JPH04812A - Electronic circuit - Google Patents
Electronic circuitInfo
- Publication number
- JPH04812A JPH04812A JP2100186A JP10018690A JPH04812A JP H04812 A JPH04812 A JP H04812A JP 2100186 A JP2100186 A JP 2100186A JP 10018690 A JP10018690 A JP 10018690A JP H04812 A JPH04812 A JP H04812A
- Authority
- JP
- Japan
- Prior art keywords
- voltage
- circuit
- power source
- power supply
- transistor
- Prior art date
- Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
- Pending
Links
- 238000001514 detection method Methods 0.000 claims abstract description 21
- 230000001419 dependent effect Effects 0.000 claims description 11
- 238000006243 chemical reaction Methods 0.000 claims description 8
- 230000007257 malfunction Effects 0.000 abstract description 7
- 238000010586 diagram Methods 0.000 description 8
- 230000007423 decrease Effects 0.000 description 4
- 238000004519 manufacturing process Methods 0.000 description 3
- 238000005452 bending Methods 0.000 description 1
- 230000000694 effects Effects 0.000 description 1
- 238000005516 engineering process Methods 0.000 description 1
- 230000000087 stabilizing effect Effects 0.000 description 1
Landscapes
- Manipulation Of Pulses (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
本発明は電子回路に関し、ディジタル信号処理を行なう
車載用電子装置の入力バッファ回路に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention relates to an electronic circuit, and more particularly to an input buffer circuit for a vehicle-mounted electronic device that performs digital signal processing.
近年、自動車のエレクトロニクス化が進み、各種センサ
の信号をコントロールユニット等の車載用電子装置に供
給してここでディジタル処理することが行なわれている
。In recent years, with the advancement of electronics in automobiles, signals from various sensors are supplied to in-vehicle electronic devices such as control units, where they are digitally processed.
この場合、各種センサの信号や他の処理回路の動作状態
を正確にコントロールユニットに読み込むことが要求さ
れる。In this case, it is required that signals from various sensors and operating states of other processing circuits be accurately read into the control unit.
第５図は従来の電子回路の一例を示す回路図でアリ、入
力バッファ回路であるコントロールユニット１１は、入
力端子ＩＮに供給される信号例えば外部スイッチＳＷ１
の出力電圧を読み込んでそのレベルを判定する機能を有
しており、そのためにバッテリー１４（十Ｂ）よりレギ
ュレータ１８を介して所定の電源電圧Ｖ ｃｃ例えば＋
５ｖが供給されて動作するコンパレータ１３を有する。FIG. 5 is a circuit diagram showing an example of a conventional electronic circuit.A control unit 11, which is an input buffer circuit, receives signals supplied to an input terminal IN, such as an external switch SW1.
It has a function to read the output voltage of and determine its level, and for that purpose, a predetermined power supply voltage Vcc, for example +
It has a comparator 13 that is operated by being supplied with 5V.
スイッチＳＷ１の出力信号は入力端子ＩＮよりコンパレ
ータ１３の反転端子に入力され又同コンパレータ１３の
非反転端子にはＶ ｃｃを抵抗Ｒ１とＲ２で分圧した基
準電圧が入力されている。更にコンパレータ１３の出力
（ＯＵＴ）は次段の制御回路（図示せず）に供給される
。The output signal of the switch SW1 is input from the input terminal IN to the inverting terminal of the comparator 13, and the reference voltage obtained by dividing Vcc by the resistors R1 and R2 is input to the non-inverting terminal of the comparator 13. Furthermore, the output (OUT) of the comparator 13 is supplied to the next stage control circuit (not shown).
更にバッテリー１４の電源子Ｂはライト等の負荷にも供
給される。Furthermore, the power source B of the battery 14 is also supplied to a load such as a light.
処でかかる従来の電子回路においては
コンパレータ１３は電源ｙ ｃｃを分圧して基準電圧を
得ているため、電源Ｖ ｃｃの電圧変動に応じて基準電
圧が変動し、電源Ｖ ｅｅの電圧変動については補償が
行なわれる。In such a conventional electronic circuit, the comparator 13 obtains a reference voltage by dividing the voltage of the power supply ycc, so the reference voltage fluctuates according to the voltage fluctuation of the power supply Vcc, and the voltage fluctuation of the power supply Vee Compensation will be made.
しかし、端子ＩＮに供給される信号は電源パンテリー１
４の電圧子Ｂに依存しており、電源子Ｂの電圧変動と電
源Ｖ ｃｃの変動とは無関係であるため、電源子Ｂの電
圧変動によりスイッチＳＷＩの状態に変化がないにも拘
らずコンパレータ１３の出力信号が変化してしまい、コ
ントロールユニット１１カ誤動作をおこすという問題が
ある。However, the signal supplied to terminal IN is
4, and the voltage fluctuation of power supply B is unrelated to the fluctuation of the power supply Vcc, so even though the state of switch SWI does not change due to voltage fluctuation of power supply B There is a problem in that the output signal of the control unit 13 changes, causing the control unit 11 to malfunction.
また、アースは自動車の車体でとるボディーアースであ
り、多少の抵抗成分を有するため、ライト等を点灯して
、その負荷に大電流が流れた場合にはスイッチＳＷＩの
アース側電位が上昇することがある。この電位上昇によ
り、Ｐ点の電圧が変動して上記と同様の問題を生しる。In addition, the ground is the body ground of the car, and has some resistance component, so if a light is turned on and a large current flows through the load, the ground side potential of the switch SWI will rise. There is. This potential increase causes the voltage at point P to fluctuate, causing the same problem as above.
そこで上述したような問題を解決するため、電源Ｖ ｃ
ｃ及び電源子Ｂの変動を共に補償して車載用電子装置の
誤動作を防止する電子回路として第６図に示すような回
路が提案されている。即ち、同図中、コンパレータ１３
は第１の電源Ｖ ｃｃを供給されて動作する。端子ＩＮ
には第１の電源Ｖ ｃｃとは異なる第２の電源子Ｂに依
存したスイッチＳＷ１の出力信号（以下、入力信号Ｐで
表す）が入来し、コンパレータ１３はこの電圧を第１の
電源■ｃｃを抵抗Ｒｚ、Ｒｚで分圧して得られる第１の
電源Ｖ ｃｃに依存した基準電圧と比較してディジタル
信号を得、端子ＯＵＴより出力する。尚、端子ＩＮに供
給される信号は、第２の電源子Ｂに依存した出力を生じ
るものであれば何でもよい。Therefore, in order to solve the above-mentioned problems, the power supply V c
A circuit as shown in FIG. 6 has been proposed as an electronic circuit that compensates for variations in both C and power supply element B to prevent malfunctions of an on-vehicle electronic device. That is, in the same figure, comparator 13
operates by being supplied with the first power supply Vcc. Terminal IN
An output signal of the switch SW1 (hereinafter referred to as an input signal P) that depends on the second power source B, which is different from the first power source Vcc, is input to the comparator 13, and the comparator 13 converts this voltage into the first power source Vcc. A digital signal is obtained by comparing it with a reference voltage dependent on the first power supply Vcc obtained by dividing the voltage of cc by resistors Rz and Rz, and outputs it from the terminal OUT. Note that the signal supplied to the terminal IN may be any signal as long as it produces an output dependent on the second power supply element B.
電圧変換素子２０は流れる電流に応じて入力端子ＩＮの
電圧を降下させ該コンパレータ１３に供給する。検出回
路２１は、第２の電源子Ｂの電圧変動を検出してこれに
応じて電流を電圧変換素子２０に流す。The voltage conversion element 20 lowers the voltage at the input terminal IN according to the flowing current and supplies it to the comparator 13. The detection circuit 21 detects voltage fluctuations of the second power supply element B and causes current to flow through the voltage conversion element 20 in accordance with this.
本回路においては、コンパレータ１３の動作電源及び基
準電圧として共に第１の電源Ｖ ｃｃを用いており、第
１の電源■。の変動を補償している。In this circuit, the first power supply Vcc is used both as the operating power supply and the reference voltage of the comparator 13, and the first power supply ①. This compensates for fluctuations in
また、第２の電源子Ｂに依存する入力信号Ｐは、検出回
路２１及び電圧変換素子２０によって第２の電源子Ｂの
電圧変動に応じて抵抗ＲＩＮにより電圧を降下せしめら
れて、第２の電圧子Ｂの変動を補償されている。Further, the input signal P depending on the second power supply element B is lowered in voltage by the resistor RIN according to the voltage fluctuation of the second power supply element B by the detection circuit 21 and the voltage conversion element 20, and the voltage is lowered by the resistor RIN. Fluctuations in voltage element B are compensated for.
このため、第１、第２の電源■。、十Ｂ夫々の変動によ
ってコンパレータ１３の出力が変化することが防止され
、車載用電子装置の誤動作が防止される。Therefore, the first and second power supplies ■. , 10B, the output of the comparator 13 is prevented from changing, and malfunction of the in-vehicle electronic device is prevented.
その−具体例を第７図に示す。A concrete example thereof is shown in FIG.
つまり第７図においてコントロールユニット１１は電源
Ｖ ｃｃを抵抗Ｒ，，Ｒ，で分圧した基準電圧を反転入
力端子に供給されるコンパレータ１３を有している。尚
、電源Ｖ ｃｃは、電源子Ｂをレギュレータ１８で安定
化したものである。コンパレータ１３の出力信号は次段
回路（図示せず）に供給されている。That is, in FIG. 7, the control unit 11 has a comparator 13 whose inverting input terminal is supplied with a reference voltage obtained by dividing the power supply V cc by resistors R, , R, and so on. Note that the power supply V cc is the power supply element B stabilized by the regulator 18 . The output signal of the comparator 13 is supplied to the next stage circuit (not shown).
また、バッテリー１４の端子は抵抗Ｒ−を介してツェナ
ーダイオードＤ２のカソードが接続され、そのアノード
はトランジスタＱ２のベース及びコレクタとトランジス
タＱ３のベースに接続されている。トランジスタＱ２
、Ｑ、はエミッタ面積が同一とされ、夫々のエミッタは
接地されてカレントミラー回路を構成している。トラン
ジスタＱ３のコレクタは端子ＩＮに接続されている。Further, the terminal of the battery 14 is connected to the cathode of a Zener diode D2 via a resistor R-, and its anode is connected to the base and collector of the transistor Q2 and the base of the transistor Q3. Transistor Q2
, Q, have the same emitter area, and each emitter is grounded to form a current mirror circuit. The collector of transistor Q3 is connected to terminal IN.
上記の抵抗Ｒ１、ツェナーダイオードＤ２、トランジス
タＱ２ 、Ｑ、が検出回路２１を形成する。The above-described resistor R1, Zener diode D2, and transistors Q2 and Q form a detection circuit 21.
ここで、ツェナーダイオードＤ２の降下電圧を■２とし
、導通時のトランジスタＱ２のベース・エミッタ間電圧
を■、。２とし、電源子Ｂをｖｌｌと表わす。また、電
源Ｖ ｃｃが安定化された状態での電圧をＶＤとすると
、ＶＺ ＋ＶＩＥＱ２はＶＤよりもわずかに大きく選ば
れる。Here, the voltage drop of the Zener diode D2 is 2, and the voltage between the base and emitter of the transistor Q2 when it is conductive is 2. 2, and power source B is expressed as vll. Furthermore, if the voltage when the power supply V cc is stabilized is VD, then VZ +VIEQ2 is selected to be slightly larger than VD.
Ｖ ｓ＋ ＜ Ｖ ｚ ＋ Ｖ ｍ□。２で表される状
態においては、電源＋Ｂから抵抗Ｒ３１，ｌに電流が流
れ込むことはなくトランジスタＱ２．Ｑ、は遮断してい
る。このため抵抗ＲＩＭに電流は流れず、コンパレータ
１３のスレッショルド電圧Ｖ？ＨＩ は、
端子ＩＮの電圧降下は電源子Ｂの電圧変動に応じ、電源
子Ｂが上昇（又は低下）すれば抵抗ＲＩＭの電圧降下は
増加（又は減少）する。これによってコ尚、Ｖｌ＜ＶＺ
＋ＶＩＥＱ２の領域では、レギュレータ１８は、電源Ｖ
ｃｃを安定にすることはできず、■、の低下とともに
■。。も低下しているので、間接的に電源子Ｂの変動に
対する補償が行なわれることになる。V s+ < V z + V m□. In the state represented by Q2, no current flows from the power supply +B to the resistor R31,l, and the transistor Q2. Q is blocked. Therefore, no current flows through the resistor RIM, and the threshold voltage V? of the comparator 13 is raised. HI is: The voltage drop at the terminal IN corresponds to the voltage fluctuation of the power supply element B, and as the power supply element B increases (or decreases), the voltage drop across the resistor RIM increases (or decreases). As a result, Vl<VZ
In the +VIEQ2 region, the regulator 18
It is not possible to stabilize cc, and as ■, decreases, ■. . Since the voltage also decreases, compensation for fluctuations in the power supply element B is indirectly performed.
次に■、≧Ｖ２＋■□、２で表わされる通常動作状態で
は次式で表される電流■、が抵抗Ｒ８，１を流れる。Next, in the normal operating state represented by ■, ≧V2+■□, 2, a current ■ expressed by the following equation flows through the resistor R8,1.
Ｉｍ＝（Ｖｍ Ｖｚ Ｖｇｔｏｚ）／Ｒｓｗつまり
電流■８は電源子Ｂの変動に比例し変動する。また、同
時にトランジスタ
Ｑ、、Ｑ、のカレントミラー回路によって抵抗Ｒ工にも
電流Ｉｌｌと等しい電流■。が流れ端子ＩＮの電位は電
圧Ｒ０・Ｉ、たけ降下する。二のＶ、＝Ｖ２＋ＶＩＩＥ
、２とすると
され従って、電源！４（＋Ｂ）の電圧変動が補償される
ことになる。つまり、信号人力Ｐの入力端子Ｐからみれ
ばコンパレータ１３のスレッショルドレベルが電源電圧
１４（＋Ｂ）の変化に従って上ったか下ったかのように
見えるのである。Im=(Vm Vz Vgtoz)/Rsw In other words, the current (8) varies in proportion to the variation of the power supply element B. At the same time, the current mirror circuit of the transistors Q, , Q causes a current ■ equal to the current Ill to flow through the resistor R. flows, and the potential at the terminal IN drops by the voltage R0·I. Second V, = V2 + VIIE
, 2 and therefore the power! 4(+B) voltage fluctuations will be compensated. In other words, when viewed from the input terminal P of the signal input P, the threshold level of the comparator 13 appears to rise or fall as the power supply voltage 14 (+B) changes.
この関係を第８図に示す。This relationship is shown in FIG.
第８図に示す如く、Ｘ軸に電源ｖｃｃ、Ｙ軸に電源＋Ｂ
、、Ｚ軸にコンパレータ１３のスレッショールド電圧Ｖ
ＴＮをとる。Ｖｌｌ＜ＶＺ＋ＶＩＥで表わされる状態で
スレッシゴールド電圧ＶｆＮＩ は平面０ＡＢＣ上にあ
り、電源■。に依存する。また、■、≧Ｖ２十ＶＩＥで
表わされる状態でスレッショールド電圧Ｖ ＴＨ２は平
面Ｂ ＣＤ、Ｅ上にあり、電源ｖｃｃ及び電源子Ｂに依
存する。As shown in Figure 8, the power supply VCC is on the X axis, and the power supply +B is on the Y axis.
,, the threshold voltage V of the comparator 13 is shown on the Z axis.
Take TN. In the state expressed by Vll<VZ+VIE, the threshold voltage VfNI is on the plane 0ABC, and the power supply ■. Depends on. Further, in the state represented by ■, ≧V20 VIE, the threshold voltage V TH2 is on the plane B CD, E and depends on the power supply Vcc and the power supply B.
然しながら上記の従来例においては、コントロールユニ
ット１１をＩＣ化する場合、ＩＣ内部で作られるツェナ
ーダイオードＤ２のツェナー電圧■２はその製造プロセ
スによって固有の値であるためスレッショルドレベルが
切り替わる＋Ｂ雷電圧つまり変曲電圧ＶＰを適宜に設定
することができず、自由度が小さい。従ってバッテリー
電圧が大きく変化したり、入力信号のレベルが変化した
場合には十分な対応がとれる誤動作をする危険が残され
ていた。又、ツェナーダイオード自身もバラツキが大き
く精度上均一なものを作ることがむずかしく、検出レベ
ルの均斉化、安定化にも問題があった。However, in the above conventional example, when the control unit 11 is integrated into an IC, the Zener voltage (2) of the Zener diode D2 produced inside the IC has a unique value depending on the manufacturing process, so the threshold level changes, that is, the +B lightning voltage. It is not possible to set the bending voltage VP appropriately, and the degree of freedom is small. Therefore, if the battery voltage changes significantly or the level of the input signal changes, there remains a risk of malfunction that can be adequately addressed. Furthermore, the Zener diodes themselves have large variations, making it difficult to manufacture them with uniform accuracy, and there are also problems in equalizing and stabilizing the detection level.
本発明の目的は上記した従来技術の欠点を改良し、上述
の変曲電圧■、を任意にかつ自由に設定することによっ
てどのような特性の信号に対しても対応出来、誤動作の
ない実用上有用な電子回路を提供しようとするものであ
る。The purpose of the present invention is to improve the above-mentioned drawbacks of the prior art, and by arbitrarily and freely setting the above-mentioned inflection voltage (2), it is possible to deal with signals of any characteristics, and to realize a practical system without malfunction. The aim is to provide useful electronic circuits.
本発明は上記した目的を達成するため次のような技術構
成を採用するものである。即ち第１の電源を供給されて
作動するコンパレータにより、該第１の電源とは異なる
第２の電源に依存した入力信号の電圧を該第１の電源に
依存した基準電圧と比較してディジタル信号を得る車載
用電子装置の入力バッファ回路において、流れる電流に
応じて該入力信号の電圧を変換し該コンパレータに供給
する電圧変換素子と、該第２の電源の電圧変動を検出し
てこれに応じた制御信号を該電圧変換素子に出力する検
出回路とを有するとともに該検出回路に該第２の電源電
圧の変動検出レベルを任意に設定しうる回路を設けたこ
とを特徴とする電子回路。The present invention employs the following technical configuration to achieve the above-mentioned object. That is, a comparator operated by being supplied with a first power source compares the voltage of an input signal dependent on a second power source different from the first power source with a reference voltage dependent on the first power source to generate a digital signal. In an input buffer circuit of an in-vehicle electronic device that obtains a voltage, a voltage conversion element converts the voltage of the input signal according to the flowing current and supplies the voltage to the comparator, and detects voltage fluctuations of the second power source and responds accordingly. 1. An electronic circuit comprising: a detection circuit that outputs a control signal to the voltage conversion element; and the detection circuit is provided with a circuit that can arbitrarily set a fluctuation detection level of the second power supply voltage.
本発明においては第１図に示すように第２の電源電圧（
十Ｂ）の変動検出レベルを任意に設定しうる回路として
可変電圧電源２２を該電圧検出回路２１に設けることに
よって、該可変電圧電源２２の電圧を任意に変化させる
ことにより抵抗Ｒｓｗ ＋ ＲＩＮとの関係において前
記した変曲電圧■、を自由に設定することが可能となり
、従ってどの様な特性の入力信号に対しても十分対応出
来、正確で誤動作のない制御を行うことが出来る。In the present invention, as shown in FIG.
By providing a variable voltage power supply 22 in the voltage detection circuit 21 as a circuit that can arbitrarily set the fluctuation detection level of 10B), by arbitrarily changing the voltage of the variable voltage power supply 22, the voltage of the resistance Rsw + RIN can be changed. In relation to this, it is possible to freely set the above-mentioned inflection voltage (1), and therefore it is possible to sufficiently cope with input signals of any characteristics, and to perform accurate and error-free control.
以下に本発明の具体例を図面を参照しながら説明する。 Specific examples of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図は本発明に係る電子回路の一具体例を示すもので
あって、従来技術におけるツェナーダイオードに替えて
トランジスタＱ１と電源ＶＩとからなる第２の電圧変動
検出レベル設定回路２２を設けたものである。本例にお
いてはトランジスタＱ１としてＰＮＰ型バイポーラトラ
ンジスタを用いそのエミッタをスイッチＳＷ、又そのコ
レクタをカレントミラー回路のトランジスタＱ２のコレ
クタとベースに接続しである。一方該トランジスタＱ、
のベースには第３の電源２３が接続されており該電源２
３の電圧■１は可変電圧電源であることが好ましい。FIG. 1 shows a specific example of an electronic circuit according to the present invention, in which a second voltage fluctuation detection level setting circuit 22 consisting of a transistor Q1 and a power supply VI is provided in place of the Zener diode in the prior art. It is something. In this example, a PNP type bipolar transistor is used as the transistor Q1, and its emitter is connected to the switch SW, and its collector is connected to the collector and base of the transistor Q2 of the current mirror circuit. On the other hand, the transistor Q,
A third power supply 23 is connected to the base of the power supply 2.
3. Voltage ① 1 is preferably a variable voltage power supply.
これによって該電源２３の電圧■１を任意に変化させる
ことによって抵抗Ｒ５，１を流れる電流ＩＢが第１の電
源１４（十Ｂ）の値と第３の電源とによって自由に変化
させることが出来る。As a result, by arbitrarily changing the voltage 1 of the power source 23, the current IB flowing through the resistor R5,1 can be freely changed depending on the value of the first power source 14 (10 B) and the third power source. .
本具体例における回路特性を第８図に対比して示すと第
２図のとおりとなる。The circuit characteristics of this specific example are shown in FIG. 2 in comparison with FIG. 8.
つまり本具体例においては
Ｖ ｃｃｔ 圧依存ｎのスレッショルドレベル（■ア□
）は
であり、従来技術と同じである。In other words, in this specific example, the threshold level of V cct pressure dependence n (■A□
) is the same as the prior art.
然しなから十Ｂ電圧依存時のスレッショルドレベル（■
ア、□）は
ここでＶ、＝Ｖ夏十Ｖ ＢＥＱＺであるＯ尚■１は自由
に変化させられる。However, the threshold level (■
A, □) is here V, = V summer 10 V BEQZ O Shang 1 can be changed freely.
上記より明らかなようムこ、十Ｂ電圧依存時のコンパレ
ータ１３のスレッショルド電圧ＶＴＨ□はＲＩ Ｎ ＋
Ｒ３Ｗ、第１の電源の十Ｂ電圧、第３の電源の電圧Ｖ、
に依存した電圧Ｖ、とを調整することによって自由に変
化される。即ち第２図における十Ｂの変化を示すＹ−０
軸上の点Ｃの位置が上下に可変しうるのである。As is clear from the above, the threshold voltage VTH□ of the comparator 13 when dependent on the 1B voltage is RI N +
R3W, 10B voltage of the first power supply, voltage V of the third power supply,
can be freely varied by adjusting the voltage V, which depends on V. In other words, Y-0 which shows the change of 10B in FIG.
The position of point C on the axis can be varied up and down.
次に本発明における他の具体例を第３図に示す。Next, another specific example of the present invention is shown in FIG.
本具体例は前述の第１図に示す具体例において使用され
た電流供給用トランジスタＱ、にかえて電流供給能力を
増大することを目的としてダーリントン接続されたトラ
ンジスタＱ１ＡとトランジスタＱＩｌを使用するもので
ありトランジスタＱ ＋ｍはバッファ、又トランジスタ
Ｑ Ｉ Ｒのベースとエミッタとの間に設けられた抵抗
Ｒ４はリークカットに用いられる。This specific example uses a Darlington-connected transistor Q1A and a transistor QIl in place of the current supply transistor Q used in the specific example shown in FIG. The transistor Q+m is used as a buffer, and the resistor R4 provided between the base and emitter of the transistor QIR is used for leakage cutting.
一方トランジスタＱ１ＡのベースにはトランジスタＱ４
のベースが接続され、更にトランジスタＱ４のエミッタ
はＶ ｃｃに接続されている。尚該トランジスタＱ４の
ベースとコレクターは短絡されており該トランジスタロ
イをダイオード的に使用するものである。On the other hand, the base of transistor Q1A is connected to transistor Q4.
The base of transistor Q4 is connected to Vcc, and the emitter of transistor Q4 is connected to Vcc. The base and collector of the transistor Q4 are short-circuited, and the transistor Q4 is used like a diode.
本具体例におけるスレッショルドレベルとは、以下のよ
うになる。The threshold level in this specific example is as follows.
１、ＶＣＣ電圧依存時（ＳＷ端子： ＧＮＤショート
）のスレッショルドレベル（ｖｒ旧）
２、十Ｂ電圧依存時（ＳＷ端子二十Ｂプルアップ）のス
レッショルドレベル（Ｖ Ｔ）１２）で表わされる。1. Threshold level (vr old) when dependent on VCC voltage (SW terminal: GND short) 2. Threshold level (V T) when dependent on 10B voltage (SW terminal 20B pull-up) 12).
ここで、
ＶＦ−（Ｖｃｃ ＶＩＥＱ４） ＋ ＶＩＥＱＩＡ
上記関係から明らかなように、本具体例においてＶ、を
Ｖ ｅＣと等しくしたい時にはＲｏｌｌとＲ４をＱ４と
Ｑ ＩＡに流れる電流が等しくなるようムこ設定しトラ
ンジスタＱ４とＱ ｒ Ａとを同じ大きさのものとする
ことによりこれを実現しえる。Here, VF-(Vcc VIEQ4) + VIEQIA
As is clear from the above relationship, in this specific example, when V is desired to be equal to VeC, Roll and R4 are set so that the currents flowing through Q4 and QIA are equal, and transistors Q4 and QrA are set to have the same size. This can be achieved by making it a thing of the past.
次に本発明における他の具体例を第４図に示す。Next, another specific example of the present invention is shown in FIG.
本具体例は第３図に示された具体例とほぼ同しであるが
前記具体例におけるトランジスタＱ４に替えて抵抗Ｒ１
Ａを使用したものである。従って機能は第３図の回路と
ほぼ同じであり、抵抗Ｒ３ＡとＲｏとを任意に設定する
ことによって、トランジスタＱＩＡのベース電圧を用途
に応じて自由に変化させることが出来る。This specific example is almost the same as the specific example shown in FIG. 3, but the transistor Q4 in the previous specific example is replaced with a resistor R1.
A was used. Therefore, the function is almost the same as the circuit shown in FIG. 3, and by arbitrarily setting the resistors R3A and Ro, the base voltage of the transistor QIA can be freely changed depending on the application.
上記具体例におけるスレッショルドレベルは次のように
なる。The threshold level in the above specific example is as follows.
１、 Ｖ、ｅ電圧依存時（ＳＷ端子： ＧＮＤショ
ート）のスレッショルドレベル（Ｖｔｎ＋）
ここで、
〔効 果〕
本発明においては第２の電源電圧の変動検出レベルを任
意に設定しうる回路２２における第３の電源２３の電圧
ｖ１を変化させることによって変曲電圧■、を自由に設
定出来、従ってどの様な特性の信号に対しても誤動作な
く正確に処理を行うことが出来る。又本発明では回路の
構成上、第３の電源電圧を変化させるのみでなく、抵抗
Ｒｓｌ、ｌｒ ＲＩＮとも変化させることによりより広
範囲にスレッショルドレベルを変化させることが出来る
ので十Ｂ電圧依存係数を自由に選択することが出来る。1, V, e Threshold level (Vtn+) when dependent on voltage (SW terminal: GND short) Here, [Effect] In the present invention, in the circuit 22 that can arbitrarily set the fluctuation detection level of the second power supply voltage. By changing the voltage v1 of the third power supply 23, the inflection voltage (2) can be freely set, so that signals of any characteristics can be processed accurately without malfunction. Furthermore, in the present invention, due to the circuit configuration, the threshold level can be changed over a wider range by not only changing the third power supply voltage but also changing the resistors Rsl and lrRIN, so the voltage dependence coefficient can be freely adjusted. can be selected.
２、十Ｂ電圧依存時（ＳＷ端子二十Ｂプルアンプ）のス
レッショルドレベル（■ＴＨＥ）2. Threshold level (■THE) when dependent on 10B voltage (SW terminal 20B pull amplifier)
第１図は本発明に係る電子回路の基本回路を示す図であ
る。
第２図は本発明における回路特性を説明する図である。
第３図及び第４図は本発明の具体例をそれぞれ示す図で
ある。
第５図は従来の電子回路の例を示す図であり、第６図は
第５図に示す従来の電子回路に改良を加えたものの図で
ある。
第７図は第６図に示す従来の電子回路の一興体例を示す
図である。
第８図は第７図に示す従来の電子回路における回路特性
を説明する図である。
第１図
］１
１１・・・コントロールユニット（入力バッファ回路）
、１３・・・コンパレータ、
１４・・・第２の電源バッテリー
１日・・・レギュレータ、 ２０・・・電圧変換素子
、２１・・・検出回路、
２２・・・第２電源電圧の変動検出レベル可変回路、２
３・・・第３の電源。
第２図FIG. 1 is a diagram showing a basic circuit of an electronic circuit according to the present invention. FIG. 2 is a diagram illustrating circuit characteristics in the present invention. FIGS. 3 and 4 are diagrams showing specific examples of the present invention, respectively. FIG. 5 is a diagram showing an example of a conventional electronic circuit, and FIG. 6 is a diagram of an improved version of the conventional electronic circuit shown in FIG. FIG. 7 is a diagram showing an integrated example of the conventional electronic circuit shown in FIG. 6. FIG. 8 is a diagram illustrating circuit characteristics of the conventional electronic circuit shown in FIG. 7. Figure 1] 1 11...Control unit (input buffer circuit)
, 13... Comparator, 14... Second power supply battery 1 day... Regulator, 20... Voltage conversion element, 21... Detection circuit, 22... Fluctuation detection level of second power supply voltage. variable circuit, 2
3...Third power supply. Figure 2
Claims (1)
該第１の電源とは異なる第２の電源に依存した入力信号
の電圧を該第１の電源に依存した基準電圧と比較してデ
ィジタル信号を得る車載用電子装置の入力バッファ回路
において、 流れる電流に応じて該入力信号の電圧を変換し該コンパ
レータに供給する電圧変換素子と、該第２の電源の電圧
変動を検出してこれに応じた制御信号を該電圧変換素子
に出力する検出回路とを有するとともに該検出回路に該
第２の電源電圧の変動検出レベルを任意に設定しうる回
路を設けたことを特徴とする電子回路。[Claims] A comparator operated by being supplied with the first power,
In an input buffer circuit of an in-vehicle electronic device that obtains a digital signal by comparing the voltage of an input signal dependent on a second power source different from the first power source with a reference voltage dependent on the first power source, a current flows. a voltage conversion element that converts the voltage of the input signal according to the voltage and supplies it to the comparator; and a detection circuit that detects voltage fluctuations of the second power supply and outputs a control signal in accordance with the voltage fluctuation to the voltage conversion element. What is claimed is: 1. An electronic circuit characterized in that the detection circuit is provided with a circuit that can arbitrarily set a fluctuation detection level of the second power supply voltage.
Priority Applications (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2100186A JPH04812A (en) | 1990-04-18 | 1990-04-18 | Electronic circuit |
Applications Claiming Priority (1)
| Application Number | Priority Date | Filing Date | Title |
|---|---|---|---|
| JP2100186A JPH04812A (en) | 1990-04-18 | 1990-04-18 | Electronic circuit |
Publications (1)
| Publication Number | Publication Date |
|---|---|
| JPH04812A true JPH04812A (en) | 1992-01-06 |
Family
ID=14267276
Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
|---|---|---|---|
| JP2100186A Pending JPH04812A (en) | 1990-04-18 | 1990-04-18 | Electronic circuit |
Country Status (1)
| Country | Link |
|---|---|
| JP (1) | JPH04812A (en) |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7478948B2 (en) | 2005-08-09 | 2009-01-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Bearing and X-ray diagnostic apparatus using same |
| JP2009244275A (en) * | 2009-07-15 | 2009-10-22 | Bae Systems Controls Inc | Ground fault detection system |
| CN105059215A (en) * | 2015-08-13 | 2015-11-18 | 成都众易通科技有限公司 | Power source buffer circuit for automobile equipment |
Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5528592A (en) * | 1972-10-24 | 1980-02-29 | Mca Disco Vision | Information reading device in video disk player and method thereof |
| JPH0262110A (en) * | 1988-08-26 | 1990-03-02 | Fujitsu Ltd | Electronic circuit |
-
1990
- 1990-04-18 JP JP2100186A patent/JPH04812A/en active Pending
Patent Citations (2)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| JPS5528592A (en) * | 1972-10-24 | 1980-02-29 | Mca Disco Vision | Information reading device in video disk player and method thereof |
| JPH0262110A (en) * | 1988-08-26 | 1990-03-02 | Fujitsu Ltd | Electronic circuit |
Cited By (3)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| US7478948B2 (en) | 2005-08-09 | 2009-01-20 | Kabushiki Kaisha Toshiba | Bearing and X-ray diagnostic apparatus using same |
| JP2009244275A (en) * | 2009-07-15 | 2009-10-22 | Bae Systems Controls Inc | Ground fault detection system |
| CN105059215A (en) * | 2015-08-13 | 2015-11-18 | 成都众易通科技有限公司 | Power source buffer circuit for automobile equipment |
Similar Documents
| Publication | Publication Date | Title |
|---|---|---|
| US7170330B2 (en) | Hysteresis comparator circuit | |
| US6794921B2 (en) | Clamp circuit | |
| US9651980B2 (en) | Bandgap voltage generation | |
| US8604821B2 (en) | Power supply voltage monitoring circuit and electronic circuit including the power supply voltage monitoring circuit | |
| EP0084722B1 (en) | Differential circuit | |
| CN108415500B (en) | Low voltage locking circuit and device for integrating reference voltage generating circuit | |
| CN112306131B (en) | Reference voltage circuit | |
| US20090224804A1 (en) | Detecting circuit and electronic apparatus using detecting circuit | |
| CN111679710B (en) | Voltage difference detection circuit and low voltage difference linear voltage stabilizer | |
| JPH04812A (en) | Electronic circuit | |
| US5115148A (en) | Interface between two electrical circuits operated at different operating voltages | |
| US6876180B2 (en) | Power supply circuit having a start up circuit | |
| JP3209519B2 (en) | Electronic circuit | |
| CN112558680B (en) | Linear regulator and control circuit thereof | |
| JP2022045499A (en) | Electric current detection circuit and switch circuit | |
| US20190288501A1 (en) | Semiconductor integrated circuit | |
| US20230268916A1 (en) | Semiconductor device | |
| US20030201828A1 (en) | Operational amplifier | |
| JP2001306158A (en) | Power source voltage monitoring circuit | |
| US4916330A (en) | Signal level transforming circuit | |
| JP2000056841A (en) | Voltage limiter circuit | |
| JPH01318970A (en) | Peak-value detecting circuit | |
| JP2024007809A (en) | On-vehicle device | |
| JP3158449B2 (en) | Voltage detection circuit | |
| JP2021148521A (en) | Voltage detection circuit |