JPH05129860A

JPH05129860A - 電力増幅装置及び送信装置

Info

Publication number: JPH05129860A
Application number: JP29310191A
Authority: JP
Inventors: Hidekazu Nakanishi; 英一中西; Tetsuo Onodera; 哲雄小野寺
Original assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Current assignee: Oki Electric Industry Co Ltd
Priority date: 1991-11-08
Filing date: 1991-11-08
Publication date: 1993-05-25

Abstract

(57)【要約】【目的】線形化電力増幅装置において、スペクトラム
拡がりを伴うことなくバースト制御を行なう。【構成】バースト送信の過渡期間において、切替回路
１１の波形整形回路１４を介して円滑化された入力信号
ＲＦｉｎの包絡線信号をフィードバックループ内の比較
器４に入力するようにしたことにより、比較規準自体が
滑らかになり、滑らかなバースト制御を実現できる。ま
た、電力増幅装置への入力信号がＱＡＭ信号である送信
装置においては、バースト送信の過渡期間の送信データ
を、前記ＱＡＭ信号の振幅変動が最小となるデータにし
たことにより、滑らかなバースト制御を実現できる。

Description

【発明の詳細な説明】

【０００１】

【産業上の利用分野】本発明は、移動通信用無線送信機
等に用いられる線形化電力増幅装置及びそれを備えた送
信装置に関し、特に、そのバースト制御方法に関するも
のである。

【０００２】

【従来の技術】例えばＱＡＭ（quadrature amplitude m
odulation)信号を電力増幅する場合には、その振幅も重
要な要素であり、線形増幅することを要する。

【０００３】図２はこのような包絡線帰還を用いた従来
の線形化電力増幅装置の構成を示すものである。

【０００４】図２において、飽和形電力増幅器（ＰＡ）
１が電力増幅を行なうものであるが、この飽和形電力増
幅器１は、その出力信号（出力電力）を制御するために
制御端子１５を有しており、この端子の印加電圧（制御
信号）に応じて出力電力を変化させる。しかし、この電
力増幅器１は飽和形であるので、制御信号と出力信号は
非線形な関係がある。従って、飽和形電力増幅器１を用
いて線形増幅器を構成するために、図２のように包絡線
帰還を用いている。

【０００５】以下、この線形化増幅を実現させる構成に
ついて説明する。飽和形電力増幅器１の出力信号ＲＦｏ
ｕｔの一部は、出力カップラ（例えば結合ストリップラ
イン）１３により取り出されて出力検波器２に与えられ
る。出力検波器２は、取出された信号の包絡線信号を得
てゲインβ１のゲイン可変器３を介して比較器４の反転
入力端子に与える。

【０００６】一方、入力信号ＲＦｉｎの大部分は入力カ
ップラ１２を経て飽和形電力増幅器１に入力され、一部
分は入力カップラ１２で取り出されて入力検波器５に入
力される。入力検波器５は、入力信号の包絡線信号を得
た後ゲインβ２のゲイン可変器６を介して比較器４の非
反転入力端子に与える。

【０００７】比較器４は、出力信号における包絡線信号
と入力信号における包絡線信号との差分を得てこの差分
信号を制御端子１５に帰還電圧として印加する。

【０００８】次に、以上の構成の作用を説明し、入力信
号ＲＦｉｎの振幅成分を忠実に（線形に）増幅している
ことを明らかにする。

【０００９】振幅成分が刻々と変化する、例えばＱＡＭ
信号の一部は、入力カップラ１２で取り出され、入力検
波器５で検波されてＱＡＭ信号の振幅成分（包絡線）が
生成される。この包絡線信号は、適当なゲインβ２で増
幅されて比較器４の規準信号となる。

【００１０】出力信号ＲＦｏｕｔも、同様に出力検波器
２で検波されてその振幅成分（包絡線）が生成され、適
当なゲインβ１で増幅されて比較４に与えられる。

【００１１】ここでゲインβ１及びβ２は電力増幅器１
の増幅率が考慮されて選定されている。比較器４は、入
力信号ＲＦｉｎから得られた規準信号に対する、出力信
号ＲＦｏｕｔの包絡線の誤差分をフィードバック信号と
して制御端子１５に印加しており、かくして、このフィ
ードバックループの動作により、電力増幅器１が非線形
増幅動作しても常に入力信号ＲＦｉｎの振幅成分が出力
信号ＲＦｏｕｔにも再現（線形増幅）されるようにな
る。

【００１２】すなわち、ＱＡＭ信号の振幅成分の帯域で
十分なループゲインを有していれば、制御端子１５の印
加電圧−出力電力の非線形性もループゲイン分だけ改善
される。

【００１３】ところで、デジタル方式の自動車電話シス
テムでは、一般にＴＤＭＡ（時分割多重によるキャリア
共用）が採用されている。従って、無線送信機は、ある
特定の時間毎に送信を行なう必要があり、線形化電力増
幅装置においても、オン／オフ制御、すなわちバースト
制御を行なう必要がある。

【００１４】例えば、上述したデジタルセルラ自動車電
話システムにおいては、３チャンネルのＴＤＭＡが採用
されているため、図３に示すように、２０ｍｓｅｃ毎の
６．６６ｍｓｅｃの間だけバースト送信する必要があ
る。

【００１５】以下、このバースト制御について説明す
る。

【００１６】図４（Ｂ）は、上述したデジタルセルラ自
動車電話システムについての送信バーストの規定であ
る。最初の３シンボル期間はガードタイムで、次の３シ
ンボル期間で規定の電力レベルまで立上げ、最後の３シ
ンボル間で電力レベルを立下げることになっている。

【００１７】このような電力レベルの立上げ、立下げに
当たっては次のことが重要となる。すなわち、立上げ及
び立下げは、できるだけ滑らかに行なわなければならな
い。これは、急激な立上りや立下り波形は高い周波数成
分を含んでおり、立下りや立上りの瞬間に送信スペクト
ラムが拡がってしまい、隣接チャンネル妨害の原因とな
るためである。すなわち、図４（Ａ）に破線で示すよう
な傾きが急な波形変化や、１点鎖線で示すような角張っ
ている波形変化は好ましくなく、実線で示すような滑ら
かな波形変化が好ましい。

【００１８】従来、このような滑らかなバースト制御を
行なう方法としては、電力増幅器の出力側にＰＩＮダ
イオードによる可変アッテネータを使ってＡＭ変調する
方法や、ベースバンドのＩ，Ｑ信号を滑らかに立上げ
たり立下げたりする方法等があった。

【００１９】図５はの方法の説明図である。電力増幅
器の出力側に設けられている伝送線路１８の位相が所定
量異なる位置には、カソードがアースされている２個の
ＰＩＮダイオード１９及び２０が設けられている。これ
らＰＩＮダイオード１９及び２０は、順バイアス時のバ
イアス電流によってインピーダンスが変化するので、可
変アッテネータとして使用できる。従って、出力信号を
ＰＩＮダイオード１９及び２０のバイアス電流でバース
ト変調できる。

【００２０】図６はの方法の説明図である。デジタル
方式の自動車電話システムでは、電力増幅装置の直前
に、図６に示す直交変調器が設けられ、Ｉ信号とキャリ
ア信号とを乗算器２１で乗算すると共に、Ｑ信号とπ／
２移相器２３を介したキャリア信号とを乗算器２２で乗
算し、両乗算信号を合成器２４で合成して電力増幅装置
に対する入力信号（ＱＡＭ信号）を形成するようにして
いるが、変調入力のＩ，Ｑ信号を所望の波形で立上げ又
は立下げることにより、電力増幅装置への入力電力レベ
ルも滑らかに変化し、滑らかなバースト制御を実現して
いる。

【００２１】

【発明が解決しようとする課題】しかしながら、上記の
バースト制御方法では、それぞれ次のような欠点があっ
た。

【００２２】の方法の場合、実際上、電力増幅装置の
出力信号について必要なキャリアオフレベルを得るため
には、複数のＰＩＮダイオードが必要であり、そのバイ
アス制御回路も必要となる。そのため、部品数が多くな
り、構成及びコストの点で問題がある。

【００２３】の方法の場合、直交変調器へのＩ，Ｑ信
号を変化させるものであるが、一般に、直交変調器のキ
ャリアオフ時におけるキャリアリークは３０ｄＢ程度で
あり、変調器の出力レベルを十分に絞ることは不可能で
ある。従って、電力増幅装置がキャリアオフレベルまで
出力電力を絞り切ることが不可能である。

【００２４】また、上述の両バースト制御方法では、立
上げ時及び立下げ時の信号波形に対する考慮を行なって
おらず、そのため、滑らかな立上げ及び立下げを行なお
うとしても、信号波形によっては限界があった。

【００２５】第１の本発明は、以上の点を考慮してなさ
れたものであり、簡単な構成でスペクトラム拡がりのな
いバースト制御を実現できる電力増幅装置を提供しよう
とするものである。

【００２６】第２の本発明は、送信の停止期間において
出力電力をキャリアオフレベルに十分に絞り切ることが
できる電力増幅装置を提供しようとするものである。

【００２７】第３の本発明は、立上げ時及び立下げ時の
バースト制御に適した信号波形を、内部の電力増幅装置
に供給することができる送信装置を提供しようとするも
のである。

【００２８】

【課題を解決するための手段】第１の発明は、ゲイン可
変端子を有し入力信号を減衰させる可変アッテネータ
と、制御端子を有し前記可変アッテネータの出力を電力
増幅する飽和形電力増幅器と、前記入力信号の包絡線信
号を規準とした、前記電力増幅器からの出力信号の包絡
線信号の誤差信号のうち直流成分を前記制御端子に入力
し交流成分を前記ゲイン可変端子に入力するフィードバ
ックループとを備え、前記入力信号を線形電力増幅する
包絡線帰還を用いた送信装置用電力増幅装置であって、
前記入力信号の包絡線信号を円滑化する波形整形回路を
備えた切替回路を設け、この切替回路が、バースト送信
の過渡期間では、前記波形整形回路を介した前記入力信
号の包絡線信号を前記フィードバックループ内の比較器
に入力するようにしたものである。

【００２９】第２の発明は、前記の電力増幅装置に、バ
ースト送信の立下げ開始から一定時間経過後、前記制御
端子及びゲイン可変端子における電圧を強制的に一定期
間零に設定するキャリア・オフ回路を設けたものであ
る。

【００３０】第３の発明は、前記の電力増幅装置を備
え、該電力増幅装置への入力信号がＱＡＭ信号である送
信装置において、バースト送信の過渡期間の送信データ
を、前記ＱＡＭ信号の振幅変動が最小となるデータにし
たものである。

【００３１】

【作用】第１の本発明では、バースト送信の過渡期間に
おいて、波形整形回路を介して円滑化された入力信号の
包絡線信号をフィードバックループ内の比較器に入力す
るようにしたことにより、比較規準自体が滑らかにな
り、滑らかなバースト制御を実現できる。

【００３２】第２の本発明では、バースト立下り時にキ
ャリア・オフ回路により電力増幅器の制御端子等を強制
的に零電圧に保持することにより、切替回路の波形整形
回路における残差電圧や振動による影響を防止し、電力
増幅装置の出力電力を迅速にオフレベルまで絞り込んで
いる。

【００３３】第３の本発明では、バースト送信の過渡期
間の送信データを、ＱＡＭ信号の振幅変動が最小となる
データにしたことにより、バースト制御の円滑性を実現
できる。

【００３４】なお、ＱＡＭ信号が、π／４シフトＤＱＰ
ＳＫ変調信号であるならば、バースト送信の立上り期間
では位相遷移を＋４５度（又は−４５度）とし、立下り
期間では位相遷移を−４５度（又は＋４５度）とする送
信データが、振幅変動を最小とするものになる。

【００３５】

【実施例】図１は本発明の実施例であって、帯域分割形
の線形化電力増幅装置の回路図である。図１において、
７，９は低域濾波器（ＬＰＦ）、８は高域濾波器（ＨＰ
Ｆ）、１０はゲイン可変端子１６を有する減衰量が可変
のＲＦ可変アッテネータ（ＲＦ可変ＡＴＴ）、１１は後
述の切替回路、その他は図２で同一の番号を付したもの
と同様のものである。

【００３６】入力信号ＲＦｉｎは入力カップラ１２、Ｒ
Ｆ可変ＡＴＴ１０を通り、飽和形電力増幅器（ＰＡ）１
で電力増幅された後、出力カップラ１３から出力信号Ｒ
Ｆｏｕｔとして出力される。飽和形電力増幅器１の出力
信号ＲＦｏｕｔの一部は、出力カップラ１３により取り
出されて出力検波器２に与えられ、この出力検波器２に
よって出力信号の包絡線信号が得られ、これがゲインβ
１のゲイン可変器３を介して比較器４の反転入力端子に
与えられる。一方、入力信号ＲＦｉｎの一部は、入力カ
ップラ１２で取り出されて入力検波器５に与えられ、こ
の入力検波器５によって入力信号の包絡線信号が得ら
れ、これがゲインβ２のゲイン可変器６及び後述する切
替回路１１を介して比較器４の非反転入力端子に与えら
れる。比較器４は、出力信号における包絡線信号と入力
信号における包絡線信号との差分を得て、これを帰還制
御信号としてＬＰＦ７及びＬＰＦ８に出力する。

【００３７】この帰還制御信号は飽和形電力増幅器１の
平均出力電力レベルを決定するＤＣ成分（低周波成分）
と振幅変動の歪みを補償する交流成分（高周波成分）を
含んでいる。ＬＰＦ７に入力された帰還制御信号は交流
成分を除去されて制御端子１５に印加され、飽和形電力
増幅器１の利得を制御する。従って、飽和形電力増幅器
１による電力制御は主として平均電力レベルの制御とし
て機能する。一方、ＨＰＦ８に入力された帰還制御信号
はＤＣ成分を除去され、データ振幅変動に十分追従でき
る帯域で帯域制限しているＬＰＦ９を通ってゲイン可変
端子１６に印加され、ＲＦ可変ＡＴＴ１０の減衰量を制
御する。従って、ＲＦ可変ＡＴＴ１０の減衰量の制御は
主として振幅歪補償の制御として機能する。

【００３８】このように、図１の線形化電力増幅装置で
は、帰還制御電圧をＤＣ成分と交流成分とに分離し、Ｄ
Ｃ成分により平均電力レベルを制御し、交流成分により
振幅歪補償を行っているので、飽和形電力増幅器１での
電力制御範囲を縮小し、ＡＭ−ＰＭ変換歪みを軽減する
ことができる等の利点が得られる。

【００３９】なお、上記のＲＦ可変ＡＴＴ１０は、例え
ば図５に示すようなＰＩＮダイオード等を用いた高周波
可変アッタネータでよく、またＬＰＦ７，９及びＨＰＦ
８は図８に示すような抵抗Ｒ、コンデンサＣからなる１
次の単純な回路でよい。またＬＰＦ７，ＨＰＦ８，ＬＰ
Ｆ９の周波数特性はそれぞれ図７のＡ，Ｃ，Ｂに示すよ
うに設定してあり、カットオフ周波数はそれぞれｆ
₀（例えば１ｋＨｚ）、ｆ₁（例えば１００ｋＨｚ）、
ｆ₀となっている。

【００４０】次に、上記の切替回路１１の動作を中心に
説明する。バースト制御に当っては、スプリアス拡散防
止の観点から出力信号ＲＦｏｕｔを滑らかに立上げ、立
下げる必要があるが、制御ループはバーストの立上げ、
立下げの変化に十分迅速に応答できることを考慮する
と、比較器４の反転入力端子への入力電圧、即ち切替回
路１１の出力電圧を滑らかに立上げ、立下がるようにし
てやればよい。

【００４１】この切替回路１１は、図１に示すようにゲ
イン可変器６からの入力信号の包絡線信号を比較器４に
与える２つのルートＲＡ及びＲＢを有する。ルートＲＡ
には、スイッチＳＷ１が介挿されている。他方のルート
ＲＢには、スイッチＳＷ２、図９に詳細構成を示す波形
整形回路１４、及びスイッチＳＷ３が順に介挿されてい
る。

【００４２】各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３は、図
示しないタイミング制御回路からのバースト制御信号に
よってオンオフ動作する単純なスイッチでなり、例えば
ＣＭＯＳ等のＩＣで構成される。

【００４３】波形整形回路１４は、包絡線信号を円滑化
することで、後述するようにバースト制御の立上げ及び
立下げ時の波形を整形するためのものである。この波形
整形回路１４は、例えば図９に示すように、演算増幅器
を用いたアクティブフィルタで構成された、ＲＣフィル
タ部を２段有する２次のローパスフィルタ（以下、２次
回路と呼ぶ）で実現される。

【００４４】図９において、抵抗Ｒｇは直流入力レベル
を０Ｖに設定するための接地抵抗であり、バッファ増幅
器Ｈを介してローパスフィルタ本体に与えられる。ロー
パスフィルタ本体は、演算増幅器ＯＰと、バッファ増幅
器Ｈの出力端と演算増幅器ＯＰの非反転入力端とに介挿
された２個の抵抗Ｒ１及びＲ２と、抵抗Ｒ２と共にＲＣ
フィルタ部を構成する一端が演算増幅器ＯＰの非反転入
力端に接続するコンデンサＣ１と、一端が抵抗Ｒ１及び
Ｒ２の接続中点に接続すると共に他端が演算増幅器ＯＰ
の出力端に接続して抵抗Ｒ１と共にＲＣフィルタ部を構
成するコンデンサＣ２と、演算増幅器ＯＰの反転入力端
及び出力端に接続された抵抗Ｒ３とから構成されてい
る。

【００４５】このような２次回路（波形整形回路）１４
のステップ入力応答は、図１０に示したように、尖鋭度
Ｑ値によってその出力波形を任意に設定できる。しか
も、ＲＣフィルタ部を１個用いている１次回路に比べて
変化が滑らかであり、また、ＲＣフィルタ部を３個以上
用いている３次回路以上に比較して十分な出力波形を得
られるにも拘らず構成が簡単である。この実施例では、
このように波形整形回路１４として、２次回路を用いて
いることが一つの特徴である。

【００４６】次に、線形化電力増幅装置におけるバース
ト制御動作について説明する。

【００４７】図１１は、送信バーストと切替回路１１の
スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の切替タイミングを示
したものであり、上述したデジタルセルラ自動車電話シ
ステムに対応したチャートである。

【００４８】図１１（Ａ）は出力電力のオン（送信）オ
フ（停止）タイミングを示しており、基本的には矩形波
形状で表されるが、スペクトラムの拡がりを抑えるべく
立上り及び立下りを滑らかにすることが必要である。図
１１（Ｂ）〜（Ｄ）に示すスイッチＳＷ１，ＳＷ２，Ｓ
Ｗ３の動作において、オンは接続を、オフは開放を意味
する。また、各スイッチＳＷ１，ＳＷ２，ＳＷ３の開閉
遷移時間は十分速いものとする。

【００４９】以下、期間を次のようにＴ１，Ｔ２，Ｔ
３，Ｔ４，Ｔ５の５通りに分けて動作を説明する。

【００５０】期間Ｔ１（〜ｔ₀）：この期間ではスイッ
チＳＷ３のみをオンとする（図１１（Ｄ））。このと
き、スイッチＳＷ１及びＳＷ２が開放されているので、
入力信号の到来の有無に拘らず、切替回路１１からの出
力（図１１（Ｅ））は０Ｖ（グランド）となる。従っ
て、線形化ループが０Ｖを規準電圧として動作し、出力
電力は０となる。例えば、直交変調器（図６参照）から
リークされたキャリア信号が入力されても出力電力は０
となり、確実にキャリアオフレベルを実現できる。

【００５１】期間Ｔ２（ｔ₀〜ｔ₁）：この期間ではス
イッチＳＷ３に加えてスイッチＳＷ２をオンとする。従
って、入力信号の包絡線信号がルートＲＢを経由できる
ようになる。この期間では送信動作に移行したため、入
力信号自体が立上っていくが、その包絡線信号を２次回
路１４に入力しているため、切替回路１１の出力信号
は、図１１（Ｅ）に示すように入力包絡線信号の平均値
（積分値）に向かって滑らかに立ち上がる。このように
比較器４への規準電圧が滑らかに立上るので、出力電力
も滑らかに立上る。

【００５２】期間Ｔ３（ｔ₁〜ｔ₂）：この期間では、
スイッチＳＷ１及びＳＷ２をオンとし、スイッチＳＷ３
をオフとする。従って、入力信号の包絡線信号はルート
ＲＡをそのまま通って切替回路１１の出力信号となる。
このときには、入力信号自体が完全に立上っており、そ
の包絡線信号が比較器４に規準信号として与えられるの
で、通常のループ動作で線形増幅が行なわれる。

【００５３】なお、スイッチＳＷ３が開放されているの
で、２次回路１４からの出力が比較器４に与えられるこ
とはないが、この２次回路１４には包絡線信号が入力さ
れており、２次回路１４から入力包絡線の平均レベル電
圧が出力されている。これは、後述する立下り期間での
滑らかな波形変化を意図して実行させているものであ
る。

【００５４】期間Ｔ４（ｔ₂〜ｔ₃）：この期間では、
スイッチＳＷ１及びＳＷ２をオフとし、スイッチＳＷ３
をオンとする。従って、このときには、２次回路１４の
出力が切替回路１１の出力信号として比較器４に与えら
れる。この期間では、２次回路１４には入力包絡線信号
は入力されないが、２次回路１４が有する時定数に従
い、通常動作時の包絡線信号の平均レベルから０Ｖへ２
次回路１４のステップダウン応答波形で滑らかに立ち下
がる。従って、出力電力レベルも滑らかに立ち下がる。

【００５５】期間Ｔ５（ｔ₃〜）：この期間では、スイ
ッチＳＷ３のみをオンとする。従って、上述した期間Ｔ
１と同一の動作を行なうので説明を省略する。

【００５６】尚、線形化ループの帯域は十分拡いが、高
速に追従できる制御範囲は図１のＲＦ可変ＡＴＴ１０の
可変範囲に依存しているので、十分なキャリアオフレベ
ル（−６０ｄＢｍ以下）まで出力電力を下げきることは
困難である。従って、立下げ、立上げ時間だけ、ＬＰＦ
７，ＨＰＦ８の時定数を切り替えて、線形化ループのＬ
ＰＦ７を含むルートとＨＰＦ８を含むルートの両方を高
速化することにより、ＲＦ可変ＡＴＴ１０の減衰量及び
飽和形電力増幅器１の利得の両方を迅速に制御し、キャ
リアオフレベルを確保する。

【００５７】具体的には、ＬＰＦ７，ＨＰＦ８をそれぞ
れ図１２の（Ａ），（Ｂ）に示すように構成し、図１１
に示すスイッチＳＷ２を切り替えるタイミングと同様の
タイミングを有するバースト制御信号により、図１２に
示すスイッチＳＷを切り替えて、通過帯域を制御する。
即ち、図１１に示すｔ_o〜ｔ₁とｔ₂〜ｔ₃の期間だ
け、ＬＰＦ７の帯域をｆ_oからｆ₁（広帯域）に、ＨＰ
Ｆ８の帯域をｆ_oからスルーにする。これにより、バー
ストの立上げ、立下げ時に、線形化ループのＬＰＦ７を
含むルートとＨＰＦ８を含むルートの両方とも広帯域と
なり、ＲＦ可変ＡＴＴ１０と飽和形電力増幅器１の両者
が機能して、キャリアオフレベル（−６０ｄＢｍ）から
の立上げ、キャリア・オフ・レベルまでの立下げが可能
となる。なお、図１３は、ＬＰＦ７とＨＰＦ８の通過域
についての上述の制御方法をまとめて示したものであ
る。

【００５８】北アメリカで採用されているデジタルセル
ラ自動車電話システムの場合、立上り及び立下りに３シ
ンボル期間（１シンボル期間は約４１μｓｅｃ）を割り
当てているので、整定期間を考慮して立上り期間を例え
ば８２μｓｅｃとする。このとき、２次回路１４の尖鋭
度Ｑを、立上り時のオーバーシュートが少ない良好な立
上りを実現できる０．７とすると（図１０参照）、図９
に示す２次回路１４を構成する各回路素子の値を、例え
ばＲ１＝Ｒ２＝１ｋΩ、Ｃ１＝０．０３８μＦ、Ｃ２＝
０．０１９μＦ、Ｒ３＝１０ｋΩ、Ｒｇ＝１０ｋΩとす
れば良い。

【００５９】以上、切替回路１４を設けることによっ
て、バースト制御の立上り及び立下りを滑らかにするこ
とを説明したが、北アメリカで採用されているデジタル
セルラ自動車電話システムの場合には、これに加えて、
次のようにすることで一段と立上り及び立下り波形を滑
らかにすることができる。すなわち、デジタルセルラ方
式の自動車電話システムでは、π／４シフトＤＱＰＳＫ
（differential quadrature phase shift keying）方式
で振幅位相変調された信号（ＱＡＭ信号の１種）を線形
化増幅しているが、立上げ及び立下げ時間のそれぞれ３
シンボル期間ずつのデータを次のように工夫することに
より、さらに滑らかなバースト制御の過渡応答を得るこ
とができる。

【００６０】以下、このことについて説明する。

【００６１】図１４は、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調波
の空間位相遷移図である。図１４において、縦軸は直交
変調器（図６参照）に入力するＩ信号成分を示し、横軸
は直交変調器に入力するＱ信号成分を示している。入力
音声信号は、デジタル信号に変換された後、所定ビット
毎のマッピング処理を通じてＩ信号成分及びＱ信号成分
に変換される。Ｉ信号成分及びＱ信号成分はそれぞれ、
±１，０，±２^1/2をとるものであり、これらの組み合
わせのうち振幅が等しい（原点Ｏからの距離が等しい）
８個を遷移し得る位相ポイントｂ１〜ｂ８としている。
なお、空間位相遷移図の径（半径）は振幅を表してい
る。また、π／４シフトＤＱＰＳＫ変調波の場合、ある
位相ポイントからは、±４５度、±１３５度ずれた４個
の位相ポイントのいずれかにシフトすることに定まって
いる。例えば、位相ポイントｂ１からは、位相ポイント
ｂ２，ｂ４，ｂ６又はｂ８にシフトし得る。

【００６２】なお、位相ポイントは約４１μｓｅｃ毎に
遷移するものである。

【００６３】ここで、このようなπ／４シフトＤＱＰＳ
Ｋ変調波について位相遷移と振幅波形との関係を、立上
り及び立下り期間である３シンボル期間について考え
る。

【００６４】図１５は位相遷移が４５度ずつの場合を示
しており、図１６は位相遷移が１３５度ずつの場合を示
している。

【００６５】位相遷移が４５度ずつの場合には、図１５
（Ａ）に示すように原点Ｏからほぼ等距離で位相が遷移
していくため、通常期間であれば図１５（Ｂ）に示すよ
うに振幅波形の変化は少なく、立上り期間に適用したと
しても図１５（Ｃ）に示すようにその変動は少ない。

【００６６】これに対して、位相遷移が１３５度ずつの
場合には、図１６（Ａ）に示すように原点Ｏの近くを通
って次の位相ポイントに遷移していくため、通常期間で
あれば図１６（Ｂ）に示すように振幅波形の変動が大き
く、立上り期間に適用したとしても図１６（Ｃ）に示す
ようにその変動は大きい。

【００６７】このような位相遷移と振幅変化との関係
は、立下り期間についても同様に成り立つ。

【００６８】そこで、この実施例の場合、立上げ期間で
は＋４５度（又は−４５度）ずつで位相遷移させ、立下
げ期間では−４５度（又は＋４５度）ずつで位相遷移さ
せることにした。これにより非常に滑らかな過渡応答が
実現できる。

【００６９】ところで、波形整形回路１４として図９に
示すような２次回路を用いた場合、２次回路のステップ
応答の性質から、バーストの立下り時において規定時間
内に出力電力がキャリア・オフ・レベル（例えば−６０
ｄＢｍ）まで減衰しないという問題がある。

【００７０】即ち、２次回路の時定数やＱは、立上り、
立下り時における応答が最終値に出来るだけ滑らかに、
振動しないで移行するように選択するものの、多少の残
差電圧や振動は存在する。立上げ時は、最終出力電力値
にある程度の許容幅（±３ｄＢ）があるので問題となら
ない。しかし、立下げ時には、最終値に至るまでに微小
な残差電圧、振動などが存在し、これらがキャリアオフ
レベルにまで下がり切るのを妨げる。

【００７１】例えば、北アメリカで採用されているディ
ジタルセルラ自動車電話システムにおいては、図４
（Ｂ）に示す立下り時の３シンボル（＝１２０μｓｅ
ｃ）で出力電力を−６０ｄＢｍ以下に立下げる必要があ
る。しかし、２次回路の立下がり応答では、３シンボル
を過ぎても数％の振幅が残っており、−６０ｄＢｍ以下
に立下げることは出来ない。

【００７２】このような場合は、立下げ開始時から一定
時間経過後に、強制的に制御端子１５とゲイン可変端子
１６への電圧を０Ｖにするキャリア・オフ回路を設ける
のがよい。

【００７３】図１７は本発明の他の実施例を示す回路図
であって、図１に示す線形化電力増幅装置の制御端子１
５とゲイン可変端子１６にそれぞれキャリア・オフ回路
１８，１９を接続したものである。

【００７４】図１８はキャリア・オフ回路１８，１９の
実施例を示す回路図であり、以下その動作を説明する。
図１８において、制御信号（バーＳＷ２）は図１１に示
すＳＷ２を切り替えるタイミングと逆の関係にあり、ｔ
₀でＨレベルからＬレベルになり、ｔ₂でＬレベルから
Ｈレベルになる。まず、定常状態における動作を考え
る。送信バーストがオンの時、即ち制御信号（バーＳＷ
２）がＬレベルの時、トランジスタ（Ｔｒ）はオフとな
るのでＴｒのコレクタ電圧はＨレベルになる。送信バー
ストがオフの時、即ち制御信号がＨレベルの時、Ｔｒは
オンとなるのでＴｒのコレクタ電圧はＬレベル即ち０Ｖ
（厳密に残留電圧がある）になる。Ｔｒのコレクタ電圧
が０Ｖになると、図１７に示す制御端子１５、ゲイン可
変端子１６の電圧が０Ｖになりキャリア・オフが実行さ
れる。

【００７５】次に過渡状態における動作を考える。図１
９（Ａ）に示すように、バーストの立上り時（ｔ₁）、
即ち制御信号（バーＳＷ２）がＨレベルからＬレベルに
変化する時、Ｔｒのベース電圧は（Ｒ１＋Ｄｉのｏｎ抵
抗）とＣで決まる時定数τ₁で放電するので、図１９
（Ｂ）に示すように０．６Ｖ（ＴｒのＶ_BE）から時定数
τ₁に従って減少してゆく。Ｔｒのベースの電圧がベー
ス・エミッタ間電圧Ｖ_BEより下がると、Ｔｒは即刻オフ
になり、コレクタ電圧はＨレベル（オープン）になる。
従って、出力電力は本来の線形化ループの作用により２
次回路１４のステップアップ曲線に従って立ち上がって
ゆく。

【００７６】一方、バーストの立下り時（ｔ₂）、即ち
制御信号がＬレベルからＨレベルに変化する時、Ｔｒの
ベース電圧は図１９（Ｂ）に示す（Ｒ１＋Ｒ２）とＣで
決まる時定数τ₂で、最終目標電圧値５Ｖに向けて変化
する。しかし、Ｔｒのベース電圧がＴｒのオンとなる電
圧（Ｖ_BE＝０．６Ｖ）に達すると、その瞬間にＴｒはオ
ンとなり、図１９（Ｃ）に示すようにコレクタ電圧はＬ
レベルになる。なお、ｔ₂からＴｒがオンになるまでの
時間ｔ₀（遅延時間）は、ベース電圧の立上りが一次直
線（Ｖ＝５ｔ／ＣＲ）で近似できることからｔ₀＝０．
６×ＣＲ／５で算出することができる。従って、（Ｒ１
＋Ｒ２）とＣの値を選定することにより、Ｔｒのコレク
タ電圧をバーストが立下がる時（ｔ₂）から希望の遅延
時間ｔ₀で０Ｖにすることができる。

【００７７】例えば、上記の遅延時間ｔ₀を１００μｓ
ｅｃ程度に選ぶと、送信出力は図１１のｔ₂より２次回
路１４のステップダウン曲線で滑らかに立ち下がってゆ
き、ｔ₂＋１００μｓｅｃでキャリア・オフ回路１８，
１９の上述の動作で急速に強制的にキャリアオフレベル
まで立下げられる。つまり、立下げ動作を２つのステッ
プに分けていると言って良い。主な立下げは２次回路１
４のステップダウン応答と線形化ループとによる作用で
あり、１００μｓｅｃ経過後はキャリア・オフ回路１
８，１９によって、急速に強制的にキャリアオフレベル
まで立下げているわけである。

【００７８】以上説明したように、キャリア・オフ回路
を併用することで、２次回路のステップダウン応答の残
差による問題を回避できる。

【００７９】尚、図１７において、ＲＦ可変ＡＴＴ１
０，ＨＰＦ８，ＬＰＦ９を含む帰還ルート及びＬＰＦ７
を除いた場合、即ち帯域分割形を採用しない場合におい
ても、制御端子１５に接続したカット・オフ回路により
上述と同様の効果が得られる。

【００８０】なお、上述の実施例は、北アメリカで採用
されているデジタルセルラ自動車電話システムに対する
ものを示したが、他のシステム（自動車電話システムに
限定されない）に適用される電力増幅装置や、電力増幅
装置を備えている送信装置（無線有線を問わない）に対
しても本発明を適用することができる。

【００８１】また、電力増幅されるＱＡＭ信号も、π／
４シフトＤＱＰＳＫ変調信号に限定されるものではな
い。他のＱＡＭ信号であっても、位相遷移による振幅変
動が最小になるように、立上り及び立下り期間のデータ
を定めることが重要である。

【００８２】さらに、ＱＡＭ信号の立上り及び立下り期
間のデータ選定は、電力増幅装置が切替回路を備えてい
ない場合にも有効である。

【００８３】

【発明の効果】以上のように、第１の本発明によれば、
切替回路を設けて、送信期間の立上り及び立下り期間で
は波形整形された入力包絡線信号を比較器に与えるよう
にしたので、立上り時及び立下り時が滑らかなバースト
制御が可能となり、スペクトラムの拡がりを防止できて
他チャンネルへの妨害を未然に防止することができる。

【００８４】また、第２の本発明によれば、カット・オ
フ回路を設け、バースト立下り時に電力増幅器の制御端
子等を強制的に零電圧に保持したので、電力増幅装置を
キャリアオフレベルに迅速に立下げることができる。

【００８５】また、第３の本発明によれば、電力増幅装
置に与える入力信号の振幅変動が最小となるように立上
り時及び立下り時の入力信号の内容を定めたので、立上
り時及び立下り時が滑らかなバースト制御が可能とな
り、スペクトラムの拡がりを防止できて他チャンネルへ
の妨害を未然に防止することができる。

【図面の簡単な説明】

【図１】本発明の実施例の回路図である。

【図２】従来の線形化電力増幅装置の回路図である。

【図３】送信バーストの制御タイミング例を示す図であ
る。

【図４】バースト制御の説明図である。

【図５】従来のバースト制御の円滑化の説明図である。

【図６】従来のバースト制御の円滑化の説明図である。

【図７】ＨＰＦ，ＬＰＦの周波数特性を示す図である。

【図８】ＨＰＦ，ＬＰＦの回路図である。

【図９】波形整形回路の回路図である。

【図１０】波形整形回路のステップ応答の特性図であ
る。

【図１１】切替回路の動作タイミングチャートである。

【図１２】ＬＰＦ７，ＨＰＦ８の回路図である。

【図１３】ＬＰＦ７，ＨＰＦ８の通過域制御の説明図で
ある。

【図１４】π／４シフトＤＱＰＳＫ変調方式の空間位相
遷移図である。

【図１５】４５度ずつの位相遷移の説明図である。

【図１６】１３５度ずつの位相遷移の説明図である。

【図１７】本発明の他の実施例の回路図である。

【図１８】キャリア・オフ回路の回路図である。

【図１９】キャリア・オフ回路の各部波形を示す図であ
る。

【符号の説明】

１飽和形電力増幅器２出力検波器３，６ゲイン可変器４比較器７，９ＬＰＦ８ＨＰＦ１０ＲＦ可変ＡＴＴ１１切替回路１４波形整形回路２５，２６カット・オフ回路

Claims

【特許請求の範囲】

【請求項１】ゲイン可変端子を有し入力信号を減衰さ
せる可変アッテネータと、制御端子を有し前記可変アッ
テネータの出力を電力増幅する飽和形電力増幅器と、前
記入力信号の包絡線信号を規準とした、前記電力増幅器
からの出力信号の包絡線信号の誤差信号のうち直流成分
を前記制御端子に入力し交流成分を前記ゲイン可変端子
に入力するフィードバックループとを備え、前記入力信
号を線形電力増幅する包絡線帰還を用いた送信装置用電
力増幅装置であって、前記入力信号の包絡線信号を円滑化する波形整形回路を
備えた切替回路を設け、この切替回路が、バースト送信の過渡期間では、前記波
形整形回路を介した前記入力信号の包絡線信号を前記フ
ィードバックループ内の比較器に入力するようにしたこ
とを特徴とする電力増幅装置。
【請求項２】前記波形整形回路として、２次のローパ
スフィルタを適用したことを特徴とする請求項１に記載
の電力増幅装置。
【請求項３】バースト送信の立下げ開始から一定時間
経過後、前記制御端子及びゲイン可変端子における電圧
を強制的に一定期間零に設定するキャリア・オフ回路を
設けたことを特徴とする請求項１に記載の電力増幅装
置。
【請求項４】バースト送信の過渡期間のみ、前記誤差
信号の直流成分と交流成分の両方を、前記制御端子及び
ゲイン可変端子に入力する手段を設けたことを特徴とす
る請求項１に記載の電力増幅装置。
【請求項５】請求項１に記載の電力増幅装置を備え、
前記電力増幅装置への入力信号がＱＡＭ信号である送信
装置において、バースト送信の過渡期間の送信データを、前記ＱＡＭ信
号の振幅変動が最小となるデータにしたことを特徴とす
る送信装置。
【請求項６】前ＱＡＭ信号が、π／４シフトＤＱＰＳ
Ｋ変調信号であって、バースト送信の立上り期間では位
相遷移を＋４５度（又は−４５度）とし、立下り期間で
は位相遷移を−４５度（又は＋４５度）とする送信デー
タとしたことを特徴とする請求項５に記載の送信装置。