JPH05174675A - Ac load switching device - Google Patents
Ac load switching deviceInfo
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- JPH05174675A JPH05174675A JP3354627A JP35462791A JPH05174675A JP H05174675 A JPH05174675 A JP H05174675A JP 3354627 A JP3354627 A JP 3354627A JP 35462791 A JP35462791 A JP 35462791A JP H05174675 A JPH05174675 A JP H05174675A
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01H—ELECTRIC SWITCHES; RELAYS; SELECTORS; EMERGENCY PROTECTIVE DEVICES
- H01H9/00—Details of switching devices, not covered by groups H01H1/00 - H01H7/00
- H01H9/54—Circuit arrangements not adapted to a particular application of the switching device and for which no provision exists elsewhere
- H01H9/541—Contacts shunted by semiconductor devices
- H01H9/542—Contacts shunted by static switch means
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- Thyristor Switches And Gates (AREA)
- Driving Mechanisms And Operating Circuits Of Arc-Extinguishing High-Tension Switches (AREA)
- Keying Circuit Devices (AREA)
Abstract
Description
【0001】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は交流負荷の開閉に係り、
特に接点形スイッチと双方向のスイッチング素子とを並
設し、上記スイッチング素子を負荷電流が通流する変流
器の2次出力によりゲート点弧せしめるようにした交流
負荷開閉装置に関する。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to switching an AC load,
In particular, the present invention relates to an AC load switching device in which a contact type switch and a bidirectional switching element are arranged in parallel, and the gate is ignited by the secondary output of a current transformer through which a load current flows.
【0002】[0002]
【従来の技術】この種開閉装置としては、例えば、図6
に示すように、交流電源11と負荷13との間に、接点
形スイッチ12aと変流器12cの1次側とを直列に挿
入し、この接点形スイッチ12aの電源側と変流器12
cの負荷側との間にトライアックや逆並列接続のサイリ
スタ等からなる双方向のスイッチング素子12bを挿入
し、このスイッチング素子12bを上記変流器12cの
2次出力によりゲート点弧せしめるように形成し、接点
形スイッチ12aの開極時、負荷電流をスイッチング素
子12bに移行せしめて接点形スイッチ12aを殆ど無
アークで開極させ、この開極により、スイッチ素子12
bへのゲート信号を停止して該スイッチング素子12b
を負荷電流の零点でターンオフせしめるようになってい
る。なお、12dは変流器12cの2次出力端子間に挿
入したゲート抵抗である。2. Description of the Related Art An example of this type of opening / closing device is shown in FIG.
As shown in FIG. 5, a contact type switch 12a and the primary side of the current transformer 12c are inserted in series between the AC power source 11 and the load 13, and the power source side of the contact type switch 12a and the current transformer 12 are inserted.
A bidirectional switching element 12b including a triac or an antiparallel connection thyristor is inserted between the load side of c and the switching element 12b is formed so that the gate is ignited by the secondary output of the current transformer 12c. Then, when the contact type switch 12a is opened, the load current is transferred to the switching element 12b to open the contact type switch 12a with almost no arc.
the switching element 12b by stopping the gate signal to b
Is designed to be turned off at the zero point of the load current. 12d is a gate resistor inserted between the secondary output terminals of the current transformer 12c.
【0003】[0003]
【発明が解決するための課題】このように構成されたも
のにあっては、接点形スイッチ12aが負荷電流をしゃ
断することなく開極することができるため、アークによ
る接点の損耗を防止することができる反面、スイッチン
グ素子が例えばサイリスタを逆並列に接続して形成され
ている場合、サイリスタのゲート特性は図7のA,B,
Cとして示すように個々の素子相互で異なった特性、い
わゆるバラツキを有している。In the structure thus constructed, the contact-type switch 12a can open the contact without interrupting the load current, so that the contact is prevented from being worn by the arc. On the other hand, when the switching element is formed by connecting thyristors in antiparallel, for example, the gate characteristics of the thyristors are A, B, and
As indicated by C, the individual elements have different characteristics, so-called variations.
【0004】一方サイリスタの適用に際しては、ゲート
電流IG とゲート電圧VG がゲートの使用制限としてゲ
ート最大電流Im、ゲート最大電圧Vm及びゲート最大
電力Pmを超えて使用するとゲート破壊を生じ、また、
最小トリガ電流Io、最小トリガ電圧Vo以下で使用す
るとトリガ失敗を生ずるおそれがあることはよく知られ
ている。換言すれば、サイリスタのゲート点弧は図7に
おいて示す、Im−Pm−Vm−Vo−Ioで囲まれた
領域で使用することが必要となる。On the other hand, when the thyristor is applied, if the gate current I G and the gate voltage V G exceed the maximum gate current Im, the maximum gate voltage Vm, and the maximum gate power Pm to limit the use of the gate, the gate is destroyed, and ,
It is well known that trigger failure may occur when used at a minimum trigger current Io or a minimum trigger voltage Vo or less. In other words, the gate firing of the thyristor needs to be used in the area surrounded by Im-Pm-Vm-Vo-Io shown in FIG.
【0005】しかし乍ら、スイッチング素子を負荷電流
に比例して出力される変流器の2次出力によってゲート
点弧せしめる場合、例えば図7においてCとして示すゲ
ート特性を有する素子にあっては小さい負荷電流でもゲ
ート最大電圧Vmを超えてしまうおそれがあり、変流比
を大きくして2次出力電流が小さくなるように選定すれ
ば、図7のAとして示すゲート特性の素子にあっては最
小トリガ電流Io、最小トリガ電圧Vo以下になってト
リガ失敗を惹起するおそれがある。However, in the case where the switching element is gated by the secondary output of the current transformer which is output in proportion to the load current, for example, the element having the gate characteristic shown as C in FIG. 7 is small. Even if the load current may exceed the maximum gate voltage Vm, if the current change ratio is increased and the secondary output current is selected to be small, the minimum gate characteristic element shown in A of FIG. The trigger current Io and the minimum trigger voltage Vo may become lower than the trigger current Io, which may cause a trigger failure.
【0006】このような問題を解決するため、一般的に
は過電圧、過電流制御回路を設けてゲート最大電流I
m、ゲート最大電圧Vm以上の電流、電圧を制御するこ
とも考えられるが、この場合にあってもゲート特性が図
7のBとして示す特性を有する素子においては、電力損
失が大きくなってゲート最大電力Pmを超えてしまうと
いう不都合がある。In order to solve such a problem, in general, an overvoltage and overcurrent control circuit is provided so that the maximum gate current I
m, it is conceivable to control a current or voltage higher than the maximum gate voltage Vm, but even in this case, in the element having the gate characteristic shown as B in FIG. There is an inconvenience of exceeding the electric power Pm.
【0007】こうした問題を有するため、サイリスタ個
々のゲート特性に合わせて変流比を代えたり、並列に挿
入したゲート抵抗を調整したり、また逆並列接続するサ
イリスタ相互のゲート特性を合せるために選別したりし
て、ゲート回路の製作を行う必要が生じ、多くの手間を
要し、コストの高いものになってしまうという問題を有
していた。Because of these problems, selection is made to change the current ratio according to the gate characteristics of each thyristor, to adjust the gate resistance inserted in parallel, and to match the gate characteristics of thyristors connected in antiparallel. Therefore, there is a problem in that it is necessary to manufacture a gate circuit, which requires a lot of labor and becomes costly.
【0008】しかも、負荷電流が過負荷から軽負荷まで
大幅に変動する変流器の1次電流に対し、その2次出力
によって安全にかつ的確にゲート点弧させることは困難
となり、結局、狭い負荷電流の変動範囲でしか適用でき
ないという欠点を有していた。また、大電流負荷への適
用にあっては変流器の2次出力電圧が高くなって磁気飽
和を惹起し、ゲート電流が消失してゲート点弧失敗を生
じ、接点形スイッチも大電流しゃ断となって接点を著し
く損耗し、寿命を短くするという問題を有していた。In addition, it is difficult to safely and accurately gate the primary current of the current transformer, whose load current fluctuates significantly from overload to light load, by its secondary output. It has a drawback that it can be applied only in the range of fluctuation of the load current. In addition, when applied to a large current load, the secondary output voltage of the current transformer becomes high, causing magnetic saturation, the gate current disappears and gate ignition fails, and the contact switch also shuts off the large current. Therefore, there is a problem that the contacts are significantly worn out and the life is shortened.
【0009】本発明は上述した点にかんがみてなされた
もので、その目的とするところは、ゲート特性にバラツ
キがあっても選別したりすることなく、安定化を図って
的確にゲート点弧できるようにしたものを提供すること
にある。The present invention has been made in view of the above-mentioned points, and the purpose thereof is to achieve stable gate firing accurately without selection even if there are variations in gate characteristics. Is to provide what you did.
【0010】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は、上記目的を達
成するため、変流器の2次出力端とスイッチング素子の
ゲートとの間に、ゲート電圧とゲート電流とから設定し
た所定値を上記変流器の2次電流が超えようとしたと
き、側路するようにしたゲート制御回路を設けて、ゲー
ト電流・電圧を増加させることなく制限するようにした
ものである。In order to achieve the above object, the present invention provides a predetermined value set from the gate voltage and the gate current between the secondary output terminal of the current transformer and the gate of the switching element. When the secondary current of the current transformer is about to exceed, a gate control circuit for bypassing is provided to limit the gate current / voltage without increasing it.
【0011】[0011]
【実施例】以下、本発明の実施例を図1及び図2によっ
て説明する。図1において、1は交流電源、2は上記交
流電源1と負荷3との間に介挿されて、負荷3を開閉す
る交流開閉回路である。これは、交流電源1と負荷3と
の間に直列に接続して挿入した接点形スイッチ2a及び
変流器2b,2cと、この接点形スイッチ2aと変流器
2b,2cの直列回路にサイリスタTh1 ,Th2 を逆
並列に接続して並列に挿入した双方向のスイッチング素
子2dと、このスイッチング素子2dのサイリスタTh
1 のゲート・カソード間に出力端O1 ,O2 をそれぞれ
接続し、入力端P1 ,N1 に、上記変流器2bの2次出
力端を該出力端子間に挿入したダイオード2eを介して
接続して、変流器2bの2次出力端から過電流に比例し
た電流が出力されてもサイリスタTh1 のゲート電流I
G とゲート電圧VG を増加させることになくゲート信号
を送出するゲート制御回路2fと、サイリスタTh2 の
ゲート・カソード間に出力端O1 ,O2 をそれぞれ接続
し、入力端P1 ,N1 に、上記変流器2cの2次出力端
を交叉させて挿入したダイオード2gを介して接続し
て、上記ゲート制御回路2fと同様に形成されたゲート
制御回路2hとを備えて、交流電源1の例えば正の半波
で上記サイリスタTh1 を、又例えば負の半波で上記サ
イリスタTh2 をゲート点弧せしめるようになってい
る。Embodiments of the present invention will be described below with reference to FIGS. In FIG. 1, 1 is an AC power supply, and 2 is an AC switching circuit which is inserted between the AC power supply 1 and the load 3 to open and close the load 3. This is a contact type switch 2a and current transformers 2b and 2c connected in series between the AC power source 1 and the load 3, and a series circuit of the contact type switch 2a and current transformers 2b and 2c. A bidirectional switching element 2d in which Th 1 and Th 2 are connected in antiparallel and inserted in parallel, and a thyristor Th of this switching element 2d.
First gate-cathode output between O 1, O 2 was connected to the input terminal P 1, N 1, via a diode 2e inserting the secondary output terminal of the current transformer 2b between the output terminals Connected to each other to output a current proportional to the overcurrent from the secondary output terminal of the current transformer 2b, the gate current I of the thyristor Th 1
A gate control circuit 2f for sending a gate signal not in increasing the G and the gate voltage V G, the output terminal O 1 between the gate and cathode of the thyristor Th 2, O 2 were connected, the input terminal P 1, N 1 and a gate control circuit 2h formed in the same manner as the gate control circuit 2f, which is connected to the secondary output end of the current transformer 2c through a diode 2g inserted by intersecting the same, and is provided with an AC power supply. The gate igniting of the thyristor Th 1 is performed by the positive half-wave of 1 , and the thyristor Th 2 is activated by the negative half-wave of 1 , for example.
【0012】そして、上記ゲート制御路回路2f,2h
は図2に示すように、入力端P1 ,N1 の間に、トラン
ジスタQのコレクタ・エミッタ間を挿入し、このトラン
ジスタQのベースには、出力端O1 ,O2 間に直列に挿
入した電圧検出用抵抗R1 ,R2 の接続点を接続し、こ
の抵抗R2 と出力端O2 との接続点と、上記トランジス
タQのエミッタとの間に電流検出用抵抗Rsを挿入し
て、ゲート電流IG が増加しようとすれば、上記トラン
ジスタQを導通させて側路させ、ゲート電流IG 、ゲー
ト電圧VG を増加させることなくゲート信号を送出する
ようになっている。The gate control path circuits 2f and 2h are also provided.
As shown in FIG. 2, the collector-emitter of the transistor Q is inserted between the input ends P 1 and N 1 , and the base of the transistor Q is inserted in series between the output ends O 1 and O 2. The connection point of the voltage detecting resistors R 1 and R 2 is connected, and the current detecting resistor Rs is inserted between the connecting point of the resistor R 2 and the output terminal O 2 and the emitter of the transistor Q. , If the gate current I G is about to increase, the transistor Q is turned on to bypass the gate current I G and the gate voltage V G without increasing the gate signal.
【0013】このゲート制御回路2f,2hを図3に示
す等価回路によってさらに説明すると、サイリスタ(例
えばTh1 )のゲート内部等価抵抗RG の端子間に、ト
ランジスタQのコレクタ・エミッタと、ゲート電圧検出
用抵抗R1 とR2 を直列に接続した回路とを並列に挿入
し、上記トランジスタQのベースに、上記抵抗R1 とR
2 の接続点を接続し、トランジスタQのエミッタと上記
抵抗R2 との間に電流検出用抵抗RS を挿入し、変流器
(例えば2b)の2次側は、該2次側の負荷が変動する
ことによって電圧が変動しても、変流比により1次電流
に比例した電流が2次側から出力されるため、定電流源
Icとみなすことができるので、上記トランジスタQの
コレクタ・エミッタ間に定電流源Icが挿入された回路
として示され、変流器の2次(定電流源Ic)は1次電
流に比例した電流を流し、負荷電圧VG の大きさに関係
なく電流が流れる。The gate control circuits 2f and 2h will be further described with reference to the equivalent circuit shown in FIG. 3. Between the terminals of the gate internal equivalent resistance R G of the thyristor (eg Th 1 ) and the collector / emitter of the transistor Q and the gate voltage. the sensing resistor R 1 and R 2 by inserting a circuit connected in series in parallel to the base of the transistor Q, the resistor R 1 and R
2 is connected, a current detecting resistor R S is inserted between the emitter of the transistor Q and the resistor R 2, and the secondary side of the current transformer (for example, 2b) is the load of the secondary side. Even if the voltage fluctuates due to the fluctuation of the current, since the current proportional to the primary current is output from the secondary side due to the current transformation ratio, it can be regarded as the constant current source Ic. It is shown as a circuit in which a constant current source Ic is inserted between the emitters, and the secondary (constant current source Ic) of the current transformer flows a current proportional to the primary current, regardless of the magnitude of the load voltage V G. Flows.
【0014】トランジスタQはベース・エミッタ間電圧
VBEがベースオン電圧(例えば0.7V)を超えるとベ
ース電流が流れ始める。図3で抵抗RsとR1 ,R2 と
の関係をRs<<R1 ,R2 に選定しておけば、抵抗R
1 ,R2 に流れる電流はゲート内部等価抵抗RG に流れ
る電流IG に比してきわめて小さくなり無視することが
でき、従ってベース・エミッタ電圧VBEは VBE=IG ・Rs+VG ・R2 /(R1 +R2 )───(1) の関係になり、VBEがベースオン電圧(例えば0.7
V)を超えると、トランジスタQが導通してコレクタ・
エミッタ間に電流IQ が流れ、定電流電源Icから流れ
る電流Isは Is=IQ +IG ───(2) の関係になる。即ち、上記(1) 式で決まるIG ,VG 以
上の電流、電圧をサイリスタのゲートに供給しようとI
sが増大してもその増大分はトランジスタQに流れる電
流IQ になり、上記IG は増加しない。従って上記VG
も増加しないことになる。In the transistor Q, the base current starts to flow when the base-emitter voltage V BE exceeds the base on voltage (for example, 0.7 V). If the relation between the resistance Rs and R 1 and R 2 is selected as Rs << R 1 and R 2 in FIG. 3, the resistance R
The currents flowing through 1 and R 2 are extremely small compared to the current I G flowing through the gate internal equivalent resistance R G and can be ignored, so that the base-emitter voltage V BE is V BE = I G · Rs + V G · R 2 / (R 1 + R 2 ) --- (1), and V BE is the base-on voltage (for example, 0.7).
V), the transistor Q becomes conductive and the collector
Current I Q flows between the emitter, a current Is flowing from the constant current source Ic is a relationship Is = I Q + I G ─── (2). That is, it is necessary to supply a current and a voltage of I G , V G or more determined by the above equation (1) to the gate of the thyristor.
Even if s increases, the increased amount becomes the current I Q flowing through the transistor Q , and the above I G does not increase. Therefore, the above V G
Will not increase.
【0015】ここで上記(1) 式をVBEで除すと、 〔VG ・R2 /VBE(R1 +R2 )〕+〔IG ・Rs/VBE〕=1─(3) となり、この(3) 式からゲート最大電流Im,ゲート最
大電圧Vmは VBE(R1 +R2 )/R2 =Vm,VBE/Rs=Im───(4) として表すことができ、今、VBEを0.7Vとして上記
(4) 式に代入すると、 0.7(R1 +R2 )/R2 =Vm,0.7/Rs=Im───(5) となり、サイリスタTh1 ,Th2 のゲート特性からゲ
ート最大電流Im,ゲート最大電圧Vmを決めれば、抵
抗Rs ,R1 ,R2 が定まることになる。Here, when the above equation (1) is divided by V BE , [V G · R 2 / V BE (R 1 + R 2 )] + [I G · Rs / V BE ] = 1- (3) From this equation (3), the maximum gate current Im and the maximum gate voltage Vm can be expressed as V BE (R 1 + R 2 ) / R 2 = Vm, V BE / Rs = Im (4), Now, set V BE to 0.7V and above
Substituting into equation (4), 0.7 (R 1 + R 2 ) / R 2 = Vm, 0.7 / Rs = Im ──── (5) From the gate characteristics of thyristors Th 1 and Th 2 , the gate maximum is obtained. current Im, be determined gate maximum voltage Vm, the resistor Rs, so that R 1, R 2 is determined.
【0016】このようにして、抵抗Rs ,R1 ,R2 を
選定すれば、ゲート制御回路2f,2hは、ベース・エ
ミッタ間電圧VBEがベースオン電圧(例えば0.7V)
を超えないようにトランジスタQが導通してベース・エ
ミッタ間電圧VBEをベースオン電圧(例えば0.7V)
に保つようにトランジスタQに電流IQ が流れる。従っ
て、上記(3) 式は (VG /Vm)+(IG /Im)≦1───(6) と示すことができ、その特性は図7 に点線で示すよう
に、ImとVmとを直線で結んだ特性となる。By selecting the resistors Rs, R 1 and R 2 in this way, the base-emitter voltage V BE of the gate control circuits 2f and 2h is the base-on voltage (eg 0.7V).
Transistor Q is turned on so as not to exceed the threshold voltage, and the base-emitter voltage V BE is changed to the base-on voltage (for example, 0.7 V).
A current I Q flows through the transistor Q so as to keep it at. Therefore, the above equation (3) can be expressed as (V G / Vm) + (I G / Im) ≦ 1 ─── (6), and its characteristics are Im and Vm as shown by the dotted line in FIG. The characteristic is a straight line connecting and.
【0017】従って、上記変流器2b,2cの変流比
を、負荷電流の最小値で最小トリガ電流Ioを確保する
よう設定しておけば、大電流になっても(例えば短絡電
流や突入電流等)変流器の2次電流Isはゲート制御回
路2f、2hのトランジスタQが負担して、ゲート電流
IG は制限される。Therefore, if the current ratios of the current transformers 2b and 2c are set so as to secure the minimum trigger current Io at the minimum value of the load current, even if the current becomes large (for example, short circuit current or rush current). The secondary current Is of the current transformer is borne by the transistor Q of the gate control circuits 2f and 2h, and the gate current I G is limited.
【0018】次にその動作について説明する。先ず、接
点形スイッチ2aが投入され、交流電源1から負荷3に
電力が供給されておる。これにより、変流器2b,2c
は、その2次側からダイオード2e,2gを介してゲー
ト制御回路2f,2hにそれぞれ負荷電流(即ち1次電
流)に比例した電流が半波毎に出力される。ゲート制御
回路2fは、ダイオード2eが半波整流して出力する入
力の例えば正の半波をうけてゲート信号をサイリスタT
h1 に送出する。またゲート制御回路2hも上記2fと
同様、例えば負の半波をうけてゲート信号をサイリスタ
Th2 に送出する。Next, the operation will be described. First, the contact switch 2a is turned on, and the AC power source 1 supplies power to the load 3. Thereby, the current transformers 2b and 2c
A current proportional to a load current (that is, a primary current) is output to each of the gate control circuits 2f and 2h from the secondary side through the diodes 2e and 2g for each half wave. The gate control circuit 2f receives a gate signal, for example, a positive half-wave input from the diode 2e after being half-wave rectified and outputs the gate signal as a thyristor T.
Send to h 1 . The gate control circuit 2h also receives a negative half wave, for example, and sends a gate signal to the thyristor Th 2 as in the case of 2f.
【0019】これを、ゲートにうけたサイリスタTh1
(またはTh2 )は接合部が局部から順次全体へと拡が
って導通状態となるが、接点形スイッチ2aの接点間電
圧降下に比してサイリスタTh1 ,Th2 のコレクタ・
エミッタ間電圧の方が高いので、サイリスタは導通する
ことなく待機していることになる。The thyristor Th 1 which receives this at the gate
(Or Th 2 ) has a junction that gradually spreads from the local part to the whole and becomes conductive, but compared with the voltage drop across the contacts of the contact type switch 2a, the collector / contact of the thyristors Th 1 and Th 2
Since the voltage between the emitters is higher, the thyristor stands by without conducting.
【0020】次いで、接点形スイッチ2aを開極する
と、その接点間にアークが発生し、これによって発生し
たアーク電圧が上記サイリスタTh1 ,Th2 のアノー
ド・カソード間に印加され、サイリスタ(例えばT
h1 )が瞬時にオン動作して負荷電流は瞬時にサイリス
タに移行し、1→2の2d→3の経路で流れることにな
る。このため、上記接点間に発生したアークは瞬時的に
消失し、接点形スイッチは殆ど無アークで開極すること
になる。そして、サイリスタに移行した負荷電流は、サ
イリスタが上記接点形スイッチ2aの開極によって変流
器2b,2cからのゲート信号が停止するので交流の零
点でオフして、しゃ断される。Next, when the contact-type switch 2a is opened, an arc is generated between the contacts, and the arc voltage generated thereby is applied between the anode and cathode of the thyristors Th 1 and Th 2 , and the thyristor (for example, T
h 1 ) is instantly turned on, and the load current is instantly transferred to the thyristor and flows through the path of 1 → 2, 2d → 3. Therefore, the arc generated between the contacts is instantaneously extinguished, and the contact type switch opens with almost no arc. Then, the load current transferred to the thyristor is turned off at the zero point of the alternating current because the gate signal from the current transformers 2b and 2c is stopped by the opening of the contact type switch 2a, so that the load current is cut off.
【0021】上記動作において、負荷電流が何らかの原
因で増加し、ゲート制御回路2f,2hのトランジスタ
Qのベース・エミッタ間電圧がベースオン電圧を超えよ
うとすると、トランジスタQにベース電流が流れて導通
し、トランジスタQに電流が流れてゲート電流IG を増
加させることなく制限する(従ってゲート電圧VG も増
加しない)。このように大電流が流れても、ゲート制御
回路2f,2hのトランジスタQが負担してゲート電流
を制限し(図4(B)2次電流)、かつゲート電圧VG
はゲート最大電圧Vm以下に制限されるので(図4
(B)2次電圧)、変流器2b,2cを飽和させること
もなく、図4(A)で示すように、2次電圧が上昇して
変流器が飽和し、2次電圧が零となり、これにより2次
電流が零となって、ゲート点弧失敗を生ずることなく大
電流しゃ断も的確に行うことができる。In the above operation, when the load current increases for some reason and the base-emitter voltage of the transistors Q of the gate control circuits 2f and 2h tries to exceed the base-on voltage, the base current flows through the transistor Q and becomes conductive. However, a current flows through the transistor Q to limit the gate current I G without increasing it (thus, the gate voltage V G also does not increase). Even if a large current flows in this way, the transistor Q of the gate control circuits 2f and 2h bears the gate current to limit the gate current (secondary current in FIG. 4B) and the gate voltage V G.
Is limited to the maximum gate voltage Vm or less (see FIG.
(B) Secondary voltage), the current transformers 2b and 2c are not saturated, and as shown in FIG. 4A, the secondary voltage rises and the current transformer is saturated, and the secondary voltage becomes zero. As a result, the secondary current becomes zero, and large current interruption can be performed accurately without causing gate ignition failure.
【0022】上記実施例において、双方向のスイッチン
グ素子2dは、サイリスタTh1 ,Th2 を逆並列接続
して形成するように説明したが、これに代って図5に示
すように、トライアックを用いてもよく、この場合は変
流器とゲート制御回路を1個で形成できる。なお図5は
トライアックをいわゆる負ゲート電流ドライブ方式で示
したものである。In the above embodiment, the bidirectional switching element 2d is described as being formed by connecting the thyristors Th 1 and Th 2 in antiparallel, but instead of this, as shown in FIG. 5, a triac is used. It may be used, and in this case, the current transformer and the gate control circuit can be formed by one. Note that FIG. 5 shows the triac by a so-called negative gate current drive system.
【0023】[0023]
【発明の効果】本発明によれば、接点形スイッチは負荷
電流をしゃ断することなく開極できるので、接点の損耗
を防止して装置の長寿命化を図ることができるのは勿
論、変流器の2次出力端に、2次電流が増加してもスイ
ッチング素子のゲート電圧・電流が所定値を超えないよ
うに制限するゲート制御回路を設けたので、きわめて広
い負荷電流範囲に適用することができ、スイッチング素
子を破壊させることなくゲート点弧を的確に行うことが
できる。According to the present invention, the contact type switch can be opened without interrupting the load current. Therefore, it is possible to prevent the contact from being worn out and prolong the life of the device, as well as the current transformation. Since a gate control circuit that limits the gate voltage / current of the switching element so that it does not exceed the specified value even if the secondary current increases, is applied to the secondary output end of the device Therefore, the gate can be properly fired without destroying the switching element.
【0024】また、ゲート制御回路はゲートの最大電圧
・電流・電力すべてが制限され、かつ、制限されるまで
は(即ち、ゲート電流・電圧が所定値に達するまでは変
流器の2次電流はすべてスイッチング素子のゲートに供
給されるため、負荷電流が小さい場合にあっても点弧失
敗を生ずることなく、スイッチング素子をゲート点弧さ
せることができる。The gate control circuit limits the maximum voltage, current, and power of the gate, and until the gate voltage / current reaches a predetermined value (that is, until the gate current / voltage reaches a predetermined value, the secondary current of the current transformer). Since all are supplied to the gate of the switching element, even if the load current is small, the switching element can be gate-ignited without causing ignition failure.
【0025】更に、ゲート電圧はその最大電圧以下に制
限されるため、大電流が流れても変流器を飽和させるこ
ともなく、大電流しゃ断も的確に行うことができる。Furthermore, since the gate voltage is limited to the maximum voltage or less, even if a large current flows, the current transformer is not saturated and the large current can be cut off properly.
【0026】更にまた、スイッチング素子のゲート特性
のバラツキを考慮することなく、構成することができる
ので、ゲート抵抗を調整したり、ゲート特性を一々合わ
せたりすることも不要となって手間を大幅に軽減し、ゲ
ート回路の製作をきわめて容易に行うことができる。し
かも、制御電源を用いることなく構成することができる
ので、高圧回路、大電流回路に適用することができる。Furthermore, since the structure can be formed without considering the variation in the gate characteristics of the switching elements, it is not necessary to adjust the gate resistance or to adjust the gate characteristics one by one, which greatly saves time and labor. It is possible to reduce the number of gate circuits, and the gate circuit can be manufactured very easily. Moreover, since it can be configured without using a control power supply, it can be applied to a high voltage circuit and a large current circuit.
【図1】本発明の実施例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
【図2】図1のゲート制御回路の回路図である。FIG. 2 is a circuit diagram of the gate control circuit of FIG.
【図3】図2の等価回路図である。FIG. 3 is an equivalent circuit diagram of FIG.
【図4】図2の動作を説明する波形図である。FIG. 4 is a waveform diagram illustrating the operation of FIG.
【図5】本発明の他の実施例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図6】従来例を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing a conventional example.
【図7】サイリスタのゲート特性説明図である。FIG. 7 is an explanatory diagram of gate characteristics of a thyristor.
1 交流電源 2 開閉回路 2a 接点形スイッチ 2b,2c 変流器 2d スイッチング素子 2f,2h ゲート制御回路 Th1 ,Th2 サイリスタ Th トライアック Q トランジスタ R1 ,R2 電圧検出用抵抗 Rs 電流検出用抵抗1 AC power supply 2 Switching circuit 2a Contact switch 2b, 2c Current transformer 2d Switching element 2f, 2h Gate control circuit Th 1 , Th 2 Thyristor Th Triac Q Transistor R 1 , R 2 Voltage detection resistor Rs Current detection resistor
Claims (1)
チと変流器を直列に挿入すると共に、双方向のスイッチ
ング素子を上記接点形スイッチと変流器の直列回路に並
列に挿入し、このスイッチング素子を上記変流器の2次
出力でゲート点弧せしめるようにした交流負荷開閉装置
において、上記変流器の2次出力端とスイッチング素子
のゲートとの間に、変流器の2次電流が、上記スイッチ
ング素子のゲート電圧と電流とから設定した所定値を超
えようとしたとき、側路するようにしたゲート制御回路
を介設したことを特徴とする交流負荷開閉装置。1. A contact type switch and a current transformer are inserted in series between an AC power source and a load, and a bidirectional switching element is inserted in parallel in the series circuit of the contact type switch and the current transformer. In the AC load switching device in which the switching element is gate-ignited by the secondary output of the current transformer, a current transformer is provided between the secondary output end of the current transformer and the gate of the switching element. An AC load switching device, wherein a gate control circuit is provided so as to bypass when a secondary current exceeds a predetermined value set from the gate voltage and current of the switching element.
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Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3354627A JP2687061B2 (en) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | AC load switchgear |
Applications Claiming Priority (1)
Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
---|---|---|---|
JP3354627A JP2687061B2 (en) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | AC load switchgear |
Publications (2)
Publication Number | Publication Date |
---|---|
JPH05174675A true JPH05174675A (en) | 1993-07-13 |
JP2687061B2 JP2687061B2 (en) | 1997-12-08 |
Family
ID=18438838
Family Applications (1)
Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
---|---|---|---|
JP3354627A Expired - Fee Related JP2687061B2 (en) | 1991-12-18 | 1991-12-18 | AC load switchgear |
Country Status (1)
Country | Link |
---|---|
JP (1) | JP2687061B2 (en) |
Cited By (1)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JP2019071239A (en) * | 2017-10-11 | 2019-05-09 | 株式会社明電舎 | Direct current cutout gear |
Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
---|---|---|---|---|
JPS5012545A (en) * | 1973-06-08 | 1975-02-08 | ||
JPS5141417A (en) * | 1974-10-07 | 1976-04-07 | Toshio Yamada | Mirio * mizumushinokusuri * |
JPS59163724A (en) * | 1983-03-08 | 1984-09-14 | 林原 健 | Conducting and interrupting device near zero potential of accurrent |
JPS63917A (en) * | 1986-06-18 | 1988-01-05 | 日本碍子株式会社 | Contactless switch |
-
1991
- 1991-12-18 JP JP3354627A patent/JP2687061B2/en not_active Expired - Fee Related
Patent Citations (4)
Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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JPS5012545A (en) * | 1973-06-08 | 1975-02-08 | ||
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Publication number | Publication date |
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JP2687061B2 (en) | 1997-12-08 |
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