JPH0463445B2 - - Google Patents

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 この発明は、必要とする修正についての適応性
学習（adaptive learning）によつて閉ループ誤
差によるミストラツキングを減少させ、またルー
プ遅延に対する位相修正を含むヘリカル（螺旋）
走査VTR（ビデオ・テープ・レコーダ）用自動走
査トラツキング装置（AST）に関するものであ
る。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [OBJECTS OF THE INVENTION] The present invention reduces mistracking due to closed-loop errors by adaptive learning of necessary corrections, and also includes phase corrections for loop delays. helical (spiral)
The present invention relates to an automatic scanning tracking device (AST) for scanning VTRs (video tape recorders).

〔従来技術〕[Prior art]

通常のヘリカル走査VTRは磁気テープが周囲
を螺旋状に通過するヘツドホイールを有してい
る。ヘツドホイールに設けられた記録および再生
用ヘツドは比較的高速で回転し、良好な周波数応
答性に必要な高速のトランジスユーサーテープ間
相対速度が得られる。ゆつくりと移動するテープ
を横切るヘツドの各走査は全体的には縦方向に行
なわれる。記録されたテープは狭い間隔をもつて
形成される一連のトラツクを有している。通常
は、トランスジユーサによるトラツクの各走査
は、テレビジヨン・フイールド（2621 2/の水平
線）に実質的に等しい時間内で生ずる。テープ上
の高密度情報を得るためには、レコードのトラツ
クは狭い間隔で幅も狭くなる。このようなヘリカ
ル走査記録テープからビデオ信号を取出すために
は、再生用トランスジユーサは記録されたトラツ
クに密接して追随することが要求される。ミスト
ラツキングにより隣接するトラツクから信号を拾
い上げることがないように、再生用トランスジユ
ーサの幅を記録されたトラツクの幅よりも大きく
作ることは出来ない。テープ相互間の機械的な公
差、各種の記録装置や再生機器相互間の公差、温
度や張力の変化によるテープの伸び等により、再
生用ヘツドによる記録トラツクのミストラツキン
グが生じ、その結果、再生用トランスジユーサに
よつて隣接するトラツクから信号が拾い上げらる
可能性があり、所望の信号の雑音レベルが増大
し、極端な場合にはヘツドが所望のトラツクから
完全に離脱し、隣接するトラツクに応答するよう
になる可能性がある。 A typical helical scan VTR has a headwheel around which the magnetic tape passes in a spiral manner. The recording and playback heads mounted on the headwheel rotate at relatively high speeds to provide the high relative speeds between the transistor tapes necessary for good frequency response. Each scan of the head across the slowly moving tape is generally longitudinal. A recorded tape has a series of closely spaced tracks. Typically, each scan of the track by the transducer occurs in a time substantially equal to the television field (2621 2/horizontal line). To obtain high density information on tape, the records' tracks are closely spaced and narrow. Retrieving video signals from such helical scan recording tapes requires a playback transducer to closely follow the recorded track. The width of the reproducing transducer cannot be made larger than the width of the recorded track to avoid picking up signals from adjacent tracks due to mistracking. Mechanical tolerances between tapes, tolerances between various recording devices and playback devices, tape elongation due to changes in temperature and tension, etc. can cause mistracking of recorded tracks by the playback head, resulting in playback errors. The signal can be picked up by the transducer from the adjacent track, increasing the noise level of the desired signal and, in extreme cases, causing the head to leave the desired track completely and picking up the signal from the adjacent track. may become responsive to

第１図に示す従来のビデオ・テープ再生装置で
は、ヘツドホイール（図示せず）をΩ字状に周回
して移動するテープ（図示せず）は、取付手段１
２によつて圧電バイモルフ素子１４に取付けられ
た再生用トランスジユーサ・ヘツド１０を通過し
て引張られる。バイモルフ素子１４は、トランス
ジユーサとテープとの間の相対運動の方向に対し
てそれを横切る方向、すなわち記録されたトラツ
クの長さ方向に対して概ね直交する方向に再生ヘ
ツド１０を移動させるように適合させている。ヘ
ツド１０、取付手段１２およびバイモルフ１４
は、ビデオ信号の再生に必要な高ヘツド−テープ
速度を与えることが出来るように、ヘツドホイー
ル（図示せず）上に取付けられていて一緒に回転
する。第２図に示すように、再生用ヘツドが記録
されたトラツクに沿つて走査するとき、それを横
方向に前後に移動させるために、正弦波信号が振
動発生器４８よりバイモルフ素子１４に供給され
る。振動発生器４８はブロツク４９で示すパルス
発生器からのヘツドホイール位相位置パルス（遅
延された垂直パルス）に位相ロツクされている。
パルス発生器４９からのパルスは各ヘツドの回転
期間中、パルスに応答してヘツドホイールに隣接
する磁気トランスジユーサから発生する。再生用
トランスジユーサがテープ間の間隔を横切る前に
トランスジユーサ・パルスが比較的大きな回転角
（すなわち30°）で発生するように、このトランス
ジユーサはヘツドホイールに関連して配置されて
いる。発生器４９は遅延素子を含んでおり、再生
用ヘツドがテープ間隔を横切るのと同時に、その
出力端子にヘツドホイール位相位置パルスが発生
する。 In the conventional video tape playback device shown in FIG.
2 through a regenerative transducer head 10 attached to a piezoelectric bimorph element 14. The bimorph element 14 is configured to move the playback head 10 in a direction transverse to the direction of relative motion between the transducer and the tape, ie, generally perpendicular to the length of the recorded track. It is adapted to. Head 10, attachment means 12 and bimorph 14
are mounted on and rotate with a head wheel (not shown) to provide the high head tape speeds necessary for video signal reproduction. As shown in FIG. 2, as the playback head scans along the recorded track, a sinusoidal signal is applied to the bimorph element 14 by a vibration generator 48 in order to move it laterally back and forth. Ru. The vibration generator 48 is phase locked to the headwheel phase position pulse (delayed vertical pulse) from the pulse generator shown at block 49.
Pulses from pulse generator 49 are generated from magnetic transducers adjacent the head wheel in response to pulses during each head rotation. The playback transducer is positioned relative to the headwheel so that the transducer pulses occur at a relatively large angle of rotation (i.e., 30°) before the playback transducer traverses the intertape gap. There is. Generator 49 includes a delay element that produces a headwheel phase position pulse at its output at the same time that the playback head traverses the tape gap.

この発振あるいは振動によつて再生用ヘツド
は、トラツクに沿つて見たときトラツクの左右に
僅かに誤追従（ミストラツク）し、それによつて
再生用ヘツドはトラツク相互間の保護帯と部分的
に重畳する。ヘツドの一部が記録されたトラツク
上にあり、他の一部が保護帯上にある上記のよう
な期間中は変換されたFM搬送波の振幅が減少す
るという影響が現われる。変換された再生信号
は、記録された情報によつて周波数変換され且つ
振動の影響によつて振幅変調された搬送波を含む
ことになる。トランスジユーサ１０はテープ上の
記録されたトラツクを走査するので、変換された
周波数変調（FM）された信号のFM前置増幅器
１８の入力に供給される。前置増幅器１８はその
信号を増幅し、それをブロツク２０で示した再生
用増幅器およびイコライザに供給する。イコライ
ザで等化されたFM信号はFM復調器２２に供給
されて、FM搬送波上に変調されたビデオ信号の
復調を行なう。振動の振幅がそれ程過大でない限
りFM搬送波の振幅は、記録情報にノイズが導入
される程度には減少しない。このように、情報は
搬送波を制限して振幅変調を除去する制限増幅器
を含む情報信号を再生するための通常のFM変調
器を使用して再生される。復調されたビデオ信号
は同期分離器２４および利用装置（図示せず）に
供給される。イコライザ２０からの等化FM信号
はまたFM信号中の振幅変化を検出するAM包絡
線検波２８を含む全体を２６で示された感知装置
に供給される。復調された包絡線情報は、分離器
２４によつてビデオ情報から抽出されたテープの
水平同期パルスによつてキーされるサンプル−ホ
ールド回路３０に供給される。FM変調されたと
き、同期劣端部は常に同じFM搬送波周波数を表
わしているので、同期劣端部期間中にFM搬送波
の包絡線をサンプリングすることにより、包絡線
の振幅はトランスジユーサ、前置増幅器あるいは
イコライザの周波数依存振幅特性による影響を受
けることがないようにすることができる。サンプ
ルされ信号は後述する目的で帯域阻止フイルタ３
２に供給される。濾波された信号は同期検波器３
４の入力端子に供給される。１６として示されて
いるストレイン・ケージはバイモルフ素子に物理
的に結合されており、バイモルフ素子の偏移、従
つてトランスジユーサ１０の位置を表わす信号を
発生するように配列されている。同期検波器３４
への他の入力は、ストレイン・ゲージ１６からの
信号を増幅器３６によつて増幅し且つ制限し、さ
らに零交又検出器３８を通過した信号である。検
波器３４の出力に現われるFM搬送波の同期検波
された振幅変調は、第２の帯域素子フイルタ４
０、振幅および位相補償器（APC）４２を経て
積分器４４に供給される。再生用変換ヘツドが記
録トラツクの中心通路を走査するとき、振動の振
れはほぼ同期し、検出された振幅変調の主成分は
振動発振周波数の２倍になり、一方、再生用ヘツ
ドの走査の中心が記録トラツクの中心からづれた
通路にあると、再生された振幅変調は振動発振周
波数成分を含むことが判つた。振動発振信号に対
する再生された振幅変調の位相は、ミストラツキ
ングが走査通路の方向に見て記録トラツクの右側
にあるか左側にあるかによつて決定される。積分
器４４は誤差信号を濾波して、それを加算器４６
に供給し、周波数F_dの振動信号と合成する。合
成された振動信号および積分された信号は駆動増
幅器５０を経てバイモルフ素子１４に供給され、
誤差信号と振動信号の和によつてバイモルフ素子
を偏移させる。第２図ａには、合成駆動振動がバ
イモルフ素子１４に供給されることによつて再生
用ヘツドが振動するとき、その再生用ヘツドの間
隙がとる種々の位置を表わす多数の垂直線によつ
て記録トラツク５０の位置が波状通路と共に示さ
れている。時間t1とt2との間では、バイモルフ素
子１４はその行程の一端に偏移されており、その
ときトランスジユーサの間隙の物理的位置を表わ
す線５２は完全に記録トラツク５０′上に重なつ
ている。その結果、再生用トランスジユーサは最
大のFM信号をとり出し、包絡線検波器２８は波
形５４によつて示すように期間t1−t2において正
の最大値を採る信号を発生する。信号５４は振動
周波数F_dの基本成分を有し、従つて2F_d阻止フイ
ルタ３２によつて影響されない。t2とt3の中間の
時間では、再生用ヘツドは線５６で示す位置にあ
り、その位置ではヘツドの半分が記録トラツク上
にあり、半分はトラツクからはずれている。記録
トラツクからばずれた位置は保護帯上にあり、信
号を受信しない。 This oscillation or vibration causes the playback head to slightly mistrack to the left and right of the track when viewed along the track, causing the playback head to partially overlap the guard strip between the tracks. do. During such periods when part of the head is on the recorded track and another part on the guard band, the effect is that the amplitude of the converted FM carrier is reduced. The converted reproduction signal will contain a carrier wave whose frequency has been converted by the recorded information and which has been amplitude modulated by the influence of vibration. As the transducer 10 scans the recorded tracks on the tape, a converted frequency modulated (FM) signal is applied to the input of the FM preamplifier 18. Preamplifier 18 amplifies the signal and supplies it to a regenerative amplifier and equalizer, indicated by block 20. The FM signal equalized by the equalizer is supplied to the FM demodulator 22, which demodulates the video signal modulated onto the FM carrier wave. As long as the amplitude of the vibrations is not excessive, the amplitude of the FM carrier will not be reduced to the extent that noise is introduced into the recorded information. In this way, information is reproduced using a conventional FM modulator for reproducing the information signal, including a limiting amplifier that limits the carrier and removes amplitude modulation. The demodulated video signal is supplied to a sync separator 24 and utilization equipment (not shown). The equalized FM signal from equalizer 20 is also provided to a sensing device, generally designated 26, which includes an AM envelope detector 28 that detects amplitude changes in the FM signal. The demodulated envelope information is provided to a sample-and-hold circuit 30 that is keyed by the tape's horizontal sync pulse extracted from the video information by separator 24. When FM modulated, the synchronous inferior edge always represents the same FM carrier frequency, so by sampling the envelope of the FM carrier during the synchronous inferior edge, the amplitude of the envelope is determined by the transducer, It is possible to avoid being influenced by the frequency-dependent amplitude characteristics of a stationary amplifier or an equalizer. The sampled signal is passed through a band-stop filter 3 for the purpose described below.
2. The filtered signal is sent to the synchronous detector 3
4 input terminals. A strain cage, shown as 16, is physically coupled to the bimorph element and arranged to generate a signal representative of the displacement of the bimorph element and, therefore, the position of the transducer 10. Synchronous detector 34
The other input to is the signal from strain gauge 16 which has been amplified and limited by amplifier 36 and passed through zero-cross detector 38 . The synchronously detected amplitude modulation of the FM carrier appearing at the output of the wave detector 34 is transmitted to the second band element filter 4.
0, is supplied to an integrator 44 via an amplitude and phase compensator (APC) 42. When the playback conversion head scans the center path of the recording track, the vibration swings are nearly synchronized and the main component of the detected amplitude modulation is twice the vibration oscillation frequency, while the center of the playback head scan It has been found that when the amplitude modulation is in a path offset from the center of the recorded track, the reproduced amplitude modulation contains an oscillatory frequency component. The phase of the reproduced amplitude modulation relative to the vibration oscillation signal is determined by whether the mistracking is to the right or to the left of the recording track, viewed in the direction of the scanning path. Integrator 44 filters the error signal and sends it to adder 46
and synthesizes it with the vibration signal of frequency F _d . The combined vibration signal and the integrated signal are supplied to the bimorph element 14 via the drive amplifier 50.
The bimorph element is shifted by the sum of the error signal and the vibration signal. FIG. 2a shows a number of vertical lines representing the various positions that the playback head gap assumes when the playback head oscillates due to the composite drive vibrations being applied to the bimorph element 14. The location of recording track 50 is shown along with the undulating path. Between times t1 and t2, bimorph element 14 has been shifted to one end of its travel such that line 52 representing the physical position of the transducer gap completely overlaps recording track 50'. ing. As a result, the regenerative transducer extracts the maximum FM signal and the envelope detector 28 generates a signal that has a maximum positive value during the period t1-t2, as shown by waveform 54. Signal 54 has a fundamental component at vibration frequency F _d and is therefore unaffected by 2F _d rejection filter 32 . At a time intermediate between t2 and t3, the playback head is in the position shown by line 56, with half of the head on the recording track and half off the track. Positions that are off the recording track are on the guard zone and do not receive signals.

その結果、トランスジユーサ１０によつて取出
された信号は期間t2−t3において、信号５４の最
小信号レベルによつて表わされるように最小にな
る。このパターンは期間t3−t4、t4−t5の間でく
り返される。例示されたように、再生用ヘツドの
走査通路は記録されたトラツク５０′の一方の側
にずれているということが判る。制限されたスト
レイン・ケージ信号５８はバイモルフ素子１４が
その正規の位置を中心として偏移する方向を表わ
している。信号６０は信号５４と５８の積である
同期検波器３４の出力信号を表わしている。期間
t1−t2では、信号５８は正であり、信号５４も正
である。その結果、第２図ａの検出された信号６
０もまた正の値をとる。しかしながら、期間t2−
t3では、信号５８は信号５４と同様に負方向に振
れ、その積はまた正となる。従つて、非濾波誤差
信号は平均で正の値を持つ電圧波形６２と同様な
状態を示す。この信号は2F_dフイルタ４０によつ
て濾波されるF_dの２倍の基本成分をもつている。
正の値をもつた誤差信号６２は積分器４４によつ
て濾波され、バイモルフ素子１４を駆動するため
にこれに供給され、閉ループ帰還形態で再生用ヘ
ツドの走査路を記録トラツク５０′の中心に向け
て移動させる選定された方向に駆動する。 As a result, the signal extracted by transducer 10 is at a minimum during period t2-t3, as represented by the minimum signal level of signal 54. This pattern is repeated during periods t3-t4 and t4-t5. As illustrated, it can be seen that the scan path of the reproduction head is offset to one side of the recorded track 50'. Limited strain cage signal 58 represents the direction in which bimorph element 14 shifts about its normal position. Signal 60 represents the output signal of synchronous detector 34, which is the product of signals 54 and 58. period
At t1-t2, signal 58 is positive and signal 54 is also positive. As a result, the detected signal 6 in FIG.
0 also takes a positive value. However, period t2−
At t3, signal 58 swings in the negative direction like signal 54, and the product is also positive. Therefore, the unfiltered error signal exhibits a condition similar to voltage waveform 62, which has an average positive value. This signal has a fundamental component twice F _d which is filtered by 2F _d filter 40 .
The positive error signal 62 is filtered by an integrator 44 and applied to drive the bimorph element 14 to center the read head scan path on the recording track 50' in closed loop feedback. drive in a selected direction.

第２図ｂは第２図ａと同様に再生用ヘツド間隙
の瞬時位置を垂直の線によつて示した記録トラツ
ク５０′と振動する再生ヘツド走査通路とを示し
ている。図から明らかなように、第２図ｂの場合
のミストラツキングは記録されたトラツク５０′
の反対側にある。そのため、期間t1−t2では、バ
イモルフ素子１４の偏移により変換ヘツドの位置
を記録トラツク５０′に関して示す方向に駆動し、
振幅変調されたFM信号６４は、第２図ａの場合
の対応する同じ期間における最大値とは逆に最小
値をとる。信号６４はフイルタ３４によつて影響
されない振動周波数成分のみを持つことになる。
従つて、変換された信号の振幅復調成分の極性
は、反対方向のミストラツクキングに対して第２
図ａに示す成分の極性と反対になり、またフイル
タ４０によつて濾波される２倍の振動周波数を含
んでいる。波形５８と６４の積は第２図ｂの波形
６６によつて示すように基本的に負方向となり、
積分器４４に供給される非濾波誤差信号は波形６
８によつて示すように負の値をとることになる。
従つて、第２図ｂに示すミストラツキングは第２
図ａのミストラツキングと反対極性の誤差信号を
発生し、帰還ループによつて走査通路を記録トラ
ツク５０′の中心へ向けて移動させる。 FIG. 2b, like FIG. 2a, shows a recording track 50' with the instantaneous position of the reproducing head gap indicated by a vertical line and an oscillating reproducing head scanning path. As is clear from the figure, the mistracking in the case of Figure 2b is due to the recorded track 50'
is on the opposite side of Therefore, during the period t1-t2, the displacement of the bimorph element 14 drives the position of the conversion head in the direction shown with respect to the recording track 50';
The amplitude modulated FM signal 64 assumes a minimum value as opposed to a maximum value during the corresponding same period in FIG. 2a. Signal 64 will have only vibrational frequency components that are not affected by filter 34.
Therefore, the polarity of the amplitude demodulated component of the converted signal is the same for mistracking in the opposite direction.
The polarity of the component shown in FIG. The product of waveforms 58 and 64 is essentially negative, as shown by waveform 66 in FIG.
The unfiltered error signal provided to integrator 44 has waveform 6.
As shown by 8, it takes a negative value.
Therefore, the mistracking shown in Figure 2b is the second
An error signal of opposite polarity to the mistracking of Figure a is generated and the feedback loop moves the scan path toward the center of the recording track 50'.

第２図ｃは再生ヘツドの走査通路が記録トラツ
ク５０′上の中心にあるときに現われる状態を示
している。信号波形７０によつて示される振幅復
調された信号は、復調された信号６４あるいは５
４と比べて２倍の周波数となつている。この信号
成分はミストラツキングに関して有効な情報を有
していないので、帰還路はこれらの成分を識別す
る。この理由から第１図の構成は２倍の振動周波
数の阻止フイルタ３２および４０を含んでいるか
らである。復調された信号７０とストレイン・ゲ
ージ信号５８の積は波形７２で示すようになり、
その正味の値は０濾波出力信号を表わす線７４に
よつて示すように０となる。従つて、ヘツドがト
ラツクの中心にあるときは、誤差信号は発生せ
ず、バイモルフ阻止１４は比較的影響されない状
態にある。 FIG. 2c shows the situation that appears when the read head scan path is centered over the recording track 50'. The amplitude demodulated signal represented by signal waveform 70 is the same as demodulated signal 64 or 5.
The frequency is twice that of 4. The feedback path identifies these signal components since they do not have useful information regarding mistracking. For this reason, the arrangement of FIG. 1 includes twice the vibration frequency rejection filters 32 and 40. The product of demodulated signal 70 and strain gauge signal 58 is shown by waveform 72,
Its net value is zero, as shown by line 74 representing the zero filtered output signal. Therefore, when the head is in the center of the track, no error signal is generated and the bimorph block 14 remains relatively unaffected.

再生装置は、テープの記録されたときの速さで
のみ移動するテープを再生するように構成されて
いるときは、閉ループ振動自動走査トラツキング
（AST）装置を必要とするにすぎない。今では、
放送用の性能をもつたテープ・レコーダ再生装置
は、ストツプ・モーシヨンや急速順方向再生速度
のようなある種の特殊な効果を与える性能をもつ
ている。テープ上に記録されたトラツクは、２つ
の速度、すなわちテープの速度とヘツドホイール
の速度との積となつている。正規のテープ速度は
全ヘツド−テープ速度の約１％で、記録中は１記
録トランスジユーサ走期間還中のテープの動きは
１トラツク幅と１保護帯幅の和に等しい。 A closed-loop vibratory automatic scanning tracking (AST) device is only required when the playback device is configured to play a tape that moves only at the speed at which the tape was recorded. Now,
Broadcast capable tape recorder playback equipment has the ability to provide certain special effects such as stop motion and rapid forward playback speed. A track recorded on a tape is the product of two speeds: the speed of the tape and the speed of the headwheel. The normal tape speed is about 1% of the total head-to-tape speed, and during recording, the tape movement during one write transducer run is equal to one track width plus one guard band width.

第３図ａは、保護帯３１６，３２０および３２
４によつて分離されたトラツク３１４，３１８，
３２２および３２７が記録されたテープ１０の一
部の拡大展開図である。テープが静止していると
き記録ヘツドによつて走査される通路は点線３０
５によつて示されている。記録ヘツドはテープの
頂部において通路３０５の走査を開始し、テープ
が矢印の方向に移動することにより記録トラツク
３１４の走査をするようになる。従つて、正規の
テープ速度における１走査期間のテープの動きは
１トラツク幅と１保護帯幅の合計である。もしヘ
ツド走査通路３０５が、テープが正規の速度で移
動しているときの再生用ヘツドの走査通路を表わ
すのであれば、通路３０５はトラツク３１４と重
なり、基本的には何らの修正も必要でない。しか
しながら、前述のように走査通路が記録トラツク
と確実に一致するように閉ループAST構成を使
用することが望ましい。ストツプ・モーシヨン効
果を出すためには、再生用ヘツドはくり返し同じ
トラツクを走査する必要があり、そのためテープ
は静止していなければならない。再生用ヘツドは
トラツクの走査を開始するが、自動走査トラツキ
ング装置がなければ、テープが静止しているた
め、隣接する記録トラツク上で走査が終了する。
テープが静止しているときは、第３図ｂの３２６
によつて示す走査通路は、トラツク３１８上のテ
ープ上端で開始するが、その走査は記録トラツク
３１４と実質的に重畳して終了する。３２８で示
す領域では、再生用ヘツドは保護帯３１６および
トラツク３１４と３１８の等部分に実質的に重畳
し、そのためノイズが発生する。このような状態
のもとでは、閉ループAST回路は修正を行なう
ことができるが、必要とする修正は頂部から底部
への走査期間中、段階的に増加する。すなわち、
テープの走査頂部においては修正を必要とせず、
従つてループ誤差電圧は実質的に０である。一
方、走査の底部では１トラツク幅と１保護帯幅の
和だけバイモルフ素子を偏移させるのに相当する
誤差電圧を必要とする。従つて、ループは再生用
ヘツドがテープを横切る各走査期間中、変化する
誤差量を修正する必要がある。周知のように、閉
ループ帰還装置は有限の利得をもつており、その
有限の利得は所望の修正信号を発生させるための
誤差が存在することを必要とする。閉ループ
AST装置は急速応答できるように広帯域幅をも
つているが、そのため大きな誤差を修正するとき
はある程度のトラツキング誤差を許容する比較的
制限された利得をもつている。テープ速度が２倍
のときも同じような影響が現われる。２倍以上の
速度で急速順方向再生を必要とするときは、
ASTが存在しなければ、幾つかの記録トラツク
が再生用ヘツドの下を通過するにも拘らず、
ASTは再生用ヘツドを決つた記録トラツク上に
保持する必要がある。しかしながら容易に理解で
きるように、極端に早い順方向走査モードでは、
再生用ヘツドを支持するバイモルフ素子の偏移は
幾つかのトラツク間の距離に相当している。この
ような特殊効果動作モードは問題を生ずる。例え
ば、急速順方向モードでの大きな偏移は、AST
装置のループ利得および速度に制限があるので誤
差を生じさせる。さらに、バイモルフ素子が数ト
ラツクの間隔だけ偏移される走査の終了時には、
ヘツドは既に部分的に偏移されたバイモルフをも
つて新しいトラツクで開始し、バイモルフ素子の
物理的な偏移限界を超過することになる。 FIG. 3a shows protective bands 316, 320 and 32.
4 separated by tracks 314, 318,
FIG. 3 is an enlarged developed view of a portion of the tape 10 on which numbers 322 and 327 are recorded. The path scanned by the recording head when the tape is stationary is indicated by the dotted line 30.
5. The recording head begins scanning the path 305 at the top of the tape and begins scanning the recording track 314 as the tape moves in the direction of the arrow. Therefore, the tape movement during one scan period at normal tape speed is the sum of one track width and one guard band width. If head scan path 305 represents the scan path of the playback head when the tape is moving at normal speed, path 305 would overlap track 314 and essentially no modification would be necessary. However, as discussed above, it is desirable to use a closed loop AST configuration to ensure that the scan path coincides with the recording track. To produce a stop motion effect, the playback head must scan the same track over and over again, so the tape must remain stationary. The playback head begins scanning a track, but without an automatic scanning tracking device, the tape would be stationary and would end scanning on an adjacent recording track.
When the tape is stationary, 326 in Figure 3b
The scanning path indicated by begins at the top of the tape on track 318, but ends in substantial overlap with recording track 314. In the region indicated at 328, the playback head substantially overlaps guard band 316 and equal parts of tracks 314 and 318, thereby creating noise. Under such conditions, the closed-loop AST circuit can make corrections, but the required corrections increase in steps during the top-to-bottom scan. That is,
No corrections are required at the top of the tape scan;
Therefore, the loop error voltage is essentially zero. On the other hand, the bottom of the scan requires an error voltage equivalent to shifting the bimorph element by one track width plus one guard band width. Therefore, the loop must correct for the varying amount of error during each scan of the playback head across the tape. As is well known, closed loop feedback devices have a finite gain, and that finite gain requires that an error be present in order to generate the desired correction signal. closed loop
AST devices have a wide bandwidth for rapid response, but therefore have relatively limited gain to tolerate some tracking error when correcting large errors. A similar effect appears when the tape speed is doubled. When you need rapid forward playback at twice the speed or more,
In the absence of AST, even though some recorded tracks would pass under the playback head,
AST requires that the playback head be held on a determined recording track. However, as can be easily seen, in extremely fast forward scan mode,
The displacement of the bimorph element supporting the reproduction head corresponds to the distance between several tracks. Such a special effects mode of operation presents problems. For example, large excursions in the fast forward mode are caused by the AST
This introduces errors due to limitations on the loop gain and speed of the device. Furthermore, at the end of the scan in which the bimorph element is shifted by an interval of several tracks,
The head starts on a new track with the bimorph already partially shifted, exceeding the physical shift limit of the bimorph element.

ASTトラツキングに関する他の問題点は、走
査通路の非直線性にある。第３図ｃは再生装置以
外の装置によつて記録されたテープ３５４上の可
能性のある記録トラツクを誇張した形で示してい
る。実際の記録通路は非直線的ではないが、レコ
ーダの機械的特性による異常状態を含んでいる。
異常状態あるいは直線性からのずれの大部分は本
来規則的であり、走査毎にくり返す。第３図ｃか
ら明らかなように、トラツク３５０および３５２
は同一ではないが、全体としては同じ曲線をもつ
ている。再生用ヘツドもまた異常をもつている
が、その大部分は規則的である。記録トラツクの
規則的な誤差は再生用走査の誤差と一致している
可能性があるが、特にテープの再生が記録に使用
した装置と同じ装置であるときには、再生時の直
線性からのずれの規則的な成分は反対になり、ミ
ストラツキングが重大になる可能性のある状態を
作り出す。 Another problem with AST tracking is the nonlinearity of the scan path. FIG. 3c shows in exaggerated form possible recording tracks on tape 354 that were recorded by a device other than a playback device. Although the actual recording path is not non-linear, it does contain abnormal conditions due to the mechanical characteristics of the recorder.
Most abnormal conditions or deviations from linearity are regular in nature and repeat from scan to scan. As is clear from FIG. 3c, tracks 350 and 352
Although they are not identical, they have the same overall curve. Regeneration heads also have anomalies, but most of them are regular. Regular errors in the recording track may be consistent with errors in the playback scan, but deviations from linearity during playback may be a problem, especially when the tape is played back on the same equipment used for recording. Regular components are reversed, creating conditions where mistracking can become significant.

自動走査トラツキング装置の特殊効果動作モー
ドの効果を改善するための周知の構造は、テープ
速度を表わすアナログ信号を発生するテープ速度
検出器を含んでおり、上記アナログ信号を同期検
波器の誤差信号出力と共にASTループの積分器
に供給する。これによつて積分器の出力に傾斜
（ランプ）信号が発生し、これは振動信号と合成
されてバイモルフ素子に供給される。バイモルフ
素子は常にランプ信号によつてほぼ正しい位置に
位置しているので、このランプ信号は閉ループ
AST装置に必要とするループ利得を減少させる
閉ループ修正の一部である。 A known structure for improving the effectiveness of special effects operating modes of automatic scanning tracking devices includes a tape speed detector that generates an analog signal representative of the tape speed, which analog signal is coupled to the error signal output of a synchronous detector. and the integrator of the AST loop. This generates a ramp signal at the output of the integrator, which is combined with the vibration signal and fed to the bimorph element. Since the bimorph element is always positioned approximately in the correct position by the ramp signal, this ramp signal is a closed-loop
It is part of a closed-loop modification that reduces the loop gain required for the AST device.

第４図は、テープの再生が記録速度以外の速度
で行なわれる場合の大きな偏移に対するミストラ
ツキングを減少させるように、閉ループ・ランプ
修正を注入するための従来の構成を示している。
第１図の素子に対応する第４図の素子については
同じ参照番号が付されている。第４図の装置に新
たに加えられた素子として、位相比較的４２と積
分器４４との間に結合された加算回路４１０、加
算回路４１０の入力に結合された出力を有するテ
ープ速度検出器４１２、同じく加算回路４１０の
入力端子に結合された出力端子を有するランプ・
リセツト装置４１４を含んでいる。水晶発振器４
１６はテープ速度検出器およびランプ・リセツト
装置４１４に対して時間基準信号を与える。 FIG. 4 shows a conventional arrangement for injecting closed-loop ramp correction to reduce mistracking for large excursions when tape playback is performed at a speed other than recording speed.
Elements in FIG. 4 that correspond to elements in FIG. 1 are provided with the same reference numerals. New elements added to the apparatus of FIG. 4 include a summing circuit 410 coupled between phase comparator 42 and integrator 44, and a tape speed detector 412 having an output coupled to an input of summing circuit 410. , which also has an output terminal coupled to the input terminal of the summing circuit 410.
A reset device 414 is included. crystal oscillator 4
16 provides a time reference signal to tape speed detector and ramp reset device 414.

テープ速度検出器４１２は同期分離器２４によ
つて復調されたビデオ信号から分離されたテープ
の水平同期パルスを受信する。位相ロツクド発振
器４２０はカウンタ４２２を同期的にリセツトす
る２Ｈパルスを発生する。カウンタ４２２は水晶
発振器４１６からクロツク・パルスを受信するよ
うに結合されている。テープ速度ばテープから取
出された水平同期パルス間の時間を計数すること
によつて決定される。前に述べたように、正規の
テープ速度はヘツド−テープ間速度の約１％に相
当する。従つて、テープがスロー・ダウンする
か、あるいは停止すると、同期パルスがテープか
ら取出される率と１％だけ異なる。テープ速度が
正規のテープ速度を超過すると、同様に変換され
たテープの同期パルスの率に影響を与える。従つ
て、カウンタ４２２の複号された出力はテープ速
度を表わす。複号された出力はデジタル−アナロ
グ変換器４２４に供給されて積分器４２６によつ
て濾波されるアナログ信号に変換され、瞬時テー
プ速度を表わす実質的に一定の電圧を生成する。
同じように満足できるテープ速度信号発生器はキ
ヤプスタン・タコメータに結合されたタコメータ
で、テープ速度を表わすアナログ信号を発生す
る。しかしながら、発生されたアナログ速度電圧
は、加算回路４１０の入力に供給され、同期検波
器３４から供給される非濾波ループ誤差電圧と加
算される。テープ速度はヘツドによるテープの１
走査の同じ短時間の間一定に維持されることが期
待され、そのため積分器４４に供給される信号の
アナログ・テープ速度電圧成分は４２８で示すよ
うなランプ電圧を発生する。ランプ電圧４２８は
加算回路４６に供給され、振動がそれに供給され
てバイモルフ素子１４に供給される振動ランプ信
号４３０が供給される。バイモルフ素子駆動信号
のランプ成分は閉ループ修正電圧で、テープヘツ
ドの１走査期間にわたつてバイモルフ素子を、テ
ープ速度によつて決定される期待平均偏移量に相
当する量だけ偏移させようとする。バイモルフ素
子１４に供給される閉ループ修正ランプ電圧は、
このバイモルフ素子をランプ状に偏移させ、それ
によつて、ストレイン・ゲージ１６は、４３２に
よつて示すようにランプ電圧に重畳される振動信
号を出力信号として発生する。このような重畳ラ
ンプ電圧は零交叉検出器３８の動作に影響を与え
る。この影響は、積分器４４の出力からランプ・
サンプル４２８を取出し、これを増幅器３６の反
転入力端子に供給し、ストレイン・ゲージ１６か
らその非反転入力に供給される入力信号のランプ
成分をオフセツトすることによつて取除かれる。
従つて、前に述べたように、零交叉検出器３８の
入力には振動信号のみが現われ、閉ループ・ラン
プ修正は零交叉検出器３８に影響を与えない。 Tape speed detector 412 receives tape horizontal sync pulses separated from the demodulated video signal by sync separator 24. Phase locked oscillator 420 generates a 2H pulse that synchronously resets counter 422. Counter 422 is coupled to receive clock pulses from crystal oscillator 416. Tape speed is determined by counting the time between horizontal sync pulses taken from the tape. As previously stated, normal tape speed corresponds to approximately 1% of the head-to-tape speed. Therefore, when the tape slows down or stops, the rate at which the sync pulses are removed from the tape differs by 1%. Exceeding the tape speed above the normal tape speed will similarly affect the rate of sync pulses on the converted tape. The decoded output of counter 422 therefore represents tape speed. The decoded output is provided to a digital-to-analog converter 424 and converted to an analog signal that is filtered by an integrator 426 to produce a substantially constant voltage representing instantaneous tape speed.
An equally satisfactory tape speed signal generator is a tachometer coupled to a capstan tachometer to generate an analog signal representative of tape speed. However, the generated analog speed voltage is provided to the input of summing circuit 410 and summed with the unfiltered loop error voltage provided from synchronous detector 34. The tape speed is determined by the tape head.
Expected to remain constant during the same short period of time during the scan, the analog tape speed voltage component of the signal provided to integrator 44 will produce a ramp voltage as shown at 428. The ramp voltage 428 is provided to a summing circuit 46 and an oscillating ramp signal 430 is provided to which the oscillations are provided to the bimorph element 14 . The ramp component of the bimorph element drive signal is a closed loop correction voltage that attempts to shift the bimorph element over one scan period of the tape head by an amount corresponding to the expected average deviation determined by the tape speed. The closed loop modified lamp voltage supplied to the bimorph element 14 is:
The bimorph element is shifted in a ramp manner, whereby the strain gauge 16 produces as an output signal an oscillatory signal which is superimposed on the ramp voltage, as indicated by 432. Such superimposed lamp voltages affect the operation of zero-crossing detector 38. This effect is caused by the ramp output from the integrator 44 output.
Sample 428 is removed by applying it to the inverting input terminal of amplifier 36 and offsetting the ramp component of the input signal applied from strain gauge 16 to its non-inverting input.
Therefore, as previously stated, only the vibration signal appears at the input of zero-crossing detector 38, and the closed-loop ramp correction has no effect on zero-crossing detector 38.

前述のように、テープ速度は１走査期間中、実
際にはテープの数走査期間中、ほぼ一定に維持さ
れている。その結果、もし継続してテープ速度検
出器４１２からのアナログ信号が加算回路４１０
に供給されるなら、積分器４４の出力信号を制限
することなく増大させる。そのため、再生用ヘツ
ドによる各走査の終了後、テープ速度ランプ修正
信号は積分器の出力におけるランプ信号をリセツ
トしなければならない状態を作り出す。なぜなら
ば、ランプ信号が増大すると、それに相当してバ
イモルフ素子の偏移を増大させるからである。リ
セツトは制御可能リセツト電流発生器４１４によ
つて行なわれ、その出力はASTループの積分器
４４への入力においてアナログ速度信号と加算さ
れる。ランプ・リセツト回路４１４は制御可能信
号源４３４を含み、その出力は加算回路４１０の
さらに別の入力に供給される。リセツト電流発生
器４１４はジヤンプ決定論理回路４３６によつて
設定される大きさによつて積分器をリセツトする
ように制御され、論理回路４３６はヘツドホイー
ル・ドラムの１回転信号、基準２Ｈ信号および発
振器４１６からのクロツク信号によつて制御さ
れ、テープからの垂直同期パルスの位相を、その
同期パルスが実際に到達する時間を、もしテープ
が正規の速度で移動しているならば現われると期
待される時間と比較することにより決定する。論
理回路４３６は、バイモルフ素子およびそれに関
連する再生用ヘツドを次に続く走査の開示時に所
定のトラツク上に置くのに必要なリセツト・ラン
プ信号のプリセツトの大きさを選択する。信号発
生器４３４は論理回路４３６によつて付勢され、
該論理回路４３６によつて設定される大きさをも
つた信号を発生する。この大きな信号は短時間、
加算器４１０に供給され、ランプ４２８の部分４
３８によつて示すように積分器４４をリセツトす
る。従つて、閉ループ修正回路は、再生が行なわ
れているときのテープの特定の速度に対して理想
的な記録トラツクを追跡するのに必要な位置に近
似す位置にバイモルフ素子１４およびそれに付帯
する再生用ヘツド１０を配置する閉ループ修正を
与える。リセツト電流発生器４３４は、バイモル
フ素子１４を移動させて、次の走査の開始点にお
ける適当なトラツクにトランスジユーサを配置す
る。 As previously mentioned, the tape speed remains approximately constant during one scan period, and in fact during several scans of the tape. As a result, if the analog signal from tape speed detector 412 continues to
, the output signal of integrator 44 is increased without limiting. Therefore, after each scan by the playback head, the tape speed ramp correction signal creates a condition in which the ramp signal at the output of the integrator must be reset. This is because an increase in the ramp signal causes a corresponding increase in the deviation of the bimorph element. Resetting is performed by a controllable reset current generator 414, the output of which is summed with the analog speed signal at the input to the integrator 44 of the AST loop. Lamp reset circuit 414 includes a controllable signal source 434 whose output is provided to a further input of summing circuit 410. Reset current generator 414 is controlled to reset the integrator by a magnitude set by jump decision logic 436, which outputs the headwheel drum one revolution signal, the reference 2H signal and the oscillator. 416, which determines the phase of the vertical sync pulse from the tape and the time at which that sync pulse actually arrives, as it would be expected to appear if the tape was moving at normal speed. Determined by comparing with time. Logic circuit 436 selects the preset magnitude of the reset ramp signal necessary to place the bimorph element and its associated read head on a predetermined track at the beginning of the next subsequent scan. Signal generator 434 is energized by logic circuit 436;
A signal having a magnitude set by the logic circuit 436 is generated. This large signal lasts for a short time,
portion 4 of ramp 428.
The integrator 44 is reset as indicated by 38. The closed-loop correction circuit thus positions the bimorph element 14 and its associated playback in a position that approximates the position needed to track the ideal recording track for the particular speed of the tape at which playback is occurring. Provides a closed loop modification for positioning the head 10 for use. Reset current generator 434 moves bimorph element 14 to place the transducer in the appropriate track at the start of the next scan.

上述の装置は満足できる動作をするが、閉ルー
プ・ランプ修正は実際に必要とする修正に近似す
る修正をするにすぎないことが判つた。さらに、
前述のように、必要とする修正は、テープに沿う
位置から位置へ使用される特定のテープおよび再
生装置の関数として、トランスジユーサの走査通
路に沿つて直線的な傾斜（ランプ）からずれる。
このため残留ミストラツキングが生ずる。残留ミ
ストラツキングがあると保護帯の幅を減少させる
さまたげとなり、テープの消費量が多くなる不都
合が生ずる。また残留ミストラツキングがある
と、雑音が導入される可能性が大きくなる。その
ため残留走査ミストラツキングを減少させること
が望ましい。 Although the apparatus described above works satisfactorily, it has been found that the closed loop ramp correction only approximates the correction actually required. moreover,
As previously mentioned, the required modification deviates from a linear ramp along the transducer scan path as a function of the particular tape and playback device used from position to position along the tape.
This results in residual mistracking. If there is residual mistracking, it becomes an obstacle to reducing the width of the protective band, resulting in an inconvenience that the amount of tape consumed increases. Also, residual mistracking increases the possibility of introducing noise. Therefore, it is desirable to reduce residual scanning mistracking.

〔発明の概要〕[Summary of the invention]

この発明による改良された自動走査トラツキン
グ装置は、ヘツドホイールと、このヘツドホイー
ルに関連しており、これと同軸的に回転するよう
に配置された再生用トランスジユーサ手段１０
と、上記再生用トランスジユーサ手段１０が、記
録されたテープ上のトラツクの角度と実質的に等
しい角度で上記テープを横切つて全体としては長
さ方向に伸びる通路をくり返し走査するように、
上記記録されたテープを、上記ヘツドホイールを
周回する通路に沿つて通過させるように配置され
たテープ移送手段と、上記再生用トランスジユー
サ手段１０用の制御可能アウント手段１４と、上
記トランスジユーサ手段のミストラツキングを感
知し、上記トランスジユーサ手段を記録されたト
ラツクの中心に向けて駆動するために上記制御可
能マウント手段に供給するための誤差信号を発生
するための感知手段１８，２０，２２，２４，２
６，３４，４０，４２，４４，４６，４８，４
９，５０とを含む閉ループ自動走査トラツキング
手段とを具備している。この発明による改良され
た自動走査トラツキング装置は、さらに上記閉ル
ープ自動走査トラツキング手段に結合された複数
のメモリ手段６００と加算手段４１０とを具備し
ている。メモリ手段６００はトラツクの長さ方向
に沿う同じ複数の選択された位置からの走査部分
毎の上記誤差信号を記録して平均誤差信号を生成
する。また、加算手段４１０は上記閉ループ自動
走査トラツキング手段および上記複数のメモリ手
段６００に結合されていて、上記平均誤差信号を
上記誤差信号に加えて、該誤差信号を上記選択さ
れた位置に付帯する上記米金誤差信号で補足して
上記トラツクの長さ方向に沿う上記残留ミストラ
ツキングを減少させるように作用する。 An improved automatic scanning tracking device according to the present invention includes a headwheel and regeneration transducer means 10 associated with and arranged for rotation coaxially therewith.
and such that the reproducing transducer means 10 repeatedly scans a path extending generally longitudinally across the tape at an angle substantially equal to the angle of the track on the recorded tape;
tape transport means arranged to pass said recorded tape along a path around said head wheel; controllable out means 14 for said playback transducer means 10; sensing means 18, 20 for sensing mistracking of the means and generating an error signal for supplying to said controllable mounting means for driving said transducer means toward the center of the recorded track; ,22,24,2
6, 34, 40, 42, 44, 46, 48, 4
9 and 50. The improved automatic scan tracking device according to the invention further comprises a plurality of memory means 600 and summing means 410 coupled to the closed loop automatic scan tracking means. Memory means 600 records the error signals for each scanned portion from the same selected locations along the length of the track to produce an average error signal. Summing means 410 is also coupled to said closed loop automatic scanning tracking means and said plurality of memory means 600 for adding said average error signal to said error signal and adding said error signal to said error signal associated with said selected location. The residual mistracking along the length of the track is supplemented by the error signal and acts to reduce the residual mistracking along the length of the track.

以下、図を参照しつつこの発明を詳細に説明す
る。 Hereinafter, the present invention will be explained in detail with reference to the drawings.

〔実施例の説明〕 第５図は再生用トランスジユーサを記録トラツ
ク上に維持するのに必要とされる駆動電圧を波形
510として示している。波形510は走査の実動期間
である期間t502−t503において彎曲している。期
間t500−t502はトランスジユーサ・ヘツドがテー
プ間隙と交又する期間、すなわち走査相互間の時
間を示している。トラツクの開始を表わす例えば
ｔ５０４において、トラツク上のヘツドの動きを
開始するのに必要とする誤差電圧の大きさは、ｔ
５０３のような先行するトラツクの終了時に必要
とされた誤差電圧の大きさと異つているというこ
とが判る。従つて、広帯域ループがトラツクをつ
かまえ、正しい位置に変移させることが出来る前
にある大きさのミストラツキングがトラツクの開
始点において生ずる可能性がある。この発明によ
れば、このようなミストラツキングは、トラツク
に沿う位置の関数として誤差信号を記憶あるいは
蓄積し、この情報を使用してヘツドホイールの１
回転周波数の倍数においてサーボ・ループが高利
得を持つようにする位相誤差信号を補充すること
により減少し、零周波数の近くおよびヘツドホイ
ールの回転周波数の倍数近くの非常に狭い帯域幅
を占める規則的な誤差を減少させることが出来
る。[Explanation of Example] Figure 5 shows the waveform of the driving voltage required to maintain the reproducing transducer on the recording track.
Shown as 510. Waveform 510 curves during period t502-t503, which is the active period of scanning. The period t500-t502 indicates the period during which the transducer head intersects the tape gap, ie, the time between scans. For example, at t504, which represents the start of a track, the magnitude of the error voltage required to initiate movement of the head on the track is t.
It can be seen that the magnitude of the error voltage is different from that required at the end of previous tracks such as 503. Therefore, some amount of mistracking can occur at the start of the track before the broadband loop can pick up the track and shift it to the correct position. According to the invention, such mistracking involves storing or accumulating an error signal as a function of position along the track and using this information to
Reduced by supplementing the phase error signal which allows the servo loop to have high gain at multiples of the rotational frequency, and occupy a very narrow bandwidth near zero frequency and near multiples of the headwheel rotational frequency. Errors can be reduced.

第６図はこの発明による誤差電圧を蓄積するの
に適した第８図ｂのメモリ６００として使用され
るアナログ・メモリ６００の概略構成を示す。第
６図において、第１図あるいは第４図の同期検波
器３４によつて検出された誤差電圧は、アンチエ
イリアス・入力フイルタ（anti−alias filer：サ
ンプリング周波数の約1.5倍以上の遮断周波数を
もつ低域通過フイルタ）６１０に供給されてスイ
ツチング過渡信号および続くサンプリング機能に
よるエイリアシング（高周波成分の消滅により生
ずる誤差）を除去し、濾波された誤差信号はまた
増幅器６１２を経て抵抗器Ｒに供給され、この抵
抗器はマルチプレクス・スイツチ６１６によつて
６１７として全体を示した複数のキヤパシタC₁
−C_oに順次切換えられる。第６図にはキヤパシ
タの全ては示されていない。Ｃ形螺旋走査レコー
ダ用として、NTSC方式では1/60秒で完結する走
査に対して11個のキヤパシタを使用しており、走
査が1/50秒のPAL方式に対しては13個のキヤパ
シタが使用される。マルチプレツクス・スイツチ
６１６は第８図ｂに詳細に示すスイツチ駆動回路
によつて、通常ヘツドホイールの回転速度である
再生用ヘツドの走査くり返し率と同じ率のサイク
ルに制御される。スイツチは機械的なものとして
示されているが、実際には半導体スイツチが使用
されることは言う迄もない。マルチプレツクス・
スイツチ６１６がとる各位置に対して、１個のキ
ヤパシタＣが抵抗器Ｒを経て同期検波器３４の出
力に結合され、これはくり返し走査のほぼ同じ点
において生ずる。何回転かのベツドホイール回転
に相当する時間の後、各キヤパシタは、そのキヤ
パシタが回路中にある再生用ヘツドの走査に沿う
特定の位置において必要とする誤差電圧の平均値
を表わす電圧に充電される。第６図のキヤパシタ
Ｃ上の電圧を第５図に示すような誤差信号と共に
動作期間後にみることが出来るならば、ステツプ
状波形618のようになる。出力マルチプレツク
ス・スイツチ６２０はスイツチ６１８と同期して
いるが異つた位相で動作し、再生用ヘツドの走査
に沿う特定の位置に対する適当な誤差電圧を選択
し、その電圧を第７図に示すフイルタ６１０の特
性に類似した特性をもつた出力フイルタ６２２に
供給する。この特性はスイツチ６１６と６２０の
サンプリング率の1/2である360Hzで谷間を持つた
低域通過特性である。濾波された蓄積濾波信号は
第８図ａおよび第８図ｂに示すように、加算器４
１０への別の入力として出力フイルタ６２２から
供給される。第８図ａにおいて、増幅器８１０
は、メモリ６００のくし形応答性によりループ利
得を大きくするために、加算器４１０への別の入
力信号を増幅するために設けられている。第６図
のメモリ６００のスペクトル応答性は第９図ａに
９１０として示されている。スペクトル応答特性
910は、NTSC VTR用の60Hzのヘツドホイール
の回転すなわち走査率の倍数に中心を持つ狭いピ
ークを含んでおり、各応答ピークの帯域幅はＲと
Ｃの値に関係している。メモリ６００を含む閉回
路帰還ループの帯域幅が狭いために、その通路を
中心とする利得は広帯域通路の利得よりも大きく
なる。 FIG. 6 shows a schematic structure of an analog memory 600 suitable for storing error voltages according to the invention and used as the memory 600 of FIG. 8b. In FIG. 6, the error voltage detected by the synchronous detector 34 of FIG. The filtered error signal is also fed to a resistor R via an amplifier 612 to remove aliasing (error caused by the disappearance of high frequency components) due to the switching transient signal and the subsequent sampling function. The resistor is connected by a multiplex switch 616 to a plurality of capacitors C ₁ , shown collectively as 617.
−C _o sequentially. Not all of the capacitors are shown in FIG. For C-type spiral scan recorders, the NTSC system uses 11 capacitors for a scan completed in 1/60 seconds, and the PAL system uses 13 capacitors for a scan of 1/50 seconds. used. The multiplex switch 616 is controlled to cycle at the same rate as the reproduction head scan repetition rate, which is normally the rotational speed of the head wheel, by a switch drive circuit shown in detail in FIG. 8b. Although the switch is shown as being mechanical, it goes without saying that in reality a semiconductor switch is used. Multiplex
For each position taken by switch 616, one capacitor C is coupled through resistor R to the output of synchronous detector 34, which occurs at approximately the same point in the repeated scans. After a period of time corresponding to several bedwheel revolutions, each capacitor is charged to a voltage representing the average error voltage required at a particular position along the scan of the playback head in the circuit for that capacitor. Ru. If the voltage on capacitor C of FIG. 6 could be viewed after a period of operation with an error signal as shown in FIG. 5, it would look like a stepped waveform 618. Output multiplex switch 620 operates synchronously but out of phase with switch 618 to select the appropriate error voltage for a particular position along the read head scan and pass that voltage through the filter shown in FIG. 610 is provided to an output filter 622 with characteristics similar to those of 610. This characteristic is a low-pass characteristic with a valley at 360Hz, which is 1/2 the sampling rate of switches 616 and 620. The filtered accumulated filtered signal is sent to an adder 4 as shown in FIGS. 8a and 8b.
Another input to 10 is provided from output filter 622. In FIG. 8a, amplifier 810
is provided to amplify another input signal to adder 410 in order to increase the loop gain due to the comb response of memory 600. The spectral responsivity of memory 600 of FIG. 6 is shown as 910 in FIG. 9a. Spectral response characteristics
910 contains narrow peaks centered at multiples of the 60 Hz headwheel rotation or scan rate for NTSC VTRs, and the bandwidth of each response peak is related to the R and C values. Because of the narrow bandwidth of the closed loop feedback loop that includes memory 600, the gain around that path is greater than the gain over the wideband path.

第９図ｂは従来技術による広帯域AST装置の
閉ループ部分のスペクトル応答性を示し、第９図
ｃは広帯域低利得とくし形高利得応答性を組合わ
せた結果を９１４として示している。帰還ループ
の利得はヘツドホイールの回転速度およびそれの
倍数に関連する周波数の近くで非常に大きくな
る。 FIG. 9b shows the spectral responsivity of the closed loop portion of a prior art broadband AST device, and FIG. 9c shows the combined broadband low gain and comb high gain responsivity as 914. The gain of the feedback loop becomes very large near frequencies related to the rotational speed of the headwheel and multiples thereof.

第８図ａに示すように、記録された、すなわち
蓄積された信号は加算点４１０に挿入される。そ
の結果、修正信号はバイモルフ素子１４に供給さ
れる前に積分器４４によつて積分される。それ
故、記憶された誤差信号はその位置の１次導関数
と見ることができ、従つて誤差信号は位置の変化
率すなわち速度を表わす。 As shown in FIG. 8a, the recorded or accumulated signal is inserted into a summing point 410. As a result, the modified signal is integrated by integrator 44 before being applied to bimorph element 14. Therefore, the stored error signal can be viewed as the first derivative of the position, and thus the error signal represents the rate of change or velocity of the position.

帰還ループ中には遅延がある。特にフイルタは
この遅延を与える。従つて、メモリ６００に書込
まれた誤差は、それが広帯域修正ループによつて
発生された時点に関して遅れている。この理由か
ら、情報がメモリに書込まれた後、正確に１走査
期間（NTSC標準方式については1/60秒）でメモ
リ６００の読出しを行なうのではなく、１走査期
間後から若干進んだ時点で読出される。これによ
つて蓄積された修正信号を適正な位相をもつた広
帯域修正信号と加算されるようにする。通常、正
確な進み量はループの性質に依存している。第６
図のマルチプレツクス・スイツチ６１６および６
２０の切換えはアドレス制御発生器６０２によつ
て制御される。アドレス制御発生器６０２は、発
生器４８より導線８２０を経て供給される振動周
波数の信号と同期しており、パルス発生器４９の
出力から取出され、導線８２２′を経てメモリ６
００に供給される遅延された垂直率パルスによつ
てリセツトされる。60Hzのヘツドホイールの１回
転期間中に正確に12720Hzの振動周波数パルスが
発生する。 There is a delay during the feedback loop. Filters in particular provide this delay. Therefore, the error written to memory 600 is delayed with respect to the time it was generated by the broadband correction loop. For this reason, rather than reading out the memory 600 exactly one scan period (1/60 second for the NTSC standard) after the information has been written to the memory, the memory 600 is read out at some point after one scan period. is read out. This allows the accumulated correction signal to be summed with the wideband correction signal with the proper phase. The exact amount of advance usually depends on the nature of the loop. 6th
Multiplex switches 616 and 6 shown
The switching of 20 is controlled by address control generator 602. Address control generator 602 is synchronized with an oscillatory frequency signal provided by generator 48 via lead 820, which is taken from the output of pulse generator 49 and sent to memory 602 via lead 822'.
Reset by a delayed vertical rate pulse applied to 00. A vibration frequency pulse of exactly 12720 Hz is generated during one revolution of the 60 Hz headwheel.

第８図ｂ−ｋは、誤差メモリ６００用のアドレ
スのし方の特性をブロツク・ダイヤグラムの形で
タイミング図表を使つて示している。第８図ｂに
おいて、入力端子にはアンチーエイリアス・フイ
ルタ６１０からのアナログ誤差信号が供給され、
その信号は抵抗器Ｒを経て数字１−ｎの端子を持
つマルチプレツクス・スイツチ６１６に供給され
る。ここでｎはキヤパシタ群６１７中のキヤパシ
タの数に等しく１１のような数値である。同様に
マルチプレツクス・スイツチ６２０は例えば11個
のキヤパシタ数に等しい数の端子を持つている。
マルチプレツクス・スイツチ６２０はキヤパシタ
を選択し、そのキヤパシタの蓄積された誤差信号
をアンチエイリアス・フイルタ６２２および
ASTサーボ・ループの残りの部分に供給する。
マルチプレツクス・スイツチ６１６の11個の位置
は、４ビツト線８３０上で得られる16進コードの
組合わせのうちの11個の組合わせによつてアドレ
スされ、マトリツクス・スイツチ６２０の11個の
スイツチ位置も同様に４ビツト線８３２によつて
得られる16個のコードのうちの11個のコードによ
つて選択される。各線路８３０および８３２はラ
ツチ８２２の８ビツト出力の半分である。このラ
ツチ８２２は制限増幅器８６０によつて振動発生
器４８から取出された線路８３４上の720Hzの振
動周波数のクロツクによつてアドレスされる。発
生器４８からのクロツク信号は垂直同期周波数の
12倍に位相ロツクされている。振動周波数のクロ
ツクは第８図ｅに８４２として示されている。ラ
ツチ８２２は単に出力端子が大きな駆動容量を持
つていない消去可能PROM（EPROM）８２４の
出力に対する電力駆動回路として動作するもので
ある。EPROM８２４の８ビツト出力はまた振動
周波数クロツク８４２によつてクロツクされる３
安定ラツチ８２６の入力にも供給される。抵抗器
８２７として総括して示した８個のプル・アツプ
抵抗器はEPROM８２４の８本の出力導線に結合
されている。発生器４９は導線８２２′を経てラ
ツチ８２６のリセツトＲ入力端子に結合されてい
る。この遅延されたパルスは再生用ヘツドがテー
プの間隔を通過するときに生ずる。再生用ヘツド
が交叉するテープの時間位置は第８図ｃの波形
862の低レベル位置によつて示されている。ラツ
チ８２６の８ビツト出力はEPROM８２４のアド
レスＡ入力に結合されている。 8b-k illustrate the addressing characteristics for error memory 600 in block diagram form and using timing diagrams. In FIG. 8b, the input terminal is supplied with an analog error signal from an anti-aliasing filter 610;
The signal is applied through resistor R to a multiplex switch 616 having terminals numbered 1-n. Here, n is equal to the number of capacitors in the capacitor group 617 and is a numerical value such as 11. Similarly, multiplex switch 620 has a number of terminals equal to the number of capacitors, for example 11.
Multiplex switch 620 selects a capacitor and sends that capacitor's accumulated error signal to antialias filter 622 and
Feeds the rest of the AST servo loop.
The 11 positions of multiplex switch 616 are addressed by 11 of the hexadecimal code combinations available on 4-bit line 830, and the 11 switch positions of matrix switch 620 are addressed by 11 of the hexadecimal code combinations available on 4-bit line 830. Similarly, 11 of the 16 codes obtained by 4-bit line 832 are selected. Each line 830 and 832 is one half of the 8-bit output of latch 822. This latch 822 is addressed by a 720 Hz vibration frequency clock on line 834 taken from vibration generator 48 by a limiting amplifier 860. The clock signal from generator 48 is at the vertical sync frequency.
Phase locked by 12 times. The vibration frequency clock is shown as 842 in FIG. 8e. Latch 822 simply acts as a power drive circuit for the output of an erasable PROM (EPROM) 824 whose output terminal does not have a large drive capacity. The 8-bit output of EPROM 824 is also clocked by an oscillating frequency clock 842.
Also provided to the input of stabilizing latch 826. Eight pull-up resistors, shown collectively as resistors 827, are coupled to the eight output leads of EPROM 824. Generator 49 is coupled to the reset R input terminal of latch 826 via conductor 822'. This delayed pulse occurs as the playback head passes through the tape gap. The time position on the tape where the playback heads intersect is the waveform in Figure 8c.
Indicated by the low level position of 862. The 8-bit output of latch 826 is coupled to the address A input of EPROM 824.

動作について説明すると、第８図ｄに示す遅延
された垂直パルス８４０は導線８２２′を経てラ
ツチ８２６のＲ入力に供給される。Ｒの値が高い
と、３安定ラツチ８２６はその出力導線に高イン
ピーダンス状態を与える。プル・アツツプ抵抗器
８２７は８本の導線を論理的に高レベルＨにす
る。 In operation, the delayed vertical pulse 840 shown in FIG. 8d is applied to the R input of latch 826 via lead 822'. For high values of R, tristable latch 826 presents a high impedance state to its output conductor. Pull-up resistor 827 pulls the eight conductors to a logic high level H.

８ビツトの論理Ｈ（高レベル）は時間t₀におい
てEPROM８２４のアドレス入力端子Ａに供給さ
れ、その出力端子にそのアドレスに対する８ビツ
トの予めプログラムされた値を発生させる。予め
プログラムされた値はラツチ８２２および８２６
の入力端子に供給される。t₀よりやや遅れた時間
t₁において、振動周波数のクロツク信号８４２の
最初の正方向変化が現われ、この時点でラツチ８
２２はその入力信号を出力端子に転送し、それを
保持する。ラツチ８２６もその入力端子の信号を
ラツチするが、その出力端子はプル・アツプ抵抗
器８２７によつて論理Ｈにされて消勢状態にあ
る。ラツチ８２２の８ビツト信号は４ビツトの16
進アドレス信号としてマルチプレツクス・スイツ
チ６１６および６２０のアドレス入力端子に供給
される。時間t₂において、遅延垂直パルス８４０
は終り、ラツチ８２６を通状の動作状態とする。
従つて、時間t₁においてラツチ８２６によつてラ
ツチされた信号は時間t₂においてその出力端子に
現われる。これによつてEPROM８２４のアドレ
スを変化させ、新しい予めプログラムされた出力
語を発生させる。時間t₃におけるクロツク信号８
４２の正方形変化によつて新しい語をラツチ８２
２，８２６の両方にラツチさせる。従つて、マル
チプレツクス・スイツチ６１６および６２０はク
ロツク信号８４２の正方向変化である時間t₁にお
いて最初のアドレス語を受信し、次のクロツク信
号の正方向変化である。時間t₃において最初とは
異つた第２の語を受信する。その語はスイツチの
投入位置を選択する。各連続するクロツクの変化
において、各ラツチはEPROM出力信号をラツチ
し、この信号はマルチプレツクス・スイツチおよ
びEPROMに対する新しいアドレス語となる。ラ
ツチ動作はEPROM出力信号が変化し得るよりも
はるかに早く行なわれるので、EPROM−ラツ
チ・ループ中に競争状態は存在しない。 An 8-bit logic H (high level) is applied to address input terminal A of EPROM 824 at time _t0 , producing an 8-bit preprogrammed value for that address at its output terminal. Pre-programmed values are applied to latches 822 and 826.
is supplied to the input terminal of t A time slightly later than ₀
At t ₁ , the first positive change in clock signal 842 in oscillation frequency occurs, at which point latch 8
22 transfers its input signal to its output terminal and holds it. Latch 826 also latches the signal at its input terminal, but its output terminal is forced to a logic high by pull-up resistor 827 and is inactive. The 8-bit signal of latch 822 is 4-bit 16
It is applied as an advance address signal to the address input terminals of multiplex switches 616 and 620. At time t ₂ , delayed vertical pulse 840
At the end, the latch 826 is placed in the open operating state.
Therefore, the signal latched by latch 826 at time _t1 appears at its output terminal at time _t2 . This changes the address in EPROM 824 and generates a new preprogrammed output word. Clock signal 8 at time _t3
Latch new words with 42 square changes82
2,826 are both latched. Therefore, multiplex switches 616 and 620 receive the first address word at time _t1 , which is the positive transition of clock signal 842, and the next positive transition of clock signal. At time _t3 a second word, different from the first, is received. That word selects the switch's throw position. On each successive clock transition, each latch latches the EPROM output signal, which becomes the new address word for the multiplex switch and the EPROM. There is no race condition in the EPROM-latch loop because the latch operation occurs much faster than the EPROM output signal can change.

時間t₂₀においてクロツク・パルス８４２の20
番目の正方向変化が生ずる。これは次に続く遅延
垂直パルス８４０に先行する最後の変化である。
時間t₂₁において新しいリセツト・パルスにより
ラツチ８２６の出力端子を消勢し、EPROM８２
４に供給されるアドレスを時間t₀における場合と
同じようにし、アドレス・サイクルが再び開始さ
れる。その結果、16進数の第１の組がクロツク信
号と同期してマルチプレツクス・スイツチ６１６
に供給され、同時に第２の異つた組の語がマルチ
プレツクス・スイツチ６２０に供給される。従つ
て、EPROM８２４のメモリ位置の予め設定され
た情報によつてスイツチ６１６および６２０に対
する書込み、読出しの順序が独立して設定され
る。 20 of clock pulses 842 at time t ₂₀
The th positive change occurs. This is the last change before the next delayed vertical pulse 840.
At time _t21 , a new reset pulse deenergizes the output terminal of latch 826, causing EPROM 82
4 as at time t ₀ and the address cycle begins again. As a result, the first set of hexadecimal numbers is sent to multiplex switch 616 in synchronization with the clock signal.
and at the same time a second, different set of words is provided to multiplex switch 620. Therefore, the writing and reading orders for switches 616 and 620 are independently set by the preset information of the memory location of EPROM 824.

第８図ｆの電圧波形844は、同期検波器３４よ
り導体ｆを経てフイルタ６１０の入力端子に供給
される１つの可能性のある規則的な誤差信号を代
表するアナログ誤差信号を示している。誤差電圧
844の値は間隙期間（ほぼt₁乃至t₃の間）ではク
ランプ装置（図示せず）の作用により０になる。
フイルタ６１０からの遅延出力信号は第８図ｇに
示されている。フイルタ６１０は誤差成分周波数
に比べて広帯域であるので、その波形846は波形
844と同様である。フイルタ６１０の出力におけ
る信号８４６は、それが現われる時点でメモリに
書込まれなければならない。抵抗器Ｒが存在する
ことによりキヤパシタの瞬時充電を阻げるので、
ここで用いられている“メモリへの書込み”とい
う用語は、そのとき得られる信号の値と先に書込
まれた値とを平均することを意味している。時間
t₈−t₁₁の間に電圧信号８４６は抵抗器Ｒおよびス
イツチ６１６を経て第１のキヤパシタに供給され
る。同様に、信号８４６の瞬時電圧は、誤差信号
に関連する信号を各キヤパシタに蓄積させるため
にキヤパシタ２乃至１１に順次供給される。各1/
６０秒毎に平均が行なわれるので、規則的な信号は
有限の値をもつた平均電圧を発生させ、非規則的
な雑音は打消される。このようにして、規則的な
ミストラツキングを解消するのに必要な誤差信号
の値はキヤパシタ群中に徐々に成長して蓄積され
る。時間t₂₆において、再生用ヘツドは走査相互
間の間隙と交叉し始め、前述のクランプ装置は誤
差電圧を０に減少させる。この情報はトラツキン
グの目的には有効でないので、このとき書込みを
行なう必要はない。これが、1/60秒の走査期間中
に12個の振動クロツク・サイクルがあるにも拘ら
ず11個のキヤパシタしか必要としない理由であ
る。スイツチ６１６を非使用端子に切換えること
により（電子スイツチの場合、特定の論理入力の
組合わせはすべてのトランジスタを禁止する）、
書込みは禁止される。EPROMは時間t₆−t₈、お
よびt₂₆−t₃₀において、このような禁止状態に対
応する出力信号を発生し、これらの信号は他のス
イツチ・アドレスと同様にラツチ８２２および８
２６によつてラツチされる。 Voltage waveform 844 in FIG. 8f shows an analog error signal representative of one possible regular error signal provided by synchronous detector 34 via conductor f to the input terminal of filter 610. error voltage
The value of 844 becomes zero during the gap period (approximately between _t1 and _t3 ) due to the action of a clamping device (not shown).
The delayed output signal from filter 610 is shown in FIG. 8g. Since the filter 610 has a wide band compared to the error component frequency, its waveform 846 is a waveform
Same as 844. Signal 846 at the output of filter 610 must be written to memory at the time it appears. The presence of resistor R prevents instantaneous charging of the capacitor, so
The term "writing to memory" as used herein means averaging the currently available signal value with the previously written value. time
Between _t8 and _t11 , voltage signal 846 is provided to the first capacitor through resistor R and switch 616. Similarly, the instantaneous voltage of signal 846 is applied sequentially to capacitors 2 through 11 to cause each capacitor to store a signal related to the error signal. 1/each
Since averaging is performed every 60 seconds, regular signals produce an average voltage of finite value, and irregular noise is canceled out. In this way, the value of the error signal necessary to eliminate regular mistracking gradually grows and accumulates in the capacitor group. At time _t26 , the reproducing head begins to intersect the interscan gap and the aforementioned clamping device reduces the error voltage to zero. Since this information is not useful for tracking purposes, there is no need to write it at this time. This is why only 11 capacitors are required even though there are 12 oscillating clock cycles during a 1/60 second scan period. By switching switch 616 to an unused terminal (in the case of electronic switches, certain logic input combinations disable all transistors),
Writing is prohibited. The EPROM generates output signals corresponding to such inhibit conditions at times t ₆ - t ₈ and t ₂₆ - t ₃₀ , and these signals are applied to latches 822 and 8 as well as other switch addresses.
26.

記憶された平均誤差信号の読出しもまた
EPROM８２４中に蓄積された予め定められた情
報に従つて制御される。例えば、時間t₀におい
て、ラツチ８２６がすべて１の出力状態にリセツ
トされると、対応するアドレスのPROM８２４
は２個の４ビツト16進語を蓄積し、時間t₁におい
てラツチ８２２によつてラツチされたとき、最初
の４ビツト16進語は第８図ｈに示すように書込み
のためにキヤパシタ１０をアドレスし、第２の４
ビツト16進語は、第８図ｉに示すようにキヤパシ
タ２を読出すためにマルチプレツクス・スイツチ
６２０に供給される。数サイクルの動作後、キヤ
パシタが連続して読出されるとき、第８図ｊの波
形848によつて示されるような出力電圧を発生す
る。読出し期間中はキヤパシタは実質的に変化し
ないので、波形848は連続的ではなくむしろステ
ツプ状になる。各連続するクロツク・パルスにお
いて、EPROM８２４の新しい16進出力信号はラ
ツチ８２２によつてラツチされ、読出すべぎキヤ
パシタを選択するためにスイツチ６２０に供給さ
れる。時間t₁₈において、出力信号の一部は時間
的に間隙期間中の誤差電圧に対応する点に到達
る。広帯域帰還ループを助けるために、EPROM
８２４は読出し用のキヤパシタ１を選択するスイ
ツチ６２０の16進アドレスを発生する。キヤパシ
タ１は間隙に直ぐに後続して書込まれるキヤパシ
タである。t₂₀における次のクロツク・パルスに
おいて、EPROM８２４に蓄積された予めプログ
ラムされた値は再びキヤパシタ１を選択する。従
つて、トラツクの開始時点で必要とされる誤差電
圧は、再生用ヘツドがなお走査相互間の間隙にあ
る間にバイモルフ素子１４に供給される。これに
よつてトラツキングの急速動作が行なわれるのを
助ける。 Reading out the stored average error signal is also
It is controlled according to predetermined information stored in EPROM 824. For example, at time _t0 , when latch 826 is reset to an all-one output state, PROM 824 at the corresponding address
stores two 4-bit hexadecimal words, and when latched by latch 822 at time _t1 , the first 4-bit hexadecimal word loads capacitor 10 for writing as shown in FIG. 8h. Address and second 4
The bit hexadecimal word is provided to multiplex switch 620 for reading capacitor 2 as shown in FIG. 8i. After several cycles of operation, when the capacitor is read out successively, it will produce an output voltage as shown by waveform 848 in FIG. 8j. Since the capacitor does not change substantially during the readout period, the waveform 848 is stepped rather than continuous. On each successive clock pulse, the new hexadecimal output signal of EPROM 824 is latched by latch 822 and provided to switch 620 to select the capacitor to read. At time _t18 , a portion of the output signal reaches a point corresponding in time to the error voltage during the gap period. EPROM to help wideband feedback loop
824 generates a hexadecimal address for switch 620 that selects capacitor 1 for reading. Capacitor 1 is the capacitor written immediately following the gap. On the next clock pulse at _t20 , the preprogrammed value stored in EPROM 824 again selects capacitor 1. Therefore, the error voltage required at the beginning of the track is applied to the bimorph element 14 while the read head is still in the interscan gap. This helps to perform rapid tracking movements.

階段状波形848は元の広帯域誤差電圧８４４と
同相ではない。第８図ｋは波形850は、フイルタ
６２２の遅延および濾派効果によつて修正された
マルチプレツクス・スイツチ６２０の電圧出力信
号を示している。ステツプの振幅は小さくなつて
おり、約２クロツク・パルスの遅延によつて記憶
された波形850を波形844と時間的に実質的に一致
させている。従つて記憶された信号は広帯域ルー
プを助けるために正しい位相で供給され、また最
良のタイミングでトラツクの開始時において必要
とされる誤差信号の値を前もつて知ることによ
り、広帯域ループをさらに助ける。 Staircase waveform 848 is not in phase with original broadband error voltage 844. In FIG. 8k, waveform 850 shows the voltage output signal of multiplex switch 620 modified by the delay and filtering effects of filter 622. The amplitude of the steps is reduced to substantially match stored waveform 850 in time with waveform 844 by a delay of about two clock pulses. The memorized signal is therefore provided in the correct phase to assist the wideband loop, and further assists the wideband loop by knowing in advance the value of the error signal required at the start of the track at the best time. .

メモリ部分を含む帰還ループの高利得部分の帯
域幅は、出来るだけ周波数スペクトルの部分の幅
全体にわたつてトラツキング誤差を減少させるこ
とが出来るように、高利得ループを使用するため
に出来るだけ大であることが期待される。帰還ル
ープ中に非常に高い利得をもつたくし型フイルタ
応答性を持たせると、安全性が悪くなり、狭帯域
応答性の場合よりも有効型が劣る。この明らかに
変則的な結果を解析することにより、広帯域誤差
信号は、キヤプスタンの回転に関係する不可避的
な機械的公差によつて生ずる8H成分のようなテ
ープ移送機構のゆつくりと動く部分に関連する周
波数のスプリアス成分、テープ・リール用に使用
されているボール・ベアリングの急速回転するボ
ールの数に関連して現われる他の成分、モータの
ような大きな素子の振動周波数等のスプリアス成
分が含まれていることが判つた。60Hzのヘツドホ
イールの回転は低周波機械的振動源によつて多少
変調され、その結果、広帯域誤差信号のスペクト
ルはベースバンド成分と、60Hzの倍数近く例えば
キヤプスタンによる振動成分の場合ば、ｍ×60±
８Hz（但し、ｍは正の整数）で各エネルギーのピ
ークが分布する成分とを含むようになる。しかし
ながら、AST帰還ループはキヤプスタンによる
振動を全く補償することが出来ず、そのため利得
が増大すれば振動が生ずるにすぎない。60Hzのほ
ぼ正弦波状のトラツキング誤差はエネルギのピー
クから僅かに約1/4Hzだけ離れて拡がる非スプリ
アス成分を持つていることが判つた。従つて、周
波数ピークに対して約1/4Hzの3dB帯域幅が選択
された。この帯域幅は希望通りにトラツキング誤
差を減少させ、スプリアス信号の主成分を除去す
ることができる。10乃至15Hzの領域にある帯域幅
によつて維持される利得に比してループ利得は
20dB以上も大きくなつた。スペクトル線を中心
とするヘルツで表わした3dB帯域幅は次式によつ
て決定される。 The bandwidth of the high-gain part of the feedback loop, including the memory part, should be as large as possible in order to use the high-gain loop so that tracking errors can be reduced as much as possible over the width of the part of the frequency spectrum. Something is expected. Having a comb filter response with very high gain in the feedback loop is less secure and less effective than a narrowband response. Analysis of this apparently anomalous result reveals that the broadband error signal is related to slowly moving parts of the tape transport mechanism, such as the 8H component caused by unavoidable mechanical tolerances related to capstan rotation. other components related to the number of rapidly rotating balls in ball bearings used in tape and reel applications, vibration frequencies of large components such as motors, etc. It turns out that there is. The rotation of the headwheel at 60 Hz is modulated somewhat by a low frequency mechanical vibration source, so that the spectrum of the broadband error signal has a baseband component and a component close to a multiple of 60 Hz, e.g. ±
It comes to include a component in which each energy peak is distributed at 8 Hz (where m is a positive integer). However, the AST feedback loop cannot compensate for any oscillations due to the capstan, so increasing the gain only causes oscillations. It was found that the nearly sinusoidal tracking error at 60 Hz has a non-spurious component extending only about 1/4 Hz away from the energy peak. Therefore, a 3 dB bandwidth of approximately 1/4 Hz relative to the frequency peak was chosen. This bandwidth can reduce tracking errors and eliminate the main components of spurious signals as desired. The loop gain is low compared to the gain maintained by the bandwidth in the 10-15Hz region.
It became louder by more than 20dB. The 3 dB bandwidth in Hertz centered on a spectral line is determined by:

ｆ＝２／2〓nRC ここで、Ｒはフイルタ６００の抵抗器Ｒの値をオ
ームで表わした値であり、ＣはキヤパシタC_o1の
うちいずれか１つの値をフアラツドで表わした値
であり、ｎは各垂直期間において書込みあるいは
読出しサイクルの相対的な数を表わす整数（ここ
に示されている例では、11個の各キヤパシタは1/
１２の周期で書込まれるので、ｎ＝12）である。 f=2/2〓nRC Here, R is the value of the resistor R of the filter 600 expressed in ohms, and C is the value of one of the capacitors _Co1 expressed in farads. n is an integer representing the relative number of write or read cycles in each vertical period (in the example shown here, each of the 11 capacitors is
Since the data is written in 12 cycles, n=12).

第２の蓄積すなわちメモリ装置は、ループ利得
を増大させるためと同様に、テープを横切るヘツ
ドの走査の開始点において正しいトラツクをつか
まえるのを助ける目的で使用される。蓄積キヤパ
シタとスイツチング回路との別の組は、ランプ・
リセツト発生器４１４によつて必要とされるトラ
ツクの数によつてバイモルフ素子をリセツトする
のに必要な特定のバイモルフ駆動電圧の値を蓄積
する。ランプ・リセツト発生器４１４はジヤン
プ・データを蓄積するためにｍ個のキヤパシタの
うちの１個を選択する。各キヤパシタは、特定の
数のトラツクに対してバイモルフ素子のリセツト
のためのジヤンプ誤差電圧を蓄積するために使用
される。 A second storage or memory device is used to assist in capturing the correct track at the beginning of the head's scan across the tape, as well as to increase loop gain. Another set of storage capacitors and switching circuits
The number of tracks required by the reset generator 414 stores the value of the particular bimorph drive voltage required to reset the bimorph element. Ramp reset generator 414 selects one of m capacitors to store jump data. Each capacitor is used to store a jump error voltage for resetting the bimorph element for a particular number of tracks.

前述のように、メモリは規則的な誤差を表わす
電圧を蓄積して成長させ、一方非規則的なすなわ
ち変則的な誤差を濾波して取除く。前述のメモリ
装置がミストラツキングをおこすある条件があ
る。ヘツドホイールの１回転と同期して振幅復調
されたFM搬送波の規則的な増大あるいは減少が
あれば、このような条件が生ずる。もしテープに
長手方向のひつかき傷があり、その傷がすべての
走査トラツクとほぼ同じ位置で交叉していると、
再生時に交換されるFM搬送波は同じ走査位置に
おいてくり返し減少する。また各走査トラツクの
開始時にヘツドとテープとの係合が不完全である
と、FM搬送波の振幅は規則的に減少する。振動
クロツク・パルスはヘツドホイールの回転にロツ
クされているので、規則的な振幅の減少は常に同
じクロツク位相で検出され、誤差信号を発生す
る。この誤差信号は、たとえヘツドが正しく配置
されていてもこれをトラツクから外すように駆動
する傾向があり、FM信号の検出された振幅が低
いという問題を大きくする。規則的な信号成分に
よる不安定性によりAST装置のループ利得を制
限し、そのためヘツドがトラツクからかなりずれ
ることによる信号対雑音比を減少させる。ヘツド
のトラツキングに関係しない規則的な信号の効果
を減少させることは望ましい。 As previously mentioned, the memory stores and grows voltages representing regular errors, while filtering out irregular or irregular errors. There are certain conditions under which the memory devices described above may mistrack. Such a condition arises if there is a regular increase or decrease of the amplitude demodulated FM carrier in synchronization with one rotation of the headwheel. If the tape has a longitudinal scratch that intersects all scan tracks at approximately the same location, then
The FM carriers exchanged during playback are repeatedly decreased at the same scan position. Also, if there is incomplete head-to-tape engagement at the beginning of each scan track, the amplitude of the FM carrier wave will decrease regularly. Since the oscillating clock pulses are locked to headwheel rotation, regular amplitude decreases are always detected at the same clock phase and generate an error signal. This error signal tends to drive the head off track even if it is correctly positioned, exacerbating the problem of low detected amplitude of the FM signal. Instabilities due to regular signal components limit the loop gain of the AST device, thereby reducing the signal-to-noise ratio due to significant head deviations from track. It is desirable to reduce the effects of regular signals unrelated to head tracking.

第１０図において、ヘツドホイール位相パルス
は振動発生器１０４８に関連する位相ロツク・ル
ープ（PLL）１０５６に供給される。周知のよ
うに、PLL１０５６は、60Hzヘツドホイール・
パルスと比較するために矩形波発生器１０４８の
出力をカウント・ダウンする÷12カウンタを有
し、60Hzの12倍、すなわち720Hzの矩形波１１４
６を発生する。前述のように、これはフイールド
期間にわたつて12の振動サイクルを発生する。矩
形波１１４６はEXORゲート１０５４の第１入
力に供給される。ヘツドホイール位相パルスはま
たFF１０５２の形式の×２÷カウンタに供給さ
れ、ヘツドホイール位相パルスと同期した１１１
４のような30Hzの矩形波を発生する。矩形波1114
はEXOR１０５４の第２入力に供給され、周知
のように矩形波1146の位相を周期的に反転して第
１１図に示すような位相の切換えられた振動駆動
信号１１１６を形成する。EXORP１０５４から
の周期的に反転された矩形波は帯域通過フイルタ
１０５８に供給され、該フイルタ１０５８は720
Hzの基本正弦波を通過させ、加算器４６において
帰還ループ信号と加算されてバイモルフ増幅器５
０に供給される。バイモルフ素子１４はこの信号
に応答して第１１図ｂに示すようにトランスジユ
ーサ・ヘツド１０を横方向に駆動するように変移
させられる。第１１図ｅに示す振幅制限されたス
トレイン・ケージ信号５８はヘツドの変移と同期
している。前述のように、ストレイン・ゲージ信
号は検出されたFM信号１１１８を復調し同期検
波された信号１１２０を発生するために使用され
る。第８図ｄおよびｅには各フイールドの振動の
完全な12サイクルが示されているが、第１１図に
はその一部分のみが示されている。時間t₁₀およ
びt₃₀において、振幅復調されたFM信号１１１８
はヘツドのずれに無関係な規則的な減少を呈し、
この信号はこの発明が存在しなければ積分され、
メモリ６００に記憶され、メモリのループが高利
得であることによつてヘツドをトラツクから離れ
るように駆動する傾向がある。この発明によれ
ば、振動位相制御信号１１１４はヘツドが間隙の
交叉する期間内、従つて信号を取出すことのない
期間内のt₁₆において変化する。t₁₆およびt₃₈にお
いて振動駆動信号１１１６の位相の反転が生じ、
それによつてt₁₆以前の時間に関してt₁₆−t₃₈にお
けるトラツクに関するヘツドの位置の位相を反転
させる。その結果、信号１１１８を復調するため
に使用されるストレイン・ゲージ信号５６もまた
位相が反転し、t₁₀、t₃₀……におけるFM信号の振
幅の減少はストレンイ・ゲージ信号の交互の半サ
イクルで復調され、それによつて交互のフイール
ド期間中、極性の反転が生じる。一方、ヘツドの
ずれに関連する信号の値は極性を反転しない。メ
モリ６００は位相の比反転振動クロツク信号によ
つてアドレスされ、従つて、同じキヤパシタが時
間t₁₀およびt₃₀において信号を積分する。従つて、
ヘツドの偏倚以外の他の規則的な原因による反対
極性の信号は、その動揺効果を打消し、除去する
傾向がある。 In FIG. 10, the headwheel phase pulses are applied to a phase lock loop (PLL) 1056 associated with a vibration generator 1048. As is well known, PLL1056 is a 60Hz headwheel.
It has a ÷12 counter that counts down the output of the square wave generator 1048 for comparison with the pulse, which is 12 times 60 Hz, or 720 Hz square wave 114.
Generates 6. As mentioned above, this generates 12 vibration cycles over the field period. Square wave 1146 is provided to a first input of EXOR gate 1054. The headwheel phase pulse is also fed into a x2÷ counter in the form of FF1052, which is synchronized with the headwheel phase pulse by 111
Generates a 30Hz square wave like 4. square wave 1114
is supplied to the second input of EXOR 1054, and as is well known, periodically inverts the phase of square wave 1146 to form a phase-switched vibration drive signal 1116 as shown in FIG. The periodically inverted square wave from EXORP 1054 is fed to a bandpass filter 1058, which filters 720
A fundamental sine wave of Hz is passed through, and added to the feedback loop signal in an adder 46 to generate a bimorph amplifier 5.
0. Bimorph element 14 is translated in response to this signal to laterally drive transducer head 10, as shown in FIG. 11b. The amplitude limited strain cage signal 58 shown in FIG. 11e is synchronized with the head displacement. As previously discussed, the strain gauge signal is used to demodulate the detected FM signal 1118 and generate a coherently detected signal 1120. A complete twelve cycles of oscillation for each field are shown in FIGS. 8d and e, while only a portion is shown in FIG. 11. At times t ₁₀ and t ₃₀ , amplitude demodulated FM signal 1118
exhibits a regular decrease unrelated to head deviation,
This signal would be integrated if this invention did not exist,
The high gain of the memory loop tends to drive the head away from the track. In accordance with the present invention, the vibration phase control signal 1114 changes at t ₁₆ during the period when the head crosses the gap and therefore does not take any signal. A phase reversal of the vibration drive signal 1116 occurs at t ₁₆ and t ₃₈ ;
This inverts the phase of the position of the head with respect to the track at t ₁₆ -t ₃₈ with respect to times before t ₁₆ . As a result, the strain gauge signal 56 used to demodulate signal 1118 is also reversed in phase, such that the decrease in amplitude of the FM signal at t ₁₀ , t ₃₀ . . . is at alternate half cycles of the strain gauge signal. demodulation, thereby causing a polarity reversal during alternating fields. On the other hand, the signal values associated with head misalignment do not reverse polarity. Memory 600 is addressed by the phase ratio-inverted oscillating clock signal, so the same capacitor integrates the signal at times _t10 and _t30 . Therefore,
Signals of opposite polarity due to other regular causes other than head deflection tend to counteract and eliminate the perturbation effect.

第１２図の構成において、振動発生器１０４８
は、各フイールド毎の位相切換ではなく、フイー
ルド毎に180°の段階的位相変化を発生する位相制
御回路１２５０によつて制御される。制御回路１
２５０は第１０図の構成と同様にFF１０５２に
よつて30Hzの矩形波を発生する。PLL１２５６
は振動発生器１２４６の周波数を25分周し、それ
を30Hzの信号と比較して、第１３図ｂに示すよう
な750Hzの振動信号を発生し、この信号は750Hzフ
イルタ１２５８で濾波されて750Hzの正弦波振動
駆動信号が生成される。正弦波駆動信号は第１３
図ｃに示すように、トランスジユーサ・ヘツドの
間隙がトラツクを横切る正弦波状の揺れを生じさ
せる。750Hzの信号は、フイールド当り180°づつ
進む位相をもつてトランスジユーサおよび関連す
るストレイン・ゲージを駆動する。従つて、フイ
ールド当り１２の完全な物理的振動サイクルでは
なく、12 1/2サイクルの振動があり、その結果、
テレビジヨン・フイールドの特定の位置に時間的
に対応するトラツクの位置に沿う任意の点におけ
る物理的なずれの位相は第１３図のｂおよびb′に
示すように、先行する走査および後続する走査に
関して180°になつている。 In the configuration of FIG. 12, the vibration generator 1048
is controlled by a phase control circuit 1250 that generates a stepwise phase change of 180° for each field, rather than a phase switch for each field. Control circuit 1
250 generates a 30 Hz rectangular wave using the FF 1052, similar to the configuration shown in FIG. PLL1256
divides the frequency of the vibration generator 1246 by 25 and compares it with the 30Hz signal to generate a 750Hz vibration signal as shown in FIG. A sinusoidal vibration drive signal is generated. The sine wave drive signal is the 13th
As shown in Figure c, the gap in the transducer head causes a sinusoidal swing across the track. The 750Hz signal drives the transducer and associated strain gauge with a phase advance of 180° per field. Therefore, instead of 12 complete physical vibration cycles per field, there are 12 1/2 cycles of vibration, resulting in
The phase of the physical shift at any point along the track position that corresponds in time to a particular position in the television field is determined by the phase difference between the preceding scan and the subsequent scan, as shown in b and b' of FIG. The angle is 180°.

第１３図には、２フイールドよりも僅かに長い
時間が図の上側部分と下側部分とに分けて示され
ている。第１３図ａ−ｈを含む上側部分は１フイ
ールドよりも僅かに長い期間に対応しており、一
方下側部分第１３図a′−h′は次に続くフイールド
よりも僅かに長い期間を表している。第１３図
a′−h′に対する第１３図ａ−ｈはフイールドの対
応する部分が垂直に配列された形で配列されてい
る。第１３図a′−h′が始まる時間t₆₀は図の左端に
あり、このt₆₀は理解を容易にするために図の上
側部分にも記入されている。図の上側部分と下側
部分との間の切換えの必要性を無くすために設け
られた時間的な重なりにより、波形の同じ部分が
図面中の異つた位置に現われていることに注意す
る必要がある。従つて、t₀′は第１３図の上側部
分の最後部（右端）および下側部分の左端近くに
現われている。 In FIG. 13, a time period slightly longer than two fields is shown divided into an upper part and a lower part of the diagram. The upper part containing Figure 13 a-h corresponds to a period slightly longer than one field, while the lower part Figure 13 a'-h' represents a period slightly longer than the next succeeding field. ing. Figure 13
Figures 13 a-h for a'-h' are arranged in a vertically aligned manner with corresponding portions of the field. The time t ₆₀ at which FIG. 13 a'-h' begins is at the left edge of the diagram, and this t ₆₀ is also marked in the upper part of the diagram for ease of understanding. It should be noted that due to the temporal overlap provided to eliminate the need for switching between the upper and lower parts of the diagram, the same part of the waveform appears in different positions in the diagram. be. Therefore, t ₀ ' appears near the rearmost (right-hand end) of the upper portion of FIG. 13 and the left-hand end of the lower portion.

振幅変調されたFM信号１３４０はt₀−t₆、
t₀′−t₆′の間の各間隙で０になる。振幅変調され
たFM信号１３４０はまた時間t₁₆、t₁₆′の近くで
振幅が変則的に減少し、同様に時間t₃₀−t₄₀、
t₃₀′−t₄₀′の間でも振幅が減少し、これらの振幅の
減少はトラツクからトラツクへくり返されるトラ
ツキング誤差によつて生じる。第１３図ｃおよび
c′に誇張して示したように、走査は上の方向へト
ラツグからずれる。制限されたストレイン・ゲー
ジ信号のデユーテイ・サイクルは同じく第１３図
ｄ，d′に誇張して示したように、ずれの領域では
変化しない。正しいトラツキングからずれている
間は、検出された信号は減少することが出来る
が、正しいトラツキング期間中に生ずる最大値を
越えて増大することはない。それは、最大の信号
はヘツド間隙がトラツクと正確に整列していると
きに発生するからである。 The amplitude modulated FM signal 1340 is t ₀ −t ₆ ,
It becomes 0 at each gap between t ₀ ′ and t ₆ ′. The amplitude modulated FM signal 1340 also has an anomalous decrease in amplitude near times t ₁₆ , t ₁₆ ′, and similarly decreases in amplitude near times t ₃₀ −t ₄₀ ,
The amplitudes also decrease between t ₃₀ ' and t ₄₀ ', and these amplitude decreases are caused by tracking errors that are repeated from track to track. Figure 13c and
As shown in an exaggerated manner in c', the scan deviates upward from the track. The duty cycle of the limited strain gauge signal does not change in the region of deviation, also shown exaggerated in FIGS. 13d and d'. During deviations from correct tracking, the detected signal may decrease, but will not increase beyond the maximum value that occurs during correct tracking. This is because the maximum signal occurs when the head gap is precisely aligned with the track.

同期検波された復調FM信号は第１３図ｆおよ
びf′に示されている。時間t₁₆の近くでの検出され
たFM信号１３４０中の規則的な減少はストレイ
ン・ゲージ信号の正方向の半サイクル１３６０に
よつて復調され、期間t₁₅−t₁₇において同期検波
された信号１３０２の振幅を非反転極性状態で減
少させ、一方、期間t₁₅′−t₁₇′では振幅の減少は制
限されたストレイン・ゲージ信号の負方向の半サ
イクル１３６２によつて復調され、それによつて
期間t′₁₅−t′₁₇における同期検波された信号の反転
極性部分を生じさせる。この極性反転は、連続す
るフイールド中で同期復調のために使用される制
限されたストレイン・ゲージ・クロツク・パルス
の位相が反転することによつて生じ、この反転は
さらに各フイールド中の振動信号の余分の振動に
よるフイールドからフイールドへの物理的振動の
反転によつて生じる。この極性反転は、メモリ６
００中の同じキヤパシタに蓄積されるとフイール
ドからフイールドへの間で相殺される。 The synchronously detected demodulated FM signals are shown in FIGS. 13f and f'. The regular decrease in the detected FM signal 1340 near time t ₁₆ is demodulated by the positive half cycle 1360 of the strain gauge signal and the coherently detected signal 1302 in the period t ₁₅ - t ₁₇ decreases in amplitude with non-reversing polarity, while during the period t ₁₅ ′−t ₁₇ ′ the decrease in amplitude is demodulated by the negative-going half-cycle 1362 of the limited strain gauge signal, thereby causing the period t 15 ′−t 17 ′ This produces an inverted polarity portion of the synchronously detected signal at t' ₁₅ - t' ₁₇ . This polarity reversal is caused by reversing the phase of the limited strain gauge clock pulses used for synchronous demodulation in successive fields, which in turn in turn inverts the vibration signal in each field. Caused by the reversal of physical vibrations from field to field due to extra vibrations. This polarity reversal is caused by memory 6
If stored on the same capacitor in 00, they will cancel from field to field.

第１３図ｅの振幅復調されたFM信号１３４０
は実際の物理的ずれに関連するストレイン・ゲー
ジ信号によつて復調されているので、復調は何ら
の位相反転をも伴なうことなく同期的に行なわれ
る。ヘツドによるトラツクの走査の物理的な反転
あるいは位相のシフトは、メモリ中に何らの変化
もないために、連続するフイールドにおいてメモ
リの特定のキヤパシタに供給される誤差信号の極
性を交番させ、所望の信号が打消される結果が生
ずる。これは、メモリのキヤパシタの書込みを制
御するアドレス発生器６０２へ供給されるクロツ
ク駆動信号の位相を交番させることによつて避け
られる。FM１０５２によつて発生される振動ク
ロツク位相制御信号１２１４は第１３図ｇ，g′に
示されており、EXORゲート１２５４に供給さ
れて第１３図ｈ，h′に示すようなメモリ書込みク
ロツク信号１２０２が発生される。メモリ・クロ
ツク位相のこの変化によりフイールド毎の半サイ
クルの物理的な振動変化に拘らず任意特定のキヤ
パシタによつて記憶されるトラツクの位置を有効
に維持し、キヤパシタはミストラツキングの極性
（すなわち右へ、あるいは左へのミストラツキン
グ）とフイールド毎に同じ極性の信号で充電され
る。検出された信号の規則的な減少（あるいは稀
に増加）は、交番走査期間中、反対方向の物理的
な変移を表わすようにされる。同期検波された信
号が第１３図ｆ，f′に１３０２として示されてい
る。１２１４として示された振動位相制御クロツ
ク信号は、メモリ・アドレス６０２に供給される
振動率クロツク信号１２０２の位相を反転させ、
各反転は間隙領域の近くで行なわれる。このとき
トランスジユーサは信号を発生せず、その間、次
の走査の開始のためにメモリ・キヤパシタはくり
返し続出される。第１３図ｈのメモリ書込みクロ
ツク１２０２の正方向変化はアドレス発生器６０
２のクロツクを行ない、完全クロツク期間に対す
るキヤパシタの連続アドレスを行なわせる。メモ
リ制御６０２は第１３図ａの１回転信号に関連す
る垂直パルスによつてリセツトされる。特定のク
ロツク・パルスの結果として書込みのためにアド
レスされるキヤパシタは第１３図のｈ，h′の番号
で示されている。第１３図は、第８図に関して示
した装置の時定数により生ずる遅延を示していな
いという点で簡略化されている。変則的な信号が
発生されるt₁₆とt′₁₆の後の時間はキヤパシタ５の
アドレス期間中に生じ、そのため正方向および負
方向の成分は相殺され、帰還ループのメモリ制御
のために使用されるトランスジユーサ・ヘツドの
物理的な変移により生ずる信号部分のみが残留す
る。従つて、変則的な信号はトラツキングに影響
を与えず、ループ利得は変則的な信号によるミス
トラツキングの可能性を与えることなく増大され
る。 Amplitude demodulated FM signal 1340 in Figure 13e
The demodulation is performed synchronously without any phase reversal since it is demodulated by a strain gauge signal that is related to the actual physical displacement. Physical reversal or phase shifting of the scanning of the track by the head, without any change in the memory, alternates the polarity of the error signal applied to a particular capacitor in the memory in successive fields, producing the desired result. The result is that the signal is cancelled. This is avoided by alternating the phase of the clock drive signal provided to the address generator 602 which controls the writing of the memory capacitors. The oscillating clock phase control signal 1214 generated by the FM 1052 is shown in FIGS. 13g,g' and is applied to an EXOR gate 1254 to generate the memory write clock signal 1202 as shown in FIGS. 13h,h'. is generated. This change in memory clock phase effectively maintains the position of the track stored by any particular capacitor despite the physical oscillatory changes of half a cycle from field to field, and the capacitor maintains the position of the track stored by any particular capacitor, regardless of the mistracking polarity (i.e. mistracking to the right or left) and each field is charged with a signal of the same polarity. Regular decreases (or infrequent increases) in the detected signal are made to represent physical transitions in opposite directions during alternating scans. The synchronously detected signal is shown as 1302 in FIGS. 13f and f'. The oscillating phase control clock signal shown as 1214 inverts the phase of the oscillating rate clock signal 1202 provided to memory address 602;
Each inversion occurs near the gap region. At this time, the transducer does not generate a signal, while the memory capacitor is repeatedly fired for the start of the next scan. The positive transition of memory write clock 1202 in FIG.
2 clocks to cause continuous addressing of the capacitors for a complete clock period. Memory control 602 is reset by the vertical pulse associated with the one revolution signal of FIG. 13a. The capacitors that are addressed for writing as a result of a particular clock pulse are designated h and h' in FIG. FIG. 13 is simplified in that it does not show the delays caused by the time constants of the apparatus shown with respect to FIG. The time after t ₁₆ and t' ₁₆ when the anomalous signal is generated occurs during the addressing period of capacitor 5, so that the positive and negative going components cancel and are used for memory control in the feedback loop. Only the portion of the signal that results from the physical displacement of the transducer head remains. Therefore, the irregular signals do not affect the tracking and the loop gain is increased without the possibility of mistracking due to the irregular signals.

信号振幅の変移に依存する減少に関連する位相
シフトの効果が第１３図の期間t₃₀−t₄₀、t′₃₀−
t′₄₀によつて示されている。t₃₀−t₄₀の期間では、
トラツクの走査は上方にずれ、検出された信号１
３４０によつて示されるように、物理的な振動変
移の約半サイクルの間、検出された信号の振幅を
大きく減少させる。この振幅の減少した信号は制
限されたストレイン・ゲージ信号の正方向の半サ
イクルによつて同期検波される。t′₃₀−t′₄₀の期間
の次に続くフイールドにおける同じ方向のミスト
ラツキングによれ検出された信号１３４０の振幅
を減少させる、ストレイン・ゲージ信号１３６２
の位相は物理的な変移の位相に追従しているの
で、振幅の減少した部分の同期復調はまたストレ
イン・ゲージ１３６２の正方向の約半サイクルに
よつて行なわれ、その結果、同期検波された信号
は期間t₃₀−t₄₀の場合と同様に再び低い値の負極
性信号となる。メモリ・アドレス・クロツク・パ
ルスの位相の反転はトラツク上の同じ関係位置に
関連してキヤパシタの維持するので、この同じ極
性の信号はキヤパシタ７および８に蓄積される。
従つて、所望の物理的変移に依存する信号は相殺
されず、ループ制御信号を形成するために増強さ
れる。事実、振動の位相をフイールド毎に交番あ
せることにより、変則的な原因によつて生ずる振
幅の減少を物理的な振動に関連する効果によつて
生ずる振幅の減少と分離することができる。 The effect of the phase shift associated with the shift-dependent reduction of the signal _{amplitude is} shown in _FIG .
It is indicated by t′ ₄₀ . In the period t ₃₀ − t ₄₀ ,
The track scan shifts upward and the detected signal 1
As indicated by 340, the amplitude of the detected signal is significantly reduced during approximately half a cycle of the physical vibrational transition. This reduced amplitude signal is synchronously detected by the positive half cycle of the limited strain gauge signal. Strain gauge signal 1362 that reduces the amplitude of detected signal 1340 by mistracking in the same direction in subsequent fields during the period t' ₃₀ - t' ₄₀
Since the phase of follows the phase of the physical displacement, synchronous demodulation of the reduced amplitude portion is also performed by approximately half a cycle in the positive direction of strain gauge 1362, resulting in synchronous detection. The signal becomes a negative polarity signal with a low value again as in the case of the period t ₃₀ -t ₄₀ . This same polarity signal is stored on capacitors 7 and 8 because the phase reversal of the memory address clock pulses keeps the capacitors associated with the same relative position on the track.
Therefore, the signals depending on the desired physical transitions are not canceled out but are enhanced to form the loop control signal. In fact, by alternating the phase of the vibrations from field to field, amplitude reductions caused by anomalous causes can be separated from amplitude reductions caused by physical vibration-related effects.

この発明の他の実施例の可能なことも言う迄も
ない。例えば閉ループ自動走査トラツキング装置
として、振動装置あるいは他の多くのASTの代
りに、例えば1962年６月発行のIBMテクニカル
デイスクロージヤ ブリテン（IBM
Technical Disclosure Bulletin）Vol.5、No.１、
33頁に示されているようなマルチトラツク装置と
することもできる。また誤差信号を記憶するため
のメモリとしてCCD遅延線のような他の蓄積素
子を使用することもできる。過偏移保護装置のよ
うな補助の装置もこの発明の範囲内に含まれるも
のである。ストレイン・ゲージの代りに圧電素子
を使用した彎曲表示器を使用することも出来る。
テープ速度検出器を使用するならば、テープ駆動
キヤプスタンに結合されたタコメータを含む周知
の速度検出器を使用することができる。同様にジ
ヤンプ決定回路も、テープ速度を選択するスイツ
チに応動する論理回路の形式のものを含む多くの
形式のもので実施することができる。第６図のア
ナログ・フイルタの各種のキヤパシタＣの寸法
を、もし必要ならループ利得に適合させるために
１つ１つ異なるものとしてもよい。誤差信号、あ
るいはジヤンプ信号、あるいはその両方を蓄積す
るために、蓄積キヤパシタの代りにデジタル
RAM（ランダム・アクセス・メモリ）を使用す
ることも出来る。減衰時定数を装置の時定数と適
合するように調整することも出来る。ジヤンプ・
メモリと称される他のメモリは、ランプ・リセツ
ト発生器４１４によつて要求されるトラツク数に
よつてバイモルフをリセツトするのに必要とされ
る特定のバイモルフ駆動電圧の値を蓄積するよう
に動作させられる。 It goes without saying that other embodiments of the invention are possible. For example, as a closed-loop automatic scanning tracking device, instead of a vibrating device or many other ASTs, it is possible to use, e.g.
Technical Disclosure Bulletin) Vol.5, No.1,
It can also be a multi-track device as shown on page 33. Other storage elements such as CCD delay lines can also be used as memory for storing error signals. Auxiliary devices such as overshift protection devices are also within the scope of this invention. Instead of strain gauges, curve indicators using piezoelectric elements can also be used.
If a tape speed detector is used, any known speed detector including a tachometer coupled to the tape drive capstan may be used. Similarly, the jump determination circuit can be implemented in many forms, including in the form of logic circuitry responsive to a switch to select tape speed. The dimensions of the various capacitors C of the analog filter of FIG. 6 may be different from one another to suit the loop gain if desired. Digital instead of storage capacitor to store error signal and/or jump signal
RAM (Random Access Memory) can also be used. The decay time constant can also be adjusted to match the time constant of the device. Jump
Another memory, referred to as memory, operates to store the value of the particular bimorph drive voltage required to reset the bimorph by the number of tracks required by ramp reset generator 414. I am made to do so.

この発明は光学的デイスク用の自動走査トラツ
キング装置にも適用することができる。光学的デ
イスクでは、反射鏡による光ビームの振動の位相
は、鏡の正弦状振動のいずれかの端部において変
化する。 The invention can also be applied to automatic scanning tracking devices for optical discs. In an optical disk, the phase of the oscillation of the light beam by the mirror changes at either end of the sinusoidal oscillation of the mirror.

図示の実施例ではメモリのクロツク信号は振動
発生器から取出されるが、これは単に便宜上そう
したにすぎない。メモリ・クロツクは単にヘツド
ホイールの１回転にロツクされている必要があ
り、振動はループ周波数応答性を決定するので、
振動周波数よりも高い率でクロツクすることに利
点はない。 In the illustrated embodiment, the memory clock signal is derived from a vibration generator, but this is done for convenience only. The memory clock simply needs to be locked to one rotation of the headwheel, and the oscillations determine the loop frequency response.
There is no advantage to clocking at a higher rate than the vibration frequency.

【図面の簡単な説明】[Brief explanation of drawings]

第１図は従来の自動走査トラツキング装置を備
えたビデオ・テープ再生装置の一部のブロツク
図、第２図は異つたトラツキング状態のもとで第
１図の構成において発生する各種の信号電圧を示
す図、第３図は走査ヘツドに関連する記録トラツ
クの位置に関するテープの動きの効果および実際
に生ずるあるトラツキング誤差を示す図、第４図
は各種のテープ速度でテープを再生するように適
合された従来技術によるビデオ・テープ再生装置
のブロツク図、第５図は規則的な成分をもつた特
定の誤差信号の振幅対時間の関係をプロツトした
図、第６図はこの発明による誤差信号を記憶する
のに適したメモリの一実施例を簡略化された形で
示した図、第７図は第６図の構成をもつたアンチ
−エイリアス・フイルタ（anti−alias filter：サ
ンプリング周波数の約1.5倍以上の遮断周波数を
もつ低域通過フイルタ）の周波数応答性をプロツ
トした図、第８図ａは第６図のメモリを含むこの
発明によるAST装置のブロツク図、第８図ｂは
AST装置のメモリ部分を詳細に示す図、第８図
ｃ乃至ｋはAST装置のメモリの動作の理解を助
けるための各部の波形を詳細に示す図、第９図は
第６図のメモリの相対応答性のスペクトル応答性
を示す図、第１０図は振動位相変更スイツチを含
む第８図と同様なこの発明の実施例のブロツク
図、第１１図は第１０図の構成の動作を説明する
タイミング図、第１２図は発展的振動位相変更を
含む第８図と同様なこの発明の実施例のブロツク
図、第１３図は第１２図の実施例の動作を理解す
るためのタイミング図である。 １０……再生用トランスジユーサ、１４……バ
イモルフ素子（制御可能マウント手段）、６００
……メモリ手段、４１０，８１０……加算回路
（修正手段）、｛１８……FM前置増幅器、２０…
…再生増幅器イコライザ、２２……FM復調器、
２４……同期分離器、２６……感知装置、３４…
…同期検波器、４０……2F_D阻止フイルタ、４２
……増幅器および位相補償器、４４……積分器、
４６……加算器、４８……振動発生器、４９……
ヘツドホイール・パルス発生器、５０……駆動増
幅器｝感知手段。 FIG. 1 is a block diagram of a part of a video tape playback device equipped with a conventional automatic scanning tracking device, and FIG. 2 shows various signal voltages generated in the configuration of FIG. 1 under different tracking conditions. Figure 3 shows the effect of tape movement on the position of the recording track relative to the scanning head and some tracking errors that occur in practice; Figure 4 shows a diagram adapted to play the tape at various tape speeds; FIG. 5 is a block diagram of a video tape playback device according to the prior art; FIG. 5 is a diagram plotting the amplitude versus time relationship of a particular error signal having regular components; FIG. FIG. 7 is a diagram showing in a simplified form one embodiment of a memory suitable for FIG. 8a is a block diagram of an AST device according to the invention including the memory of FIG. 6, and FIG.
Figures 8c to 8k are diagrams showing the memory portion of the AST device in detail, Figures 8c to 8k are diagrams showing detailed waveforms of each part to help understand the operation of the memory of the AST equipment, and Figure 9 is a relative diagram of the memory in Figure 6. 10 is a block diagram of an embodiment of the present invention similar to FIG. 8 including a vibration phase change switch, and FIG. 11 is a timing diagram for explaining the operation of the configuration of FIG. 10. 12 is a block diagram of an embodiment of the invention similar to FIG. 8 including progressive vibration phase change, and FIG. 13 is a timing diagram for understanding the operation of the embodiment of FIG. 12. 10... Regeneration transducer, 14... Bimorph element (controllable mounting means), 600
...Memory means, 410, 810...Addition circuit (modification means), {18...FM preamplifier, 20...
...Regenerative amplifier equalizer, 22...FM demodulator,
24... synchronous separator, 26... sensing device, 34...
...Synchronous detector, 40...2F _D blocking filter, 42
...Amplifier and phase compensator, 44...Integrator,
46... Adder, 48... Vibration generator, 49...
Headwheel pulse generator, 50... drive amplifier} sensing means.

Claims (1)

【特許請求の範囲】 １ ヘツドホイールと、 上記ヘツドホイールに関連しており、それと同
軸的に回転するように配置された再生用トランス
ジユーサ手段と、 上記再生用トランスジユーサ手段が記録された
テープ上のトラツクの角度と実質的に等しい角度
で上記テープを横切つて全体としては長さ方向に
伸びる通路をくり返し走査するように、上記記録
されたテープを、上記ヘツドホイールを周回する
通路に沿つて通過させるように配置させたテープ
移送手段と、 上記再生用トランスジユーサ手段用の制御可能
マウント手段と、上記トランスジユーサ手段のミ
ストラツキングを感知し、上記トランスジユーサ
手段を記録されたトラツクの中心に向けて駆動す
るために上記制御可能マウント手段に供給するた
めの誤差信号を発生するための感知手段とを含む
閉ループ自動走査トラツキング手段と、 上記閉ループ自動走査トラツキング手段に結合
された複数のメモリ手段であつて、上記トラツク
の長さ方向に沿う同じ複数の選択された位置から
の走査部分毎の上記誤差信号を記憶して平均誤差
信号を生成するメモリ手段と、 上記閉ループ自動走査トラツキング手段および
上記複数のメモリ手段に結合されていて、上記平
均誤差信号を上記誤差信号に加えて、該誤差信号
を上記選択された位置に付帯する上記平均誤差信
号で補足して上記トラツクの長さ方向に沿う上記
残留ミストラツキングを減少させる加算手段と、 からなる自動走査トラツキング装置。[Scope of Claims] 1. A head wheel, a reproducing transducer means associated with the head wheel and arranged to rotate coaxially therewith, and a reproducing transducer means recorded on the head wheel. The recorded tape is placed in a path around the head wheel so as to repeatedly scan a generally longitudinal path across the tape at an angle substantially equal to the angle of the tracks on the tape. tape transport means disposed to pass along the tape; controllable mounting means for the reproducing transducer means; sensing mistracking of the transducer means; and detecting mistracking of the transducer means; and sensing means for generating an error signal for supplying an error signal to said controllable mounting means for driving toward the center of said track; a plurality of memory means for storing said error signals for each scanned portion from the same plurality of selected positions along the length of said track to produce an average error signal; and said closed loop automatic scanning. tracking means and said plurality of memory means for adding said average error signal to said error signal and supplementing said error signal with said average error signal associated with said selected position to determine the length of said track; An automatic scanning tracking device comprising: an addition means for reducing the residual mistracking along the longitudinal direction;