JPH05161352A - Resonant converter - Google Patents
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- JPH05161352A JPH05161352A JP34034291A JP34034291A JPH05161352A JP H05161352 A JPH05161352 A JP H05161352A JP 34034291 A JP34034291 A JP 34034291A JP 34034291 A JP34034291 A JP 34034291A JP H05161352 A JPH05161352 A JP H05161352A
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Abstract
Description
【０００１】[0001]
【産業上の利用分野】本発明は、共振形コンバータに関
するものである。BACKGROUND OF THE INVENTION 1. Field of the Invention The present invention relates to a resonant converter.
【０００２】[0002]
【従来の技術】従来の共振形コンバータとしては、図５
に示す周波数制御型が知られている。この周波数制御型
の共振形コンバータは、電源Ｂと直列に、トランスＴの
１次側巻線、共振インダクタンスＬ１、ＦＥＴ１が接続
され、このＦＥＴ１と並列に共振コンデンサＣ１が接続
され、共振形コンバータの出力電圧と設定電圧（基準電
圧源の電圧）との差電圧である誤差電圧が誤差増幅回路
３０で検出され、この誤差電圧に応じた周波数の信号を
電圧／周波数変換回路２０が出力し、この変換回路２０
の出力信号がＦＥＴ１に印加される。そして、電圧／周
波数変換回路２０が所定の周波数の信号を出力すると、
この周波数に応じてＦＥＴ１がオン、オフを繰り返し、
トランスＴの励磁インダクタンスと共振インダクタンス
Ｌ１と共振コンデンサＣ１とが共振し、トランスＴの２
次側巻線に所定電圧が出力される。なお、トランスＴの
２次側巻線には、整流用ダイオードＤと平滑コンデンサ
Ｃ３とが設けられている。2. Description of the Related Art A conventional resonant converter is shown in FIG.
The frequency control type shown in is known. In this frequency control type resonance converter, a primary side winding of a transformer T, a resonance inductance L1, and a FET1 are connected in series with a power supply B, and a resonance capacitor C1 is connected in parallel with the FET1. An error voltage, which is the difference voltage between the output voltage and the set voltage (voltage of the reference voltage source), is detected by the error amplification circuit 30, and the voltage / frequency conversion circuit 20 outputs a signal having a frequency corresponding to this error voltage. Conversion circuit 20
Is applied to the FET1. Then, when the voltage / frequency conversion circuit 20 outputs a signal of a predetermined frequency,
FET1 is repeatedly turned on and off according to this frequency,
The exciting inductance of the transformer T, the resonance inductance L1, and the resonance capacitor C1 resonate, and
A predetermined voltage is output to the secondary winding. The secondary winding of the transformer T is provided with a rectifying diode D and a smoothing capacitor C3.
【０００３】ところで、図５に示すような共振形コンバ
ータでは、出力電圧が設定電圧よりも高くなると、電圧
／周波数変換回路２０は、コンバータの変換周波数を上
昇させることによって（たとえば最低周波数の２００％
の周波数に上げ）、トランスＴの２次側巻線に出力され
る電圧を低下させ、設定値電圧に等しくする。逆に、共
振形コンバータの出力電圧が設定電圧よりも低くなる
と、電圧／周波数変換回路２０が出力周波数を下げ、ト
ランスＴの２次側巻線に出力される電圧を上昇させ、設
定電圧に等しくする。By the way, in the resonance type converter as shown in FIG. 5, when the output voltage becomes higher than the set voltage, the voltage / frequency conversion circuit 20 increases the conversion frequency of the converter (for example, 200% of the minimum frequency).
Of the transformer T) and lowers the voltage output to the secondary winding of the transformer T to equalize the set value voltage. On the contrary, when the output voltage of the resonant converter becomes lower than the set voltage, the voltage / frequency conversion circuit 20 lowers the output frequency, raises the voltage output to the secondary winding of the transformer T, and becomes equal to the set voltage. To do.
【０００４】しかし、図５に示す周波数制御型の共振形
コンバータでは、入出力フィルタＦやスナバ回路（ダイ
オードＤと並列に接続された抵抗ＲとコンデンサＣとで
構成される直列回路であり、ダイオードＤの両端に発生
する電圧パルスを吸収する回路）の形状が大きくなると
いう欠点がある。つまり、スナバ回路は最高周波数に合
わせて作られ、入出力フィルタＦは最低周波数に合わせ
って作られるから、スナバ回路や入出力フィルタＦの形
状が大きくなる。However, in the frequency control type resonance converter shown in FIG. 5, an input / output filter F and a snubber circuit (a series circuit composed of a resistor R and a capacitor C connected in parallel with a diode D, and a diode D There is a drawback that the shape of the circuit that absorbs the voltage pulse generated at both ends of D becomes large. That is, the snubber circuit is made to match the highest frequency, and the input / output filter F is made to match the lowest frequency. Therefore, the snubber circuit and the input / output filter F are large in size.
【０００５】この欠点を解消するものとして、図６に示
す位相制御型の共振形コンバータが知られている。この
位相制御型の共振形コンバータは、図５に示す共振イン
ダクタンスＬ１とＦＥＴ１との直列回路の他に、共振イ
ンダクタンスＬ２とＦＥＴ２との直列回路が設けられ、
この直列回路が電源Ｂ、トランスＴの１次側巻線と直列
に接続され、ＦＥＴ１、２には、それぞれ共振用コンデ
ンサＣ１、Ｃ２が並列に接続されている。そして、ＦＥ
Ｔ１は発振器ＯＳＣの出力信号で駆動され、ＦＥＴ２
は、発振器ＯＳＣの出力信号が位相制御回路４０によっ
て位相制御された信号によって駆動される。一方、誤差
増幅回路３０が共振形コンバータの出力電圧と設定電圧
との差電圧である誤差電圧を検出し、位相制御回路４０
は、この検出された誤差電圧に応じた位相だけ、発振器
ＯＳＣの出力信号の位相をずらす。つまり、共振形コン
バータの出力電圧が高くなる程、誤差電圧が大きくな
り、位相差が大きくなり、共振形コンバータの出力電圧
が低くなる。そして、位相が一致したときに最大出力に
なり、位相のずれが大きい程、その出力が低下する。こ
のようにして出力電圧の制御が行われる。A phase control type resonance converter shown in FIG. 6 is known to solve this drawback. This phase control type resonance converter is provided with a series circuit of resonance inductance L2 and FET2 in addition to the series circuit of resonance inductance L1 and FET1 shown in FIG.
This series circuit is connected in series with the power source B and the primary winding of the transformer T, and the resonance capacitors C1 and C2 are connected in parallel to the FETs 1 and 2, respectively. And FE
T1 is driven by the output signal of the oscillator OSC, and FET2
Is driven by a signal whose output signal of the oscillator OSC is phase-controlled by the phase control circuit 40. On the other hand, the error amplification circuit 30 detects an error voltage which is a difference voltage between the output voltage of the resonant converter and the set voltage, and the phase control circuit 40
Shifts the phase of the output signal of the oscillator OSC by the phase corresponding to the detected error voltage. That is, as the output voltage of the resonant converter increases, the error voltage increases, the phase difference increases, and the output voltage of the resonant converter decreases. The maximum output is obtained when the phases match, and the output decreases as the phase shift increases. In this way, the output voltage is controlled.
【０００６】[0006]
【発明が解決しようとする課題】図６に示す位相制御型
の共振形コンバータでは、入力電圧が上昇したときまた
は負荷が軽くなったときに、ＦＥＴ２に供給する制御信
号の位相を遅らせることによって、共振形コンバータの
出力電圧を低下させるようにしている。位相差が生じる
と、ＦＥＴ１、２のうちでオンしているＦＥＴと、２つ
の共振インダクタンスＬ１、Ｌ２と、ＦＥＴ１、２のう
ちでオフしているＦＥＴのボディードレインダイオード
とによる閉ループに循環電流が流れ、損失が増加すると
いう問題がある。つまり、定格出力であって入力電圧が
最低であるときに、２つのＦＥＴ１、２の位相差を零に
するように回路条件を設定するので、定格出力において
入力電圧が増加すると、２つのＦＥＴ１、２にそれぞれ
入力される制御信号の間における位相差が生じ、循環電
流が流れ、共振形コンバータの入力電圧が高い場合に
は、効率が著しく低下するという問題がある。In the phase control type resonant converter shown in FIG. 6, when the input voltage rises or the load becomes light, the phase of the control signal supplied to the FET 2 is delayed, The output voltage of the resonant converter is reduced. When a phase difference occurs, a circulating current is generated in a closed loop formed by the FET that is turned on among the FETs 1 and 2, the two resonance inductances L1 and L2, and the body drain diode of the FET that is turned off between the FETs 1 and 2. There is a problem that the flow and loss increase. That is, since the circuit condition is set so that the phase difference between the two FETs 1 and 2 is zero when the input voltage is the rated output and the input voltage is the lowest, when the input voltage increases at the rated output, the two FET1 and There is a problem that a phase difference occurs between the control signals input to each of the two, a circulating current flows, and when the input voltage of the resonant converter is high, the efficiency is significantly reduced.
【０００７】上記位相制御型の共振形コンバータにおけ
る欠点、つまり閉ループに循環電流が流れ、この閉ルー
プで損失が発生し、この損失のために変換効率が低下す
るという欠点を解消するためには、図７に示すような周
波数制御、位相制御併用の共振形コンバータが考えられ
る。つまり、図６に示す回路のうち、発振器ＯＳＣの代
わりに、誤差増幅回路３０の出力信号の電圧を周波数に
変換する電圧／周波数変換回路２０を設けたものが、図
７に示す周波数制御、位相制御併用の共振形コンバータ
である。In order to eliminate the drawback of the phase control type resonance converter, that is, the circulating current flows in the closed loop, a loss is generated in the closed loop, and the conversion efficiency is lowered due to this loss, A resonance type converter using both frequency control and phase control as shown in Fig. 7 can be considered. That is, in the circuit shown in FIG. 6, a voltage / frequency conversion circuit 20 for converting the voltage of the output signal of the error amplification circuit 30 into a frequency is provided instead of the oscillator OSC. This is a resonant converter that is also used for control.
【０００８】図７に示す回路例においては、出力電圧の
制御を２系統で行うので、乱調が発生し、ＦＥＴ１、２
のスイッチングが不可能になり、ＦＥＴ１、２に過大電
流が流れるという弊害が生じるという問題が新たに発生
する。In the example of the circuit shown in FIG. 7, since the output voltage is controlled by two systems, irregularity occurs, and FETs 1, 2
Switching becomes impossible, which causes a new problem that an excessive current flows in the FETs 1 and 2.
【０００９】本発明は、入出力フィルタやスナバ回路の
形状が大きくならず、閉ループに循環電流が流れること
による変換効率の低下が少ない共振形コンバータを提供
することを目的とするものである。An object of the present invention is to provide a resonance type converter in which the input / output filter and the snubber circuit do not become large in size, and the conversion efficiency is less likely to decrease due to the circulating current flowing in the closed loop.
【００１０】[0010]
【課題を解決するための手段】本発明は、第１の共振イ
ンダクタンスを介してトランスの１次側巻線と第１のＦ
ＥＴとを直列に接続し、第２の共振インダクタンスを介
して上記トランスの１次側巻線と第２のＦＥＴとを直列
に接続し、共振形コンバータの直流入力電圧が高くなる
に従って周波数が高くなる信号を第１のＦＥＴに供給
し、共振形コンバータの出力電圧と設定電圧との誤差電
圧に応じた位相差だけ、第１のＦＥＴに供給する信号よ
りも第２のＦＥＴに供給する信号を遅らせたものであ
る。According to the present invention, a primary winding of a transformer and a first F winding are provided via a first resonance inductance.
ET is connected in series, the primary side winding of the transformer and the second FET are connected in series via the second resonance inductance, and the frequency increases as the DC input voltage of the resonance converter increases. Is supplied to the first FET, and the signal supplied to the second FET is supplied to the second FET more than the signal supplied to the first FET by the phase difference according to the error voltage between the output voltage of the resonant converter and the set voltage. It was delayed.
【００１１】[0011]
【作用】本発明は、直流入力電圧が高くなるに従って周
波数が高くなる信号を第１のＦＥＴに供給することによ
って、直流入力電圧の変動分については位相を制御する
必要がないので、閉ループに循環電流が流れることによ
る変換効率の低下が少なく、特に、定格出力においては
循環電流が流れないので、効率低下が生じない。また、
変換周波数の変動は、入力電圧の変動に対応するのみで
足りるために、その変換周波数は±１０％強程度の変動
でおさまり、したがってスナバ回路やフィルタ回路の形
状があまり大きくはならない。According to the present invention, by supplying a signal whose frequency becomes higher as the DC input voltage becomes higher to the first FET, it is not necessary to control the phase for the fluctuation of the DC input voltage, so that it is circulated in the closed loop. There is little reduction in conversion efficiency due to the flow of current, and since no circulating current flows especially at the rated output, there is no reduction in efficiency. Also,
Since the fluctuation of the conversion frequency only needs to correspond to the fluctuation of the input voltage, the conversion frequency is suppressed to a fluctuation of about ± 10% or more, so that the snubber circuit and the filter circuit do not become so large in shape.
【００１２】[0012]
【実施例】図１は、本発明の一実施例を示す回路図であ
る。1 is a circuit diagram showing an embodiment of the present invention.
【００１３】この実施例において、第１の共振インダク
タンスＬ１を介して、トランスＴの１次側巻線と直列に
第１のＦＥＴ１１が接続され、第２の共振インダクタン
スＬ２を介して、トランスＴの１次側巻線と直列に第２
のＦＥＴ１２が接続されている。また、電圧／周波数変
換回路２１は、共振形コンバータの直流入力電圧（電源
Ｂの電圧）が高くなるに従って周波数が高くなる信号を
第１のＦＥＴ１１に供給する電圧／周波数変換手段の一
例であり、誤差増幅回路３０は、共振形コンバータの出
力電圧と所定の設定電圧との誤差電圧を検出し、増幅す
る誤差増幅手段の一例であり、位相制御回路４０は、電
圧／周波数変換手段の出力信号の位相から、誤差電圧に
応じて位相をずらした信号を、第２のスイッチング素子
に供給する位相制御手段の一例である。なお、同一部材
については、同一符号を付してある。In this embodiment, the first FET 11 is connected in series with the primary winding of the transformer T via the first resonance inductance L1 and the transformer T is connected via the second resonance inductance L2. Second in series with primary winding
FET 12 of is connected. The voltage / frequency conversion circuit 21 is an example of a voltage / frequency conversion unit that supplies a signal whose frequency increases as the DC input voltage (voltage of the power supply B) of the resonance converter increases to the first FET 11. The error amplification circuit 30 is an example of error amplification means for detecting and amplifying an error voltage between the output voltage of the resonant converter and a predetermined set voltage, and the phase control circuit 40 is for the output signal of the voltage / frequency conversion means. It is an example of a phase control unit that supplies a signal whose phase is shifted from the phase according to the error voltage to the second switching element. The same members are designated by the same reference numerals.
【００１４】次に、上記実施例の動作について説明す
る。Next, the operation of the above embodiment will be described.
【００１５】この実施例において、ＦＥＴ１１、１２
は、電源Ｂの電圧が一定電圧である場合には、一定の周
波数で動作し、出力電圧が設定電圧を維持している場合
には、一定のパルス幅で動作する。In this embodiment, FETs 11 and 12
Operates at a constant frequency when the voltage of the power supply B is a constant voltage, and operates at a constant pulse width when the output voltage maintains the set voltage.
【００１６】まず、ＦＥＴ１１、１２に供給される信号
の位相差が零である場合（出力電圧が設定電圧に維持さ
れている場合）の動作について説明する。First, the operation when the phase difference between the signals supplied to the FETs 11 and 12 is zero (when the output voltage is maintained at the set voltage) will be described.
【００１７】この場合、ＦＥＴ１１、１２がオンしてい
ると、電源Ｂから、トランスＴ、共振インダクタンスＬ
１、Ｌ２、ＦＥＴ１１、１２を通って電流が流れ、トラ
ンスＴと共振インダクタンスＬ１、Ｌ２とにエネルギー
が蓄積される。その後、ＦＥＴ１１、１２がオフする
と、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスと共振イ
ンダクタンスＬ１、Ｌ２と共振コンデンサＣ１、Ｃ２と
によって共振が起こり、共振コンデンサＣ１、Ｃ２の電
圧は徐々に上昇する。このときに、トランスＴの１次側
巻線には図１に示した極性方向に電圧が発生しているの
で、２次側巻線は導通しない。そして、コンデンサＣ
１、Ｃ２の電圧が上昇し、トランスＴの１次側巻線の電
圧が、出力電圧の１次側換算値に達すると、出力整流ダ
イオードＤが導通し、出力側にエネルギーが伝達され
る。出力整流ダイオードＤが導通すると、トランスＴの
１次側は等価的に短絡状態と考えられるので、このとき
から共振インダクタンスＬ１、Ｌ２と共振コンデンサＣ
１、Ｃ２との間で共振が起こる。共振コンデンサＣ１、
Ｃ２の電圧が零ボルトになると、共振電流は、ＦＥＴ１
１、１２のボディードレインダイオード、共振インダク
タンスＬ１、Ｌ２、トランスＴの１次側巻線を通って、
電源Ｂに流れる。なお、このダイオードが導通している
間にＦＥＴ１１、１２をオンすると、スイッチングロス
が零になる。In this case, when the FETs 11 and 12 are turned on, the power source B moves to the transformer T and the resonance inductance L.
A current flows through 1, L2 and FETs 11 and 12, and energy is stored in the transformer T and the resonance inductances L1 and L2. After that, when the FETs 11 and 12 are turned off, resonance occurs due to the excitation inductance on the primary side of the transformer T, the resonance inductances L1 and L2, and the resonance capacitors C1 and C2, and the voltages of the resonance capacitors C1 and C2 gradually increase. At this time, since voltage is generated in the primary winding of the transformer T in the polarity direction shown in FIG. 1, the secondary winding does not conduct. And the capacitor C
When the voltage of C1 and C2 rises and the voltage of the primary winding of the transformer T reaches the primary conversion value of the output voltage, the output rectifying diode D becomes conductive and energy is transmitted to the output side. When the output rectifying diode D conducts, the primary side of the transformer T is considered to be equivalently in a short circuit state, and from this time, the resonance inductances L1 and L2 and the resonance capacitor C
Resonance occurs between 1 and C2. Resonance capacitor C1,
When the voltage of C2 becomes zero volt, the resonance current becomes FET1.
Through the body drain diodes 1 and 12, the resonance inductances L1 and L2, and the primary winding of the transformer T,
It flows to the power supply B. When the FETs 11 and 12 are turned on while the diode is conducting, the switching loss becomes zero.
【００１８】次に、ＦＥＴ１１、１２に供給される信号
の位相差が零ではない場合（出力電圧が設定電圧よりも
高い場合）の動作について説明する。Next, the operation when the phase difference between the signals supplied to the FETs 11 and 12 is not zero (when the output voltage is higher than the set voltage) will be described.
【００１９】ＦＥＴ１１、１２がともにオンしている
と、電源ＢからトランスＴ、共振インダクタンスＬ１、
Ｌ２、ＦＥＴ１１、１２を通って電流が流れ、トランス
Ｔと共振インダクタンスＬ１、Ｌ２とにエネルギーが蓄
積される。その後、たとえばＦＥＴ１１のみがオフする
と、トランスＴの１次側の励磁インダクタンスと共振イ
ンダクタンスＬ１と共振コンデンサＣ１の開ループおよ
び、共振インダクタンスＬ１、共振コンデンサＣ１、Ｆ
ＥＴ１２、共振インダクタンスＬ２の閉ループによって
共振が起こり、共振コンデンサＣ１の電圧は徐々に上昇
し、トランスＴの１次側巻線の電圧が出力電圧の１次側
換算値に達すると、出力整流ダイオードＤが導通し、出
力側にエネルギーが伝達される。When the FETs 11 and 12 are both turned on, the power source B to the transformer T, the resonance inductance L1,
A current flows through L2 and FETs 11 and 12, and energy is stored in the transformer T and the resonance inductances L1 and L2. After that, for example, when only the FET 11 is turned off, the exciting inductance on the primary side of the transformer T, the open loop of the resonance inductance L1 and the resonance capacitor C1, and the resonance inductance L1, the resonance capacitors C1, F.
Resonance occurs due to the closed loop of the ET12 and the resonance inductance L2, the voltage of the resonance capacitor C1 gradually rises, and when the voltage of the primary winding of the transformer T reaches the primary conversion value of the output voltage, the output rectifying diode D Are conducted, and energy is transmitted to the output side.
【００２０】出力整流ダイオードＤが導通すると、トラ
ンスＴの１次側励磁インダクタンスは等価的に短絡状態
と考えられるので、このときから共振インダクタンスＬ
１、Ｌ２と共振コンデンサＣ１との共振に切り換わる。
この後、誤差増幅回路３０からの信号によって位相制御
された信号でＦＥＴ１２がオフすると、電源Ｂ、共振イ
ンダクタンスＬ２、共振コンデンサＣ２の閉ループと共
振インダクタンスＬ２、共振コンデンサＣ２、共振コン
デンサＣ１、共振インダクタンスＬ１の閉ループで共振
が起こり、共振コンデンサＣ２の電圧は徐々に上昇す
る。この間、コンデンサＣ１の電圧は、共振現象によっ
て引き続き振動している。When the output rectifying diode D is turned on, the primary side exciting inductance of the transformer T is considered to be equivalently in a short circuit state.
1, the resonance of the L2 and the resonance capacitor C1 is switched.
After that, when the FET 12 is turned off by the signal whose phase is controlled by the signal from the error amplification circuit 30, the power supply B, the resonance inductance L2, the closed loop of the resonance capacitor C2 and the resonance inductance L2, the resonance capacitor C2, the resonance capacitor C1, the resonance inductance L1. Resonance occurs in the closed loop, and the voltage of the resonance capacitor C2 gradually rises. During this period, the voltage of the capacitor C1 continues to oscillate due to the resonance phenomenon.
【００２１】そして、共振コンデンサＣ１の電圧が共振
現象によって零ボルトになると、ＦＥＴ１１のボディー
ドレインダイオード、共振インダクタンスＬ１、トラン
スＴの１次側巻線、電源Ｂの閉ループと、ＦＥＴ１１の
ボディードレインダイオード、共振インダクタンスＬ
１、共振インダクタンスＬ２、共振コンデンサＣ２の閉
ループとに、共振電流が流れる。このときに、ＦＥＴ１
１はオンするが、共振コンデンサＣ２の電圧が共振現象
によって上昇して、出力整流ダイオードＤが引き続き導
通し、出力側にエネルギーが伝達される。そして、トラ
ンスＴに蓄積されたエネルギーがなくなるまで２次側に
流れ続ける。その後、共振コンデンサＣ２の電圧が共振
現象によって零ボルトになると、ＦＥＴ１２のボディー
ドレインダイオード、共振インダクタンスＬ２、トラン
スＴの１次側巻線、電源Ｂの閉ループと、ＦＥＴ１２の
ボディードレインダイオード、共振インダクタンスＬ
２、共振インダクタンスＬ１、共振コンデンサＣ２の閉
ループとに、共振電流が流れる。このときに、ＦＥＴ１
２はオンする。When the voltage of the resonance capacitor C1 becomes zero volt due to the resonance phenomenon, the body drain diode of the FET 11, the resonance inductance L1, the primary winding of the transformer T, the closed loop of the power supply B, the body drain diode of the FET 11, Resonance inductance L
1, the resonance current flows through the closed loop of the resonance inductance L2 and the resonance capacitor C2. At this time, FET1
Although 1 is turned on, the voltage of the resonance capacitor C2 rises due to the resonance phenomenon, the output rectifying diode D continues to conduct, and energy is transmitted to the output side. Then, the energy continues to flow to the secondary side until the energy stored in the transformer T is exhausted. After that, when the voltage of the resonance capacitor C2 becomes zero volt due to the resonance phenomenon, the body drain diode of the FET 12, the resonance inductance L2, the primary winding of the transformer T, the closed loop of the power supply B, the body drain diode of the FET 12 and the resonance inductance L.
2, the resonance current flows through the closed loop of the resonance inductance L1 and the resonance capacitor C2. At this time, FET1
2 turns on.
【００２２】つまり、このような共振形コンバータで
は、ＦＥＴ１１、１２の一方または双方がオフし、トラ
ンスＴの１次側巻線の電圧が出力電圧の１次側換算値に
達しているときに、出力側にエネルギーを供給し、それ
以外のときに、トランスＴの入力からそのトランスＴに
エネルギーが蓄えられる。That is, in such a resonance type converter, when one or both of the FETs 11 and 12 are turned off and the voltage of the primary winding of the transformer T reaches the primary conversion value of the output voltage, Energy is supplied to the output side, and at other times, energy is stored in the transformer T from the input of the transformer T.
【００２３】上記説明は、負荷が変動した場合の動作で
あるが、電源Ｂの電圧変動は、電圧／周波数変換回路２
１によって、スイッチング周波数の変化に置き換えられ
る。つまり、電圧／周波数変換回路２１は、共振形コン
バータの直流入力電圧が高くなるに従って周波数が高く
なる信号を第１のＦＥＴ１１に供給し、高い周波数の信
号がＦＥＴ１１に供給される程、出力電圧が低くなるの
で、位相差を変化せずに、電源Ｂの電圧変動分は補正さ
れる。したがって、電源Ｂの電圧変動分については、位
相差を変化する必要がないので、図６の従来例の場合よ
りもその位相差の変化範囲が少なくなり、閉ループに循
環電流が流れることによる変換効率の低下が少なくな
る。Although the above description is for the operation when the load fluctuates, the voltage fluctuation of the power supply B is caused by the voltage / frequency conversion circuit 2.
1 is replaced by a change in the switching frequency. That is, the voltage / frequency conversion circuit 21 supplies the first FET 11 with a signal whose frequency increases as the DC input voltage of the resonant converter increases, and the higher the frequency of the signal supplied to the FET 11, the more the output voltage is increased. Since it becomes lower, the voltage fluctuation of the power source B is corrected without changing the phase difference. Therefore, with respect to the voltage fluctuation of the power source B, since it is not necessary to change the phase difference, the change range of the phase difference is smaller than in the case of the conventional example of FIG. 6, and the conversion efficiency due to the circulation current flowing in the closed loop Is less likely to decrease.
【００２４】ところで、上記実施例において、ＦＥＴ１
１、１２に供給される信号の周波数は、電源Ｂの電圧に
のみ依存し、負帰還制御を行なわないので、たとえ負荷
が変動しても、電源Ｂの電圧が変動しない限り、その周
波数が一定である。つまり、負帰還ループは１つのみ存
在するので、乱調が発生しない。したがって、上記実施
例においては、トランスＴから異音が発生することがな
く、ＦＥＴ１１、１２に過大電流が流れることによるＦ
ＥＴ１１、１２の破壊は生じない。By the way, in the above embodiment, the FET1
The frequencies of the signals supplied to 1 and 12 depend only on the voltage of the power supply B and do not perform negative feedback control. Therefore, even if the load changes, the frequency is constant unless the voltage of the power supply B changes. Is. That is, since there is only one negative feedback loop, no disturbance occurs. Therefore, in the above embodiment, no abnormal noise is generated from the transformer T, and an excessive current flows through the FETs 11 and 12 so that F
No destruction of ET11, 12 occurs.
【００２５】図２は、本発明の他の実施例を示す回路図
である。FIG. 2 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention.
【００２６】図２の実施例は、図１の実施例において、
トランスＴの１次側の電流を検出する電流検出用トラン
スＴ１と、電流検出用トランスＴ１が検出した電圧（検
出電流に対応する電圧）を整流、平滑して電圧／周波数
変換回路２２に入力する整流平滑回路５０とを設けたも
のである。なお、図２の実施例における電圧／周波数変
換回路２２は、電源Ｂの電圧を周波数に変換するのでは
なく、電流検出用トランスＴ１が検出した電圧を周波数
に変換するものである。電流検出用トランスＴ１は、ト
ランスＴの１次側巻線と直列に接続されているが、トラ
ンスＴの１次側巻線と直列に接続される部分ならば他の
部分に接続してもよい。電圧／周波数変換回路２２は、
整流平滑回路５０の出力電圧が低くなるに従って（トラ
ンスＴの１次側電流が小さくなるに従って）、出力信号
の周波数を高くさせ、この出力信号を第１のＦＥＴ１３
に供給するものである。なお、トランスＴ１と、整流平
滑回路５０と、電圧／周波数変換回路２２とは、共振形
コンバータの直流入力電流が小さくなるに従って高い周
波数の信号を第１のスイッチング素子に供給する電流／
周波数変換手段の例である。The embodiment of FIG. 2 is the same as the embodiment of FIG.
The current detection transformer T1 that detects the current on the primary side of the transformer T and the voltage (voltage corresponding to the detected current) detected by the current detection transformer T1 are rectified and smoothed and input to the voltage / frequency conversion circuit 22. A rectifying and smoothing circuit 50 is provided. The voltage / frequency conversion circuit 22 in the embodiment of FIG. 2 does not convert the voltage of the power source B into frequency, but converts the voltage detected by the current detecting transformer T1 into frequency. The current detection transformer T1 is connected in series with the primary winding of the transformer T, but may be connected to another portion as long as it is a portion connected in series with the primary winding of the transformer T. .. The voltage / frequency conversion circuit 22 is
As the output voltage of the rectifying / smoothing circuit 50 decreases (as the primary-side current of the transformer T decreases), the frequency of the output signal is increased, and this output signal is output to the first FET 13
To supply. Note that the transformer T1, the rectifying / smoothing circuit 50, and the voltage / frequency conversion circuit 22 supply a current / high-frequency signal to the first switching element as the DC input current of the resonant converter decreases.
It is an example of frequency conversion means.
【００２７】図２に示す実施例は、電源Ｂの電流が減少
したときに、ＦＥＴ１３、１４に供給する信号の周波数
を高くさせ、逆に、電源Ｂの電流が増加したときに、Ｆ
ＥＴ１３、１４に供給する信号の周波数を低くするもの
である。出力電力をＰｏ、入力電圧をＥｉ、効率をηと
すると、電源Ｂの電流Ｉｉは、Ｉｉ＝Ｐｏ／（Ｅｉ・
η）で表わされ、出力条件と入力電圧条件とが反映され
る。したがって、入力電流によって変換周波数を変える
ことによって、位相制御の量が少なくなる。図２に示す
実施例においては、位相のずれ量が少ないので、閉ルー
プに循環電流が流れることによる変換効率の低下が少な
い。さらに、ＦＥＴ１３、１４に供給する信号の周波数
は電源Ｂの電流にのみ依存し、負帰還制御を行なわない
ので、出力電圧制御との乱調が発生しない。In the embodiment shown in FIG. 2, when the current of the power source B decreases, the frequency of the signal supplied to the FETs 13 and 14 is increased, and conversely, when the current of the power source B increases, F
The frequency of the signal supplied to the ETs 13 and 14 is lowered. When the output power is Po, the input voltage is Ei, and the efficiency is η, the current Ii of the power source B is Ii = Po / (Ei ·
η) and reflects the output condition and the input voltage condition. Therefore, the amount of phase control is reduced by changing the conversion frequency according to the input current. In the embodiment shown in FIG. 2, since the phase shift amount is small, the conversion efficiency is less likely to decrease due to the circulation current flowing through the closed loop. Further, the frequency of the signal supplied to the FETs 13 and 14 depends only on the current of the power source B, and negative feedback control is not performed, so that the disturbance with the output voltage control does not occur.
【００２８】図３は、本発明のさらに他の実施例を示す
回路図である。FIG. 3 is a circuit diagram showing another embodiment of the present invention.
【００２９】図３に示す実施例は、図１の実施例におい
て、トランスＴの２次側の電流を検出する電流検出用ト
ランスＴ２と、電流検出用トランスＴ２が検出した電圧
（検出電流に対応する電圧）を整流、平滑して電圧／周
波数変換回路２３に入力するする整流平滑回路５１とを
設けたものである。電流検出用トランスＴ２は、トラン
スＴの２次側巻線と直列に接続されているが、トランス
Ｔの２次側巻線と直列に接続される部分ならば他の部分
に接続されていてもよい。図３における電圧／周波数変
換回路２３は、共振形コンバータの直流入力電圧（電源
Ｂの電圧）が高くなるに従って周波数が高くなる信号を
第１のＦＥＴ１５に供給するとともに、整流平滑回路５
１の出力電圧が低くなるに従って、周波数が高くなる信
号を第１のＦＥＴ１５に供給するものである。なお、ト
ランスＴ２と、整流平滑回路５１と、電圧／周波数変換
回路２３とは、共振形コンバータの直流入力電圧が高く
なるかまたは共振形コンバータの出力電流が小さくなる
に従って、高い周波数の信号を第１のスイッチング素子
に供給する電圧、電流／周波数変換手段の例である。The embodiment shown in FIG. 3 differs from the embodiment shown in FIG. 1 in that the current detecting transformer T2 for detecting the current on the secondary side of the transformer T and the voltage detected by the current detecting transformer T2 (corresponding to the detected current). A rectifying / smoothing circuit 51 for rectifying and smoothing the voltage) and inputting it to the voltage / frequency conversion circuit 23. The current detection transformer T2 is connected in series with the secondary winding of the transformer T, but if it is connected to another portion as long as it is connected to the secondary winding of the transformer T in series. Good. The voltage / frequency conversion circuit 23 in FIG. 3 supplies to the first FET 15 a signal whose frequency increases as the DC input voltage (voltage of the power source B) of the resonance converter increases, and at the same time, the rectifying and smoothing circuit 5
A signal whose frequency increases as the output voltage of 1 decreases is supplied to the first FET 15. Note that the transformer T2, the rectifying / smoothing circuit 51, and the voltage / frequency conversion circuit 23 generate a signal of a high frequency as the DC input voltage of the resonant converter increases or the output current of the resonant converter decreases. It is an example of the voltage / current / frequency conversion means supplied to the switching element of No. 1.
【００３０】図３に示す実施例は、トランスＴの２次側
の電流が減少したときに、ＦＥＴ１５、１６に供給する
信号の周波数を高くさせ、逆に、トランスＴの２次側の
電流が増加したときに、ＦＥＴ１５、１６に供給する信
号の周波数を低くし、また電源Ｂの電圧が上昇したとき
に、ＦＥＴ１５、１６に供給する信号の周波数を高くさ
せ、逆に、電源Ｂの電圧が低下したときに、ＦＥＴ１
５、１６に供給する信号の周波数を低くする。なお、ト
ランスＴの２次側の電流は負荷電流と等しいので、図３
においては負荷電流と入力電圧との変化に応じて変換周
波数を制御するので、位相制御量は少なくなる。したが
って、閉ループに循環電流が流れることによる変換効率
の低下が少ない。さらに、図３の実施例において、ＦＥ
Ｔ１５、１６に供給する信号の周波数は、電源Ｂの電圧
の他に電源Ｂの電流にのみ依存し、負帰還制御を行なわ
ないので、出力電圧制御との乱調は発生しない。なお、
図３の実施例において、電圧／周波数変換回路２３は、
共振形コンバータの直流入力電圧が高くなり、しかも共
振形コンバータの出力電流が小さくなるに従って、高い
周波数の信号を第１のスイッチング素子に供給するもの
であってもよい。In the embodiment shown in FIG. 3, when the current on the secondary side of the transformer T decreases, the frequency of the signal supplied to the FETs 15 and 16 is increased, and conversely, the current on the secondary side of the transformer T increases. When the voltage increases, the frequency of the signal supplied to the FETs 15 and 16 is lowered, and when the voltage of the power supply B rises, the frequency of the signal supplied to the FETs 15 and 16 is increased. When it drops, FET1
The frequency of the signal supplied to 5 and 16 is lowered. Since the secondary current of the transformer T is equal to the load current,
Since the conversion frequency is controlled in accordance with the change in the load current and the input voltage, the phase control amount is reduced. Therefore, the conversion efficiency is less likely to decrease due to the circulation current flowing through the closed loop. Furthermore, in the embodiment of FIG.
The frequency of the signal supplied to T15 and T16 depends only on the current of the power source B in addition to the voltage of the power source B, and since negative feedback control is not performed, the output voltage control is not disturbed. In addition,
In the embodiment of FIG. 3, the voltage / frequency conversion circuit 23 is
A signal having a high frequency may be supplied to the first switching element as the DC input voltage of the resonant converter increases and the output current of the resonant converter decreases.
【００３１】図４は、図１に示す実施例の変形例を示す
ブロック図である。FIG. 4 is a block diagram showing a modification of the embodiment shown in FIG.
【００３２】この実施例は、図１の実施例を電圧クラン
プタイプに応用したものであり、図１の実施例におい
て、共振インダクタンスＬ１、Ｌ２の代わりに、トラン
スＴ３、Ｔ４を設け、ダイオードＤ１、Ｄ２を接続した
ものであり、共振電圧がトランスＴ３、Ｔ４の巻数によ
って決まる電圧にクランプされる。つまり、トランスＴ
の１次側巻線とＦＥＴ１１との間にトランスＴ３の１次
側巻線を接続し、トランスＴ３の２次側巻線と直列にダ
イオードＤ１を接続し、トランスＴ３の２次側巻線に発
生した電圧のうち、電源Ｂの電圧以上の電圧を入力電源
Ｂ側に返すものであり、トランスＴの１次側巻線とＦＥ
Ｔ１２との間にトランスＴ４の１次側巻線を接続し、ト
ランスＴ４の２次側巻線と直列にダイオードＤ２を接続
し、トランスＴ４の２次側巻線に発生した電圧のうち、
電源Ｂの電圧以上の電圧を入力電源Ｂ側に返すものであ
る。図２、図３の実施例についても、図４と同様に変形
することができる。This embodiment is an application of the embodiment of FIG. 1 to a voltage clamp type. In the embodiment of FIG. 1, transformers T3 and T4 are provided instead of the resonance inductances L1 and L2, and a diode D1, D2 is connected, and the resonance voltage is clamped to a voltage determined by the number of turns of the transformers T3 and T4. That is, transformer T
The primary side winding of the transformer T3 is connected between the primary side winding and the FET 11, the diode D1 is connected in series with the secondary side winding of the transformer T3, and the secondary side winding of the transformer T3 is connected. Of the generated voltage, a voltage equal to or higher than the voltage of the power source B is returned to the input power source B side, and the primary side winding of the transformer T and the FE
The primary side winding of the transformer T4 is connected between T12 and the diode D2 in series with the secondary side winding of the transformer T4, and among the voltages generated in the secondary side winding of the transformer T4,
The voltage higher than the voltage of the power source B is returned to the input power source B side. The embodiment shown in FIGS. 2 and 3 can be modified in the same manner as in FIG.
【００３３】上記実施例において、ＦＥＴ１１、１２、
１３、１４、１５、１６を使用しているが、これらの代
わりに、他のスイッチング素子を使用してもよい。この
場合、ＦＥＴのボディードレインダイオードに対応する
ダイオードを上記スイッチング素子と並列に接続する必
要がある。なお、電源Ｂとして、直流バッテリを使用し
てもよく、交流電源を整流したものを使用してもよい。In the above embodiment, the FETs 11, 12,
Although 13, 14, 15, and 16 are used, other switching elements may be used instead of these. In this case, it is necessary to connect a diode corresponding to the body drain diode of the FET in parallel with the switching element. As the power source B, a DC battery may be used, or a rectified AC power source may be used.
【００３４】なお、上記実施例においては共振コンデン
サＣ１、Ｃ２をスイッチング素子の外に設けているが、
共振周波数が１ＭＨｚ以上の場合には、スイッチング素
子が有する接合キャパシタンス等で構成される出力キャ
パシタンスで所望の共振動作を行なうことができ、この
場合には、スイッチング素子の外に共振コンデンサＣ
１、Ｃ２を設ける必要がない。Although the resonance capacitors C1 and C2 are provided outside the switching element in the above embodiment,
When the resonance frequency is 1 MHz or higher, a desired resonance operation can be performed by the output capacitance formed by the junction capacitance or the like of the switching element. In this case, the resonance capacitor C is provided outside the switching element.
It is not necessary to provide 1 and C2.
【００３５】[0035]
【発明の効果】本発明によれば、入出力フィルタやスナ
バ回路の形状が大きくならず、閉ループに循環電流が流
れることによる変換効率の低下が少なく、また、乱調が
発生しないという効果を奏する。According to the present invention, the input / output filter and the snubber circuit do not have to be large in size, the conversion efficiency is less likely to decrease due to the circulating current flowing through the closed loop, and the irregularity does not occur.
【図１】本発明の一実施例を示すブロック図である。FIG. 1 is a block diagram showing an embodiment of the present invention.
【図２】本発明の他の実施例を示すブロック図である。FIG. 2 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図３】本発明のさらに他の実施例を示すブロック図で
ある。FIG. 3 is a block diagram showing another embodiment of the present invention.
【図４】図１に示す実施例の変形例を示すブロック図で
ある。FIG. 4 is a block diagram showing a modification of the embodiment shown in FIG.
【図５】従来例を示すブロック図である。FIG. 5 is a block diagram showing a conventional example.
【図６】他の従来例を示すブロック図である。FIG. 6 is a block diagram showing another conventional example.
【図７】図５、図６に示す従来例に基づいて考えられる
共振形コンバータを示すブロック図である。FIG. 7 is a block diagram showing a resonant converter that can be considered based on the conventional example shown in FIGS. 5 and 6.
Ｂ…電源、 ２１、２２、２３…電圧／周波数変換回路、 ３０…誤差増幅回路、 ４０…位相制御回路、 ５０、５１…整流平滑回路、 １１、１２、１３、１４、１５、１６…ＦＥＴ、 Ｃ１、Ｃ２…共振コンデンサ、 Ｌ１、Ｌ２…共振インダクタンス。 B ... Power supply, 21, 22, 23 ... Voltage / frequency conversion circuit, 30 ... Error amplification circuit, 40 ... Phase control circuit, 50, 51 ... Rectification smoothing circuit, 11, 12, 13, 14, 15, 16 ... FET, C1, C2 ... Resonance capacitors, L1, L2 ... Resonance inductance.
Claims (4)
ランスの１次側巻線と直列に接続された第１のスイッチ
ング素子と；第２の共振インダクタンスを介して、上記
トランスの１次側巻線と直列に接続された第２のスイッ
チング素子と；共振形コンバータの直流入力電圧が高く
なるに従って周波数が高くなる信号を上記第１のスイッ
チング素子に供給する電圧／周波数変換手段と；上記共
振形コンバータの出力電圧と所定の設定電圧との誤差電
圧を検出し、増幅する誤差増幅手段と；上記電圧／周波
数変換手段の出力信号の位相から、上記誤差電圧に応じ
て位相をずらした信号を、上記第２のスイッチング素子
に供給する位相制御手段と；を有することを特徴とする
共振形コンバータ。1. A first switching element connected in series with a primary winding of a transformer via a first resonance inductance; and a primary winding of the transformer via a second resonance inductance. A second switching element connected in series with the line; voltage / frequency conversion means for supplying a signal whose frequency increases as the DC input voltage of the resonant converter increases to the first switching element; Error amplification means for detecting and amplifying an error voltage between the output voltage of the converter and a predetermined set voltage; and a signal whose phase is shifted in accordance with the error voltage from the phase of the output signal of the voltage / frequency conversion means, A phase control means for supplying the second switching element;
ランスの１次側巻線と直列に接続された第１のスイッチ
ング素子と；第２の共振インダクタンスを介して、上記
トランスの１次側巻線と直列に接続された第２のスイッ
チング素子と；共振形コンバータの直流入力電流が小さ
くなるに従って周波数が高くなる信号を上記第１のスイ
ッチング素子に供給する電流／周波数変換手段と；上記
共振形コンバータの出力電圧と所定の設定電圧との誤差
電圧を検出し、増幅する誤差増幅手段と；上記電流／周
波数変換手段の出力信号の位相から、上記誤差電圧に応
じて位相をずらした信号を、上記第２のスイッチング素
子に供給する位相制御手段と；を有することを特徴とす
る共振形コンバータ。2. A first switching element connected in series with a primary side winding of a transformer via a first resonance inductance; and a primary side winding of the transformer via a second resonance inductance. A second switching element connected in series with the line; a current / frequency conversion means for supplying to the first switching element a signal whose frequency increases as the DC input current of the resonant converter decreases; the resonant type Error amplifying means for detecting and amplifying an error voltage between the output voltage of the converter and a predetermined set voltage; and a signal whose phase is shifted according to the error voltage from the phase of the output signal of the current / frequency converting means, A phase control means for supplying the second switching element;
ランスの１次側巻線と直列に接続された第１のスイッチ
ング素子と；第２の共振インダクタンスを介して、上記
トランスの１次側巻線と直列に接続された第２のスイッ
チング素子と；共振形コンバータの直流入力電圧が高く
なるかまたは上記共振形コンバータの出力電流が小さく
なるに従って、周波数が高くなる信号を上記第１のスイ
ッチング素子に供給する電圧、電流／周波数変換手段
と；上記共振形コンバータの出力電圧と所定の設定電圧
との誤差電圧を検出し、増幅する誤差増幅手段と；上記
電圧、電流／周波数変換手段の出力信号の位相から、上
記誤差電圧に応じて位相をずらした信号を、上記第２の
スイッチング素子に供給する位相制御手段と；を有する
ことを特徴とする共振形コンバータ。3. A first switching element connected in series with a primary winding of a transformer via a first resonance inductance; and a primary winding of the transformer via a second resonance inductance. A second switching element connected in series with the line; a signal whose frequency increases as the DC input voltage of the resonant converter increases or the output current of the resonant converter decreases. An error amplification means for detecting and amplifying an error voltage between the output voltage of the resonant converter and a predetermined set voltage; and an output signal of the voltage / current / frequency conversion means. And a phase control means for supplying to the second switching element a signal whose phase is shifted from the phase according to the error voltage. Shape converter.
の直流入力電圧が高くなるとともに上記共振形コンバー
タの出力電流が小さくなるに従って、周波数が高くなる
信号を上記第１のスイッチング素子に供給する手段であ
ることを特徴とする共振形コンバータ。4. The voltage / current / frequency conversion means according to claim 3, wherein the signal whose frequency increases as the DC input voltage of the resonant converter increases and the output current of the resonant converter decreases. A resonant converter, which is a means for supplying the first switching element.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34034291A JPH05161352A (en) | 1991-11-29 | 1991-11-29 | Resonant converter |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP34034291A JPH05161352A (en) | 1991-11-29 | 1991-11-29 | Resonant converter |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH05161352A true JPH05161352A (en) | 1993-06-25 |
Family
ID=18336023
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP34034291A Withdrawn JPH05161352A (en) | 1991-11-29 | 1991-11-29 | Resonant converter |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH05161352A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JP2002247854A (en) * | 2001-02-20 | 2002-08-30 | Fuji Electric Co Ltd | Direct current/direct current converter |
| KR100585294B1 (en) * | 2002-11-18 | 2006-06-01 | 삼성전자주식회사 | Switchin power supply with capable chane output voltage |
| WO2013106692A1 (en) * | 2012-01-13 | 2013-07-18 | Power-One, Inc. | Resonant converter with auxiliary resonant components and holdup time control circuitry |
-
1991
- 1991-11-29 JP JP34034291A patent/JPH05161352A/en not_active Withdrawn
Cited By (4)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| US9065343B2 (en) | 2012-01-13 | 2015-06-23 | Pai Capital Llc | Resonant converter with auxiliary resonant components and holdup time control circuitry |
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