２，コンデンサＣ６の一端側）を、コンデンサＣ７を
介してＮＰＮ型のトランジスタＱ２のベースに接続す
る。このトランジスタＱ２は、アンプ４６として作動す
るものである。そして、トランジスタＱ２のエミッタ
を、コンデンサＣ８と抵抗器Ｒ２との並列回路を介して
接地し、トランジスタＱ２のコレクタを、整合回路４７
を構成するトランスの一方のコイル回路４７ａの一端に
接続する。また、一端に電源電圧Ｖccが得られるスイッ
チ４５の他端を、このコイル回路４７ａの他端に接続
し、このコイル回路４７ａと並列にコンデンサＣ９を接
続する。また、コイル回路４７ａとスイッチ４８との接
続中点を、コンデンサＣ１０を介して接地する。この場
合、スイッチ４８は、制御端子４８ａに得られる制御信
号によりオン，オフが制御される。
【００３１】そして、整合回路４７を構成するトランス
の他方のコイル回路４７ｂの一端を接地し、他端をスイ
ッチ４９の一端に接続する。このスイッチ４９も、制御
端子４９ａに得られる制御信号によりオン，オフが制御
されるもので、スイッチ４９の他端を端子１４ａ側に接
続すると共に、スイッチ５１を介してトラップ回路を構
成するコンデンサＣ１１とコイルＬ３との直列回路に接
続し、コイルＬ３の端部を接地する。このスイッチ５１
も、制御端子５１ａに得られる制御信号によりオン，オ
フが制御される。
の他方のコイル回路４７ｂの一端を接地し、他端をスイ
ッチ４９の一端に接続する。このスイッチ４９も、制御
端子４９ａに得られる制御信号によりオン，オフが制御
されるもので、スイッチ４９の他端を端子１４ａ側に接
続すると共に、スイッチ５１を介してトラップ回路を構
成するコンデンサＣ１１とコイルＬ３との直列回路に接
続し、コイルＬ３の端部を接地する。このスイッチ５１
も、制御端子５１ａに得られる制御信号によりオン，オ
フが制御される。
【００３２】その他の部分は、従来例として示した図４
の送受信装置と同様に構成する。
の送受信装置と同様に構成する。
【００３３】このように構成される変調回路４０を備え
る送受信装置によると、チャンネル選択用の周波数シン
セサイザ（図４のシンセサイザ１３）を、送信チャンネ
ル選択用と受信チャンネル選択用とで兼用させて、送信
回路と受信回路とで中間周波信号の周波数を同じにした
構成であるにもかかわらず、送信回路側の信号が受信回
路側を妨害することがない。即ち、受信スロットＲの期
間には、スイッチ５１だけがオン状態になり、他のスイ
ッチ４５，４８，４９はオフ状態になることで、逓倍回
路４４と整合回路４７とは電源が供給されず作動しない
と共に、トラップ回路５０で接地させる処理が行われ
て、電圧制御水晶発振器４１からの発振信号を出力させ
る処理が全く行われない。従って、周波数シンセサイザ
を送信回路と受信回路とで兼用させた場合には、両回路
で扱う中間周波信号の周波数が同じであるが、受信スロ
ットＲの期間には、送信回路側では中間周波信号の処理
が全く行われず、受信回路側が送信回路からの中間周波
信号の混信による妨害を受けることがない。また、この
送受信装置の周辺で作動させている他の送受信装置があ
るときには、この他の送受信装置も妨害を受けることが
ない。
る送受信装置によると、チャンネル選択用の周波数シン
セサイザ（図４のシンセサイザ１３）を、送信チャンネ
ル選択用と受信チャンネル選択用とで兼用させて、送信
回路と受信回路とで中間周波信号の周波数を同じにした
構成であるにもかかわらず、送信回路側の信号が受信回
路側を妨害することがない。即ち、受信スロットＲの期
間には、スイッチ５１だけがオン状態になり、他のスイ
ッチ４５，４８，４９はオフ状態になることで、逓倍回
路４４と整合回路４７とは電源が供給されず作動しない
と共に、トラップ回路５０で接地させる処理が行われ
て、電圧制御水晶発振器４１からの発振信号を出力させ
る処理が全く行われない。従って、周波数シンセサイザ
を送信回路と受信回路とで兼用させた場合には、両回路
で扱う中間周波信号の周波数が同じであるが、受信スロ
ットＲの期間には、送信回路側では中間周波信号の処理
が全く行われず、受信回路側が送信回路からの中間周波
信号の混信による妨害を受けることがない。また、この
送受信装置の周辺で作動させている他の送受信装置があ
るときには、この他の送受信装置も妨害を受けることが
ない。
【００３４】また、本例の構成によると、電圧制御水晶
発振器４１の発振出力を逓倍回路４４で逓倍させて中間
周波信号を得るようにしたので、変調回路４０内での変
調手段として、比較的発振周波数の低い電圧制御水晶発
振器４１を使用することができる。この電圧制御水晶発
振器４１は、構成が簡単で安価である。従って、ＰＬＬ
回路のような複雑な回路を変調手段にする必要がなく、
変調回路の構成が簡単になる。
発振器４１の発振出力を逓倍回路４４で逓倍させて中間
周波信号を得るようにしたので、変調回路４０内での変
調手段として、比較的発振周波数の低い電圧制御水晶発
振器４１を使用することができる。この電圧制御水晶発
振器４１は、構成が簡単で安価である。従って、ＰＬＬ
回路のような複雑な回路を変調手段にする必要がなく、
変調回路の構成が簡単になる。
【００３５】なお、上述実施例では複数のスイッチ４
５，４８，４９，５１により、変調回路４０内の動作を
完全に制御するようにしたが、少なくとも逓倍回路４４
を制御するスイッチ４５だけを設ければ、最低限の混信
防止ができる。従って、スイッチ４８，４９，５１は、
実際の妨害波の発生状況により適宜省略することもでき
る。また、逓倍回路４４の出力を増幅するアンプ４６
も、省略することができる。但し、このアンプ４６を省
略すると、変調回路４０が出力する中間周波信号のレベ
ルが小さくなる。
５，４８，４９，５１により、変調回路４０内の動作を
完全に制御するようにしたが、少なくとも逓倍回路４４
を制御するスイッチ４５だけを設ければ、最低限の混信
防止ができる。従って、スイッチ４８，４９，５１は、
実際の妨害波の発生状況により適宜省略することもでき
る。また、逓倍回路４４の出力を増幅するアンプ４６
も、省略することができる。但し、このアンプ４６を省
略すると、変調回路４０が出力する中間周波信号のレベ
ルが小さくなる。
【００３６】また、本発明は上述実施例に限らず、その
他種々の構成が取り得ることは勿論である。
他種々の構成が取り得ることは勿論である。
【００３７】
【発明の効果】本発明によると、変調手段の出力が逓倍
回路で逓倍されて中間周波信号とされるので、変調手段
での変調周波数を低くすることができ、変調手段の構成
としてＰＬＬ回路を使用しない簡単な構成にすることが
できると共に、送信スロットの期間には逓倍回路が作動
せず、この逓倍回路から変調信号が出力されないので、
送信回路内の信号が受信回路側に悪影響を与えることが
ない。
回路で逓倍されて中間周波信号とされるので、変調手段
での変調周波数を低くすることができ、変調手段の構成
としてＰＬＬ回路を使用しない簡単な構成にすることが
できると共に、送信スロットの期間には逓倍回路が作動
せず、この逓倍回路から変調信号が出力されないので、
送信回路内の信号が受信回路側に悪影響を与えることが
ない。
【図１】本発明の一実施例を示す構成図である。
【図２】一実施例の具体的な構成を示す回路図である。
【図３】通信方式の説明に供する構成図である。
【図４】従来例を示す構成図である。
３１ ＰＬＬ周波数シンセサイザ ４０ 変調回路 ４１ 電圧制御水晶発振器 ４４ 逓倍回路 ４５，４８，４９，５１ スイッチ ４７ 整合回路 ５０ トラップ回路
Claims (1)
- 【請求項１】 １つのチャンネルを送信スロットと受信
スロットとに時分割し、上記１つのチャンネルの上記送
信スロット及び上記受信スロットに、送信及び受信を時
分割で行うと共に、 上記チャンネル選択用の周波数シンセサイザを送受信で
共用するようにした送受信装置において、 送信回路の変調回路に、所定の周波数に変調する変調手
段と、該変調手段の出力信号を所望の中間周波数にする
逓倍回路とを設け、 上記送信スロットの期間には、上記逓倍回路への電源の
供給を停止させるようにした送受信装置。
Priority Applications (4)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3346621A JPH05183468A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 送受信装置 |
| EP92121717A EP0548885B1 (en) | 1991-12-27 | 1992-12-21 | TDMA-TDD transmitter-receiver |
| DE69222279T DE69222279T2 (de) | 1991-12-27 | 1992-12-21 | TDMA-TDD Sender-Empfänger |
| US07/996,715 US5339309A (en) | 1991-12-27 | 1992-12-24 | Transmitter-receiver |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3346621A JPH05183468A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 送受信装置 |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05183468A true JPH05183468A (ja) | 1993-07-23 |
Family
ID=18384683
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3346621A Pending JPH05183468A (ja) | 1991-12-27 | 1991-12-27 | 送受信装置 |
Country Status (4)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US5339309A (ja) |
| EP (1) | EP0548885B1 (ja) |
| JP (1) | JPH05183468A (ja) |
| DE (1) | DE69222279T2 (ja) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6233227B1 (en) * | 1996-08-05 | 2001-05-15 | Sony Corporation | Transmitting and receiving apparatus |
Families Citing this family (5)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US5598405A (en) * | 1994-01-25 | 1997-01-28 | Alps Electric Co., Ltd. | Time division multiple access time division duplex type transmitter-receiver |
| JPH088983A (ja) * | 1994-06-15 | 1996-01-12 | Fujitsu Ltd | 装置間ディジタル信号伝送方法並びにディジタル信号送受信装置，ディジタル信号送信装置及びディジタル信号受信装置 |
| JPH0918378A (ja) * | 1995-07-03 | 1997-01-17 | Matsushita Electric Ind Co Ltd | 無線回路 |
| US5896375A (en) * | 1996-07-23 | 1999-04-20 | Ericsson Inc. | Short-range radio communications system and method of use |
| KR100234129B1 (ko) * | 1997-06-21 | 1999-12-15 | 윤종용 | 시분할 교신 방식을 사용하는 디지탈 무선통신장치 및 방법 |
Family Cites Families (6)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US4520474A (en) * | 1983-12-05 | 1985-05-28 | Motorola, Inc. | Duplex communication transceiver with modulation cancellation |
| US4694466A (en) * | 1985-06-03 | 1987-09-15 | Itt Defense Communications, A Division Of Itt Corporation | Time sharing frequency synthesizer |
| EP0292996B1 (en) * | 1987-05-27 | 1994-01-19 | Fujitsu Limited | Digital two-way radiocommunication system using single frequency |
| CA1301253C (en) * | 1988-02-29 | 1992-05-19 | Kuniyoshi Marui | Radio telecommunication apparatus |
| GB8806194D0 (en) * | 1988-03-16 | 1988-04-13 | Shaye Communications Ltd | Transceivers |
| US5239686A (en) * | 1991-04-29 | 1993-08-24 | Echelon Corporation | Transceiver with rapid mode switching capability |
-
1991
- 1991-12-27 JP JP3346621A patent/JPH05183468A/ja active Pending
-
1992
- 1992-12-21 DE DE69222279T patent/DE69222279T2/de not_active Expired - Fee Related
- 1992-12-21 EP EP92121717A patent/EP0548885B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1992-12-24 US US07/996,715 patent/US5339309A/en not_active Expired - Fee Related
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US6233227B1 (en) * | 1996-08-05 | 2001-05-15 | Sony Corporation | Transmitting and receiving apparatus |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| EP0548885B1 (en) | 1997-09-17 |
| EP0548885A3 (en) | 1993-12-01 |
| EP0548885A2 (en) | 1993-06-30 |
| DE69222279T2 (de) | 1998-01-22 |
| DE69222279D1 (de) | 1997-10-23 |
| US5339309A (en) | 1994-08-16 |
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