JPH0516696B2 - - Google Patents
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- JPH0516696B2 JPH0516696B2 JP59070828A JP7082884A JPH0516696B2 JP H0516696 B2 JPH0516696 B2 JP H0516696B2 JP 59070828 A JP59070828 A JP 59070828A JP 7082884 A JP7082884 A JP 7082884A JP H0516696 B2 JPH0516696 B2 JP H0516696B2
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- 230000005494 condensation Effects 0.000 claims 3
- 238000009833 condensation Methods 0.000 claims 3
- 238000001514 detection method Methods 0.000 description 13
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 10
- 239000003990 capacitor Substances 0.000 description 7
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 4
- XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N Silicon Chemical compound [Si] XUIMIQQOPSSXEZ-UHFFFAOYSA-N 0.000 description 2
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 2
- 230000007274 generation of a signal involved in cell-cell signaling Effects 0.000 description 2
- 239000013585 weight reducing agent Substances 0.000 description 2
- 239000013078 crystal Substances 0.000 description 1
- 239000012535 impurity Substances 0.000 description 1
- 230000010354 integration Effects 0.000 description 1
- 238000000034 method Methods 0.000 description 1
- 239000004065 semiconductor Substances 0.000 description 1
- 229910052710 silicon Inorganic materials 0.000 description 1
- 239000010703 silicon Substances 0.000 description 1
- 238000009966 trimming Methods 0.000 description 1
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- H—ELECTRICITY
- H01—ELECTRIC ELEMENTS
- H01L—SEMICONDUCTOR DEVICES NOT COVERED BY CLASS H10
- H01L27/00—Devices consisting of a plurality of semiconductor or other solid-state components formed in or on a common substrate
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03H—IMPEDANCE NETWORKS, e.g. RESONANT CIRCUITS; RESONATORS
- H03H11/00—Networks using active elements
- H03H11/02—Multiple-port networks
- H03H11/04—Frequency selective two-port networks
- H03H11/12—Frequency selective two-port networks using amplifiers with feedback
- H03H11/1291—Current or voltage controlled filters
-
- H—ELECTRICITY
- H03—ELECTRONIC CIRCUITRY
- H03K—PULSE TECHNIQUE
- H03K5/00—Manipulating of pulses not covered by one of the other main groups of this subclass
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Description
【発明の詳細な説明】
〔発明の利用分野〕
本発明は、シリコンウエハ上などに形成するモ
ノリシツクIC内にフイルタを集積化する場合に
適したフイルタ集積回路に関するものである。
ノリシツクIC内にフイルタを集積化する場合に
適したフイルタ集積回路に関するものである。
従来、電子回路では、所望の信号を得るため低
域，高域，帯域通過フイルタ（以降LPF、HPF、
BPFと略す）や位相等化器としてインダクタン
スＬ、容量Ｃ、抵抗Ｒで構成された外付のブロツ
クフイルタが多く用いられていた。このため、電
子回路の集積化（モノシリツクIC化、以降IC化
を略す）が進む中で、これらのフイルタ類がコス
ト低減、電子回路の小型・軽量化を阻む大きな要
因となつていた。特に機動性を重視するポータブ
ル機器においては、小型・軽量化が重要で、フイ
ルタ類のIC化が望まれていた。
域，高域，帯域通過フイルタ（以降LPF、HPF、
BPFと略す）や位相等化器としてインダクタン
スＬ、容量Ｃ、抵抗Ｒで構成された外付のブロツ
クフイルタが多く用いられていた。このため、電
子回路の集積化（モノシリツクIC化、以降IC化
を略す）が進む中で、これらのフイルタ類がコス
ト低減、電子回路の小型・軽量化を阻む大きな要
因となつていた。特に機動性を重視するポータブ
ル機器においては、小型・軽量化が重要で、フイ
ルタ類のIC化が望まれていた。
IC化に対しては、インダクタンスＬはIC化が
むずかしく、容量Ｃ、抵抗Ｒのみで構成可能なア
クテイブフイルタがIC化に適している。例えば、
トラツプフイルタとしては、第１１図に示したト
ウイン・テイー回路がよく知られており、同図に
おいて抵抗，容量をそれぞれ R1＝R2＝2R3＝Ra C1＝C2＝C3／２＝Ca と選ぶとトラツプ周波数rは γ＝１／2πCaRa …… で表わされる。νiは入力信号、νpは出力信号であ
る。
むずかしく、容量Ｃ、抵抗Ｒのみで構成可能なア
クテイブフイルタがIC化に適している。例えば、
トラツプフイルタとしては、第１１図に示したト
ウイン・テイー回路がよく知られており、同図に
おいて抵抗，容量をそれぞれ R1＝R2＝2R3＝Ra C1＝C2＝C3／２＝Ca と選ぶとトラツプ周波数rは γ＝１／2πCaRa …… で表わされる。νiは入力信号、νpは出力信号であ
る。
斯る構成のトラツプフイルタをIC化する場合、
ばらつきの問題が生じる。すなわちIC内の容量
値、抵抗値は、半導体内の不純物濃度，マスクず
れなどによるばらつきの影響を受け、一例とし
て、 Ｃの絶対値 ±10〜15％ Ｒの絶対値 ±10％ など大きな変動を有する。したがつて第１１図の
トラツプフイルタのトラツプ周波数も第１２図の
ようにａからｂの範囲で変動し、上記例では最悪
時rは±20〜25％変動することとなり、実用化は
極めた困難である。この対策として、特公昭57−
58083号公報にICチツプ上でレーザトリミングな
どにより抵抗値を変化させ、ばらつきを吸収する
ことが示され、実施されているが精度，歩留まり
などの点でまだ多くの問題を残している。
ばらつきの問題が生じる。すなわちIC内の容量
値、抵抗値は、半導体内の不純物濃度，マスクず
れなどによるばらつきの影響を受け、一例とし
て、 Ｃの絶対値 ±10〜15％ Ｒの絶対値 ±10％ など大きな変動を有する。したがつて第１１図の
トラツプフイルタのトラツプ周波数も第１２図の
ようにａからｂの範囲で変動し、上記例では最悪
時rは±20〜25％変動することとなり、実用化は
極めた困難である。この対策として、特公昭57−
58083号公報にICチツプ上でレーザトリミングな
どにより抵抗値を変化させ、ばらつきを吸収する
ことが示され、実施されているが精度，歩留まり
などの点でまだ多くの問題を残している。
また特公昭52−36813号公報，米国特許第
3761741号に示された先行技術には、トランジス
タのエミツタ抵抗が直流電流により変化すること
を利用した可変減衰回路が開示されており、同様
な考え方でIC内素子のばらつきによるフイルタ
特性の変動を調整できることが知られている。し
かし、この技術では、例えば第１１図に示したよ
うにR1，R2，R3からなるトラツプフイルタには
適用困難であり、すべてのフイルタに適用しにく
い、さらに外部からの調整によりIC内素子のば
らつきを吸収しなければならず、コスト高を招く
という問題があつた。
3761741号に示された先行技術には、トランジス
タのエミツタ抵抗が直流電流により変化すること
を利用した可変減衰回路が開示されており、同様
な考え方でIC内素子のばらつきによるフイルタ
特性の変動を調整できることが知られている。し
かし、この技術では、例えば第１１図に示したよ
うにR1，R2，R3からなるトラツプフイルタには
適用困難であり、すべてのフイルタに適用しにく
い、さらに外部からの調整によりIC内素子のば
らつきを吸収しなければならず、コスト高を招く
という問題があつた。
本発明の目的は、上記した従来技術の欠点をな
くし、IC化容量，IC化抵抗のばらつきを自動的
に吸収し、無調整でかつ性能も確保できるフイル
タ集積回路を提供するにある。
くし、IC化容量，IC化抵抗のばらつきを自動的
に吸収し、無調整でかつ性能も確保できるフイル
タ集積回路を提供するにある。
上記した目的を達成するため本発明はある基準
周波数の入力信号を、比精度が十分得られた複数
個のIC化抵抗（外付け抵抗でも可）からなる基
準レベル発生回路と、IC化抵抗とIC化容量から
なる擬似フイルタ回路とに供給し、さらに上記両
回路の出力は、各々入力信号レベルを検出する検
出回路を経由した後、上記信号レベルの差にした
がつた自動調整制御信号を生成する誤差増幅器に
供給される。自動調整制御信号発生回路系は、上
記自動調整制御信号が、上記誤差増幅器から上記
擬似フイルタに対し、上記信号レベル差を減少せ
しめるよう制御するように供給される構成とされ
る。而して上記自動調整制御信号発生回路系にて
上記擬似フイルタ回路を構成するIC内素子のば
らつきによるフイルタ特性の変動を吸収するよう
に上記擬似フイルタ回路を制御する信号を発生さ
せるとともに、上記擬似フイルタ回路のIC化抵
抗、IC化容量と比精度が十分高く得られたIC化
抵抗，IC化容量からなり所望フイルタ特性を構
成する同一チツプ内の他のフイルタ回路に上記制
御信号を供給し、自動的に上記他のフイルタ回路
のIC内素子のばらつきを吸収し、精度よく無調
整化を達成するものである。
周波数の入力信号を、比精度が十分得られた複数
個のIC化抵抗（外付け抵抗でも可）からなる基
準レベル発生回路と、IC化抵抗とIC化容量から
なる擬似フイルタ回路とに供給し、さらに上記両
回路の出力は、各々入力信号レベルを検出する検
出回路を経由した後、上記信号レベルの差にした
がつた自動調整制御信号を生成する誤差増幅器に
供給される。自動調整制御信号発生回路系は、上
記自動調整制御信号が、上記誤差増幅器から上記
擬似フイルタに対し、上記信号レベル差を減少せ
しめるよう制御するように供給される構成とされ
る。而して上記自動調整制御信号発生回路系にて
上記擬似フイルタ回路を構成するIC内素子のば
らつきによるフイルタ特性の変動を吸収するよう
に上記擬似フイルタ回路を制御する信号を発生さ
せるとともに、上記擬似フイルタ回路のIC化抵
抗、IC化容量と比精度が十分高く得られたIC化
抵抗，IC化容量からなり所望フイルタ特性を構
成する同一チツプ内の他のフイルタ回路に上記制
御信号を供給し、自動的に上記他のフイルタ回路
のIC内素子のばらつきを吸収し、精度よく無調
整化を達成するものである。
以下本発明を一実施例により詳しく説明する。
第１図は本発明のフイルタ集積回路の一実施例を
示すブロツク図で、第２図、第３図は第１図に示
したあるブロツクの具体的回路例を示す図で、第
４図、第５図、第６図は、本発明の動作を説明す
る図である。第１図において、IC１の外部から
ある一定の基準周波数inの信号２（第４図ａに
図示〕が基準レベル発生回路３と擬似フイルタ回
路４に入力される。上記基準レベル発生回路３
は、入力信号２のレベルをある一定比だけ精度よ
く減衰させる回路で、例えば第２図に示すように
IC化抵抗５，６にて構成できる。この場合、IC
内素子の比精度は十分高く得られるので、上記回
路３の入出力の減衰量は 出力／入力＝R6／R5＋R6＝１／１＋（R5／R6） と表わされ、十分精度よく実現できる。また、上
記擬似フイルタ回路４は、IC化容量であり両端
印加電圧により容量値が変化する可変容量ダイオ
ードとIC化抵抗とにより構成されたフイルタ回
路であり、例えば第３図に示すように、IC化抵
抗７，８、可変容量ダイオード９、定電圧源１０
より構成できる。この場合、IC化抵抗８と可変
容量ダイオード９の容量値C9により１次のCRフ
イルタを構成しており、そのしや断周波数cは c＝１／2πR8C9 と表わされる。なお定電圧源１０はIC化抵抗７，
８を介して可変容量ダイオード９のアノード側に
直流電圧を印加している。一方可変容量ダイオー
ド９のカソード側は誤差増幅器１１の出力電圧が
負帰還されている。
第１図は本発明のフイルタ集積回路の一実施例を
示すブロツク図で、第２図、第３図は第１図に示
したあるブロツクの具体的回路例を示す図で、第
４図、第５図、第６図は、本発明の動作を説明す
る図である。第１図において、IC１の外部から
ある一定の基準周波数inの信号２（第４図ａに
図示〕が基準レベル発生回路３と擬似フイルタ回
路４に入力される。上記基準レベル発生回路３
は、入力信号２のレベルをある一定比だけ精度よ
く減衰させる回路で、例えば第２図に示すように
IC化抵抗５，６にて構成できる。この場合、IC
内素子の比精度は十分高く得られるので、上記回
路３の入出力の減衰量は 出力／入力＝R6／R5＋R6＝１／１＋（R5／R6） と表わされ、十分精度よく実現できる。また、上
記擬似フイルタ回路４は、IC化容量であり両端
印加電圧により容量値が変化する可変容量ダイオ
ードとIC化抵抗とにより構成されたフイルタ回
路であり、例えば第３図に示すように、IC化抵
抗７，８、可変容量ダイオード９、定電圧源１０
より構成できる。この場合、IC化抵抗８と可変
容量ダイオード９の容量値C9により１次のCRフ
イルタを構成しており、そのしや断周波数cは c＝１／2πR8C9 と表わされる。なお定電圧源１０はIC化抵抗７，
８を介して可変容量ダイオード９のアノード側に
直流電圧を印加している。一方可変容量ダイオー
ド９のカソード側は誤差増幅器１１の出力電圧が
負帰還されている。
ここで可変容量ダイオード９は両端印加電圧に
より容量値が変化するもので、例えば可変容量ダ
イオード９としてベース・エミツタ間接合容量を
用いた場合 Cj＝Cj（０）／（１＋Vj／φ）〓 Cj（０）φ〓・１／（φ＋Vj）〓 log Cj＝Ｋ−αlog（φ＋Vj） ここで Cj：ベース・エミツタ間接合容量 Cj（０）：バイアス０時のベース・エミツタ接合
容量 Vj：エミツタ・ベース電圧（ダイオード逆バ
イアス電圧） φ：ビルトイン電圧 α：電圧依存係数 Ｋ＝log〔Cj（０）φ〓） と表わされ、特性の一例を第５図のようになる。
電源電圧を5Vとした場合、Vjは０〜3Vの値を取
ることができる。Cjはtyp±20〜25％以上可変で
きる。
より容量値が変化するもので、例えば可変容量ダ
イオード９としてベース・エミツタ間接合容量を
用いた場合 Cj＝Cj（０）／（１＋Vj／φ）〓 Cj（０）φ〓・１／（φ＋Vj）〓 log Cj＝Ｋ−αlog（φ＋Vj） ここで Cj：ベース・エミツタ間接合容量 Cj（０）：バイアス０時のベース・エミツタ接合
容量 Vj：エミツタ・ベース電圧（ダイオード逆バ
イアス電圧） φ：ビルトイン電圧 α：電圧依存係数 Ｋ＝log〔Cj（０）φ〓） と表わされ、特性の一例を第５図のようになる。
電源電圧を5Vとした場合、Vjは０〜3Vの値を取
ることができる。Cjはtyp±20〜25％以上可変で
きる。
上記基準レベル発生回路３及び上記擬似フイル
タ回路４の出力〔第４図ｂ，ｃの実線で図示〕
は、各々検波回路１２，１３に供給され、上記検
波回路でピーク検波され、第４図ｂ，ｃの破線で
示した信号となる。これら破線で示した検波回路
の出力信号は上記誤差増幅器１１に入力され、上
記両検波回路の出力が等しくなるように、即ち第
４図ｂ，ｃに示したレベル１４，１５が同じくな
るように、上記擬似フイルタ回路４のフイルタ特
性を実現している可変容量ダイオード９の一端に
上記差動増幅器１１の出力フイルタ自動調整制御
電圧信号１６として負帰還される。而して可変容
量ダイオードの容量値が自動的に変化され、上記
擬似フイルタ回路のばらつきを吸収する上記自動
調整制御信号１６が破線１９で示した構成にて得
られる。
タ回路４の出力〔第４図ｂ，ｃの実線で図示〕
は、各々検波回路１２，１３に供給され、上記検
波回路でピーク検波され、第４図ｂ，ｃの破線で
示した信号となる。これら破線で示した検波回路
の出力信号は上記誤差増幅器１１に入力され、上
記両検波回路の出力が等しくなるように、即ち第
４図ｂ，ｃに示したレベル１４，１５が同じくな
るように、上記擬似フイルタ回路４のフイルタ特
性を実現している可変容量ダイオード９の一端に
上記差動増幅器１１の出力フイルタ自動調整制御
電圧信号１６として負帰還される。而して可変容
量ダイオードの容量値が自動的に変化され、上記
擬似フイルタ回路のばらつきを吸収する上記自動
調整制御信号１６が破線１９で示した構成にて得
られる。
例えば２個のフイルタ回路１７，１８は所望フ
イルタ特性を実現するIC化抵抗と可変容量ダイ
オードからなる回路で、上記自動調整制御信号１
６が供給される。なお２０，２１，２２はICピ
ンである。
イルタ特性を実現するIC化抵抗と可変容量ダイ
オードからなる回路で、上記自動調整制御信号１
６が供給される。なお２０，２１，２２はICピ
ンである。
同一チツプ内のIC化素子は比精度よく構成で
きるので、上記擬似フイルタ回路４と上記フイル
タ回路１７，１８との周波数特性のばらつきはほ
とんど同一にすることができる。したがつて上記
自動調整制御信号１６によつて上記フイルタ回路
１７，１８のばらつきを自動的に吸収できること
となる。
きるので、上記擬似フイルタ回路４と上記フイル
タ回路１７，１８との周波数特性のばらつきはほ
とんど同一にすることができる。したがつて上記
自動調整制御信号１６によつて上記フイルタ回路
１７，１８のばらつきを自動的に吸収できること
となる。
さらに詳しく説明する。上記基準レベル発生回
路３の減衰量が3dBになるようにIC化抵抗５，６
を定めたとして、今IC化抵抗及び可変容量ダイ
オードがあわせて最大の−20％ばらついた場合、
擬似フイルタ回路４の特性は第６図の２３に示し
たようになつている。ここで入力信号２（in）
が入力されると、基準レベル発生回路３より擬似
フイルタ回路４の方の出力が大きく、検波回路１
２，１３、誤差増幅器１１を介して、擬似フイル
タ回路の可変容量ダイオード印加電圧が小さくな
るように帰還される。可変容量ダイオードはその
印加電圧が小さくなると第５図に示すように容量
値は大きくなり、第６図の２３で示した周波数特
性は左方へシフトし、第６図の２４で示した周波
数特性となる。即ち周波数inにおける回路３，
４の両出力が等しくなるように可変容量ダイオー
ド容量が変化させられる。ここで可変容量ダイオ
ード容量はVjで±20〜25％変化するので、最大
ばらつきを吸収することができる。またIC化抵
抗及び可変容量ダイオードがあわせて最大の＋20
％ばらついた場合は擬似フイルタ回路４の特性は
第６図の２５に示したようになるが、in入力で
上述と同様第６図の２４となることは勿論であ
る。すなわち、ICピン２に供給される入力信号
２（in）の周波数は一定（例えば3.58MHz）な
ので、時定数（R8×C9）の値に応じて検波回路
１３の出力電圧が変化する（第６図の特性２３，
２４，２５）。負帰還により容量値C9が制御され
た結果検波回路１３の出力電圧が検波回路１２の
出力電圧（設定すべき時定数に対応した基準電
圧）に等しくなつた状態では抵抗値R8がばらつ
いていても抵抗値R8のばらつきの増減方向とは
逆方向に抵抗値R8のばらつきの比率と同じ比率
で容量値C9が変化され、次定数（R8×C9）が一
定値となる。したがつて上記負帰還により、ばら
ついた特性２３，２５が所望の特性２４に補正さ
れる。
路３の減衰量が3dBになるようにIC化抵抗５，６
を定めたとして、今IC化抵抗及び可変容量ダイ
オードがあわせて最大の−20％ばらついた場合、
擬似フイルタ回路４の特性は第６図の２３に示し
たようになつている。ここで入力信号２（in）
が入力されると、基準レベル発生回路３より擬似
フイルタ回路４の方の出力が大きく、検波回路１
２，１３、誤差増幅器１１を介して、擬似フイル
タ回路の可変容量ダイオード印加電圧が小さくな
るように帰還される。可変容量ダイオードはその
印加電圧が小さくなると第５図に示すように容量
値は大きくなり、第６図の２３で示した周波数特
性は左方へシフトし、第６図の２４で示した周波
数特性となる。即ち周波数inにおける回路３，
４の両出力が等しくなるように可変容量ダイオー
ド容量が変化させられる。ここで可変容量ダイオ
ード容量はVjで±20〜25％変化するので、最大
ばらつきを吸収することができる。またIC化抵
抗及び可変容量ダイオードがあわせて最大の＋20
％ばらついた場合は擬似フイルタ回路４の特性は
第６図の２５に示したようになるが、in入力で
上述と同様第６図の２４となることは勿論であ
る。すなわち、ICピン２に供給される入力信号
２（in）の周波数は一定（例えば3.58MHz）な
ので、時定数（R8×C9）の値に応じて検波回路
１３の出力電圧が変化する（第６図の特性２３，
２４，２５）。負帰還により容量値C9が制御され
た結果検波回路１３の出力電圧が検波回路１２の
出力電圧（設定すべき時定数に対応した基準電
圧）に等しくなつた状態では抵抗値R8がばらつ
いていても抵抗値R8のばらつきの増減方向とは
逆方向に抵抗値R8のばらつきの比率と同じ比率
で容量値C9が変化され、次定数（R8×C9）が一
定値となる。したがつて上記負帰還により、ばら
ついた特性２３，２５が所望の特性２４に補正さ
れる。
上述のようにしてR8，C9のばらつきを自動的
に吸収する自動調整制御信号１６が得られる。し
かも同一チツプ内なので、R8，R9は第７図、第
８図に示したIC化抵抗３０，３１、可変容量ダ
イオード３２，３３と比精度が十分高くとれる。
第７図、第８図に一例として示したフイルタ回路
１７，１８はそのしや断周波数c(17)，c(18)が c(17)＝１／2πR30C32≒１／2πn1n2R8C9 c(18)＝ ／2πR31C33≒１／2πn3n4R8C9 ここでn1〜n4は定数 と表わされ、フイルタ回路１７，１８のばらつき
も自動的吸収されることとなり、集積化フイルタ
の無調整化が実現できる。すなわち、擬似フイル
タ４が設けられたIC１と同一チツプ内にフイル
タ回路１７，１８も設けられているので、擬似フ
イルタ４の特性を定める素子（抵抗８、容量９）
のばらつきと同一のばらつき方向およびばらつき
比率のばらつきがフイルタ回路１７，１８の特性
を定める素子（抵抗３０、容量３２（第７図）；
抵抗３１、容量３３（第８図））に対しても生じ、
したがつて、これらばらつきの補正量（方向およ
び比率）は同一なので、同一の制御信号１６によ
り同一チツプ内のすべてのフイルタ回路４，１
７，１８のばらつきを補正することができる。
に吸収する自動調整制御信号１６が得られる。し
かも同一チツプ内なので、R8，R9は第７図、第
８図に示したIC化抵抗３０，３１、可変容量ダ
イオード３２，３３と比精度が十分高くとれる。
第７図、第８図に一例として示したフイルタ回路
１７，１８はそのしや断周波数c(17)，c(18)が c(17)＝１／2πR30C32≒１／2πn1n2R8C9 c(18)＝ ／2πR31C33≒１／2πn3n4R8C9 ここでn1〜n4は定数 と表わされ、フイルタ回路１７，１８のばらつき
も自動的吸収されることとなり、集積化フイルタ
の無調整化が実現できる。すなわち、擬似フイル
タ４が設けられたIC１と同一チツプ内にフイル
タ回路１７，１８も設けられているので、擬似フ
イルタ４の特性を定める素子（抵抗８、容量９）
のばらつきと同一のばらつき方向およびばらつき
比率のばらつきがフイルタ回路１７，１８の特性
を定める素子（抵抗３０、容量３２（第７図）；
抵抗３１、容量３３（第８図））に対しても生じ、
したがつて、これらばらつきの補正量（方向およ
び比率）は同一なので、同一の制御信号１６によ
り同一チツプ内のすべてのフイルタ回路４，１
７，１８のばらつきを補正することができる。
しかも上述のように負帰還制御の基準は基準レ
ベル発生回路３の減衰量 （１／１＋R5／R6） であるので、フイルタ特性の温特，電源電圧依存
性を解消でき、さらに入力信号２のレベル変動に
も無関係で、常に安定な所望フイルタ特性を達成
できる。
ベル発生回路３の減衰量 （１／１＋R5／R6） であるので、フイルタ特性の温特，電源電圧依存
性を解消でき、さらに入力信号２のレベル変動に
も無関係で、常に安定な所望フイルタ特性を達成
できる。
なお以上のべた実施例では、入力信号２をIC
１の外部から得るように示したが、同一IC内に
あればそれを用いても同様の効果が得られること
は言うまでもない。また具体的信号源として、例
えばVTRではカラー信号処理回路でクリスタル
振動子を用いて高精度に発生させている色副搬送
波（NTSC：3.58MHz）が好適な例として上げら
れる。
１の外部から得るように示したが、同一IC内に
あればそれを用いても同様の効果が得られること
は言うまでもない。また具体的信号源として、例
えばVTRではカラー信号処理回路でクリスタル
振動子を用いて高精度に発生させている色副搬送
波（NTSC：3.58MHz）が好適な例として上げら
れる。
また検波回路１２，１３として半波整流波形を
取り上げて説明したが、全波整流波形をピーク検
波した方がより安定性の良いフイルタ回路が実現
可能である。
取り上げて説明したが、全波整流波形をピーク検
波した方がより安定性の良いフイルタ回路が実現
可能である。
第９図は本発明の他の一実施例を示したもの
で、第１図と同一あるいは同等部分には同一符号
を付してある。定電圧源４０，４１，４２は同一
電圧源であり、この電圧からトランジスタのベー
ス・エミツタ間電圧約0.7Vほど低下した電圧が、
可変容量ダイオード９，４３，４４，４５のアノ
ード側に共に供給されているとともに、両検波回
路１２，１３にも入力されている。なお、４６〜
４８はIC化容量、４７〜５２はnpnトランジス
タ、５３〜６１はIC化抵抗である。
で、第１図と同一あるいは同等部分には同一符号
を付してある。定電圧源４０，４１，４２は同一
電圧源であり、この電圧からトランジスタのベー
ス・エミツタ間電圧約0.7Vほど低下した電圧が、
可変容量ダイオード９，４３，４４，４５のアノ
ード側に共に供給されているとともに、両検波回
路１２，１３にも入力されている。なお、４６〜
４８はIC化容量、４７〜５２はnpnトランジス
タ、５３〜６１はIC化抵抗である。
フイルタ回路１７は、前にものべたトウイン・
テイートラツプフイルタで R58＝R59＝2R60＝Rb C44＝C45＝C43／２＝Cb と選ぶとトラツプ周波数rは r＝１／2πRb Cb と表わされて、同一チツプ内素子は比精度が高く
とれ、 Rb＝n5R8，Cb＝n6C9（n5，n6は定数）とおける
ので r＝１／2πn5n6R8R9 となり、擬似フイルタ回路４の自動調整により、
トウイン・テイー回路のばらつきも無調整で吸収
できることとなる。
テイートラツプフイルタで R58＝R59＝2R60＝Rb C44＝C45＝C43／２＝Cb と選ぶとトラツプ周波数rは r＝１／2πRb Cb と表わされて、同一チツプ内素子は比精度が高く
とれ、 Rb＝n5R8，Cb＝n6C9（n5，n6は定数）とおける
ので r＝１／2πn5n6R8R9 となり、擬似フイルタ回路４の自動調整により、
トウイン・テイー回路のばらつきも無調整で吸収
できることとなる。
第１０図は本発明のさらに他の一実施例を示す
図で、第１図、第９図と同等あるいは同一部分に
は同一符号を付してある。６２，６３は可変容量
ダイオード、６４〜６７はnpnトランジスタ、６
８，６９は定電流源、７０〜７７はIC化抵抗、
７８は定電圧源、７９は交流信号バイパス用容
量、８０はICピンで抵抗７４は直流電圧信号の
みを通過させるバイアス印加用高抵抗である。８
１は差動増幅器を構成しており、抵抗７２，７
３、可変容量ダイオード６２，６３と合わせて、
正帰還型２次LPFを実現しており、本実施例に
おいても、またIC化抵抗、IC化容量及びIC内増
幅器にりフイルタを構成し上記増幅器の利得を変
化させることにより上記フイルタの特性を可変さ
せる型式のフイルタ（この場合には擬似フイルタ
回路も上記型式にて構成）を用いても、上述の本
発明の効果を達成できることは明白である。
図で、第１図、第９図と同等あるいは同一部分に
は同一符号を付してある。６２，６３は可変容量
ダイオード、６４〜６７はnpnトランジスタ、６
８，６９は定電流源、７０〜７７はIC化抵抗、
７８は定電圧源、７９は交流信号バイパス用容
量、８０はICピンで抵抗７４は直流電圧信号の
みを通過させるバイアス印加用高抵抗である。８
１は差動増幅器を構成しており、抵抗７２，７
３、可変容量ダイオード６２，６３と合わせて、
正帰還型２次LPFを実現しており、本実施例に
おいても、またIC化抵抗、IC化容量及びIC内増
幅器にりフイルタを構成し上記増幅器の利得を変
化させることにより上記フイルタの特性を可変さ
せる型式のフイルタ（この場合には擬似フイルタ
回路も上記型式にて構成）を用いても、上述の本
発明の効果を達成できることは明白である。
以上の本発明によれば、従来外付部品として使
用されていた大型のブロツクフイルタを無調整で
集積化でき、回路の低コスト化、小型・軽量化、
部品点数の削減に効果は極めて大きい。
用されていた大型のブロツクフイルタを無調整で
集積化でき、回路の低コスト化、小型・軽量化、
部品点数の削減に効果は極めて大きい。
第１図は本発明のフイルタ集積回路の一実施例
を示すブロツク図、第２図、第３図、第７図、第
８図は第１図の一部具体例を示す回路図、第４
図、第５図、第６図は本発明の動作を説明する
図、第９図、第１０図は本発明の他の実施例を示
す回路図、第１１図はトウイン・テイー型トラツ
プフイルタを示す回路図、第１２図はトラツプ周
波数のばらつきを示す特性図である。 １……IC、２……基準周波数の入力信号、３
……基準レベル発生回路、４……擬似フイルタ回
路、１２，１３……検波回路、１７，１８……所
望フイルタ回路、１６……自動調整制御信号、
９，４３，４４，４５……バリキヤツプ。
を示すブロツク図、第２図、第３図、第７図、第
８図は第１図の一部具体例を示す回路図、第４
図、第５図、第６図は本発明の動作を説明する
図、第９図、第１０図は本発明の他の実施例を示
す回路図、第１１図はトウイン・テイー型トラツ
プフイルタを示す回路図、第１２図はトラツプ周
波数のばらつきを示す特性図である。 １……IC、２……基準周波数の入力信号、３
……基準レベル発生回路、４……擬似フイルタ回
路、１２，１３……検波回路、１７，１８……所
望フイルタ回路、１６……自動調整制御信号、
９，４３，４４，４５……バリキヤツプ。
Claims (1)
- 【特許請求の範囲】 １ 所定周波数の基準信号を受けて、基準レベル
を発生する基準レベル発生手段と、 集積化された抵抗素子および容量素子とからな
り、これら素子の値に応じた周波数特性が制御信
号に応じて変化するようにされ、上記基準信号を
通過させる凝似フイルタ回路手段と、 この凝似フイルタ回路手段からの通過信号によ
り比較レベルを発生する比較レベル発生手段と、 上記基準レベル発生手段からの基準レベルと上
記比較レベル発生手段からの比較レベルとを比較
して、レベル差に応じた比較出力を発生する比較
手段と、 上記比較出力を上記凝似フイルタ回路手段に上
記制御信号として負帰還する負帰還手段と、 上記各手段が設けられたチツプ内に設けられ、
他の抵抗素子と他の容量素子とからなり、これら
素子の値に応じた周波数特性が他の制御信号に応
じて変化するようにされた他のフイルタ回路手段
と、 上記比較出力を上記他の制御信号として上記他
のフアイル回路手段に供給して、他のフイルタ回
路手段の周波数特性ばらつきを補正する補正手段
と、 からなることを特徴とするフイルタ集積回路。 ２ 上記容量素子および他の容量素子は、それぞ
れ可変容量ダイオードからなり、この可変容量ダ
イオードの容量値が上記比較出力に応じて決定さ
れることを特徴とする特許請求の範囲第１項記載
のフイルタ集積回路。
Priority Applications (7)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59070828A JPS60214617A (ja) | 1984-04-11 | 1984-04-11 | フイルタ集積回路 |
| CA000477618A CA1223647A (en) | 1984-04-11 | 1985-03-27 | Filter integrated circuit |
| DE8585103719T DE3582513D1 (de) | 1984-04-11 | 1985-03-28 | Integrierter filter. |
| EP85103719A EP0158231B1 (en) | 1984-04-11 | 1985-03-28 | Filter integrated circuit |
| KR1019850002156A KR900001717B1 (ko) | 1984-04-11 | 1985-03-30 | 필터 집적회로 |
| BR8501655A BR8501655A (pt) | 1984-04-11 | 1985-04-09 | Circuito filtro integrado |
| US06/721,867 US4667120A (en) | 1984-04-11 | 1985-04-10 | Integrated filter circuit with variable frequency characteristics |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP59070828A JPS60214617A (ja) | 1984-04-11 | 1984-04-11 | フイルタ集積回路 |
Publications (2)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPS60214617A JPS60214617A (ja) | 1985-10-26 |
| JPH0516696B2 true JPH0516696B2 (ja) | 1993-03-05 |
Family
ID=13442824
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP59070828A Granted JPS60214617A (ja) | 1984-04-11 | 1984-04-11 | フイルタ集積回路 |
Country Status (7)
| Country | Link |
|---|---|
| US (1) | US4667120A (ja) |
| EP (1) | EP0158231B1 (ja) |
| JP (1) | JPS60214617A (ja) |
| KR (1) | KR900001717B1 (ja) |
| BR (1) | BR8501655A (ja) |
| CA (1) | CA1223647A (ja) |
| DE (1) | DE3582513D1 (ja) |
Families Citing this family (19)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS61281613A (ja) * | 1985-05-20 | 1986-12-12 | Sanyo Electric Co Ltd | アクテイブフイルタの自動調整装置 |
| GB2190255B (en) * | 1986-04-30 | 1989-11-29 | Philips Electronic Associated | Electrical filter |
| JPH0787332B2 (ja) * | 1986-07-18 | 1995-09-20 | 株式会社東芝 | フイルタ回路の時定数自動調整回路 |
| JP2522276B2 (ja) * | 1986-12-27 | 1996-08-07 | ソニー株式会社 | フィルタ調整装置 |
| JPH07120923B2 (ja) * | 1986-12-27 | 1995-12-20 | ソニー株式会社 | フイルタ調整装置 |
| JP2522275B2 (ja) * | 1986-12-27 | 1996-08-07 | ソニー株式会社 | フィルタ調整装置 |
| JP2522274B2 (ja) * | 1986-12-27 | 1996-08-07 | ソニー株式会社 | フィルタ調整装置 |
| US5023491A (en) * | 1988-01-18 | 1991-06-11 | Nec Corporation | Filter circuit arrangements with automatic adjustment of cut-off frequencies |
| JPH01183907A (ja) * | 1988-01-18 | 1989-07-21 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | フィルタ回路 |
| JPH01183908A (ja) * | 1988-01-18 | 1989-07-21 | Nec Ic Microcomput Syst Ltd | フィルタ回路 |
| JPH0693594B2 (ja) * | 1989-02-16 | 1994-11-16 | 株式会社東芝 | アナログフィルタの自動調整回路 |
| US5220220A (en) * | 1989-09-20 | 1993-06-15 | Gennum Corporation | Noise suppression system |
| US5392456A (en) * | 1989-10-06 | 1995-02-21 | Hitachi, Ltd. | Method of controlling filter time constant and filter circuit having the time constant control function based on the method |
| JPH03175714A (ja) * | 1989-12-04 | 1991-07-30 | Nec Corp | フィルタ回路 |
| JP2811928B2 (ja) * | 1990-07-17 | 1998-10-15 | 日本電気株式会社 | 自動調整フィルタ |
| DE4025428C2 (de) * | 1990-08-10 | 1994-03-03 | Siemens Ag | Schaltungsanordnung zur Erzeugung von Steuerspannungen |
| JP2962800B2 (ja) * | 1990-09-29 | 1999-10-12 | 三洋電機株式会社 | 可変バンドパスフィルタの制御回路 |
| US5233245A (en) * | 1991-04-10 | 1993-08-03 | General Electric Company | Rate controlled noise filter |
| US7032189B2 (en) * | 2002-10-31 | 2006-04-18 | Northrop Grumman Corporation | Configurable amplifier array incorporating programmable EHF transmission lines |
Family Cites Families (9)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US3562675A (en) * | 1969-05-16 | 1971-02-09 | Sperry Rand Corp | Automatic tuned interference signal rejection filter including drift compensation means |
| JPS574492Y2 (ja) * | 1972-05-13 | 1982-01-27 | ||
| US3761741A (en) * | 1972-06-21 | 1973-09-25 | Signetics Corp | Electrically variable impedance utilizing the base emitter junctions of transistors |
| JPS579530B2 (ja) * | 1974-07-08 | 1982-02-22 | ||
| CA1033478A (en) * | 1974-07-18 | 1978-06-20 | Sanyo Electric Co. Ltd. | Automatic tuning apparatus |
| NL7415210A (en) * | 1974-11-21 | 1976-05-25 | Takeda Riken Ind Co Ltd | Filter with automatically controlled variable cut off frequency - has output level maintained constant via amplifier with resistive feedback and FET. |
| US4316108A (en) * | 1979-09-25 | 1982-02-16 | Rogers Jr Walter M | Tracking filter for FM threshold extension |
| JPS58159016A (ja) * | 1982-03-16 | 1983-09-21 | Sony Corp | 集積回路フイルタ装置 |
| US4509019A (en) * | 1983-01-27 | 1985-04-02 | At&T Bell Laboratories | Tunable active filter |
-
1984
- 1984-04-11 JP JP59070828A patent/JPS60214617A/ja active Granted
-
1985
- 1985-03-27 CA CA000477618A patent/CA1223647A/en not_active Expired
- 1985-03-28 EP EP85103719A patent/EP0158231B1/en not_active Expired - Lifetime
- 1985-03-28 DE DE8585103719T patent/DE3582513D1/de not_active Expired - Lifetime
- 1985-03-30 KR KR1019850002156A patent/KR900001717B1/ko not_active IP Right Cessation
- 1985-04-09 BR BR8501655A patent/BR8501655A/pt unknown
- 1985-04-10 US US06/721,867 patent/US4667120A/en not_active Expired - Lifetime
Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| CA1223647A (en) | 1987-06-30 |
| KR850008245A (ko) | 1985-12-13 |
| US4667120A (en) | 1987-05-19 |
| EP0158231A3 (en) | 1988-01-27 |
| DE3582513D1 (de) | 1991-05-23 |
| KR900001717B1 (ko) | 1990-03-19 |
| EP0158231A2 (en) | 1985-10-16 |
| BR8501655A (pt) | 1985-12-10 |
| EP0158231B1 (en) | 1991-04-17 |
| JPS60214617A (ja) | 1985-10-26 |
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Legal Events
| Date | Code | Title | Description |
|---|---|---|---|
| LAPS | Cancellation because of no payment of annual fees |