JPH0476542B2 - - Google Patents

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JPH0476542B2
JPH0476542B2 JP61168230A JP16823086A JPH0476542B2 JP H0476542 B2 JPH0476542 B2 JP H0476542B2 JP 61168230 A JP61168230 A JP 61168230A JP 16823086 A JP16823086 A JP 16823086A JP H0476542 B2 JPH0476542 B2 JP H0476542B2
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signal
samples
training signal
training
dissimilarity
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JP61168230A
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Rune Sheruira Pieeru
Gee Maibaruto Deiitoritsuhi
Ungeruboku Gotsutofuriido
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International Business Machines Corp
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International Business Machines Corp
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Publication date
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Publication of JPS6249730A publication Critical patent/JPS6249730A/ja
Publication of JPH0476542B2 publication Critical patent/JPH0476542B2/ja
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    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/01—Equalisers
    • H—ELECTRICITY
    • H04—ELECTRIC COMMUNICATION TECHNIQUE
    • H04L—TRANSMISSION OF DIGITAL INFORMATION, e.g. TELEGRAPHIC COMMUNICATION
    • H04L27/00—Modulated-carrier systems
    • H04L27/02—Amplitude-modulated carrier systems, e.g. using on-off keying; Single sideband or vestigial sideband modulation
    • H04L27/06—Demodulator circuits; Receiver circuits
    • H04L27/066—Carrier recovery circuits

Landscapes

  • Engineering & Computer Science (AREA)
  • Computer Networks & Wireless Communication (AREA)
  • Signal Processing (AREA)
  • Cable Transmission Systems, Equalization Of Radio And Reduction Of Echo (AREA)
  • Digital Transmission Methods That Use Modulated Carrier Waves (AREA)

Description

【発明の詳細な説明】 Ａ 産業上の利用分野 本発明はモデム技術に関し、特に、受信機を調
整するため実際のデータ送信に先立つて送られる
周期的訓練信号の存在をモデム受信機において検
出する技術に関する。
Ｂ 従来技術 デイジタル・データを電話網または回線を介し
て送信するには、モデムを使用する必要がある。
送信モデムでは、搬送波信号をデータにより変調
する。受信モデムでは、この信号を復調して元の
データを回復する。
送信チヤンネルは歪みをもたらすので、それに
より生じる符号間干渉を補償するためモデム受信
機は等化器を用いる。各送信毎に、入力増幅器お
よび等化器をチヤネルの現在の送信特性を反映す
るように設定しなければならない。さらに、搬送
波同期および符号タイミング回復を実行しなけれ
ばならない。
モデム受信機においてパラメータを設定するた
め、実際のデータ送信に先立ち、その要素が送信
機および受信機の両方にとつて既知であるいわゆ
る訓練シーケンスを送信する。このようにしてチ
ヤネル特性を受信された訓練信号から得ることが
でき、受信機が初期利得設定、等化器調整、符号
同期、および搬送波の位相および周波数の把握を
行なうことが可能となる。
訓練シーケンスを用いることは、例えば、1975
年２月発行のベル・システム技報（Bell System
Technical Journal）、第54巻、第２号、369−
406頁に発表された「周期的等化−−同期データ
通信のための新しい急速収斂等化技術」（Cyclic
equalization−ａ new rapidly converging
equalization technique for synchronous data
communication）と題するK.H.ミユーラー
（Mueller）およびD.A.スポールデイング
（Spaulding）による論文、ならびに米国特許第
4089061号にも記載されていた。これら従来技術
例に記載されたシステムでは、短い基本シーケン
スを周期的に繰返す周期的訓練信号を用いる。周
期の長さは等化器遅延線の長さに対応するように
選ぶ。
V.27型モデムにおいてデータ信号から単一の
トーンを識別する訓練信号検出する方法が特開昭
58−97928号に開示されている。この方法におけ
る単一トーンは、周波数領域における単一スペク
トル線に対応するものであり、ノイズとか周波数
オフセツトとかの存在する多重トーン信号におけ
る訓練信号検出には適用できない。
Ｃ 発明が解決しようとする問題点 訓練動作に要する時間はモデム受信機訓練にお
ける重大な関心事である。特に、制御モデムがそ
れぞれの従属モデムから多くの短いメツセージを
受信する分岐ポーリング・システムでは、受信機
は各メツセージ毎に異なる電話チヤネルの特性に
適応しなければならない。したがつて、モデム受
信機を訓練するため要する時間はデータ・スルー
プツトに強い影響を与える。同様に、半二重送信
では、受信モデムの起動時間はターンアラウンド
遅延に大きく寄与する。
周知の訓練手順および装置は数周期の訓練信号
の受信を必要とする。
本発明の主な目的は、モデム受信機において、
受信された周期的訓練信号の迅速な検出を可能に
することである。
本発明の他の目的は、ノイズ信号の存在下でも
モデム受信器内で周期的訓練信号を迅速に検出す
る方法及び装置を提供することである。
本発明の他の目的は、搬送波周波数のオフセツ
トが存在する場合でも、モデム受信器内で周期的
訓練信号を迅速に検出する方法を提供することで
ある。
Ｄ 問題点を解決するための手段 上述の目的は、モデム受信器において、長さが
１周期分の訓練信号とサンプリング窓の寸法との
和に等しい周期的訓練信号（基本シーケンスとそ
の繰返しシーケンスの１部分）を記憶し、この記
憶された部分的シーケンスの初めと終りにおける
２つのサンプリング窓からサンプル信号エネルギ
を表わす信号（Z1）及び各サンプル組間の周期性
相関を表わす信号（Z2）を算出し、上記信号エネ
ルギに関して上記周期性相関を正規化して両サン
プル間の相違度（Z3）を判別し、この相違度をし
きい値と比較して周期的訓練信号の存在を表わす
信号を発生する検出方法及び装置により、達成さ
れる。
このように受信中の訓練信号の各窓からのサン
プル信号の周期性の相関を、サンプル信号エネル
ギに関して、正規化した後、サンプル信号間の相
違度を判別し、この相違度をしきい値と比較して
いるので、AGCにも拘らず、符号間で訓練信号
のエネルギが相異するような符号間干渉とかノイ
ズとかの存在の場合でも訓練信号の検出が容易に
なる。
本発明のさらに改良された実施例では、訓練信
号の存在を表わす標識信号が有効である間、受信
された訓練信号の記憶されたサンプルと後で受信
された対応するサンプルを累算し、平均化するこ
とができる。
本発明を用いると、符号間干渉、ノイズ、搬送
周波数オフセツト、および他の電話チヤネル損に
かかわらず、訓練信号の最初の周期の受信後に受
信機パラメータを計算して直接用いることができ
る。しかし、１周期より長く続く時間の間訓練信
号を受信すれば、訓練結果を改善できる。
本発明はまた、窓の内容の評価において得られ
た信号の１つを用いること、最初の訓練信号周期
の受信直後に搬送周波数オフセツトの推定値を発
生すること、したがつて、等化器の訓練の間搬送
周波数偏倚の影響を補償することを可能にする。
本発明による検出方法及び装置は、ノイズ及び
搬送波周波数のオフセツトが存在する悪条件の下
で多重トーン系の訓練信号の検出に、特に好適で
あるが、これに限られることでないことは勿論で
ある。
Ｅ 実施例 (1) 発明の概念 モデム受信機を訓練するために、送信機は実
際のデータ送信に先立ち、周期がＭ個の符号間
隔Ｔに等しい周期的訓練信号を送信し、さらに
モデムの等化器は同じ長さ（MT）を有する信
号スパンを評価するものとする。受信された訓
練信号は現在の伝送状態を反映する。等化器の
タツプ利得の計算を可能とするため、さらには
搬送波同期を実行するためには、訓練信号の全
周期が必要である。
本発明は第１図に示すように受信機における
周期的訓練信号の存在を検出することを可能に
する。
受信機は１つの訓練シーケンス周期の長さ
MTに長さWTの追加の窓を加えたものに等し
い受信信号の１セクシヨンを記憶する。WTは
MTよりも短い。
チヤネル・ノイズがないとき、記憶された信
号セクシヨンは周期的訓練信号のサンプルのみ
を含み、このセクシヨンの始めおよび終りに１
つずつある２つの窓Ｗ１およびＷ２におけるサ
ンプルは、搬送周波数オフセツトに起因する位
相回転を除いて同じでなければならない。この
ことは、記憶された信号の２つの窓を数ステツ
プで評価する本発明の方法により認められてい
る。これらのステツプは次の通りである。
(A) ２つの窓におけるサンプルの信号エネルギ
を決定する。
(B) ２つの窓におけるサンプル・セツトの相関
をとる。これにより搬送周波数オフセツトも
調べられる。
(C) ２つの窓におけるサンプル・セツトの相違
の程度を表わす値、すなわち相違度を得るた
めＡおよびＢの結果を総合評価する。この相
違度の値は周期的信号が実際に存在するとき
のみ小さくなる。
(D) 所与のしきい値と相違度の比較により、訓
練信号の存在を示す２進決定信号CYCをも
たらす。
(E) 搬送周波数オフセツトの大きさも表わすス
テツプＢの相関結果から、推定値Δ^fが追加
のステツプにより決定される。搬送周波数オ
フセツトの推定値は次に等化器係数の計算の
間用いられ、さらに搬送波位相トラツキング
回路を初期設定するために用いられる。
要約すると、周期的訓練信号の存在は、訓練
信号周期の長さに対応する量だけ互いにオフセ
ツトした記憶信号の２つの窓を評価することに
より検出される。理想的な伝送状態では、２つ
の窓におけるサンプル・セツトは等しくなけれ
ばならない。しかし、生じるかも知れない搬送
周波数オフセツトは２つの窓のサンプル・セツ
ト間における移相をもたらす。本発明は２つの
窓の内容から搬送周波数オフセツトを算定し
て、これを補償に用いるので、信号の周期性を
搬送周波数オフセツトにかかわらず検出でき
る。
(2) 理論的背景 モデム受信機では、受信された信号はサンプ
リングされ、利得制御され、さらに１つの符号
間隔当りｑ個の複素出力サンプルを発生するヒ
ルベルト・フイルタにより前処理されるものと
する。複素サンプルは次に長さqMの遅延線に
記憶される。ここで、Ｍは訓練シーケンス
｛bo｝の周期（符号間隔Ｔで表わす）に等しい。
次式は時刻nTにおける遅延線内のサンプルを
示す。
xoq-i＝uoq-iｅ j2πΔf(nq-i)Ｔ／ｑ＋woq-i (1) （ｉ＝０、１、…、Mq−１） ｛uoq-i｝はチヤネル伝送関数による濾波後のサ
ンプリングされた訓練信号を表わし、｛woq-i｝は
ｑ／Ｔの割合でサンプリングされた、帯域幅が約
１／Ｔのノイズを表わし、さらにΔfは未知の搬
送周波数オフセツトである。
電話回線によりもたらされた振幅および位相の
歪みは訓練信号の周期性には影響しないので、
｛uoq-i｝は最終的には周期になり、Mq個のサン
プル間隔の周期を有する。周期的訓練信号の１周
期分全体が遅延線に記憶されると、理想的には
｛uoq-Mq-i｝＝｛uoq-i｝となるが、遅延線を出るサン
プルは、主として、搬送周波数オフセツトに起因
する位相回転2πΔfMTのため、遅延線に入るサン
プルと異なる。しかし、訓練信号がないときは、
遅延線に入る｛woq-i｝および出てゆく
｛woq-Mq-i｝は相関しない。したがつて、周期的
訓練信号の存在は次の周期性の相関を計算しかつ
監視することにより認識できる。但し、moは、
等化器（遅延線）に入るサンプルとそこから出る
サンプルの間（即ち訓練信号の１周期の遅延）の
平均自乗の差を角度φに関して最小化して周波数
オフセツトを補償するものである。
mo＝ min 〓｛１／Ｗw-1 〓i=0 ｜xoq-iq−xoq-Mq-iqej〓｜2｝＝ min 〓｛１／Ｗw-1 〓i=0 ｜xoq-iq｜2＋１／Ｗw-1 〓i=0 ｜xoq-Mq-iq｜2 −２／ＷRe（w-1 〓i=0 xoq-iqx* oq-Mq-iqej〓｜2）｝ (2) (2)式を最小にするΦの値は次式により与えられ
る。
Φ^nio＝argw-1 〓i=0 xoq-iqx* oq-Mq-iq (3) ここで、Φ^nioは遅延線に入るサンプルとそこか
ら出るサンプルの間の位相回転2πΔfMTの最良の
推定値を表わし、Ｗは測定窓である。搬送周波数
オフセツトの最良の推定値はΔ^f＝Φ^nio／2πMTに
より与えられる。この最小化は(2)式の最後の項を
最大にするので、次式をもたらす。
mo＝１／Ｗw-1 〓i=0 ｜xoq-iq｜2＋｜xoq-Mq-iq｜2−｜２／Ｗw-1 〓i=0 xoq-iqx* oq-Mq-iq｜ (4) 利得制御が遅延線において一定の平均信号電
力を維持するならば、moの平均は訓練信号が
存在するときよりも存在しないときの方がはる
かに大きいことが数学的に解明された（この数
学的解明は、1987年９月刊行「IEEE Trans.
Commun.、vol.COM−35、No.９、第871〜872
頁」において論議されている）。したがつて、
moは窓における信号エネルギに関して正規化
され、次にしきい値θと比較される。mo＜θ
のときは、決定は「訓練信号が存在する」であ
り、等化器係数の計算を行うことができる。
mo≧θのときは、決定は「訓練信号が存在し
ない」である。後者の場合は、遅延線はノイズ
または訓練信号の周期の一部のみを含む。
(3) モデム受信機の概要 第２図は本発明が実施されるモデム受信機の
構成図である。本発明にとつて重要でなく、当
業者に周知の受信機の部分は簡単な機能ブロツ
クとしてのみ示す。
伝送線路１１に到着するデータ信号は低域フ
イルタ、Ａ−Ｄコンバータ、ヒルベルト・フイ
ルタ、および受信した信号を受信機において要
求される信号レベルに合わせるための必要な利
得制御装置を含む信号前処理部１３で処理され
る。ヒルベルト・フイルタは線１５に複素形式
（それぞれ実際および仮想のデータ・サンプル
の２つの流れ）の前処理された信号をｑ／Ｔの
割合で与える。すなわち、ｑ個のサンプルが各
符号間隔Ｔの間に与えられる（オーバサンプリ
ング）。サンプルはモデム等化器の一部である
基本遅延線１７に線１５を介して供給される。
この遅延線１７はｑ・Ｍ個のサンプルを収容で
きる。Ｍは等化器に記憶されかつ評価される符
号間隔の数である。（本発明の実施のために遅
延線１７に付加される拡張部１９については後
述する。） モデム技術において周知のように、等化器遅
延線１７のｑ・Ｍ＝Ｎ個のタツプ出力信号は利
得を適応的に設定できる利得回路Ci（Ｎ個の利
得回路の全体的セツト２３）にそれぞれ供給さ
れる。利得回路CpNCN-1の出力信号は合計回路
２５で合計される。合計回路２５の複素出力信
号はサンプリング手段２７で符号間隔毎に一度
サンプリングされ、それにより複素値roが得ら
れる。伝送の間に生じる可能性のある搬送周波
数および位相のずれに対処するため、その出力
に複素値soを与える搬送波位相回転回路２９を
設ける。符号検出部３１は各値soから符号a^oを
取出し、その符号は次に復号器３３により復号
される。出力符号a^oはまた線３５を介して搬送
波位相回転回路２９に供給されてその動作を付
勢する。
データが送信のためスクランブルされている
場合は、復号されたデータを復号器３３からデ
スクランブラ３７に供給しなければならない。
デスクランブラ３７は次に出力線３９上に受信
データ・ビツトを発生する。
これまで述べてきたモデム受信機部分は公知
のものであり、したがつてこれ以上の説明は不
要であろう。以下に、本発明を実施するため受
信機に追加した部分について説明する。
等化器遅延線１７は本発明で必要とされる窓
を構成するｑ・Ｗ個の追加サンプルを保持でき
る部分１９により拡張される。したがつて基本
遅延線１７および拡張部１９から成る拡張遅延
線２１はｑ（Ｍ＋Ｗ）サンプルの容量を有する。
訓練信号評価部４１は遅延線２１に記憶された
サンプルを評価し、訓練信号の存在を検出する
と、制御線４３上に信号CYCを発生する。訓
練信号評価部４１の一層の詳細は第３図に示さ
れているが、これについては後述する。評価部
４１はｑ・Ｗ本の線４５Ａにより遅延線拡張部
１９のｑ・Ｗ個の出力タツプに接続され、１つ
の窓のサンプルを受取る。さらに別の窓のサン
プルを受取るためｑ・Ｗ本の線４５Ｂにより基
本遅延線１７の最初のｑ・Ｗ本の出力タツプに
（すなわち、部分１７′の出力タツプに）接続さ
れる。容易にわかるように、２つのサンプルセ
ツトは互いに、正確にｑ・Ｍサンプルだけ、す
なわち訓練信号周期の長さに等しい「等化器
長」分だけオフセツトしている。
訓練信号緩衝兼平均化装置４７は受信した
「良好な」訓練信号周期を保持するため（さら
に、改良版では、連続的に受信した訓練信号周
期の信号サンプルを平均して最終的に「最適
な」訓練信号周期を得るために設けられる。こ
れはモデム受信機を現在の伝送状態に適合させ
る等化器タツプ利得を計算するため必要であ
る。装置４７の緩衝部はｑ・Ｍサンプルの容量
を有し、したがつてｑ・Ｍ本の線４９により遅
延線２１のｑ・Ｍ個のタツプに接続される。第
２図に示すように、これらのタツプは、拡張遅
延線２１の左端のｑ・Ｗ／２個および右端の
ｑ・Ｗ／２個を除いた真中の部分である。この
理由は、訓練信号の終端が認識された瞬間にお
いては、前部窓１７′は緩衝兼平均化装置４７
へ転送すべきでない「悪い」サンプル（訓練シ
ーケンスの一部ではない）をすでに含んでいる
可能性があるからである。
装置４７において得られる訓練信号周期はタ
ツプ利得計算部５１に供給され、タツプ利得計
算部５１は受信された訓練信号のサンプルを評
価して等化器タツプ利得を決定し、さらにそれ
ぞれの制御信号を線５３を介してタツプ利得増
幅器に供給する。訓練信号評価部４１はまた線
５５を介して周波数オフセツト推定値Δ^fをタ
ツプ利得計算部５１に供給する。なぜならば、
タツプ利得の分布はこのオフセツトに適合しな
ければならないからである。線５５上の周波数
オフセツト値Δ^fはまた搬送波位相回転回路２
９に供給され、モデムの動作が開始するとき初
期値をこの回路に与える。
訓練信号評価部４１の代替的実施例（第５図
および第６図に関連して詳述される）において
は、追加の制御信号AVG（平均化）およびEQZ
（等化）をそれぞれ線５７および５９上に発生
する。AVG信号は緩衝兼平均化装置４７に供
給されて平均化動作を制御し、EQZ信号はタ
ツプ利得計算部５１に供給されてその動作を付
勢する。
(4) 訓練信号検出および周波数オフセツト算定の
ための訓練信号評価部の実施例 周期的訓練信号の検出および周波数オフセツ
トの算定は第２図の訓練信号評価部４１により
処理される。この部分の実施例をある程度詳細
に第３図に示す。
第２図に関連して説明したように、評価部４
１は複数の線により拡張遅延線２１に接続され
る。詳細には、ｑ・Ｗ個のサンプルを保持する
窓部１９に線４５Ａにより接続され、同数のサ
ンプルを保持する窓部１７′に線４５Ｂにより
接続される。この実施例では、各窓部のｑ・Ｗ
個のタツプ全部が評価部４１に接続されるので
はなく、Ｗ個のタツプのみであることに留意す
べきである。したがつて、各符号間隔Ｔの１つ
のサンプルのみが評価部４１に供給されるが、
これは本発明を作動するのに十分である（もち
ろん、第２図に示すように各窓の全てのサンプ
ルを評価に用いることができるが、しかし、こ
のことは評価部４１に一層大きな計算負荷をも
たらす）。
高レベルのとき訓練信号が遅延線に存在する
ことを示す制御信号CYCを線４３上に、さら
に搬送周波数オフセツトを表わす値Δ^fを線５
５上に発生することが訓練信号評価部４１の仕
事である。このため、評価部４１は第３図に５
つのブロツクＡ〜Ｅとして示す評価手段から成
り、その機能はすでに第一節で簡単に触れた。
評価手段６１Ａは線４５Ａおよび線４５Ｂに
より遅延線２１の両方の窓部に接続され、窓に
含まれるサンプルの信号エネルギを表わす信号
z1をその出力６３に供給する。評価手段６５Ｂ
もまた線４５Ａおよび４５Ｂにより遅延線２１
の２つの窓部に接続され、２つの窓におけるサ
ンプル間の相関を表わす信号z2をその出力６７
に供給する。評価手段６９Ｃは出力信号z1およ
びz2を受取り、２つの窓におけるサンプル・セ
ツト間の相違度を表わす信号z3をその出力７１
に供給する。この信号z3が低い値になると、窓
の内容が類似していること、したがつて周期的
信号が存在することを示す。評価手段７３Ｄは
z3を受取つてそれを記憶されたしきい値と比較
し、z3がしきい値より低いときにその出力に高
レベルの信号CYCを発生する。評価手段７５
Ｅは信号z2（相関信号）を受取り、それから値
Δ^fを取出し、搬送周波数オフセツトの大きさ
として出力５５に供給する。
これらの評価手段の機能をさらに詳細に以下
に述べる。
遅延線２１は相違度を計算するため必要とす
るサンプルxoq-i（ｉ＝０、１、…、（Ｍ＋Ｗ）
ｑ−１）を保持する。サンプルyi＝xoq-iqおよ
びyM+i＝xoq-Mq-iq（ｉ＝０、１、…、Ｗ−１）
が２つの評価手段６１および６５（Ａおよび
Ｂ）に供給され、これら評価手段は次式を計算
する。
z1＝w-1 〓i=0 ｜yi｜2＋｜yM+i｜2 (5) および z2＝w-1 〓i=0 y1y* M+i (6) z1およびz2を受取る評価手段６９Ｃは相違度
を計算する（(4)式参照）。
z3＝１−２｜z2｜／z1 (7) ここで、z1に関する正規化は、窓における信
号エネルギーが遅延線全体における一定の平均
信号電力と異なる可能性があることを考慮す
る。同時に、評価手段７５Ｅは搬送周波数オフ
セツトを計算する（(3)式も参照）。
Δ^f＝（arg z2）／2πMT (8) 最後に、評価手段７３Ｄはz3をモニタし、そ
れをしきい値θと比較して、制御信号CYCを
発生する。ここで、 z3＞θなら、CYC＝低レベルとなつて、「訓
練信号は存在しない」ことを示し、 z3≦θなら、CYC＝高レベルとなつて、「訓
練信号は存在する」ことを示す。
第４図はデータを後に伴う入力訓練信号に応
じたz3およびCYCの挙動を時間の関数として
示したものである。この例では、訓練信号の長
さは54Tであり、周期は32T（Ｍ＝32）である。
受信機はＷ＝８の窓を用い、遅延線は40Tの長
さを有する。
訓練信号の開始の前は、遅延線はノイズ・サ
ンプルのみを含む。したがつてz3は大きい。遅
延線が訓練信号の１周期全体を含むや否や、z3
が減少し、しきい値θより小さくなる。この遷
移の鋭さは線歪み、送信機および受信機のフイ
ルタの過渡特性、および測定窓の長さに依存す
る。送信機が周期的訓練信号を送信し続ける限
り、z3は低レベルに留まり、等化器遅延線内の
サンプルを等化器係数を決定するため使うこと
ができる。周期的訓練信号が終了すると、信号
はデータの開始により非周期的になる。訓練シ
ーケンスに特別な訓練終了符号を付加すること
により、z3を非常に鋭く増大させることがで
き、訓練信号の終了の信頼性ある検出を可能に
する。
等化器係数を計算するためには、受信された
訓練信号の少くとも１周期全体が必要である。
したがつて、制御信号CYCが高レベルになる
や否や受信機は遅延線からサンプルを複写し、
搬送周波数オフセツトの影響を補償し、スペク
トル分割により等化器係数を計算し、さらに搬
送波同期を実行する。受信機は次に新たに計算
された係数で遅延線内のサンプルを等化し、さ
らに訓練終了符号の発生に対して等化器の出力
をモニタする。
z3が少くとも１符号間隔の間しきい値より下
がるときは、訓練信号の１周期全体が受取られ
たことになる。しかし、チヤネル・ノイズがあ
る場合の検出の信頼性はz3が数符号間隔の間し
きい値より下に留まるように訓練信号を十分長
くすることにより向上される。例えば、Ｍ＝32
およびＷ＝８の場合は、訓練信号の長さを少な
くとも48符号間隔、すなわち1.5周期にしてお
くと、激しいチヤネル歪み、20Hzの搬送周波数
オフセツト、および20dBの信号対雑音比の存
在の下でさえ、10-4の誤り警報確率および10-6
より低い見逃し確率をもたらした。
(5) 改良された制御回路 訓練信号の単一周期を用いて等化器係数を計
算できれば、訓練時間が最短になる。しかし、
遅延線内のサンプルには雑音があるので、振幅
および位相の歪みを完全に補償しない等化器係
数が得られる。送信機がもつと長い訓練信号を
送るときは、等化器出力における残留符号間干
渉を減少できる。受信機は次に、等化器係数を
計算する前に、１または数周期後に得られるサ
ンプルとともに等化器遅延線から複写されたサ
ンプルを平均化する。サンプルを平均化するこ
とは付加ノイズの存在下での係数設定を改善す
るのみならず、他のチヤネル損、たとえば、位
相ジツタおよび振幅変調の影響をも低減する。
したがつて、周期的訓練信号の存在を認識す
ると同時に、受信機は等化器遅延線からMq個
のサンプル｛xoq-i｝を複写する。次に、平均
化は、訓練信号の長さが既知のときに一定時間
実行されるか、あるいは相違度の突然の増大が
訓練信号が終了しそうなことを示すまで実行さ
れる。同時に、新しいサンプルを搬送周波数オ
フセツトの推定を改善するため用いることがで
きる。
第５図に示す改良された評価兼制御手段７
３′を用いると（第３図の評価手段７３に置換
えて）、受信するどのような長さの訓練信号に
も受信機がその訓練動作を自動的に適応させる
ことができる。評価兼制御手段７３′は複写、
平均化および等化器設定を制御する制御信号
COPY、AVG、およびEQZを発生する。これ
らの制御信号の状態はz3により、それまでに発
見されかつznio検出器７７に保持されているz3
の最小（最良）値を表わす第２の変数znioによ
り、およびz3がしきい値より低い符号間隔の数
を計数するカウンタ７９の状態により決定され
る。評価兼制御手段７３′の動作は次の規則に
より決定される。（これらの規則では、カウン
タ７９の状態はCYC−CNTとして示し、C1お
よびC2はカウンタ７９の低い方および高い方
のしきい値をそれぞれ示す。） (1) 最初に、すべての信号をゼロにセツトす
る。
(2) z3がθより大きいとき (2a) CYC−CNT＝０ならば、 AVG＝０およびEQZ＝０にセツトする。
(2b) CYC−CNT≠０ならば、 AVG＝１およびEQZ＝１にセツトする。
(2c) CYC−CNT≠０およびCOPY＝０にセ
ツトする。
(3) z3がθより小さいか等しいとき (3a) CYC−CNTを１だけ増加する。
(3b) CYC−CNT＝１か、あるいは CYC−CNT＜C1でかつz3＜znioならば、 COPY＝１、AVG＝０、EQZ＝０、お
よびz3＝znioにセツトする。
(3c) CYC−CNT≠１でかつ CYC−CNT≧C1またはz3≧znioならば、 (3c1) COPY＝０およびAVG＝１にセツトす
る。
(3c2) CYC−CNT＞C2ならば、 EQZ＝１にセツトする。
(3c3) CYC−CNT≦C2ならば、 EQZ＝０にセツトする。
上に挙げた動作は各符号間隔Ｔの間一度行わ
れる。
訓練信号に応答する評価兼制御手段７３′の
典型的動作を第６図に示す。遅延線が訓練信号
の１周期全体を含むや否や、相違度z3はしきい
値θより低くなるまで減少する。カウンタ７９
はz3がしきい値より下に留まる間隔の数を計算
し始め、制御信号COPYを制御して高レベルに
する。z3が減少する限り、すなわちz3＜znioの
ときは、COPYは高レベルに留まる。z3が極小
値を通過すると、COPYは低レベルになり、
AVGは高レベルになる。z3のさらに低い値が
後でznio検出器７７により発見されたときは、
COPYは再び高レベルになり、AVGは低レベ
ルになる。しかし、一度サイクル・カウンタ７
９がC1に達すると、制御信号COPYは低レベ
ルに留まり、AVGは高レベルに留まる。
受像機はこのように訓練信号の１周期の「可
能で最良の」コピーを保持し、新しいサンプル
をそれより１周期前に得られたもので平均化す
る。第６図に示したように、平均化はサイク
ル・カウンタ７９の内容がC2に達するか、あ
るいはz3がしきい値を越えるまで実行される。
最後に、制御信号EQZは高レベルになり、受
信機は等化器係数の計算を開始する。次の符号
間隔において、すべての制御信号はリセツトさ
れる。
第２図の緩衝兼平均化装置４７は制御信号
COPYおよびAVGに応答して次のように動作
する。COPY＝１の間、装置４７の緩衝部分に
記憶された訓練信号部分はその入力線４９上に
あるqM個の信号サンプルのセツトで置換えら
れる。しかし、AVG＝１のときは、装置４７
はそれがすでに記憶した訓練信号サンプルとそ
の入力線４９上で得られるようになる新しい対
応する訓練信号サンプルの平均を決定しかつ記
憶する。
改良された評価兼制御手段はこのように送信
機に任意の長さの訓練信号を送信させ、さらに
受信機に訓練信号の長さについての予備知識な
しにすべての訓練信号サンプルを最適に使用さ
せる。
【図面の簡単な説明】
第１図は本発明の概略を示すブロツク図、第２
図は本発明を組込んだモデム受信機の構成を示す
ブロツク図、第３図は拡張遅延線と関連した第１
図の訓練信号評価手段の構成を示すブロツク図、
第４図は訓練信号の受信に応答して発生される相
違度の推移を表わす図、第５図は訓練信号評価手
段の評価兼制御部の他の実施例の構成を示すブロ
ツク図、第６図は受信された訓練信号に応答して
第５図の評価兼制御部により発生される信号の推
移を表わす図である。

Claims (1)

  1. 【特許請求の範囲】 １ 受信中の周期的訓練信号シーケンスのｑ・
    （Ｍ＋Ｗ）個のサンプルを順次に記憶し（Ｍは、
    訓練信号の周期、Ｗは、サンプリング窓の長さで
    あり、両方とも符号間隔Ｔを単位として表わされ
    た符号間隔の数、ｑは各符号間隔Ｔ当りに抽出さ
    れる信号サンプルの数）： 訓練信号の１周期分の符号間隔に想到するｑ・
    Ｍ個だけオフセツトされた位置にある２個のサン
    プリング窓の各々からｑ・Ｗ個のサンプルを抽出
    し： これらの２組のｑ・Ｗ個のサンプルに含まれた
    信号エネルギを表わす信号（Z1）及びこれらの２
    組のサンプル間の周期性相関を表わす信号（Z2）
    を算定し： 上記信号（Z1）に関して上記信号（Z2）を正規
    化してこれらの２組のサンプル間の相違度（Z3）
    を算出し、判定し（但し、受信訓練信号の搬送波
    周波数のオフセツトのみに基因する相違度を除
    く）： 前記相違度（Z3）を所定のしきい値と比較し、
    その比較結果に応じて周期的訓練信号の存在を示
    す信号（CYC）を発生する、 ことを特徴とする、ノイズ信号の有無に拘らず、
    モデム受信器内で周期的訓練信号を検出する方
    法。 ２ 上記２組のサンプル間の相関の算定に応じて
    搬送波周波数のオフセツトの推定値を判定するこ
    とを特徴とする特許請求の範囲第１項に記載した
    検出方法。 ３ 受信中の訓練信号のｑ・（Ｍ＋Ｗ）個のサン
    プルを記憶するためのタツプ付遅延線２１（但
    し、Ｍは訓練信号周期の長さを表わす符号間隔Ｔ
    の数、Ｗは、受信窓の長さを表わす符号間隔Ｔの
    数、ｑは、符号間隔Ｔ毎に取られる信号サンプル
    の数を表わす）； ２組の遅延線タツプ４５Ａ，４５Ｂの出力信号
    に応答する第１評価手段６１であつて、上記各タ
    ツプ組は、Ｗ個のタツプを有し且つｑ・Ｗ個のサ
    ンプルから成る１つの窓１９，１７に対応し、互
    にｑ・Ｍ個のタツプだけオフセツトされて２つの
    窓に含まれた信号サンプルのエネルギを表わす信
    号（Z1）を発生させるよう構成されており； 前記第１評価手段と同一組の遅延線タツプ４５
    Ａ，４５Ｂの出力信号に応答する第２評価手段６
    ５であつて、２つの窓に含まれた２組の信号サン
    プル間の相関を表わすと共に受信訓練信号の搬送
    周波数のオフセツトのための評価値を表わす信号
    （Z2）を発生するよう構成されており； 前記２つの窓内の２組のサンプル信号の間の相
    違度を表わす信号（Z3）を発生するよう前記第１
    及び第２の評価手段に応答する第３評価手段６
    ９； 前記第３評価手段により発生された相違度信号
    （Z3）に応答して該相違度信号を所定のしきい値
    に比較し、該相違度信号がしきい値以下の場合に
    訓練信号（CYC）を発生するための第４評価手
    段７３； とを有することを特徴とするモデム受信器内の周
    期的受信訓練信号の検出装置。
JP61168230A 1985-08-28 1986-07-18 訓練信号検出方法及び装置 Granted JPS6249730A (ja)

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EP0211995A1 (en) 1987-03-04

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