JPH05174990A - Discharge lamp lighting device - Google Patents
Discharge lamp lighting deviceInfo
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- JPH05174990A JPH05174990A JP3340579A JP34057991A JPH05174990A JP H05174990 A JPH05174990 A JP H05174990A JP 3340579 A JP3340579 A JP 3340579A JP 34057991 A JP34057991 A JP 34057991A JP H05174990 A JPH05174990 A JP H05174990A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】この発明は他励式インバータ回路
を用いた放電灯点灯装置に関するものであり、さらに詳
しくは、他励式インバータ回路の主電流が流れる期間を
変化させることにより蛍光ランプ等の放電灯を調光する
装置に関するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a discharge lamp lighting device using a separately excited inverter circuit, and more specifically, by changing a period during which a main current of the separately excited inverter circuit flows, a fluorescent lamp or the like is discharged. The present invention relates to a device for dimming an electric lamp.
【０００２】[0002]
【従来の技術】図１２は従来の放電灯点灯装置の回路図
である。図中、１は直流電源、２は他励式１石インバー
タ回路、３は放電灯、４は制御回路である。直流電源１
は、商用電源Ｅの交流電圧をダイオードブリッジＤＢで
全波整流し、コンデンサＣ1 で平滑して、直流電圧を作
成している。他励式１石インバータ回路２は、インダク
タ成分を含むドライブトランスＴ1 とスイッチング素子
Ｑ1 よりなり、ドライブトランスＴ1 の１次巻線とスイ
ッチング素子Ｑ1 の直列回路は、直流電源１のコンデン
サＣ1 に並列的に接続されている。ドライブトランスＴ
1 の２次巻線には、インダクタＬ1 を介して放電灯３が
接続されている。スイッチング素子Ｑ1 は制御回路４か
らの制御信号によりオン／オフ制御される。2. Description of the Related Art FIG. 12 is a circuit diagram of a conventional discharge lamp lighting device. In the figure, 1 is a DC power supply, 2 is a separately excited type one-stone inverter circuit, 3 is a discharge lamp, and 4 is a control circuit. DC power supply 1
Generates a DC voltage by full-wave rectifying the AC voltage of the commercial power source E with the diode bridge DB and smoothing it with the capacitor C 1 . Separately-excited stone inverter circuit 2 is made of a drive transformer T 1 and the switching element Q 1 which includes an inductor component, the series circuit of the primary winding and the switching element Q 1 drive transformer T 1 is the DC power supply 1 capacitor C Connected in parallel to 1 . Drive transformer T
The discharge lamp 3 is connected to the secondary winding of 1 through the inductor L 1 . The switching element Q 1 is on / off controlled by a control signal from the control circuit 4.
【０００３】図１３は上記回路の動作波形図であり、Ｍ
ＯＳＦＥＴよりなるスイッチング素子Ｑ1 のドレイン・
ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄ及びスイッチン
グ素子Ｑ1 の制御信号の関係を示している。制御信号が
Ｈｉｇｈレベルになると、スイッチング素子Ｑ1 はオン
となり、ドレイン電流Ｉｄは直線的に増加して行く。ま
た、制御信号がＬｏｗレベルになると、スイッチング素
子Ｑ1 はオフとなり、ドレイン電流Ｉｄはゼロとなっ
て、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓは上昇する。スイッ
チング素子Ｑ1 のオフ期間をｔ1 とし、オン期間をｔ2
とすると、他励式１石インバータ回路２の発振周波数は
１／（ｔ1 ＋ｔ2 ）となる。また、制御信号のオン・デ
ューティにより出力が制御されるものである。FIG. 13 is an operation waveform diagram of the above circuit.
The drain of the switching element Q 1 composed of OSFET
The relationship between the source voltage Vds, the drain current Id, and the control signal of the switching element Q 1 is shown. When the control signal becomes High level, the switching element Q 1 is turned on and the drain current Id linearly increases. When the control signal becomes low level, the switching element Q 1 is turned off, the drain current Id becomes zero, and the drain-source voltage Vds rises. The switching element Q 1 has an off period of t 1 and an on period of t 2
Then, the oscillation frequency of the separately excited one-stone inverter circuit 2 is 1 / (t 1 + t 2 ). The output is controlled by the on-duty of the control signal.
【０００４】この放電灯点灯装置は、制御回路４からの
制御信号でスイッチング素子Ｑ1 のオン・オフ区間を制
御することにより、放電灯３の調光を行うようになって
いる。そのために、制御回路４には可変抵抗が設けられ
ており、この可変抵抗を調整することにより、スイッチ
ング素子Ｑ1 のオン期間の長さを制御している。図１３
に示したスイッチング素子Ｑ1 のオン期間ｔ2 を短くす
ることにより、ドライブトランスＴ1 とスイッチング素
子Ｑ1 に流れるドレイン電流Ｉｄの実効値を減少させる
ことができる。また、ドレイン電流Ｉｄを急峻に断ち切
ることで、ドライブトランスＴ1 に蓄えられた電磁エネ
ルギーにより、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに大きい
ピーク値を持ったはね返り電圧を生じる。このはね返り
電圧を放電灯３の低光束点灯維持電圧として利用すると
共に、ドレイン電流Ｉｄの実効値の減少により、深い調
光レベルを達成することができる。This discharge lamp lighting device is adapted to perform dimming of the discharge lamp 3 by controlling the on / off section of the switching element Q 1 with a control signal from the control circuit 4. Therefore, the control circuit 4 is provided with a variable resistor, and the length of the ON period of the switching element Q 1 is controlled by adjusting the variable resistor. FIG.
By shortening the ON period t 2 of the switching element Q 1 shown in ( 1) , the effective value of the drain current Id flowing through the drive transformer T 1 and the switching element Q 1 can be reduced. Further, by sharply cutting off the drain current Id, a rebound voltage having a large peak value in the drain-source voltage Vds is generated by the electromagnetic energy stored in the drive transformer T 1 . This bounce voltage can be used as a low luminous flux lighting maintaining voltage of the discharge lamp 3 and a deep dimming level can be achieved by reducing the effective value of the drain current Id.
【０００５】しかしながら、スイッチング素子Ｑ1 のオ
ン区間ｔ2 を長くして、全点灯状態に近づけた場合、ド
ライブトランスＴ1 とスイッチング素子Ｑ1 を流れるド
レイン電流Ｉｄは大きくなる。そのために、ドライブト
ランスＴ1 に蓄えられる電磁エネルギーが増加し、前記
スイッチング素子Ｑ1 がオフするときのはね返り電圧は
大きな値となる。よって、スイッチング素子Ｑ1 のスイ
ッチング損失が増大し、スイッチング素子Ｑ1 を破壊す
る可能性が大きい。However, when the ON period t 2 of the switching element Q 1 is lengthened to approach the full lighting state, the drain current Id flowing through the drive transformer T 1 and the switching element Q 1 becomes large. Therefore, the electromagnetic energy stored in the drive transformer T 1 increases, and the rebound voltage when the switching element Q 1 is turned off has a large value. Therefore, the switching loss increases the switching elements Q 1, is likely to destroy the switching elements Q 1.
【０００６】深いレベルの調光を達成する放電灯点灯装
置としては、特開昭６１−２９６６９５号公報に示され
るように、共振回路を有する放電灯点灯装置において、
点灯周波数を共振周波数から遠ざけることにより放電灯
への出力電流を少なくして調光した場合、調光するに従
い、出力電圧のピーク値も次第に減少し、低光束状態で
点灯維持させることができずに放電灯が立ち消えしてし
まい、深いレベルの調光を達成できないという問題を生
じる。この低光束時における放電灯の立ち消えを防止す
るために、一定周期毎に動作周波数を共振周波数に近づ
けて、放電灯を再点弧させ、その再点弧を検出して、調
光レベルに応じた動作周波数に切り替えるという方式が
ある。しかしながら、この方式では、再点弧を検出する
ための検出部や、一定周期をカウントするためのフリッ
プフロップ回路が必要となり、放電灯点灯装置として複
雑な制御回路となる。さらに、動作周波数の切り替え時
に生じる回路素子へのストレスは大きなものとなる。As a discharge lamp lighting device that achieves deep level dimming, a discharge lamp lighting device having a resonance circuit is disclosed in Japanese Patent Laid-Open No. 61-296695.
When dimming by reducing the output current to the discharge lamp by moving the lighting frequency away from the resonance frequency, the peak value of the output voltage gradually decreases as the light is dimmed, and it is not possible to maintain lighting in a low luminous flux state. Then, the discharge lamp goes out, which causes a problem that a deep level dimming cannot be achieved. In order to prevent the discharge lamp from extinguishing when the luminous flux is low, the operating frequency is approached to the resonance frequency at regular intervals, the discharge lamp is re-ignited, and the re-ignition is detected, depending on the dimming level. There is a method of switching to a different operating frequency. However, this method requires a detection unit for detecting re-ignition and a flip-flop circuit for counting a constant period, and thus becomes a complicated control circuit as a discharge lamp lighting device. Further, the stress on the circuit element generated when switching the operating frequency becomes large.
【０００７】また、別の従来例として、特願平０１−０
７５５７２号に示されるように、低光束時に放電灯が立
ち消えすることを防止するために、調光レベルに応じて
直流電圧を出力電圧に重畳する方式や、特開平０２−１
８１３９７号に示されるように、調光レベルに応じて高
周波パルス電圧を重畳する方式があるが、これらは主点
灯回路の他に、直流電圧あるいは高周波パルス電圧を重
畳させる補助電源回路や検出回路が必要となる。As another conventional example, Japanese Patent Application No. 01-0
As disclosed in Japanese Patent No. 755772, in order to prevent the discharge lamp from extinguishing when the luminous flux is low, a method of superimposing a DC voltage on the output voltage according to the dimming level, and Japanese Patent Laid-Open No. 02-1
As shown in No. 81397, there is a method of superimposing a high frequency pulse voltage according to the dimming level. However, in addition to the main lighting circuit, these include an auxiliary power supply circuit and a detection circuit for superimposing a DC voltage or a high frequency pulse voltage. Will be needed.
【０００８】[0008]
【発明が解決しようとする課題】本発明は上述のような
点に鑑みてなされたものであり、その目的とするところ
は、全点灯時にスイッチング素子のスイッチング損失を
低減させ、また、連続的な深い調光レベルまでの調光を
達成できる放電灯点灯装置を提供することにある。SUMMARY OF THE INVENTION The present invention has been made in view of the above points, and it is an object of the present invention to reduce the switching loss of a switching element at the time of full lighting and to provide continuous switching. It is an object of the present invention to provide a discharge lamp lighting device capable of achieving dimming up to a deep dimming level.
【０００９】[0009]
【課題を解決するための手段】図１は本発明の放電灯点
灯装置の基本構成を示す回路図である。図中、１は直流
電源、２は他励式インバータ回路、３は放電灯、４は制
御回路、５はインピーダンス回路である。直流電源１
は、商用電源ＥをダイオードブリッジＤＢで全波整流
し、コンデンサＣ1 で平滑して直流電圧を作成してい
る。他励式インバータ回路２は、直流電源１からの直流
電圧をスイッチングして、高周波電力に変換している。
この高周波電力は、インピーダンス回路５を介して放電
灯３に供給される。制御回路４は他励式インバータ回路
２におけるスイッチング素子に他励制御信号を与えてお
り、全点灯時と調光時とで制御信号を変化させている。
前記他励式インバータ回路２はインダクタンス成分を含
んでいるが、共振要素は有していない。全点灯時におい
ては、インピーダンス回路５に共振要素を持たせて、他
励式インバータ回路２のスイッチング素子におけるスイ
ッチング損失を低減させている。また、制御回路４の制
御信号を変化させて、周波数制御あるいはオン・デュー
ティ制御方式によって、深いレベルまで調光する場合、
点灯維持に必要なランプ電圧のピーク値を得るために、
他励式インバータ回路２に含まれるインダクタンス成分
に流れる電流を不連続に遮断して、前記インダクタンス
成分に蓄えられた電磁エネルギーによるはね返り電圧を
発生させるように、スイッチング素子の制御を行う。前
記インピーダンス回路５は、この深い調光レベルにおい
ては、ランプインピーダンスの増加により共振要素の共
振状態を弱められ、非共振モードに近い状態になるよう
に定数設定する。FIG. 1 is a circuit diagram showing the basic configuration of a discharge lamp lighting device according to the present invention. In the figure, 1 is a DC power supply, 2 is a separately excited inverter circuit, 3 is a discharge lamp, 4 is a control circuit, and 5 is an impedance circuit. DC power supply 1
, A commercial power source E is full-wave rectified by a diode bridge DB and smoothed by a capacitor C 1 to create a DC voltage. The separately excited inverter circuit 2 switches the DC voltage from the DC power supply 1 to convert it into high frequency power.
This high frequency power is supplied to the discharge lamp 3 via the impedance circuit 5. The control circuit 4 gives a separately excited control signal to the switching element in the separately excited inverter circuit 2, and changes the control signal between the full lighting and the dimming.
The separately excited inverter circuit 2 includes an inductance component but does not have a resonance element. At the time of full lighting, the impedance circuit 5 has a resonance element to reduce the switching loss in the switching element of the separately excited inverter circuit 2. Further, when the control signal of the control circuit 4 is changed to dimming to a deep level by frequency control or on-duty control method,
In order to obtain the peak value of the lamp voltage required to maintain lighting,
The switching element is controlled so that the current flowing through the inductance component included in the separately excited inverter circuit 2 is discontinuously cut off to generate a rebound voltage due to the electromagnetic energy stored in the inductance component. At the deep dimming level, the impedance circuit 5 weakens the resonance state of the resonance element due to an increase in the lamp impedance, and sets a constant so that the resonance circuit is in a state close to the non-resonance mode.
【００１０】[0010]
【作用】本発明の放電灯点灯装置では、調光するに従っ
て、スイッチングの波形を共振モードから非共振モード
へと変化させられるように回路定数を設定することによ
り、全点灯時には共振モードで動作させることによりス
イッチング損失を低減し、深い調光度のときには、非共
振モードでインダクタンス成分により生じるスイッチン
グ時のはね返り電圧を低光束時の点灯維持電圧として利
用することにより、再点弧のための別電源を必要とする
ことなく、簡単な回路構成で深い調光レベルを実現する
ことができる。In the discharge lamp lighting device of the present invention, the circuit constant is set so that the switching waveform can be changed from the resonance mode to the non-resonance mode as the light is adjusted, so that the discharge lamp lighting device is operated in the resonance mode at the time of full lighting. This reduces switching loss, and when deep dimming is used, the rebound voltage during switching caused by the inductance component in the non-resonant mode is used as the lighting sustaining voltage during low luminous flux, so that a separate power supply for re-ignition can be used. It is possible to realize a deep dimming level with a simple circuit configuration without the need.
【００１１】[0011]
【実施例】本発明の第１の実施例の放電灯点灯装置を図
２に示す。本実施例の放電灯点灯装置は、図１に示す基
本構成において、他励式インバータ回路２として、ドラ
イブトランスＴ1 とスイッチング素子Ｑ1 からなる他励
式１石インバータ回路を用いている。また、このインバ
ータ回路２の負荷回路として、コンデンサＣ2 と放電灯
３の直列回路を接続している。コンデンサＣ2 は、図１
のインピーダンス回路５に相当する。なお、本実施例で
は、制御回路４からの制御信号をオン・デューティ制御
することにより、他励式１石インバータ回路２を制御し
ている。FIG. 2 shows a discharge lamp lighting device according to a first embodiment of the present invention. In the discharge lamp lighting device of the present embodiment, in the basic configuration shown in FIG. 1, as the separately excited inverter circuit 2, a separately excited single-stone inverter circuit including a drive transformer T 1 and a switching element Q 1 is used. Further, as a load circuit of the inverter circuit 2, a series circuit of a capacitor C 2 and a discharge lamp 3 is connected. The capacitor C 2 is shown in FIG.
Of the impedance circuit 5. In this embodiment, the separately excited one-stone inverter circuit 2 is controlled by on-duty controlling the control signal from the control circuit 4.
【００１２】この放電灯点灯装置は、制御回路４からの
制御信号でスイッチング素子Ｑ1 のオン・オフ期間を制
御しており、前記オン期間の長さを制御回路４内の可変
抵抗で調整することにより、放電灯３の調光を行うよう
に構成されている。図３は、スイッチング素子Ｑ1 のド
レイン・ソース間電圧Ｖｄｓとドレイン電流Ｉｄ及びス
イッチング素子Ｑ1 の制御信号の波形を示している。図
中、ｔａは全点灯時のスイッチング素子Ｑ1 のオン期
間、ｔｂは所定調光時のスイッチング素子Ｑ1 のオン期
間、ｔｃは最低レベル調光時のスイッチング素子Ｑ1 の
オン期間である。In this discharge lamp lighting device, the ON / OFF period of the switching element Q 1 is controlled by the control signal from the control circuit 4, and the length of the ON period is adjusted by the variable resistance in the control circuit 4. Thus, the discharge lamp 3 is dimmed. Figure 3 shows the waveform of the drain-source voltage Vds of the switching element Q 1, the drain current Id and the control signal of the switching element Q 1. In the figure, ta is the ON period of the switching element Q 1 at the time of full lighting, tb is the ON period of the switching element Q 1 at the time of predetermined dimming, and tc is the ON period of the switching element Q 1 at the minimum level dimming.
【００１３】図３に示すように、スイッチング素子Ｑ1
のオン期間をｔａとした全点灯時には、ドライブトラン
スＴ1 のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ2 が
共振することにより、スイッチング時にドレイン・ソー
ス間電圧Ｖｄｓ及びドレイン電流Ｉｄは滑らかに増加・
減少し、図１３で見られるようなドレイン・ソース間電
圧Ｖｄｓのはね返り電圧も見られないので、スイッチン
グ損失を大幅に低減し、点灯維持できる。また、スイッ
チング素子Ｑ1 のオン区間をｔｃとした最低レベル調光
時には、ランプ電流の減少に伴い、放電灯３の等価抵抗
が増加し、これにより、前記ドライブトランスＴ1 のリ
ーケージインダクタンスとコンデンサＣ 2 の共振要素に
よる共振状態が弱まり、非共振回路の特性と同様にドレ
イン・ソース間電圧Ｖｄｓに、はね返り電圧が現れる。
前記はね返り電圧を低光束点灯維持電圧として、放電灯
３を深いレベルまで調光させることができる。As shown in FIG. 3, the switching element Q1
When all lights are on with the ON period of
Su T1Leakage inductance and capacitor C2But
Resonance allows the drain and
Voltage Vds and drain current Id increase smoothly.
The drain-source voltage as seen in Fig. 13
Since the rebound voltage of the pressure Vds is not seen, the switch
It is possible to reduce lighting loss significantly and maintain lighting. Also, the switch
Holding element Q1The lowest level dimming with the on section of tc as tc
At times, as the lamp current decreases, the equivalent resistance of the discharge lamp 3
Is increased, so that the drive transformer T1Nori
-Cage inductance and capacitor C 2To the resonance element of
The resonance state is weakened due to the
A rebound voltage appears in the in-source voltage Vds.
The above-mentioned bounce voltage is used as a low luminous flux lighting sustaining voltage, and a discharge lamp
3 can be dimmed to a deep level.
【００１４】負荷回路の共振要素はドライブトランスＴ
1 のリーケージインダクタンスとコンデンサＣ2 による
ものである。ここで、負荷回路の合成インピーダンスＺ
は、ドライブトランスＴ1 のリーケージインダクタンス
をＬ1 、ランプ等価抵抗をＲ 3 とすると、次式で与えら
れる。 Ｚ＝ｊωＬ1 ＋１／ｊωＣ2 ＋Ｒ3 ここで、上式の合成インピーダンスＺにおけるリアクタ
ンス成分Ｘは、 Ｘ＝ωＬ1 −１／ωＣ2 となり、インバータ回路の動作周波数は一定であるの
で、リアクタンス成分Ｘは一定となる。そこで、調光レ
ベルを深めて行った場合に、共振モードから非共振モー
ドへとモード変換させるために、ランプ電流の減少に伴
うランプ等価抵抗Ｒ 3 の増加を積極的に利用する。ラン
プ等価抵抗Ｒ3 が増加した場合、負荷回路の合成インピ
ーダンスＺは、抵抗成分の割合が増加して行き、図４か
ら明らかなように、合成インピーダンスは周波数の変化
に対して、変化が小さくなる。つまり、負荷回路のクオ
リティファクターＱ＝Ｘ／（Ｘ＋Ｒ3 ）は小さくなって
行き、リーケージインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 が回
路に与える影響が小さくなって行く。このとき、ｊωＬ
1 ＋１／ｊωＣ2 の割合が十分小さくなれば、負荷回路
の合成インピーダンスＺは、Ｚ≒Ｒ3 となり、共振要素
がほとんど無くなり、共振モードから非共振モードへと
モード変換を行うものである。本発明では、このモード
変換を積極的に行えるように、回路定数の設定時におい
て、負荷回路の共振周波数を動作周波数よりも大幅にず
らして負荷回路のクオリティファクターＱを適宜に小さ
くすることを特徴としている。The resonant element of the load circuit is the drive transformer T
1Leakage inductance and capacitor C2by
It is a thing. Here, the combined impedance Z of the load circuit
Is a drive transformer T1Leakage inductance of
To L1, Lamp equivalent resistance is R 3Then, given by
Be done. Z = jωL1+ 1 / jωC2+ R3 Here, the reactor in the synthetic impedance Z of the above equation
The component X is X = ωL1−1 / ωC2 And the operating frequency of the inverter circuit is constant
Thus, the reactance component X becomes constant. Therefore, the dimming level
When the bell is deepened, the resonance mode changes to non-resonance mode.
To reduce the lamp current
Lamp equivalent resistance R 3Positively utilize the increase in. run
Equivalent resistance R3Is increased, the combined impedance of the load circuit
In the Dance Z, the ratio of the resistance component increases, and as shown in Fig.
As can be seen, the combined impedance is a change in frequency.
, The change becomes smaller. In other words, the load circuit
Priority factor Q = X / (X + R3) Is getting smaller
Go, leakage inductor L1And capacitor C2Times
The influence on the road becomes smaller. At this time, jωL
1+ 1 / jωC2If the ratio of
Synthetic impedance Z is Z ≈ R3And the resonance element
Almost disappears, and from the resonant mode to the non-resonant mode
It is for mode conversion. In this invention, this mode
When setting the circuit constants, make sure that the conversion is performed positively.
The resonant frequency of the load circuit
Therefore, the quality factor Q of the load circuit is appropriately reduced.
It is characterized by curving.
【００１５】負荷回路において、共振要素の共振周波数
を動作周波数とほぼ同じにした共振回路を負荷とした場
合には、放電灯３の調光制御を行うと、ランプ等価抵抗
Ｒ3 の増加に対して回路負荷のリアクタンス成分Ｘが十
分に大きな値となっているので、負荷回路のクオリティ
ファクターＱは大きく、図５のようになるが、スイッチ
ング素子Ｑ1 がオフするときの電流値が大きいために、
浅い調光レベルにおいて、スイッチング損失が大きなも
のとなってしまう。故に、負荷回路のクオリティファク
ターＱが大きい従来例では、本発明のように深い調光レ
ベルを達成することができない。In the load circuit, when a resonant circuit in which the resonant frequency of the resonant element is approximately the same as the operating frequency is used as a load, when the dimming control of the discharge lamp 3 is performed, the equivalent resistance R 3 of the lamp increases. Since the reactance component X of the circuit load has a sufficiently large value, the quality factor Q of the load circuit is large, as shown in FIG. 5, but the current value when the switching element Q 1 is turned off is large. ,
At a low dimming level, switching loss becomes large. Therefore, in the conventional example in which the quality factor Q of the load circuit is large, a deep dimming level cannot be achieved as in the present invention.
【００１６】本発明の第２実施例を図６に示した。この
実施例では、図２に示した第１実施例において、コンデ
ンサＣ2 と直列にインダクタＬ1 を挿入したものであ
る。このコンデンサＣ2 とインダクタＬ1 の直列回路
は、図１のインピーダンス回路５に相当する。本実施例
では、スイッチング素子Ｑ1 の動作周波数を一定とし、
オン・デューティ制御により、スイッチング素子Ｑ1 の
オン期間を狭くして放電灯３を調光するものである。そ
の動作波形を図７に示す。図７（Ａ），（Ｂ）はドライ
ブトランスＴ1 の１次側からスイッチング素子Ｑ1 を流
れるドレイン電流Ｉｄとスイッチング素子Ｑ1 のドレイ
ン・ソース間電圧Ｖｄｓの全点灯時の波形であり、図７
（Ｃ），（Ｄ）は前記ドレイン電流Ｉｄが流れるスイッ
チング素子Ｑ 1 のオン期間を少し狭めた時の波形であ
る。図７（Ｅ），（Ｆ）は、前記オン期間をさらに狭め
たときの波形であり、図７（Ｇ），（Ｈ）は、最も深い
調光レベルのときの波形である。A second embodiment of the present invention is shown in FIG. this
In the embodiment, in the first embodiment shown in FIG.
Sensor C2And inductor L in series1With the inserted
It This capacitor C2And inductor L1Series circuit of
Corresponds to the impedance circuit 5 of FIG. Example
Then, switching element Q1Keep the operating frequency of
Switching element Q by on-duty control1of
The discharge lamp 3 is dimmed by narrowing the ON period. So
FIG. 7 shows the operation waveforms of the above. 7 (A) and (B) are dry
Butrans T1From the primary side of the switching element Q1Flow
Drain current Id and switching element Q1The dray
7 is a waveform of the source-source voltage Vds at the time of full lighting, and FIG.
(C) and (D) are the switches through which the drain current Id flows.
Holding element Q 1The waveform when the ON period of is narrowed a little.
It 7 (E) and 7 (F) show that the ON period is further narrowed.
7 (G) and (H) are the deepest waveforms.
This is the waveform at the dimming level.
【００１７】この放電灯点灯装置は、放電灯３の全点灯
時に、図７（Ａ）に示すように、他励式１石インバータ
回路２のスイッチング素子Ｑ1 を電流が流れる期間ｔ2
と負荷側のインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 の直列回路
による共振波形の１周期の期間ｔ3 が次のような関係に
あるときに、ドライブトランスＴ1 を電流が連続的に流
れ、スイッチング素子Ｑ1 のスイッチング時に生じる損
失が低減される。 （ｎ／２）×ｔ3 ＜ｔ2 ＜（ｎ＋１）×ｔ3 ／２In this discharge lamp lighting device, when the discharge lamp 3 is fully lit, as shown in FIG. 7A, a period t 2 during which a current flows through the switching element Q 1 of the separately excited single-stone inverter circuit 2.
When the period t 3 of one cycle of the resonance waveform formed by the series circuit of the inductor L 1 and the capacitor C 2 on the load side and the load side has the following relationship, the current continuously flows through the drive transformer T 1 and the switching element Q 1 The loss that occurs when switching 1 is reduced. (N / 2) × t 3 <t 2 <(n + 1) × t 3/2
【００１８】ただし、ここでは、ｎは１よりも大きな奇
数となる。次に、前記のように定数を設定されたインダ
クタＬ1 とコンデンサＣ2 の直列共振回路を持つ放電灯
点灯装置において、図７（Ｃ），（Ｄ）のように、スイ
ッチング素子Ｑ1 のオン期間を狭めて調光した場合、ド
ライブトランスＴ1 の１次巻線からスイッチング素子Ｑ
1 を流れる電流は、不連続に電流を断ち切られるため
に、スイッチング素子Ｑ 1 のオフ時に、はね返り電圧を
スイッチング素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓ
に生じる。しかしながら、前記のようにインダクタＬ1
とコンデンサＣ2 の共振波形の１周期区間を設定したの
で、不連続に電流を断ち切るときの電流値が小さく、故
に、はね返り電圧も小さくなるので、スイッチング時の
損失が大きなものとはならない。However, here, n is an odd number larger than 1.
Becomes a number. Next, the indexer with the constant set as described above
Kuta L1And capacitor C2Discharge lamp with series resonant circuit
In the lighting device, as shown in FIGS.
Touching element Q1If the ON period of the
Live trance T1From the primary winding of the switching element Q
1The current that flows through is cut off discontinuously.
And the switching element Q 1When turning off the
Switching element Q1Drain-source voltage Vds
Occurs in. However, as mentioned above, the inductor L1
And capacitor C2I set one period section of the resonance waveform of
, The current value when the current is discontinuously cut off is small.
In addition, the rebound voltage is also small, so when switching
The loss is not significant.
【００１９】次に、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を
さらに狭めて調光した場合には、放電灯３のランプイン
ピーダンスが増加するために、負荷側のインダクタＬ1
とコンデンサＣ2 による共振が弱められて、図７
（Ｅ），（Ｆ）のような動作波形となり、ドレイン電流
Ｉｄの波形は共振モードから崩れてくる。このため、ド
レイン電流Ｉｄの波形は、負荷側のインダクタＬ1 に流
れる電流とコンデンサＣ1 に流れる電流の合成電流のよ
うな波形となる。Next, when the ON period of the switching element Q 1 is further narrowed for dimming, the lamp impedance of the discharge lamp 3 increases, so that the inductor L 1 on the load side is increased.
7 and the resonance caused by the capacitor C 2 is weakened.
The operation waveforms are as shown in (E) and (F), and the waveform of the drain current Id collapses from the resonance mode. Therefore, the waveform of the drain current Id becomes a waveform like a combined current of the current flowing through the load side inductor L 1 and the current flowing through the capacitor C 1 .
【００２０】次に、スイッチング素子Ｑ1 のオン期間を
さらに深い調光レベルになるように狭めた場合には、前
記の場合に比べてランプインピーダンスが増加し、ます
ます、負荷側のインダクタＬ1 とコンデンサＣ2 による
共振が弱められ、ほぼ非共振モードで回路動作を行う。
そのため、図７（Ｇ），（Ｈ）に示すように、ドレイン
電流Ｉｄはスイッチング素子Ｑ1 がオフするときに不連
続に断ち切られ、ドレイン・ソース間電圧Ｖｄｓに、は
ね返り電圧を生じる。このはね返り電圧が放電灯３の低
光束時の点灯維持に必要な電圧として有効に利用され
る。Next, when the ON period of the switching element Q 1 is narrowed so that the dimming level becomes deeper, the lamp impedance increases as compared with the above case, and the inductor L 1 on the load side becomes more and more. The resonance caused by the capacitor C 2 is weakened, and the circuit operates in a substantially non-resonant mode.
Therefore, as shown in FIGS. 7G and 7H, the drain current Id is discontinuously cut off when the switching element Q 1 is turned off, and a rebound voltage is generated in the drain-source voltage Vds. This bounce voltage is effectively used as a voltage required to maintain lighting of the discharge lamp 3 when the luminous flux is low.
【００２１】この放電灯点灯装置において、全点灯時に
おける弱い共振モードから、深い調光レベルにおける非
共振モードへの推移について詳しく説明する。図６に示
す放電灯点灯装置において、放電灯３を含む負荷回路６
の合成インピーダンスＺは、 Ｚ＝ｊωＬ1 ＋１／ｊωＣ2 ＋Ｒ3 となる。In this discharge lamp lighting device, the transition from the weak resonance mode at the time of full lighting to the non-resonance mode at a deep dimming level will be described in detail. In the discharge lamp lighting device shown in FIG. 6, a load circuit 6 including the discharge lamp 3
The combined impedance Z of is Z = jωL 1 + 1 / jωC 2 + R 3 .
【００２２】ただし、Ｒ3 は放電灯３のランプ電流とラ
ンプ電圧から与えられるランプ等価抵抗である。放電灯
３の調光時の特性として、図８に示すように、ランプ電
流Ｉ 3 を減らすと、ランプ電圧は増加し、それにより与
えられるランプ等価抵抗Ｒ3 は増加する。したがって、
放電灯３を調光した場合、前記合成インピーダンスのフ
ェーザ軌跡を図示すると、図９に示す通りになる。イン
バータ回路の動作周波数が一定であるために、ｊωＬ1
と１／ｊωＣ2 は一定となる。また、ランプ等価抵抗Ｒ
3 は調光レベルに応じて変化し、調光レベルが大きくな
るにつれて、Ｚ 1 ，Ｚ2 ，Ｚ3 ，Ｚ4 ，Ｚ5 ，…と増加
して行く。ところで、図９の実軸と合成インピーダンス
ベクトルとの成す角度ψは、ランプ等価抵抗Ｒ3 の小さ
い全点灯時には比較的大きく、合成インピーダンス中の
インダクタＬ1 とコンデンサＣ2 よりなる共振要素の割
合は比較的大きいが、調光レベルを深めて行くと、前記
角度ψはどんどん小さくなり、合成インピーダンスは抵
抗成分の割合が大きくなるので、インダクタＬ1 とコン
デンサＣ2 の共振要素が弱められて行くという訳であ
る。However, R3Is the lamp current of the discharge lamp 3 and
It is a lamp equivalent resistance given by the pump voltage. Discharge lamp
As shown in FIG.
Flow I 3Decrease, the lamp voltage will increase and
Equivalent lamp resistance R3Will increase. Therefore,
When the discharge lamp 3 is dimmed, the combined impedance of
FIG. 9 is a schematic view of the laser locus. Inn
Since the operating frequency of the barter circuit is constant, jωL1
And 1 / jωC2Is constant. Also, the lamp equivalent resistance R
3Changes according to the dimming level, and the dimming level increases.
Z 1, Z2, Z3, ZFour, ZFive,… And increase
To go. By the way, the real axis of Fig. 9 and the combined impedance
The angle ψ formed by the vector is the lamp equivalent resistance R3Small of
It is relatively large when all lights are on, and
Inductor L1And capacitor C2Of resonant elements
Is relatively large, but as you increase the dimming level,
The angle ψ becomes smaller and smaller, and the combined impedance becomes smaller.
Since the ratio of the anti-component becomes large, the inductor L1And con
Densa C2It means that the resonance element of is weakened.
It
【００２３】図６の実施例の一変形例を図１０に示す。
この回路では、図１０の負荷回路６におけるインダクタ
Ｌ1 について、抵抗ＲｓとコンデンサＣｓの直列回路か
ら成るスナバ回路を並列接続したものである。前記スナ
バ回路を接続することにより、図６の回路動作時におい
て、スイッチング素子Ｑ1 のドレイン・ソース間電圧Ｖ
ｄｓ及び放電灯３のランプ電圧に前記インダクタＬ1 と
その浮遊容量との共振によるリンギングが発生すること
を抑制できる。FIG. 10 shows a modification of the embodiment shown in FIG.
In this circuit, a snubber circuit composed of a series circuit of a resistor Rs and a capacitor Cs is connected in parallel to the inductor L 1 in the load circuit 6 of FIG. By connecting the snubber circuit, the drain-source voltage V 1 of the switching element Q 1 during the circuit operation of FIG.
It is possible to suppress ringing due to resonance between the inductor L 1 and its stray capacitance in ds and the lamp voltage of the discharge lamp 3.
【００２４】また、図１１は他の変形例を示している。
この回路では、放電灯３と並列に比較的大きなインダク
タＬ2 を接続したものであり、図６の回路で上述のよう
に調光を行った場合に、ランプ等価抵抗Ｒ3 の減少に伴
い、ランプ電流の小さな変化に対してランプ等価抵抗Ｒ
3 が大幅に変化するような不安定な状態を改善すること
ができる。FIG. 11 shows another modification.
In this circuit, a relatively large inductor L 2 is connected in parallel with the discharge lamp 3, and when dimming is performed as described above in the circuit of FIG. 6, as the lamp equivalent resistance R 3 decreases, Lamp equivalent resistance R for small changes in lamp current
It is possible to improve the unstable state in which 3 changes drastically.
【００２５】[0025]
【発明の効果】この発明の放電灯点灯装置は、調光度に
応じて、スイッチングの波形を共振モードから非共振モ
ードへと変化させられるように回路定数を設定すること
により、全点灯時には共振モードでスイッチング損失を
低減し、深い調光度のときには、非共振モードでインダ
クタンス成分により生じるスイッチング時のはね返り電
圧を低光束時の点灯維持電圧として利用することによ
り、再点弧のための別電源を必要とすることなく、簡単
な回路構成で深い調光レベルを実現することができると
いう効果がある。The discharge lamp lighting device of the present invention sets the circuit constant so that the switching waveform can be changed from the resonance mode to the non-resonance mode according to the dimming degree, so that the resonance mode can be achieved at all lighting. In order to reduce the switching loss and to use the rebound voltage during switching caused by the inductance component in the non-resonant mode as the lighting sustaining voltage for low luminous flux in deep dimming, a separate power supply for re-ignition is required. It is possible to realize a deep dimming level with a simple circuit configuration without requiring
【図１】本発明の基本構成を示すブロック回路図であ
る。FIG. 1 is a block circuit diagram showing a basic configuration of the present invention.
【図２】本発明の第１実施例の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of a first embodiment of the present invention.
【図３】本発明の動作説明のための波形図である。FIG. 3 is a waveform diagram for explaining the operation of the present invention.
【図４】本発明の動作説明のためのインピーダンス特性
図である。FIG. 4 is an impedance characteristic diagram for explaining the operation of the present invention.
【図５】従来例の動作説明のための波形図である。FIG. 5 is a waveform diagram for explaining the operation of the conventional example.
【図６】本発明の第２実施例の回路図である。FIG. 6 is a circuit diagram of a second embodiment of the present invention.
【図７】本発明の第２実施例の動作説明のための波形図
である。FIG. 7 is a waveform diagram for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
【図８】本発明の第２実施例の動作説明のためのランプ
特性の説明図である。FIG. 8 is an explanatory diagram of lamp characteristics for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
【図９】本発明の第２実施例の動作説明のためのベクト
ル図である。FIG. 9 is a vector diagram for explaining the operation of the second embodiment of the present invention.
【図１０】本発明の第２実施例の一変形例の要部回路図
である。FIG. 10 is a circuit diagram of an essential part of a modified example of the second embodiment of the present invention.
【図１１】本発明の第２実施例の他の変形例の要部回路
図である。FIG. 11 is a main part circuit diagram of another modification of the second embodiment of the present invention.
【図１２】従来例の回路図である。FIG. 12 is a circuit diagram of a conventional example.
【図１３】従来例の動作説明のための波形図である。FIG. 13 is a waveform diagram for explaining the operation of the conventional example.
１ 直流電源 ２ 他励式インバータ回路 ３ 放電灯 ４ 制御回路 ５ インピーダンス回路 ６ 負荷回路 1 DC power supply 2 Separately-excited inverter circuit 3 Discharge lamp 4 Control circuit 5 Impedance circuit 6 Load circuit
Claims (3)
周波電源に変換するインダクタンス成分を含む他励式イ
ンバータ回路と、この他励式インバータ回路により電力
供給される放電灯を含む負荷回路と、前記他励式インバ
ータ回路の主電流を制御できる制御回路とを備える放電
灯点灯装置において、前記負荷回路は、放電灯の全点灯
時に共振周波数がインバータ回路の動作周波数よりも高
くなるような共振要素を有しており、前記制御回路で放
電灯を調光したときに、前記負荷回路における共振要素
の共振を弱めて前記負荷回路が非共振回路動作を行うよ
うに定数設定したことを特徴とする放電灯点灯装置。1. A direct-current power supply, a separately-excited inverter circuit including an inductance component for converting an output voltage of the direct-current power supply into a high-frequency power supply, a load circuit including a discharge lamp supplied with power by the separately-excited inverter circuit, and the other. In a discharge lamp lighting device including a control circuit capable of controlling a main current of an excitation inverter circuit, the load circuit has a resonance element such that the resonance frequency becomes higher than the operating frequency of the inverter circuit when the discharge lamp is fully lit. The discharge lamp lighting is characterized in that, when the discharge lamp is dimmed by the control circuit, a constant is set so that the resonance of the resonance element in the load circuit is weakened and the load circuit performs a non-resonant circuit operation. apparatus.
御回路からの制御信号によりオン・オフ駆動される１個
のスイッチング素子を備える一石他励式インバータ回路
としたことを特徴とする請求項１記載の放電灯点灯装
置。2. The one-excitation separately-excited inverter circuit comprising one switching element which is turned on / off by a control signal from the control circuit. Discharge lamp lighting device.
るに従って、前記負荷回路における共振要素の動作を連
続的に非共振回路動作へと遷移させるように構成されて
いることを特徴とする請求項１又は２に記載の放電灯点
灯装置。3. The control circuit is configured to continuously shift the operation of a resonant element in the load circuit to a non-resonant circuit operation as the discharge lamp is dimmed. The discharge lamp lighting device according to claim 1.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34057991A JP3282203B2 (en) | 1991-12-24 | 1991-12-24 | Discharge lamp lighting device |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34057991A JP3282203B2 (en) | 1991-12-24 | 1991-12-24 | Discharge lamp lighting device |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
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| JPH05174990A true JPH05174990A (en) | 1993-07-13 |
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|---|---|---|---|
| JP34057991A Expired - Fee Related JP3282203B2 (en) | 1991-12-24 | 1991-12-24 | Discharge lamp lighting device |
Country Status (1)
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| JP (1) | JP3282203B2 (en) |
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1991
- 1991-12-24 JP JP34057991A patent/JP3282203B2/en not_active Expired - Fee Related
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| JP3282203B2 (en) | 2002-05-13 |
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