JPH05174675A - Ac load switching device - Google Patents
Ac load switching deviceInfo
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- JPH05174675A JPH05174675A JP3354627A JP35462791A JPH05174675A JP H05174675 A JPH05174675 A JP H05174675A JP 3354627 A JP3354627 A JP 3354627A JP 35462791 A JP35462791 A JP 35462791A JP H05174675 A JPH05174675 A JP H05174675A
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
- H01H9/00—Details of switching devices, not covered by groups H01H1/00 - H01H7/00
- H01H9/54—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switching device and for which no provision exists elsewhere
- H01H9/541—Contacts shunted by semiconductor devices
- H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
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- Thyristor Switches And Gates (AREA)
- Driving Mechanisms And Operating Circuits Of Arc-Extinguishing High-Tension Switches (AREA)
- Keying Circuit Devices (AREA)
Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は交流負荷の開閉に係り、
特に接点形スイッチと双方向のスイッチング素子とを並
設し、上記スイッチング素子を負荷電流が通流する変流
器の２次出力によりゲート点弧せしめるようにした交流
負荷開閉装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to switching an AC load,
In particular, the present invention relates to an AC load switching device in which a contact type switch and a bidirectional switching element are arranged in parallel, and the gate is ignited by the secondary output of a current transformer through which a load current flows.
【０００２】[0002]
【従来の技術】この種開閉装置としては、例えば、図６
に示すように、交流電源１１と負荷１３との間に、接点
形スイッチ１２ａと変流器１２ｃの１次側とを直列に挿
入し、この接点形スイッチ１２ａの電源側と変流器１２
ｃの負荷側との間にトライアックや逆並列接続のサイリ
スタ等からなる双方向のスイッチング素子１２ｂを挿入
し、このスイッチング素子１２ｂを上記変流器１２ｃの
２次出力によりゲート点弧せしめるように形成し、接点
形スイッチ１２ａの開極時、負荷電流をスイッチング素
子１２ｂに移行せしめて接点形スイッチ１２ａを殆ど無
アークで開極させ、この開極により、スイッチ素子１２
ｂへのゲート信号を停止して該スイッチング素子１２ｂ
を負荷電流の零点でターンオフせしめるようになってい
る。なお、１２ｄは変流器１２ｃの２次出力端子間に挿
入したゲート抵抗である。2. Description of the Related Art An example of this type of opening / closing device is shown in FIG.
As shown in FIG. 5, a contact type switch 12a and the primary side of the current transformer 12c are inserted in series between the AC power source 11 and the load 13, and the power source side of the contact type switch 12a and the current transformer 12 are inserted.
A bidirectional switching element 12b including a triac or an antiparallel connection thyristor is inserted between the load side of c and the switching element 12b is formed so that the gate is ignited by the secondary output of the current transformer 12c. Then, when the contact type switch 12a is opened, the load current is transferred to the switching element 12b to open the contact type switch 12a with almost no arc.
the switching element 12b by stopping the gate signal to b
Is designed to be turned off at the zero point of the load current. 12d is a gate resistor inserted between the secondary output terminals of the current transformer 12c.
【０００３】[0003]
【発明が解決するための課題】このように構成されたも
のにあっては、接点形スイッチ１２ａが負荷電流をしゃ
断することなく開極することができるため、アークによ
る接点の損耗を防止することができる反面、スイッチン
グ素子が例えばサイリスタを逆並列に接続して形成され
ている場合、サイリスタのゲート特性は図７のＡ，Ｂ，
Ｃとして示すように個々の素子相互で異なった特性、い
わゆるバラツキを有している。In the structure thus constructed, the contact-type switch 12a can open the contact without interrupting the load current, so that the contact is prevented from being worn by the arc. On the other hand, when the switching element is formed by connecting thyristors in antiparallel, for example, the gate characteristics of the thyristors are A, B, and
As indicated by C, the individual elements have different characteristics, so-called variations.
【０００４】一方サイリスタの適用に際しては、ゲート
電流ＩG とゲート電圧ＶG がゲートの使用制限としてゲ
ート最大電流Ｉｍ、ゲート最大電圧Ｖｍ及びゲート最大
電力Ｐｍを超えて使用するとゲート破壊を生じ、また、
最小トリガ電流Ｉｏ、最小トリガ電圧Ｖｏ以下で使用す
るとトリガ失敗を生ずるおそれがあることはよく知られ
ている。換言すれば、サイリスタのゲート点弧は図７に
おいて示す、Ｉｍ−Ｐｍ−Ｖｍ−Ｖｏ−Ｉｏで囲まれた
領域で使用することが必要となる。On the other hand, when the thyristor is applied, if the gate current I G and the gate voltage V G exceed the maximum gate current Im, the maximum gate voltage Vm, and the maximum gate power Pm to limit the use of the gate, the gate is destroyed, and ,
It is well known that trigger failure may occur when used at a minimum trigger current Io or a minimum trigger voltage Vo or less. In other words, the gate firing of the thyristor needs to be used in the area surrounded by Im-Pm-Vm-Vo-Io shown in FIG.
【０００５】しかし乍ら、スイッチング素子を負荷電流
に比例して出力される変流器の２次出力によってゲート
点弧せしめる場合、例えば図７においてＣとして示すゲ
ート特性を有する素子にあっては小さい負荷電流でもゲ
ート最大電圧Ｖｍを超えてしまうおそれがあり、変流比
を大きくして２次出力電流が小さくなるように選定すれ
ば、図７のＡとして示すゲート特性の素子にあっては最
小トリガ電流Ｉｏ、最小トリガ電圧Ｖｏ以下になってト
リガ失敗を惹起するおそれがある。However, in the case where the switching element is gated by the secondary output of the current transformer which is output in proportion to the load current, for example, the element having the gate characteristic shown as C in FIG. 7 is small. Even if the load current may exceed the maximum gate voltage Vm, if the current change ratio is increased and the secondary output current is selected to be small, the minimum gate characteristic element shown in A of FIG. The trigger current Io and the minimum trigger voltage Vo may become lower than the trigger current Io, which may cause a trigger failure.
【０００６】このような問題を解決するため、一般的に
は過電圧、過電流制御回路を設けてゲート最大電流Ｉ
ｍ、ゲート最大電圧Ｖｍ以上の電流、電圧を制御するこ
とも考えられるが、この場合にあってもゲート特性が図
７のＢとして示す特性を有する素子においては、電力損
失が大きくなってゲート最大電力Ｐｍを超えてしまうと
いう不都合がある。In order to solve such a problem, in general, an overvoltage and overcurrent control circuit is provided so that the maximum gate current I
m, it is conceivable to control a current or voltage higher than the maximum gate voltage Vm, but even in this case, in the element having the gate characteristic shown as B in FIG. There is an inconvenience of exceeding the electric power Pm.
【０００７】こうした問題を有するため、サイリスタ個
々のゲート特性に合わせて変流比を代えたり、並列に挿
入したゲート抵抗を調整したり、また逆並列接続するサ
イリスタ相互のゲート特性を合せるために選別したりし
て、ゲート回路の製作を行う必要が生じ、多くの手間を
要し、コストの高いものになってしまうという問題を有
していた。Because of these problems, selection is made to change the current ratio according to the gate characteristics of each thyristor, to adjust the gate resistance inserted in parallel, and to match the gate characteristics of thyristors connected in antiparallel. Therefore, there is a problem in that it is necessary to manufacture a gate circuit, which requires a lot of labor and becomes costly.
【０００８】しかも、負荷電流が過負荷から軽負荷まで
大幅に変動する変流器の１次電流に対し、その２次出力
によって安全にかつ的確にゲート点弧させることは困難
となり、結局、狭い負荷電流の変動範囲でしか適用でき
ないという欠点を有していた。また、大電流負荷への適
用にあっては変流器の２次出力電圧が高くなって磁気飽
和を惹起し、ゲート電流が消失してゲート点弧失敗を生
じ、接点形スイッチも大電流しゃ断となって接点を著し
く損耗し、寿命を短くするという問題を有していた。In addition, it is difficult to safely and accurately gate the primary current of the current transformer, whose load current fluctuates significantly from overload to light load, by its secondary output. It has a drawback that it can be applied only in the range of fluctuation of the load current. In addition, when applied to a large current load, the secondary output voltage of the current transformer becomes high, causing magnetic saturation, the gate current disappears and gate ignition fails, and the contact switch also shuts off the large current. Therefore, there is a problem that the contacts are significantly worn out and the life is shortened.
【０００９】本発明は上述した点にかんがみてなされた
もので、その目的とするところは、ゲート特性にバラツ
キがあっても選別したりすることなく、安定化を図って
的確にゲート点弧できるようにしたものを提供すること
にある。The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and the purpose thereof is to achieve stable gate firing accurately without selection even if there are variations in gate characteristics. Is to provide what you did.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、変流器の２次出力端とスイッチング素子の
ゲートとの間に、ゲート電圧とゲート電流とから設定し
た所定値を上記変流器の２次電流が超えようとしたと
き、側路するようにしたゲート制御回路を設けて、ゲー
ト電流・電圧を増加させることなく制限するようにした
ものである。In order to achieve the above object, the present invention provides a predetermined value set from the gate voltage and the gate current between the secondary output terminal of the current transformer and the gate of the switching element. When the secondary current of the current transformer is about to exceed, a gate control circuit for bypassing is provided to limit the gate current / voltage without increasing it.
【００１１】[0011]
【実施例】以下、本発明の実施例を図１及び図２によっ
て説明する。図１において、１は交流電源、２は上記交
流電源１と負荷３との間に介挿されて、負荷３を開閉す
る交流開閉回路である。これは、交流電源１と負荷３と
の間に直列に接続して挿入した接点形スイッチ２ａ及び
変流器２ｂ，２ｃと、この接点形スイッチ２ａと変流器
２ｂ，２ｃの直列回路にサイリスタＴｈ1 ，Ｔｈ2 を逆
並列に接続して並列に挿入した双方向のスイッチング素
子２ｄと、このスイッチング素子２ｄのサイリスタＴｈ
1 のゲート・カソード間に出力端Ｏ1 ，Ｏ2 をそれぞれ
接続し、入力端Ｐ1 ，Ｎ1 に、上記変流器２ｂの２次出
力端を該出力端子間に挿入したダイオード２ｅを介して
接続して、変流器２ｂの２次出力端から過電流に比例し
た電流が出力されてもサイリスタＴｈ1 のゲート電流Ｉ
G とゲート電圧ＶG を増加させることになくゲート信号
を送出するゲート制御回路２ｆと、サイリスタＴｈ2 の
ゲート・カソード間に出力端Ｏ1 ，Ｏ2 をそれぞれ接続
し、入力端Ｐ1 ，Ｎ1 に、上記変流器２ｃの２次出力端
を交叉させて挿入したダイオード２ｇを介して接続し
て、上記ゲート制御回路２ｆと同様に形成されたゲート
制御回路２ｈとを備えて、交流電源１の例えば正の半波
で上記サイリスタＴｈ1 を、又例えば負の半波で上記サ
イリスタＴｈ2 をゲート点弧せしめるようになってい
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS. In FIG. 1, 1 is an AC power supply, and 2 is an AC switching circuit which is inserted between the AC power supply 1 and the load 3 to open and close the load 3. This is a contact type switch 2a and current transformers 2b and 2c connected in series between the AC power source 1 and the load 3, and a series circuit of the contact type switch 2a and current transformers 2b and 2c. A bidirectional switching element 2d in which Th 1 and Th 2 are connected in antiparallel and inserted in parallel, and a thyristor Th of this switching element 2d.
First gate-cathode output between O 1, O 2 was connected to the input terminal P 1, N 1, via a diode 2e inserting the secondary output terminal of the current transformer 2b between the output terminals Connected to each other to output a current proportional to the overcurrent from the secondary output terminal of the current transformer 2b, the gate current I of the thyristor Th 1
A gate control circuit 2f for sending a gate signal not in increasing the G and the gate voltage V G, the output terminal O 1 between the gate and cathode of the thyristor Th 2, O 2 were connected, the input terminal P 1, N 1 and a gate control circuit 2h formed in the same manner as the gate control circuit 2f, which is connected to the secondary output end of the current transformer 2c through a diode 2g inserted by intersecting the same, and is provided with an AC power supply. The gate igniting of the thyristor Th 1 is performed by the positive half-wave of 1 , and the thyristor Th 2 is activated by the negative half-wave of 1 , for example.
【００１２】そして、上記ゲート制御路回路２ｆ，２ｈ
は図２に示すように、入力端Ｐ1 ，Ｎ1 の間に、トラン
ジスタＱのコレクタ・エミッタ間を挿入し、このトラン
ジスタＱのベースには、出力端Ｏ1 ，Ｏ2 間に直列に挿
入した電圧検出用抵抗Ｒ1 ，Ｒ2 の接続点を接続し、こ
の抵抗Ｒ2 と出力端Ｏ2 との接続点と、上記トランジス
タＱのエミッタとの間に電流検出用抵抗Ｒｓを挿入し
て、ゲート電流ＩG が増加しようとすれば、上記トラン
ジスタＱを導通させて側路させ、ゲート電流ＩG 、ゲー
ト電圧ＶG を増加させることなくゲート信号を送出する
ようになっている。The gate control path circuits 2f and 2h are also provided.
As shown in FIG. 2, the collector-emitter of the transistor Q is inserted between the input ends P 1 and N 1 , and the base of the transistor Q is inserted in series between the output ends O 1 and O 2. The connection point of the voltage detecting resistors R 1 and R 2 is connected, and the current detecting resistor Rs is inserted between the connecting point of the resistor R 2 and the output terminal O 2 and the emitter of the transistor Q. , If the gate current I G is about to increase, the transistor Q is turned on to bypass the gate current I G and the gate voltage V G without increasing the gate signal.
【００１３】このゲート制御回路２ｆ，２ｈを図３に示
す等価回路によってさらに説明すると、サイリスタ（例
えばＴｈ1 ）のゲート内部等価抵抗ＲG の端子間に、ト
ランジスタＱのコレクタ・エミッタと、ゲート電圧検出
用抵抗Ｒ1 とＲ2 を直列に接続した回路とを並列に挿入
し、上記トランジスタＱのベースに、上記抵抗Ｒ1 とＲ
2 の接続点を接続し、トランジスタＱのエミッタと上記
抵抗Ｒ2 との間に電流検出用抵抗ＲS を挿入し、変流器
（例えば２ｂ）の２次側は、該２次側の負荷が変動する
ことによって電圧が変動しても、変流比により１次電流
に比例した電流が２次側から出力されるため、定電流源
Ｉｃとみなすことができるので、上記トランジスタＱの
コレクタ・エミッタ間に定電流源Ｉｃが挿入された回路
として示され、変流器の２次（定電流源Ｉｃ）は１次電
流に比例した電流を流し、負荷電圧ＶG の大きさに関係
なく電流が流れる。The gate control circuits 2f and 2h will be further described with reference to the equivalent circuit shown in FIG. 3. Between the terminals of the gate internal equivalent resistance R G of the thyristor (eg Th 1 ) and the collector / emitter of the transistor Q and the gate voltage. the sensing resistor R 1 and R 2 by inserting a circuit connected in series in parallel to the base of the transistor Q, the resistor R 1 and R
2 is connected, a current detecting resistor R S is inserted between the emitter of the transistor Q and the resistor R 2, and the secondary side of the current transformer (for example, 2b) is the load of the secondary side. Even if the voltage fluctuates due to the fluctuation of the current, since the current proportional to the primary current is output from the secondary side due to the current transformation ratio, it can be regarded as the constant current source Ic. It is shown as a circuit in which a constant current source Ic is inserted between the emitters, and the secondary (constant current source Ic) of the current transformer flows a current proportional to the primary current, regardless of the magnitude of the load voltage V G. Flows.
【００１４】トランジスタＱはベース・エミッタ間電圧
ＶBEがベースオン電圧（例えば０．７Ｖ）を超えるとベ
ース電流が流れ始める。図３で抵抗ＲｓとＲ1 ，Ｒ2 と
の関係をＲｓ＜＜Ｒ1 ，Ｒ2 に選定しておけば、抵抗Ｒ
1 ，Ｒ2 に流れる電流はゲート内部等価抵抗ＲG に流れ
る電流ＩG に比してきわめて小さくなり無視することが
でき、従ってベース・エミッタ電圧ＶBEは ＶBE＝ＩG ・Ｒｓ＋ＶG ・Ｒ2 ／（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）───(1) の関係になり、ＶBEがベースオン電圧（例えば０．７
Ｖ）を超えると、トランジスタＱが導通してコレクタ・
エミッタ間に電流ＩQ が流れ、定電流電源Ｉｃから流れ
る電流Ｉｓは Ｉｓ＝ＩQ ＋ＩG ───(2) の関係になる。即ち、上記(1) 式で決まるＩG ，ＶG 以
上の電流、電圧をサイリスタのゲートに供給しようとＩ
ｓが増大してもその増大分はトランジスタＱに流れる電
流ＩQ になり、上記ＩG は増加しない。従って上記ＶG
も増加しないことになる。In the transistor Q, the base current starts to flow when the base-emitter voltage V BE exceeds the base on voltage (for example, 0.7 V). If the relation between the resistance Rs and R 1 and R 2 is selected as Rs << R 1 and R 2 in FIG. 3, the resistance R
The currents flowing through 1 and R 2 are extremely small compared to the current I G flowing through the gate internal equivalent resistance R G and can be ignored, so that the base-emitter voltage V BE is V BE = I G · Rs + V G · R 2 / (R 1 + R 2 ) --- (1), and V BE is the base-on voltage (for example, 0.7).
V), the transistor Q becomes conductive and the collector
Current I Q flows between the emitter, a current Is flowing from the constant current source Ic is a relationship Is = I Q + I G ─── (2). That is, it is necessary to supply a current and a voltage of I G , V G or more determined by the above equation (1) to the gate of the thyristor.
Even if s increases, the increased amount becomes the current I Q flowing through the transistor Q , and the above I G does not increase. Therefore, the above V G
Will not increase.
【００１５】ここで上記(1) 式をＶBEで除すと、 〔ＶG ・Ｒ2 ／ＶBE（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）〕＋〔ＩG ・Ｒｓ／ＶBE〕＝１─(3) となり、この(3) 式からゲート最大電流Ｉｍ，ゲート最
大電圧Ｖｍは ＶBE（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 ＝Ｖｍ，ＶBE／Ｒｓ＝Ｉｍ───(4) として表すことができ、今、ＶBEを０．７Ｖとして上記
(4) 式に代入すると、 ０．７（Ｒ1 ＋Ｒ2 ）／Ｒ2 ＝Ｖｍ，０．７／Ｒｓ＝Ｉｍ───(5) となり、サイリスタＴｈ1 ，Ｔｈ2 のゲート特性からゲ
ート最大電流Ｉｍ，ゲート最大電圧Ｖｍを決めれば、抵
抗Ｒs ，Ｒ1 ，Ｒ2 が定まることになる。Here, when the above equation (1) is divided by V BE , [V G · R 2 / V BE (R 1 + R 2 )] + [I G · Rs / V BE ] = 1- (3) From this equation (3), the maximum gate current Im and the maximum gate voltage Vm can be expressed as V BE (R 1 + R 2 ) / R 2 = Vm, V BE / Rs = Im (4), Now, set V BE to 0.7V and above
Substituting into equation (4), 0.7 (R 1 + R 2 ) / R 2 = Vm, 0.7 / Rs = Im ──── (5) From the gate characteristics of thyristors Th 1 and Th 2 , the gate maximum is obtained. current Im, be determined gate maximum voltage Vm, the resistor Rs, so that R 1, R 2 is determined.
【００１６】このようにして、抵抗Ｒs ，Ｒ1 ，Ｒ2 を
選定すれば、ゲート制御回路２ｆ，２ｈは、ベース・エ
ミッタ間電圧ＶBEがベースオン電圧（例えば０．７Ｖ）
を超えないようにトランジスタＱが導通してベース・エ
ミッタ間電圧ＶBEをベースオン電圧（例えば０．７Ｖ）
に保つようにトランジスタＱに電流ＩQ が流れる。従っ
て、上記(3) 式は （ＶG ／Ｖｍ）＋（ＩG ／Ｉｍ）≦１───(6) と示すことができ、その特性は図7 に点線で示すよう
に、ＩｍとＶｍとを直線で結んだ特性となる。By selecting the resistors Rs, R 1 and R 2 in this way, the base-emitter voltage V BE of the gate control circuits 2f and 2h is the base-on voltage (eg 0.7V).
Transistor Q is turned on so as not to exceed the threshold voltage, and the base-emitter voltage V BE is changed to the base-on voltage (for example, 0.7 V).
A current I Q flows through the transistor Q so as to keep it at. Therefore, the above equation (3) can be expressed as (V G / Vm) + (I G / Im) ≦ 1 ─── (6), and its characteristics are Im and Vm as shown by the dotted line in FIG. The characteristic is a straight line connecting and.
【００１７】従って、上記変流器２ｂ，２ｃの変流比
を、負荷電流の最小値で最小トリガ電流Ｉｏを確保する
よう設定しておけば、大電流になっても（例えば短絡電
流や突入電流等）変流器の２次電流Ｉｓはゲート制御回
路２ｆ、２ｈのトランジスタＱが負担して、ゲート電流
ＩG は制限される。Therefore, if the current ratios of the current transformers 2b and 2c are set so as to secure the minimum trigger current Io at the minimum value of the load current, even if the current becomes large (for example, short circuit current or rush current). The secondary current Is of the current transformer is borne by the transistor Q of the gate control circuits 2f and 2h, and the gate current I G is limited.
【００１８】次にその動作について説明する。先ず、接
点形スイッチ２ａが投入され、交流電源１から負荷３に
電力が供給されておる。これにより、変流器２ｂ，２ｃ
は、その２次側からダイオード２ｅ，２ｇを介してゲー
ト制御回路２ｆ，２ｈにそれぞれ負荷電流（即ち１次電
流）に比例した電流が半波毎に出力される。ゲート制御
回路２ｆは、ダイオード２ｅが半波整流して出力する入
力の例えば正の半波をうけてゲート信号をサイリスタＴ
ｈ1 に送出する。またゲート制御回路２ｈも上記２ｆと
同様、例えば負の半波をうけてゲート信号をサイリスタ
Ｔｈ2 に送出する。Next, the operation will be described. First, the contact switch 2a is turned on, and the AC power source 1 supplies power to the load 3. Thereby, the current transformers 2b and 2c
A current proportional to a load current (that is, a primary current) is output to each of the gate control circuits 2f and 2h from the secondary side through the diodes 2e and 2g for each half wave. The gate control circuit 2f receives a gate signal, for example, a positive half-wave input from the diode 2e after being half-wave rectified and outputs the gate signal as a thyristor T.
Send to h 1 . The gate control circuit 2h also receives a negative half wave, for example, and sends a gate signal to the thyristor Th 2 as in the case of 2f.
【００１９】これを、ゲートにうけたサイリスタＴｈ1
（またはＴｈ2 ）は接合部が局部から順次全体へと拡が
って導通状態となるが、接点形スイッチ２ａの接点間電
圧降下に比してサイリスタＴｈ1 ，Ｔｈ2 のコレクタ・
エミッタ間電圧の方が高いので、サイリスタは導通する
ことなく待機していることになる。The thyristor Th 1 which receives this at the gate
(Or Th 2 ) has a junction that gradually spreads from the local part to the whole and becomes conductive, but compared with the voltage drop across the contacts of the contact type switch 2a, the collector / contact of the thyristors Th 1 and Th 2
Since the voltage between the emitters is higher, the thyristor stands by without conducting.
【００２０】次いで、接点形スイッチ２ａを開極する
と、その接点間にアークが発生し、これによって発生し
たアーク電圧が上記サイリスタＴｈ1 ，Ｔｈ2 のアノー
ド・カソード間に印加され、サイリスタ（例えばＴ
ｈ1 ）が瞬時にオン動作して負荷電流は瞬時にサイリス
タに移行し、１→２の２ｄ→３の経路で流れることにな
る。このため、上記接点間に発生したアークは瞬時的に
消失し、接点形スイッチは殆ど無アークで開極すること
になる。そして、サイリスタに移行した負荷電流は、サ
イリスタが上記接点形スイッチ２ａの開極によって変流
器２ｂ，２ｃからのゲート信号が停止するので交流の零
点でオフして、しゃ断される。Next, when the contact-type switch 2a is opened, an arc is generated between the contacts, and the arc voltage generated thereby is applied between the anode and cathode of the thyristors Th 1 and Th 2 , and the thyristor (for example, T
h 1 ) is instantly turned on, and the load current is instantly transferred to the thyristor and flows through the path of 1 → 2, 2d → 3. Therefore, the arc generated between the contacts is instantaneously extinguished, and the contact type switch opens with almost no arc. Then, the load current transferred to the thyristor is turned off at the zero point of the alternating current because the gate signal from the current transformers 2b and 2c is stopped by the opening of the contact type switch 2a, so that the load current is cut off.
【００２１】上記動作において、負荷電流が何らかの原
因で増加し、ゲート制御回路２ｆ，２ｈのトランジスタ
Ｑのベース・エミッタ間電圧がベースオン電圧を超えよ
うとすると、トランジスタＱにベース電流が流れて導通
し、トランジスタＱに電流が流れてゲート電流ＩG を増
加させることなく制限する（従ってゲート電圧ＶG も増
加しない）。このように大電流が流れても、ゲート制御
回路２ｆ，２ｈのトランジスタＱが負担してゲート電流
を制限し（図４（Ｂ）２次電流）、かつゲート電圧ＶG
はゲート最大電圧Ｖｍ以下に制限されるので（図４
（Ｂ）２次電圧）、変流器２ｂ，２ｃを飽和させること
もなく、図４（Ａ）で示すように、２次電圧が上昇して
変流器が飽和し、２次電圧が零となり、これにより２次
電流が零となって、ゲート点弧失敗を生ずることなく大
電流しゃ断も的確に行うことができる。In the above operation, when the load current increases for some reason and the base-emitter voltage of the transistors Q of the gate control circuits 2f and 2h tries to exceed the base-on voltage, the base current flows through the transistor Q and becomes conductive. However, a current flows through the transistor Q to limit the gate current I G without increasing it (thus, the gate voltage V G also does not increase). Even if a large current flows in this way, the transistor Q of the gate control circuits 2f and 2h bears the gate current to limit the gate current (secondary current in FIG. 4B) and the gate voltage V G.
Is limited to the maximum gate voltage Vm or less (see FIG.
(B) Secondary voltage), the current transformers 2b and 2c are not saturated, and as shown in FIG. 4A, the secondary voltage rises and the current transformer is saturated, and the secondary voltage becomes zero. As a result, the secondary current becomes zero, and large current interruption can be performed accurately without causing gate ignition failure.
【００２２】上記実施例において、双方向のスイッチン
グ素子２ｄは、サイリスタＴｈ1 ，Ｔｈ2 を逆並列接続
して形成するように説明したが、これに代って図５に示
すように、トライアックを用いてもよく、この場合は変
流器とゲート制御回路を１個で形成できる。なお図５は
トライアックをいわゆる負ゲート電流ドライブ方式で示
したものである。In the above embodiment, the bidirectional switching element 2d is described as being formed by connecting the thyristors Th 1 and Th 2 in antiparallel, but instead of this, as shown in FIG. 5, a triac is used. It may be used, and in this case, the current transformer and the gate control circuit can be formed by one. Note that FIG. 5 shows the triac by a so-called negative gate current drive system.
【００２３】[0023]
【発明の効果】本発明によれば、接点形スイッチは負荷
電流をしゃ断することなく開極できるので、接点の損耗
を防止して装置の長寿命化を図ることができるのは勿
論、変流器の２次出力端に、２次電流が増加してもスイ
ッチング素子のゲート電圧・電流が所定値を超えないよ
うに制限するゲート制御回路を設けたので、きわめて広
い負荷電流範囲に適用することができ、スイッチング素
子を破壊させることなくゲート点弧を的確に行うことが
できる。According to the present invention, the contact type switch can be opened without interrupting the load current. Therefore, it is possible to prevent the contact from being worn out and prolong the life of the device, as well as the current transformation. Since a gate control circuit that limits the gate voltage / current of the switching element so that it does not exceed the specified value even if the secondary current increases, is applied to the secondary output end of the device Therefore, the gate can be properly fired without destroying the switching element.
【００２４】また、ゲート制御回路はゲートの最大電圧
・電流・電力すべてが制限され、かつ、制限されるまで
は（即ち、ゲート電流・電圧が所定値に達するまでは変
流器の２次電流はすべてスイッチング素子のゲートに供
給されるため、負荷電流が小さい場合にあっても点弧失
敗を生ずることなく、スイッチング素子をゲート点弧さ
せることができる。The gate control circuit limits the maximum voltage, current, and power of the gate, and until the gate voltage / current reaches a predetermined value (that is, until the gate current / voltage reaches a predetermined value, the secondary current of the current transformer). Since all are supplied to the gate of the switching element, even if the load current is small, the switching element can be gate-ignited without causing ignition failure.
【００２５】更に、ゲート電圧はその最大電圧以下に制
限されるため、大電流が流れても変流器を飽和させるこ
ともなく、大電流しゃ断も的確に行うことができる。Furthermore, since the gate voltage is limited to the maximum voltage or less, even if a large current flows, the current transformer is not saturated and the large current can be cut off properly.
【００２６】更にまた、スイッチング素子のゲート特性
のバラツキを考慮することなく、構成することができる
ので、ゲート抵抗を調整したり、ゲート特性を一々合わ
せたりすることも不要となって手間を大幅に軽減し、ゲ
ート回路の製作をきわめて容易に行うことができる。し
かも、制御電源を用いることなく構成することができる
ので、高圧回路、大電流回路に適用することができる。Furthermore, since the structure can be formed without considering the variation in the gate characteristics of the switching elements, it is not necessary to adjust the gate resistance or to adjust the gate characteristics one by one, which greatly saves time and labor. It is possible to reduce the number of gate circuits, and the gate circuit can be manufactured very easily. Moreover, since it can be configured without using a control power supply, it can be applied to a high voltage circuit and a large current circuit.
【図１】本発明の実施例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】図１のゲート制御回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of the gate control circuit of FIG.
【図３】図２の等価回路図である。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of FIG.
【図４】図２の動作を説明する波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the operation of FIG.
【図５】本発明の他の実施例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図６】従来例を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a conventional example.
【図７】サイリスタのゲート特性説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of gate characteristics of a thyristor.
１ 交流電源 ２ 開閉回路 ２ａ 接点形スイッチ ２ｂ，２ｃ 変流器 ２ｄ スイッチング素子 ２ｆ，２ｈ ゲート制御回路 Ｔｈ1 ，Ｔｈ2 サイリスタ Ｔｈ トライアック Ｑ トランジスタ Ｒ1 ，Ｒ2 電圧検出用抵抗 Ｒｓ 電流検出用抵抗1 AC power supply 2 Switching circuit 2a Contact switch 2b, 2c Current transformer 2d Switching element 2f, 2h Gate control circuit Th 1 , Th 2 Thyristor Th Triac Q Transistor R 1 , R 2 Voltage detection resistor Rs Current detection resistor
Claims (1)
チと変流器を直列に挿入すると共に、双方向のスイッチ
ング素子を上記接点形スイッチと変流器の直列回路に並
列に挿入し、このスイッチング素子を上記変流器の２次
出力でゲート点弧せしめるようにした交流負荷開閉装置
において、上記変流器の２次出力端とスイッチング素子
のゲートとの間に、変流器の２次電流が、上記スイッチ
ング素子のゲート電圧と電流とから設定した所定値を超
えようとしたとき、側路するようにしたゲート制御回路
を介設したことを特徴とする交流負荷開閉装置。1. A contact type switch and a current transformer are inserted in series between an AC power source and a load, and a bidirectional switching element is inserted in parallel in the series circuit of the contact type switch and the current transformer. In the AC load switching device in which the switching element is gate-ignited by the secondary output of the current transformer, a current transformer is provided between the secondary output end of the current transformer and the gate of the switching element. An AC load switching device, wherein a gate control circuit is provided so as to bypass when a secondary current exceeds a predetermined value set from the gate voltage and current of the switching element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3354627A JP2687061B2 (en) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | AC load switchgear |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP3354627A JP2687061B2 (en) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | AC load switchgear |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05174675A true JPH05174675A (en) | 1993-07-13 |
| JP2687061B2 JP2687061B2 (en) | 1997-12-08 |
Family
ID=18438838
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP3354627A Expired - Fee Related JP2687061B2 (en) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | AC load switchgear |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JP2687061B2 (en) |
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2019071239A (en) * | 2017-10-11 | 2019-05-09 | 株式会社明電舎 | Direct current cutout gear |
Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5012545A (en) * | 1973-06-08 | 1975-02-08 | ||
| JPS5141417A (en) * | 1974-10-07 | 1976-04-07 | Toshio Yamada | Mirio * mizumushinokusuri * |
| JPS59163724A (en) * | 1983-03-08 | 1984-09-14 | 林原 健 | Conducting and interrupting device near zero potential of accurrent |
| JPS63917A (en) * | 1986-06-18 | 1988-01-05 | 日本碍子株式会社 | Contactless switch |
-
1991
- 1991-12-18 JP JP3354627A patent/JP2687061B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| JP2019071239A (en) * | 2017-10-11 | 2019-05-09 | 株式会社明電舎 | Direct current cutout gear |
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2687061B2 (en) | 1997-12-08 |
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