JPH0461671A - Actuator driving method for magnetic reproducing device - Google Patents
Actuator driving method for magnetic reproducing deviceInfo
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Landscapes
- Adjustment Of The Magnetic Head Position Track Following On Tapes (AREA)
- Moving Of The Head To Find And Align With The Track (AREA)
- Reciprocating, Oscillating Or Vibrating Motors (AREA)
Abstract
Description
【発明の詳細な説明】
〔産業上の利用分野〕
この発明は、例えばビデオテープレコーダ（以下、ｒＶ
ＴＲＪという）において自動トラッキング等に用いられ
るヘッド位置調整制御が可能な磁気ヘッド駆動装置など
、磁気再生装置のアクチュエータ駆動方法に関する。DETAILED DESCRIPTION OF THE INVENTION [Field of Industrial Application] The present invention is applicable to, for example, a video tape recorder (rV
The present invention relates to a method for driving an actuator of a magnetic reproducing device, such as a magnetic head drive device capable of controlling head position adjustment used for automatic tracking in TRJ.
第１４図は例えば特開昭５２−１１７１０７号公報に示
された従来のバイモルフを用いた磁気ヘッド駆動装置の
ブロック構成図である。図において、１０１は印加され
た電位に応じて曲がり動作をするピエゾ電気バイモルフ
、１０２はセンサで、バイモルフ１０１の一部を切るこ
とにより形成されたピエゾ電気発電器からなる。１０３
はセンサ１０２に負荷をほとんど与えない高インピーダ
ンス増幅器、１０４は加算器で、高インピーダンス増幅
器１０３からの出力と、後に述べるポテンショメータ１
１１からの出力を加算する。１０５は加算器１０４から
の出力を微分する微分器、１０６はローパスフィルタで
、微分器１０５からの出力をバイモルフ１０１０２次及
び高次共振特性に寄与する信号を減衰させるように選択
されたカットオフ周波数を有する。１０７はローパスフ
ィルタ１０６からの出力の位相遅れを補償する位相進み
回路、１０８は位相進み回路１０７からの出力を可変反
転増幅するゲイン可変増幅器、１０９は後述する周波数
補償器１１５からの出力とゲイン可変増幅器１０８から
の出力を加算する加算器、１１０は加算器１０９からの
出力を増幅する駆動増幅器、１１１は加算器１０９から
の出力が供給されるポテンショメータ、１１２は磁気ヘ
ッドで、片持ち支持されたバイモルフ１０１の自由端に
支持されている。１１３は磁気ヘッド１１２からの出力
をビデオ処理するビデオ処理回路、１１４はヘッド位置
制御回路で、ウオブリングサーボ系が構成され、磁気ヘ
ッド１１２からの出力からトラッキング補正信号を出力
する。FIG. 14 is a block diagram of a conventional magnetic head drive device using a bimorph disclosed in, for example, Japanese Unexamined Patent Publication No. 52-117107. In the figure, 101 is a piezoelectric bimorph that bends in response to an applied potential, and 102 is a sensor, which is a piezoelectric generator formed by cutting a part of the bimorph 101. 103
104 is a high impedance amplifier that applies almost no load to the sensor 102, and 104 is an adder that connects the output from the high impedance amplifier 103 and the potentiometer 1 described later.
Add the outputs from 11. 105 is a differentiator for differentiating the output from the adder 104, and 106 is a low-pass filter that converts the output from the differentiator 105 into the bimorph 1010 with a cutoff frequency selected to attenuate signals contributing to the second-order and higher-order resonance characteristics. has. 107 is a phase advance circuit that compensates for the phase delay of the output from the low-pass filter 106, 108 is a variable gain amplifier that variably inverts and amplifies the output from the phase advance circuit 107, and 109 is a variable gain amplifier that compensates for the output from the frequency compensator 115, which will be described later. An adder that adds the output from the amplifier 108, 110 a drive amplifier that amplifies the output from the adder 109, 111 a potentiometer to which the output from the adder 109 is supplied, and 112 a magnetic head supported on a cantilever. It is supported by the free end of bimorph 101. 113 is a video processing circuit that performs video processing on the output from the magnetic head 112, and 114 is a head position control circuit that constitutes a wobbling servo system and outputs a tracking correction signal from the output from the magnetic head 112.
１１５は周波数補償器で、ヘッド位置制御回路１１４か
らの出力及び後述する変換器リセット信号発生器１１６
からの出力をうけ、周波数補償する。１１６は変換器リ
セット信号発生器で、必要に応じて磁気ヘッド１１２を
トランクの始めに選択的にリセットするために、偏向可
能な支持アームすなわちバイモルフ１０１に与えるリセ
ット信号を発生する。115 is a frequency compensator that outputs the output from the head position control circuit 114 and a converter reset signal generator 116, which will be described later.
receives the output from and performs frequency compensation. 116 is a transducer reset signal generator that generates a reset signal to be applied to the deflectable support arm or bimorph 101 to selectively reset the magnetic head 112 to the beginning of the trunk if necessary.
第１５図は第１４図のバイモルフ１０１の外観図で、磁
気へフド１１２が搭載されている。第１６図は第１５図
の改良例で、バイモルフ１０１の有効長が第１５図より
も長く取れる。第１７図も同様に第１５図の改良例で、
バイモルフ１０１の有効長が第１５図よりも長い。FIG. 15 is an external view of the bimorph 101 shown in FIG. 14, in which a magnetic head 112 is mounted. FIG. 16 is an improved example of FIG. 15, in which the effective length of the bimorph 101 can be made longer than in FIG. Figure 17 is also an improved example of Figure 15,
The effective length of bimorph 101 is longer than that shown in FIG.
第１８図はバイモルフ１０１が駆動される時の断面図で
ある。第１９図は、バイモルフ１０１が駆動される際の
磁気ヘッド傾き量（第１８図におけるθｄｅｇ）をバイ
モルフ有効長との関係において幾何学的に求めたもので
ある。第２０図はバイモルフ１０１の周波数特性の一例
である。FIG. 18 is a cross-sectional view when the bimorph 101 is driven. FIG. 19 shows the amount of magnetic head inclination (θdeg in FIG. 18) when the bimorph 101 is driven, which is geometrically determined in relation to the effective length of the bimorph. FIG. 20 shows an example of the frequency characteristics of the bimorph 101.
第２１図は、ヘッド傾きが発生せず、磁気ヘッド１１２
が平行移動可能な電磁駆動アクチュエータの一例で、図
において、２０１は電磁力を発生させるためのマグネッ
ト、２０２は磁路を形成するためのヨーク、２０３ａは
磁気ヘッド１１２を１自由度方向にのみ可動させるため
のジンバルバネ、２０３ｂは磁気ヘッド１１２を保持す
るための板バネ、２０４はアクチュエータコイル２０５
を保持するためのボビンである。第２２図は第２１図に
おける電磁駆動アクチュエータの周波数特性である。FIG. 21 shows that no head tilt occurs and the magnetic head 112
is an example of an electromagnetic drive actuator that can move in parallel, and in the figure, 201 is a magnet for generating electromagnetic force, 202 is a yoke for forming a magnetic path, and 203a is an actuator that moves the magnetic head 112 only in one degree of freedom. 203b is a plate spring for holding the magnetic head 112; 204 is an actuator coil 205;
It is a bobbin for holding. FIG. 22 shows the frequency characteristics of the electromagnetically driven actuator in FIG. 21.
第２３図は、例えば第２１図の電磁駆動アクチュエータ
に磁気ヘッド１１２からの再生信号振幅が常に最大とな
るようなウオブリング制御を施した場合の制御系構成例
である。図において、２０６は電磁駆動アクチュエータ
、２０７は磁気ヘッド１１２からの再生微小信号を増幅
するためのヘッドアンプ、２０８はウオブリングサーボ
回路、２０９はアクチュエータ２０６を駆動するための
ドライバである。FIG. 23 shows an example of a control system configuration when, for example, wobbling control is applied to the electromagnetic drive actuator shown in FIG. 21 so that the amplitude of the reproduced signal from the magnetic head 112 is always maximized. In the figure, 206 is an electromagnetic drive actuator, 207 is a head amplifier for amplifying the reproduced minute signal from the magnetic head 112, 208 is a wobbling servo circuit, and 209 is a driver for driving the actuator 206.
次に動作について説明する。第１４図においてバイモル
フ１０１は、一体に構成されたセンサ１０２を含み、こ
のセンサ１０２は磁気ヘッド１１２の瞬間偏向位置を表
す信号を発生する。この出力信号は、バイモルフ１０１
を駆動する信号に対して９０″の位相遅れを有している
。この出力は高入力インピーダンスの増幅器１０３に供
給される。センサ１０２は、１つのコンデンサと直列な
電圧源と等価であるため、センサ１０２上の電気的負荷
はセンサ１０２からの低周波数信号を効果的に結合する
ために小さくなくてはならない。Next, the operation will be explained. In FIG. 14, bimorph 101 includes an integrally constructed sensor 102 that generates a signal representative of the instantaneous deflection position of magnetic head 112. This output signal is the bimorph 101
has a phase lag of 90'' with respect to the signal driving the signal. This output is fed to a high input impedance amplifier 103. Since the sensor 102 is equivalent to a voltage source in series with one capacitor, The electrical load on sensor 102 must be small to effectively couple the low frequency signals from sensor 102.
増幅器１０３の出力は加算器１０４に与えられる。加算
器１０４の他方の入力は後述する。加算器１０４の出力
は微分器１０５に与えられる。この微分器１０５は、セ
ンサ１０２からのヘッド位置信号を微分し、瞬間ヘッド
速度を表す信号に変換する。微分器１０５はバイパスフ
ィルタと同様の周波数特性とするため、通過信号には位
相進みが生じる。微分器１０５によって生じたヘッド速
度信号はローパスフィルタ１０６に供給され、ローパス
フィルタ１０６のカットオフ周波数は、バイモルフ１０
１の２次及び高次共振特性に寄与する信号を実質的に減
衰させるように選ばれている。The output of amplifier 103 is given to adder 104. The other input of adder 104 will be described later. The output of adder 104 is given to differentiator 105. This differentiator 105 differentiates the head position signal from the sensor 102 and converts it into a signal representing instantaneous head speed. Since the differentiator 105 has the same frequency characteristics as the bypass filter, a phase lead occurs in the passed signal. The head velocity signal produced by the differentiator 105 is fed to a low pass filter 106 whose cutoff frequency is equal to or lower than the bimorph 10.
It is chosen to substantially attenuate signals that contribute to the second and higher order resonance characteristics of 1.
ローパスフィルタ１０６は、それを通過する信号にある
位相遅れを与える。位相進み回路１０７は、共振位置近
くの信号が受ける全位相遅れを補償するために、バイモ
ルフ１０１の共振点付近の周波数の信号成分が、位相進
み回路１０７を出る時に０°の正味の移相となるように
移相する。この位相進み回路１０７の出力信号は反転ゲ
イン可変増幅器１０８に入力され、増幅器１０８の出力
信号は後述する周波数補償器１１５の出力と加算器１０
９で加算され、駆動増幅器１１０で増幅されてバイモル
フ１０１に偏向信号として与えられてその共振振動を減
衰させる。ゲイン可変増幅器１０８はバイモルフ１０１
の特性のばらつきに対応できるようにゲインが調節され
る。Low pass filter 106 imparts a certain phase delay to the signal passing through it. The phase lead circuit 107 ensures that signal components at frequencies near the resonance point of the bimorph 101 have a net phase shift of 0° upon exiting the phase lead circuit 107 in order to compensate for the total phase delay experienced by the signal near the resonance position. Shift the phase so that The output signal of this phase lead circuit 107 is input to an inverting variable gain amplifier 108, and the output signal of the amplifier 108 is combined with the output of a frequency compensator 115 (described later) and an adder 10.
9, amplified by a drive amplifier 110, and given to the bimorph 101 as a deflection signal to damp its resonance vibration. The variable gain amplifier 108 is a bimorph 101
The gain is adjusted to accommodate variations in characteristics.
他方、***振点付近の信号成分は、バイモルフ１０１に
供給される駆動信号の一部を結合することで効果的に零
調される。加算器１０９の偏向信号はポテンショメータ
１１１に供給され、ポテンショメータ１１１の出力は加
算器１０４の他方の入力端に供給されて増幅器１０３か
ら入力されるセンサ１０２で検出された偏向位置信号と
加算される。この偏向信号の位相は、バイモルフ１０１
を介してセンサ１０２で検出される際に１８０゜の移相
を受けるので、偏向信号のうち***振点付近の周波数成
分は加算器１０４に於いて零調整され、そのためループ
は***振点付近の周波数に対して安定化される。On the other hand, signal components near the anti-resonance point are effectively zeroed out by combining a portion of the drive signal supplied to the bimorph 101. The deflection signal of adder 109 is supplied to potentiometer 111 , and the output of potentiometer 111 is supplied to the other input terminal of adder 104 and added to the deflection position signal detected by sensor 102 inputted from amplifier 103 . The phase of this deflection signal is determined by the bimorph 101
Since the deflection signal undergoes a 180° phase shift when detected by the sensor 102, the frequency component near the anti-resonance point of the deflection signal is zero-adjusted in the adder 104. Stabilized over frequency.
以上のようにしてバイモルフ１０１のダイビング動作が
行われ、かつ安定なトラッキング制御が可能となるはず
である。As described above, the bimorph 101 should perform a diving operation, and stable tracking control should be possible.
しかし、第１４図におけるバイモルフ１０１は、第１５
図のように回転ドラム上に配置されるため、ＶＴＲの特
殊再生時等における大振幅動作時においては、第１８図
のように変位し、幾何学的にξ変位時には磁気へラド１
１２において傾きθが発生する事となる。こＲ＋ｉ、ｆ
ｔ！気ヘッドと磁気テープとの接触状態を劣化させ、特
に記録再生信号の高周波特性を劣化させる要因となるの
は言うまでもない。これを改善するため、第１６図、第
１７図のようにバイモルフアクチュエータの有効長さが
大きく取れる。バイモルフ１０１の形状が提案されてい
るが、有効長を長く取ると、第１９図におけるヘッド傾
き量（ｄｅｇ）は小さくなるが、第２０図における共振
点周波数及び***振点周波数は低い方に推移する事とな
る。−殻内なバイモルフアクチュエータにおいては、１
次共振周波数以降で位相が１８０６回る特性を有してい
るため、可動ヘッドを用いたトラッキング制御システム
においては、共振周波数より十分低い周波数に制御帯域
を取る事となる（ただし、１次共振周波数と２次もしく
は***振周波数が十分離れている場合は、位相進み補償
により１次と２次もしくは***振周波数の間に制御帯域
を取る事も可能である）。そのため、有効長のあまり大
きいバイモルフアクチュエータ１０１では、制御帯域が
十分取れず、磁気テープのトラック曲がりにまで十分追
従可能な制御システムを構成する事が難しい。もちろん
、上述のような微分回路を用いて、バイモルフアクチュ
エータの共振ピークゲインをある程度小さくする事も可
能であるが、微分動作が入るため偏向位置信号に含まれ
るノイズを増幅し、機械共振に対しダイビングをかける
ダイビングループのゲインが大きく取れない。以上のよ
うにバイモルフ型のアクチュエータでは、アクチュエー
タの動作時において磁気ヘッド１１２と磁気テープとの
良好なコンタクトを取る。すなわち磁気ヘッド１１２の
ヘッド傾きを小さくする事と、アクチュエータ機械共振
を高い周波数にシフトさせる。もしくは、共振ピークゲ
インを小さくする事とがトレードオフの関係にあり、さ
らに微分回路を用いたダンピング制御では位置センサの
ノイズ成分を増幅するため限界があった。However, the bimorph 101 in FIG.
Since it is placed on a rotating drum as shown in the figure, during large amplitude operation such as during special playback of a VTR, it is displaced as shown in Figure 18, and when it is geometrically displaced by ξ, the magnetic herad is 1
An inclination θ occurs at 12. R+i,f
T! Needless to say, this causes deterioration of the contact state between the magnetic head and the magnetic tape, and particularly the high frequency characteristics of recording and reproduction signals. To improve this, the effective length of the bimorph actuator can be increased as shown in FIGS. 16 and 17. A bimorph 101 shape has been proposed, but if the effective length is made longer, the head tilt amount (deg) in FIG. 19 will become smaller, but the resonance point frequency and anti-resonance point frequency in FIG. 20 will shift to the lower side. I will do it. - In an in-shell bimorph actuator, 1
Since the phase has a characteristic of turning 1806 times after the next resonant frequency, in a tracking control system using a movable head, the control band should be set at a frequency sufficiently lower than the resonant frequency (however, the control band should be set at a frequency sufficiently lower than the first resonant frequency). If the secondary or anti-resonant frequencies are sufficiently far apart, it is also possible to take a control band between the primary and secondary or anti-resonant frequencies by phase lead compensation). Therefore, if the bimorph actuator 101 has an excessively large effective length, a sufficient control band cannot be obtained, and it is difficult to configure a control system that can sufficiently follow track bending of the magnetic tape. Of course, it is possible to reduce the resonance peak gain of the bimorph actuator to some extent by using the differential circuit described above, but since the differential operation is involved, the noise included in the deflection position signal is amplified, and it is difficult to perform diving against mechanical resonance. It is not possible to obtain a large gain in the diving loop that is applied. As described above, the bimorph type actuator maintains good contact between the magnetic head 112 and the magnetic tape during actuator operation. That is, the head tilt of the magnetic head 112 is made smaller and the actuator mechanical resonance is shifted to a higher frequency. Alternatively, there is a trade-off relationship with reducing the resonance peak gain, and damping control using a differential circuit has a limit because it amplifies the noise component of the position sensor.
しかし、磁気ヘッド１１２とテープとのコンタクトを大
振幅動作時にも良好に保つ構成としては、第２１図のよ
うな！磁駆動型アクチュエータの構成が考えられる。第
２１図においては、マグネット２０１が発生する磁束が
ヨーク２０２により構成される磁路を通り、コイル２０
５があるギャップ部において発生しているため、コイル
２０５に電流を流す事により、電磁的な吸引反発力が発
生し、ジンバルバネ２０３ａを変形せしめ、磁気へラド
１１２を平行移動させる。磁気ヘッド１１２は、あくま
で平行に動くため、磁気ヘッド１１２とテープのコンタ
クトは、大振幅動作時においても常に良好に保たれる。However, a structure as shown in FIG. 21 that maintains good contact between the magnetic head 112 and the tape even during large amplitude operation is recommended! A configuration of a magnetically driven actuator is considered. In FIG. 21, the magnetic flux generated by the magnet 201 passes through the magnetic path formed by the yoke 202, and the magnetic flux generated by the magnet 201 passes through the coil 20.
5 is generated in a certain gap portion, by passing a current through the coil 205, an electromagnetic attraction/repulsion force is generated, deforming the gimbal spring 203a, and causing the magnetic heald 112 to move in parallel. Since the magnetic head 112 moves strictly in parallel, good contact between the magnetic head 112 and the tape is always maintained even during large amplitude operation.
しかし、上述のような電磁駆動型アクチュエータにおい
ても、ジンバルバネ２０３ａや板バネ２０３ｂの機械共
振による位相回りが発生し、第２２図のように１次共振
周波数以降において位相が・１８０＠回る構成となるた
め、トラッキング制御帯域が１次共振周波数より十分低
い周波数にしか設定できなかった。無理に制御帯域を上
げると、制御系の位相余裕量が機械共振の位相回りによ
り劣化し、又、ゲイン余裕量が機械共振ピークゲインに
より劣化する等の問題のため、トラッキングシステムが
発振してしまうおそれがあった。トラッキング制御シス
テムの方式としては、記録トランクにトラッキングサー
ボ用のバイロフト信号を記録データ、もしくは記録信号
周波数アロケーション上のすきまにトラック毎に違う周
波数を多重し、再往時に両隣からのクロストーク信号と
して得られる上記パイロット信号のレベルを比較する事
により、トランクずれの方向と量を検出するパイロット
信号と、第２３図のように可動磁気ヘッドを微小振動さ
せ、この時の再生信号エンベロープにおける上記振動周
波数成分を、磁気ヘッド振動指令情報により同期検波し
て得られる。トランクずれの方向と量を表す信号により
トラッキングを行うウオブリング方式の２つが一般的で
ある。これらどちらの方式を取るにせよ、電磁駆動アク
チュエータ、もしくはバイモルフアクチュエータの機械
共振ピークゲインを低（押さえる事が、トラッキング制
御系の性能向上となる事は上述した通りである。特に、
大振幅動作時においてもヘッドコンタクトが良好な電磁
駆動アクチュエータを用いても、上述の理由で機械共振
周波数を高くするためジンバルバネの板厚等を厚くする
と、アクチュエータの力定数を大きくしなければ所定の
振幅が取れないため、アクチュエータの寸法が大きなも
のになってしまい、機械共振周波数を単に上げる事には
無理があった。However, even in the electromagnetically driven actuator described above, phase rotation occurs due to mechanical resonance of the gimbal spring 203a and leaf spring 203b, resulting in a configuration in which the phase rotates by 180 @ after the primary resonance frequency, as shown in Fig. 22. Therefore, the tracking control band could only be set to a frequency sufficiently lower than the primary resonance frequency. Forcibly increasing the control band will cause the tracking system to oscillate due to problems such as the control system's phase margin being degraded by the mechanical resonance phase, and the gain margin being degraded by the mechanical resonance peak gain. There was a risk. The method of the tracking control system is to multiplex a biloft signal for tracking servo on the recording trunk with recording data, or a different frequency for each track in the gap in the recording signal frequency allocation, and obtain it as a crosstalk signal from both sides when re-traversing. By comparing the level of the above-mentioned pilot signal, the direction and amount of the trunk shift is detected by comparing the level of the above-mentioned pilot signal and the above-mentioned vibration frequency component in the reproduced signal envelope when the movable magnetic head is slightly vibrated as shown in Fig. 23. is obtained by synchronous detection using magnetic head vibration command information. Two commonly used methods are wobbling, which performs tracking using signals representing the direction and amount of trunk displacement. Regardless of which method you use, as mentioned above, keeping the mechanical resonance peak gain of the electromagnetic drive actuator or bimorph actuator low improves the performance of the tracking control system.In particular,
Even if an electromagnetic drive actuator is used that has good head contact even during large amplitude operation, if the plate thickness of the gimbal spring is increased to increase the mechanical resonance frequency for the reasons mentioned above, the force constant of the actuator must be increased. Since the amplitude cannot be obtained, the dimensions of the actuator become large, and it is impossible to simply increase the mechanical resonance frequency.
以上のような磁気ヘッドを動かすためのアクチュエータ
は、ＶＴＲにおける回転ドラム内で構成されるため、駆
動部と磁気ヘッド１１２を分離するような機械的構成と
なり、どうしても板バネ（ジンバルバネを含む）による
構成（第２１図における２０３ａ、２０３ｂ、第１５図
、第１６図、第１７図）となってしまう。そのため機械
共振が発生しやすく、そのピークゲインも大きいため、
制御性があまり良くなかった。Since the actuator for moving the magnetic head as described above is configured within the rotating drum of the VTR, it has a mechanical configuration that separates the drive unit and the magnetic head 112, and is inevitably configured with a plate spring (including a gimbal spring). (203a, 203b in FIG. 21, FIGS. 15, 16, and 17). Therefore, mechanical resonance is likely to occur, and its peak gain is large, so
Controllability was not very good.
従来の磁気ヘッド駆動装置は以上のように構成されてい
るので、大きな機械共振が発生し、これによる位相回り
の影響や、共振ピークゲインによるゲイン余裕量の劣化
により、サーボ帯域が広く取れず、磁気ヘッドが制御偏
差を最小限に抑えてトラック曲がりに追従する事を困難
にしていた。Conventional magnetic head drive devices are configured as described above, so large mechanical resonance occurs, which affects the phase rotation and deteriorates the gain margin due to resonance peak gain, making it difficult to obtain a wide servo band. It has been difficult for the magnetic head to minimize control deviation and follow track bending.
この発明は上記のような問題点を解消するためになされ
たもので、大きな機械共振を有するアクチュエータであ
っても、安定にサーボ帯域を広く取れ、しかも、微分回
路を用いずにアクチュエータにダンピングをかけられる
ようにする事を目的とする。This invention was made to solve the above problems, and it is possible to stably obtain a wide servo band even with an actuator that has large mechanical resonance, and to apply damping to the actuator without using a differential circuit. The purpose is to make it easier to call.
この発明に係るアクチュエータ駆動方法は、アクチュエ
ータの位置を検出する位置検出手段と、上記アクチュエ
ータの駆動信号と上記位置検出手段からの位置信号とを
入力して上記アクチュエータの速度を電気的に推定する
速度推定手段とを備え、上記速度推定手段により得られ
る推定速度をアクチュエータ駆動信号にフィードバック
するようにしたものである。The actuator driving method according to the present invention includes a position detecting means for detecting the position of the actuator, and a speed for electrically estimating the speed of the actuator by inputting a drive signal of the actuator and a position signal from the position detecting means. estimating means, and the estimated speed obtained by the speed estimating means is fed back to the actuator drive signal.
また、本願の別発明に係るアクチュエータ駆動方法は、
アクチュエータにおけるコイルと電気的特性が同じ等価
コイルを備え、この等価コイルを用いて上記アクチュエ
ータコイルに発生する逆起電力を検出することにより得
られるアクチュエータの推定速度をアクチュエータ駆動
信号にフィードバックするようにしたものである。Further, an actuator driving method according to another invention of the present application includes:
An equivalent coil having the same electrical characteristics as the coil in the actuator is provided, and the estimated speed of the actuator obtained by detecting the back electromotive force generated in the actuator coil using this equivalent coil is fed back to the actuator drive signal. It is something.
この発明においては、得られたアクチュエータの推定速
度をアクチュエータ駆動信号にフィードパ・２りする事
により、アクチュエータに電気的ダンピングをかけ、ア
クチュエータの機械共振を抑圧し、制御性を高めること
ができる。In this invention, by feeding the estimated speed of the actuator into the actuator drive signal, electrical damping can be applied to the actuator, mechanical resonance of the actuator can be suppressed, and controllability can be improved.
ここにおいて、第１の発明では、位置検出手段と速度推
定手段を用いたことにより、正確な速度が推定できるた
め、速度フィードバンクゲインが大きく取れ、大きなダ
ンピングをかける事ができる。Here, in the first invention, since accurate speed can be estimated by using the position detection means and the speed estimation means, a large speed feed bank gain can be obtained and large damping can be applied.
一方、第２の発明は、精度的には上記第１の発明より劣
るが、特殊再生波形に対する追従性だけを考えて、少し
の電気的ダンピングで良い場合で、低コストにする必要
がある時などに有効である。On the other hand, the second invention is inferior to the first invention in terms of accuracy, but it can be used in cases where a small amount of electrical damping is sufficient considering only the followability to the special reproduction waveform, and when low cost is required. It is effective for such things.
以下、この発明の一実施例を図について説明する。 An embodiment of the present invention will be described below with reference to the drawings.
第１図はオブザーバ（状態観測器）の伝達関数ブロック
図で、図において、３０１は可動磁気ヘッド１１２を動
かすアクチュエータ機構部の伝達関数表現、３０２はア
クチュエータのコイル抵抗、３０３はドライブアンプの
ゲインである。３０４〜３１０は本願の速度推定手段に
相当するオブザバ４０２の伝達関数表現で、３０４はア
クチュエータモデルにおけるバネ定数を等価している部
分、３０５はアクチュエータコイル抵抗、アクチュエー
タトルク定数、ドライブアンプゲインをまとめて等価し
ている部分、３０６はアクチュエタの粘性定数と可動部
質量を等価している部分、３０７は積分特性の伝達関数
表現、３０８は、上記３０４〜３０７までの状態モデル
と実測との誤差が収束するループの安定化を図るために
挿入されたオブザーバゲイン、３０９はオブザーバゲイ
ン３０８と同様な誤差を収束させるためのオブザーバル
ープゲイン、３１０は推定した速度をフィードバックす
るための速度フィードバンクゲインである。FIG. 1 is a transfer function block diagram of the observer (state observation device). In the figure, 301 is a transfer function representation of the actuator mechanism that moves the movable magnetic head 112, 302 is the coil resistance of the actuator, and 303 is the gain of the drive amplifier. be. 304 to 310 are transfer function expressions of the observer 402 corresponding to the speed estimating means of the present application, 304 is a part that is equivalent to the spring constant in the actuator model, and 305 is a part that collectively represents the actuator coil resistance, actuator torque constant, and drive amplifier gain. The equivalent part 306 is the part where the viscosity constant of the actuator and the mass of the moving part are equivalent, 307 is the transfer function expression of the integral characteristic, and 308 is the error between the state model and the actual measurement from 304 to 307 above has converged. 309 is an observer loop gain inserted to stabilize the loop, 309 is an observer loop gain for converging errors similar to the observer gain 308, and 310 is a speed feed bank gain for feeding back the estimated speed.
第２図は第１図のオブザーバによるダンピングループを
かけた場合と、かけない場合のアクチュエータ伝達特性
（ゲイン特性及び位相特性）の比較図である。FIG. 2 is a comparison diagram of actuator transfer characteristics (gain characteristics and phase characteristics) when the damping loop by the observer shown in FIG. 1 is applied and when it is not applied.
第３図は第１図のオブザーバにて構成されるトラッキン
グ制御システムの構成例で、図において、４０１はドラ
ムに内蔵されたアクチュエータドライバ、４０２は第１
図のような伝達関数で表わされる状態観測器（速度推定
オブザーバ）、４０３は回転ドラムを回転させるための
ドラム回転制御回路、４０４はドラムの回転に同期して
再生時のトラッキング制御を行うためのパイロット信号
を発生するバイロフト信号生成回路、４０５は例えばデ
ィジタル情報の記録を行う際、記録データにパイロット
信号が多重されるような変調を行う変調回路、４０６は
記録時においては磁気ヘッド１１２に電流を流し、再生
時においては微小再生信号を増幅するヘンドアンブ、４
０７は再生信号に含まれるバイロフト信号からトランク
ずれの方向と量を表す信号を生成するトラッキングエラ
生成回路、４０８はトラッキング制御ループを安定かつ
確実に動作させるためのトラッキング制御補償回路、４
０９はトラックエラーのうち、＃、周波のトランクずれ
成分に基づいてキャプスタンモータを制御するキャプス
タン制御回路である。又、４１０は回転ドラム、４１１
は外部から回転ドラムに電気信号（電源を含む）を供給
するためのスリップリング、４１２は回転ドラムと外部
との信号を受は渡しするためのロータリートランス、４
１３は、アクチュエータ２０６に取り付けられアクチュ
エータ可動部の変位を検出するポジションセンサであり
、本願の位置検出手段に相当する。FIG. 3 shows an example of the configuration of a tracking control system composed of the observer shown in FIG.
A state observer (velocity estimation observer) represented by a transfer function as shown in the figure, 403 a drum rotation control circuit for rotating the rotating drum, 404 a drum rotation control circuit for performing tracking control during playback in synchronization with the rotation of the drum. A biloft signal generation circuit 405 generates a pilot signal, a modulation circuit 405 performs modulation such that a pilot signal is multiplexed on recorded data when recording digital information, and a modulation circuit 406 applies current to the magnetic head 112 during recording. Hendo amplifier, which amplifies minute playback signals during streaming and playback, 4
07 is a tracking error generation circuit that generates a signal representing the direction and amount of trunk deviation from the biloft signal included in the reproduced signal; 408 is a tracking control compensation circuit for stably and reliably operating the tracking control loop; 4
09 is a capstan control circuit that controls the capstan motor based on the trunk shift component of the # frequency among the track errors. Also, 410 is a rotating drum, 411
4 is a slip ring for supplying electric signals (including power) to the rotating drum from the outside; 412 is a rotary transformer for receiving and passing signals between the rotating drum and the outside; 4
Reference numeral 13 denotes a position sensor that is attached to the actuator 206 and detects displacement of the actuator movable part, and corresponds to the position detection means of the present invention.
第４図＋８）は、ホールセンサによるアクチュエータ可
動部の位置検出構成例で、図において、５０１は磁気ヘ
ッドＩ １．２への漏れ磁束を小さくするためのマグネ
ットホルダー、５０２は磁束を発生させるマグネット、
５０３はマグネット５０２の磁束の大小を検出するホー
ルセンサ、５０４はホールセンサ５０３からの微小信号
を増幅して位置信号を得るための差動増幅器である。Figure 4+8) is an example of a configuration for detecting the position of the movable part of the actuator using a Hall sensor. In the figure, 501 is a magnet holder for reducing magnetic flux leakage to the magnetic head I1.2, and 502 is a magnet that generates magnetic flux. ,
503 is a Hall sensor that detects the magnitude of the magnetic flux of the magnet 502, and 504 is a differential amplifier that amplifies a minute signal from the Hall sensor 503 to obtain a position signal.
第４図（ｂ）は第４図（ａｌの変形例で、図において、
５０５はマグネット、５０６はホールセンサ、５０７は
ホールセンサ５０６を固定するための基板である。第５
図は、上記ホールセンサによる位置検出によって上記オ
ブザーバを用いた制御システムを構成した例で、図にお
いて、５０８はドラム内に内蔵された基板である。Fig. 4(b) is a modification of Fig. 4(al), and in the figure,
505 is a magnet, 506 is a Hall sensor, and 507 is a substrate for fixing the Hall sensor 506. Fifth
The figure shows an example of a control system using the observer based on position detection by the Hall sensor. In the figure, 508 is a board built into the drum.
第６図（ａｌは、光センサによる位置検出手段をアクチ
ュエータに取り付けた一例で、図において、６０１は平
行光を出射する発光部、６０２はフォトダイオード等で
構成された２分割検知器（受光部）である。第６図（ト
））は第６図（ａｌの変形例で、図において、６０３は
ＬＥＤ等で構成される発光素子６０５からの光を平行光
にするためのレンズ、６０４は出射窓（しぼり）、６０
６はレンズ６０３からの平行光を反射するためのミラー
である。第６図ｆｃ）は第６図（ｂ）における光センサ
の可動部変位量の検出原理を表す図で、６０７は２分割
検知器６０２における光電流の差動をとり、増幅するた
めの差動増幅器である。Figure 6 (al) is an example in which a position detection means using an optical sensor is attached to an actuator. ). Fig. 6(G)) is a modification of Fig. 6(al). In the figure, 603 is a lens for converting light from a light emitting element 605 composed of an LED etc. into parallel light, and 604 is a modification of Fig. 6(al). Output window (squeeze), 60
6 is a mirror for reflecting the parallel light from the lens 603. FIG. 6fc) is a diagram showing the principle of detecting the amount of displacement of the movable part of the optical sensor in FIG. It's an amplifier.
第７図は、光センサによるアクチュエータの位置検出を
用いて、上述のオブザーバ回路及びドライバ回路を回転
ドラムに内蔵しない場合の構成例を示したもので、図に
おいて、６０８は検波回路である。FIG. 7 shows a configuration example in which the above-mentioned observer circuit and driver circuit are not built into the rotating drum, using actuator position detection using an optical sensor. In the figure, 608 is a detection circuit.
第８図（ａ）、 （ｂｌ、 （Ｃ）は、オブザーバを構
成した場合の可動ヘッドのトラッキング制御システム及
びアクチュエータ特性及びキャプスタンモータ制御シス
テムの制御系オープンループ特性（ゲイン特性）を表し
たものである。Figures 8 (a), (bl, and (C)) show the tracking control system and actuator characteristics of the movable head and the control system open loop characteristics (gain characteristics) of the capstan motor control system when an observer is configured. It is.
第９図は、電磁駆動アクチュエータにオブザーバを構成
した後、トラッキング制御システムを構成した時の実際
のオープンループ特性の一例である。FIG. 9 is an example of actual open loop characteristics when a tracking control system is configured after configuring an observer in an electromagnetic drive actuator.
第１０図（ａ）は、記録時にトラッキング制御用のパイ
ロット信号を記録せず、可動磁気ヘッドを微小振動させ
る事によって再生信号エンベロープの変化だけからトラ
ッキングを行うウオブリング方式において、上述のオブ
ザーバを構成した場合の原理構成図である。図において
、７０１は再生信号からウオブリング周波数のみを取り
出すためのバンドパスフィルタ、７０２はバンドパスフ
ィルタ７０１からの信号からトランクずれの方向と量を
取り出すための同期検波回路、７０３はウオブリング周
波数におけるアクチュエータの機構的位相遅れ分だけ位
相調整を行う移相器、７０４は反転アンプ、７０５はウ
オブリング動作を行うための基準信号を発生する発振器
、７０６は制御信号を微小振動させるためのウオブリン
グ信号を加算する加算器、７０７はオブザーバの推定速
度をフィードバンクするための減算器、７０８は制御ル
ープの安定性を保つためのローパスフィルタ（補償回路
）である。第１０図（ｂ）は第１０図（ａ）の原理構成
をさらに具体的に記述した一例で、図において、７０９
は固定ヘッド、７１０はドラム回転角検出信号に含まれ
るジッタを取り除くためのフェイズロツクドループ（Ｐ
Ｌ Ｌ）回路、７１１は磁気ヘッド１１２からの微小
信号を増幅するためのへソドアンブ、７１２はヘッドア
ンプ７１１からの再生エンベロープの振幅が磁気ヘッド
のバラツキやテープのバラツキ等によらず一定となるよ
うに構成されたオートゲインコントロール（Ａ Ｇ Ｃ
）回路、７１３は、制御信号の必要帯域を可動磁気ヘッ
ド１１２のアクチュエータ２０６へ供給するためのロー
パスフィルタ、７１４は制御信号の低周波成分をキャプ
スタンモータ７１８へ供給するためのローパスフィルタ
、７１５はリニアトラックに書き込まれたＣＴＬパルス
からの位相情報をＣＴＬヘッド７１９で読み、これによ
る位相制御をかけるためのキャプスタン位相制御回路、
７１６はＣＴＬによる位相制御ループとウオブリングに
よる制御ループを加算し、ドライバ７１７を介してキャ
プスタンモータ７１８を制御するための加算器である。Figure 10(a) shows the above-mentioned observer configured in the wobbling method in which tracking is performed only from changes in the reproduced signal envelope by minutely vibrating the movable magnetic head without recording a pilot signal for tracking control during recording. FIG. In the figure, 701 is a band-pass filter for extracting only the wobbling frequency from the reproduced signal, 702 is a synchronous detection circuit for extracting the direction and amount of trunk shift from the signal from the band-pass filter 701, and 703 is a synchronous detection circuit for extracting the direction and amount of trunk deviation from the signal from the band-pass filter 701. A phase shifter that adjusts the phase by a mechanical phase delay, 704 an inverting amplifier, 705 an oscillator that generates a reference signal for wobbling operation, and 706 an adder that adds a wobbling signal to slightly oscillate the control signal. 707 is a subtractor for feeding the estimated speed of the observer, and 708 is a low-pass filter (compensation circuit) for maintaining the stability of the control loop. FIG. 10(b) is an example in which the principle configuration of FIG. 10(a) is described more specifically.
710 is a fixed head, and 710 is a phase locked loop (P) for removing jitter included in the drum rotation angle detection signal.
L L) circuit, 711 is an anode amplifier for amplifying the minute signal from the magnetic head 112, and 712 is a circuit so that the amplitude of the reproduction envelope from the head amplifier 711 is constant regardless of variations in the magnetic head or tape. Auto gain control (AG C
) circuit, 713 is a low-pass filter for supplying the necessary band of the control signal to the actuator 206 of the movable magnetic head 112; 714 is a low-pass filter for supplying the low frequency component of the control signal to the capstan motor 718; 715 is a low-pass filter for supplying the low frequency component of the control signal to the capstan motor 718; A capstan phase control circuit for reading phase information from CTL pulses written on the linear track with a CTL head 719 and controlling the phase accordingly;
716 is an adder for adding the phase control loop based on CTL and the control loop based on wobbling, and controlling the capstan motor 718 via a driver 717.
第１０図（Ｃ）は記録トランクパターン上をヘッド１１
２．７０９がトレースしている状態を示す図である。FIG. 10(C) shows the head 11 moving over the recording trunk pattern.
2.709 is a diagram showing a state in which it is being traced.
第１１図は上述のオブザーバの回路構成の一例である。FIG. 11 shows an example of the circuit configuration of the above-mentioned observer.
図において、８０１はアクチュエータ駆動電圧の交流成
分のみを取り出すためのコンデンサ、８０２はオブザー
バ内フィードバック信号と駆動電圧とを加算し、増幅す
るための増幅器、８０３はオブザーバ内のバネ定数を模
擬したループをフィードバックするための増幅器、８０
４はオブザーバ内のアクチュエータ粘性及び質量を模擬
した伝達特性を実現するためのフィルタ、８０５はオブ
ザーバ内の積分器を構成するフィルタ、８０６は、位置
情報とオブザーバの推定位置情報との差を取り出すため
の比較回路、８０７は位置情報に含まれる交流成分のみ
を取り出すためのコンデンサ、８０８は推定速度情報に
含まれる交流成分のみを出力させるためのコンデンサで
ある。In the figure, 801 is a capacitor for extracting only the alternating current component of the actuator drive voltage, 802 is an amplifier for adding and amplifying the feedback signal in the observer and the drive voltage, and 803 is a loop simulating the spring constant in the observer. amplifier for feedback, 80
4 is a filter for realizing a transfer characteristic simulating the actuator viscosity and mass in the observer, 805 is a filter that constitutes an integrator in the observer, and 806 is for extracting the difference between the position information and the estimated position information of the observer. 807 is a capacitor for extracting only the AC component included in the position information, and 808 is a capacitor for outputting only the AC component included in the estimated speed information.
第１３図は、アクチュエータ及びトラッキング制御シス
テム及びオブザーバの極配置を表したものである。FIG. 13 shows the pole arrangement of the actuator, tracking control system, and observer.
第１２図（ａ）は、逆起電力を利用した簡単なダイビン
グ制御回路の原理図で、図において、９０１はアクチュ
エータコイルと電気的特性が同じ等価コイル、９０２，
９０３は電流検出抵抗、９０４は逆起電力検出用の差動
増幅器である。FIG. 12(a) is a principle diagram of a simple diving control circuit using back electromotive force. In the figure, 901 is an equivalent coil with the same electrical characteristics as the actuator coil, 902,
903 is a current detection resistor, and 904 is a differential amplifier for detecting back electromotive force.
第１２図（ｂ）は実際の逆起電カフイードパ・ツクによ
るダイビング回路構成例で、図において、９０５はアク
チュエータコイルの抵抗成分を模擬した抵抗、９０６は
アクチュエータコイルのインダクタンスを模擬したコイ
ル、９０７．９０８は、それぞれ電流検出抵抗９０２，
９０３の両端電圧を取り出すための差動増幅器、９０９
は逆起電力を取り出すための差動増幅器、９１０は電流
フィードバフクループの帯域を制限するフィルタ、９１
２は逆起電カフィードパックループの帯域を制限するフ
ィルタ、９１Ｌ ９１３はそれぞれのループの直流成
分を除去するコンデンサである。FIG. 12(b) shows an example of a diving circuit configuration using an actual back electromotive force field. In the figure, 905 is a resistor simulating the resistance component of the actuator coil, 906 is a coil simulating the inductance of the actuator coil, 907. 908 are current detection resistors 902 and 908, respectively.
Differential amplifier for extracting the voltage across 903, 909
910 is a differential amplifier for extracting the back electromotive force; 910 is a filter that limits the band of the current feedback loop; 91
2 is a filter that limits the band of the back electromotive force feed pack loop, and 91L is a capacitor that removes the DC component of each loop.
次に実施例の動作について説明する。Next, the operation of the embodiment will be explained.
高密度記録を実現し、かつ高速なノイズレス特殊再生を
実現するためには、可動範囲が大きく、ヘッド当たりが
良好なアクチュエータを用いて、記録トランク曲がりに
追従し、特殊再生時の大振幅動作を実現する必要がある
。In order to achieve high-density recording and high-speed noiseless special playback, we need an actuator with a large movable range and good head contact to follow the bending of the recording trunk and achieve large amplitude movements during special playback. It needs to be realized.
ドラム内で磁気ヘッドを動かすには、１軸方向。To move the magnetic head inside the drum, use one axis.
すなわちドラムの回転軸と平行な方向にのみ動がしてや
る事が必要で、従来例で示したバイモルフ型や電磁駆動
型にみられるような片持ち部材もしくは板バネ形状のよ
うな構成とし、駆動部と磁気ヘッドを離したり、もしく
は、板状の先端にヘッドを取り付ける必要がある。In other words, it is necessary to move the drum only in the direction parallel to the rotational axis, so the drive section should be configured in the form of a cantilever member or a leaf spring, as seen in the bimorph type and electromagnetic drive type shown in the conventional example. It is necessary to separate the magnetic head from the magnetic head or attach the head to the tip of the plate.
このため、従来例のバイモルフ型アクチュエタの場合や
電磁駆動型アクチュエータの場合におけるアクチュエー
タの伝達特性（変位−駆動電圧もしくは電流特性）に見
られるように、板バネ構成特有の大きな機械共振が存在
していた（第２０図、第２２図）。Therefore, as seen in the actuator transfer characteristics (displacement-drive voltage or current characteristics) in the case of conventional bimorph actuators and electromagnetic drive actuators, there is a large mechanical resonance unique to the leaf spring configuration. (Figures 20 and 22).
この大きな機械共振は、共振周波数付近において位相を
１８０’回すため、例えば位相遅れ補償を施したトラッ
キング制御システムを構成する場合、１次共振周波数よ
り十分低い周波数、一般的には１次共振周波数の１７１
０〜】／数１０程度までしが制御帯域が取れなかった。This large mechanical resonance rotates the phase by 180' near the resonant frequency, so when configuring a tracking control system with phase lag compensation, for example, the frequency is sufficiently lower than the primary resonant frequency. 171
0~]/I could not get a control band up to about 10.
なぜならば、第Ｉには、上記共振付近の位相回りの影響
によって制御系の位相余裕が十分に確保できず、第２に
、共振ピークゲインが大きいと、制御帯域周波数以降に
おけるゲイン余裕！（一般的には、制御帯域周波数より
高い周波数領域における位相が一１８０°となる周波数
での制御系オーブンループゲインが−１０〜−２０ｄＢ
になる必要がある）が共振ピークゲインにより小さくな
り、これらにより制御システムが不安定となるからであ
る。又、位相進み補償を施して１次共振と２次との間に
制御帯域を持ってくる場合は、１次機械共振周波数と２
次共振もしくは***振周波数が十分に離れている必要が
あり、ＶＴＲの可動磁気ヘッドのトラッキング用アクチ
ュエータに見られるような仮バネ形状の可動部を有する
システムでは、１次共振と２次以降との周波数差が取れ
ず、上記の進み補償はあまり用いられない。そこで、Ｖ
ＴＲの可動磁気ヘッドアクチュエータ特有の大きな機械
共振特性を電気的にダンピングして制御性の良いアクチ
ュエータに変える必要が生じる。しかし、従来例にみら
れるように微分回路で構成したのでは、位置センサのノ
イズを増幅し、却ってトラッキング制御性能が劣化して
しまっていた。そこで、第１図にみられるように、積分
回路を用いた状態推定器（以下オブザーバと略す）によ
ってアクチュエータ速度を推定すれば、ノイズを増幅す
る事もなく、又、後述する理由で、高次機械共振の影響
も取り除く事ができる。第１図の伝達関数表現されたオ
ブザーバは、現代制御理論における同一次元オブザーバ
の構成の一例で、オブザーバ回路内においては、ドライ
ブアンプ３０３〜アクチユエータ機構部３０１までの特
性を模擬する等価回路３０５〜３０７が挿入されている
。図において、実際のドライブアンプ３０３に入力する
駆動電圧は、オブザーバ内の上記等価回路にも入力され
、等価回路出力として図中ａ点にアクチュエータの位置
を等価回路入力から推定した信号が出力される。一方、
実際のアクチュエータの変位を、後述するセンサ等で実
測した信号が図中す点に出力され、その差すなわちｂ−
ａが推定誤差として取り出される。This is because, firstly, the phase margin of the control system cannot be ensured sufficiently due to the influence of the phase around the resonance, and secondly, if the resonance peak gain is large, the gain margin after the control band frequency is low. (Generally, the control system oven loop gain at a frequency where the phase is 1180° in a frequency region higher than the control band frequency is -10 to -20 dB.
(need to be) becomes smaller due to the resonance peak gain, which makes the control system unstable. In addition, when applying phase lead compensation to bring a control band between the primary resonance and the secondary resonance, the primary mechanical resonance frequency and the secondary resonance frequency are
The next resonance or anti-resonance frequency must be sufficiently far apart, and in systems with a temporary spring-shaped movable part, such as the tracking actuator of a VTR's movable magnetic head, the first resonance and the second and subsequent resonances need to be separated by a sufficient distance. Since the frequency difference cannot be taken, the lead compensation described above is not often used. Therefore, V
It becomes necessary to electrically damp the large mechanical resonance characteristics peculiar to the movable magnetic head actuator of the TR to create an actuator with better controllability. However, if the differential circuit was used as in the conventional example, the noise of the position sensor would be amplified, and the tracking control performance would deteriorate. Therefore, as shown in Fig. 1, if the actuator speed is estimated by a state estimator using an integrating circuit (hereinafter referred to as an observer), the noise will not be amplified, and for the reasons explained later, a high-order The effects of mechanical resonance can also be removed. The observer represented by the transfer function in FIG. 1 is an example of the configuration of a same-dimensional observer in modern control theory. In the observer circuit, equivalent circuits 305 to 307 simulate the characteristics of the drive amplifier 303 to the actuator mechanism section 301. is inserted. In the figure, the drive voltage input to the actual drive amplifier 303 is also input to the above equivalent circuit in the observer, and a signal estimating the position of the actuator from the equivalent circuit input is output at point a in the figure as the equivalent circuit output. . on the other hand,
The actual displacement of the actuator is measured by a sensor, etc., which will be described later, and the signal is output at the point in the figure, and the difference between the signals is b -
a is taken out as the estimation error.
オブザーバ内で等価回路を形成している回路の伝達特性
は、この場合２次の積分特性を有しており、初期状態ま
でも実際のアクチュエータにおける積分特性を模擬して
いない事や、実際のアクチーエータには積分特性の手前
に外乱が入力されるにもかかわらず１等価回路では外乱
まで模擬できない等の理由から、周波数特性に関しては
、実際のアクチュエータ特性と等価回路が同じでも、動
特性（等価回路の出力値における各時間経過毎の値）は
同じにならない。このため、上記推定誤差が収束してゼ
ロになるよう、ＦｌとＦ２のゲイン３０８．３０９によ
りフィードバックがかけられている。従って、ある時間
経過後は、オブザー／Ｎ内フィードバックゲインの作用
により推定誤差がゼロに収束するため等価回路出力であ
る推定位置ａと実測位置すは等しくなり、この時、積分
器３０７の手前、すなわちＺ兄のブロック３０６の出力
であるアクチュエータ速度に相当する部分（回路上１位
置の微分となっているため速度に相当する）は、実際の
アクチュエータ速度に等しくなっている。The transfer characteristics of the circuit forming the equivalent circuit in the observer have second-order integral characteristics in this case, and even the initial state does not simulate the integral characteristics of the actual actuator. Although the disturbance is input before the integral characteristic, it is not possible to simulate the disturbance with one equivalent circuit.As for frequency characteristics, even if the actual actuator characteristics and the equivalent circuit are the same, the dynamic characteristics (equivalent circuit The output values (values for each elapsed time) are not the same. For this reason, feedback is applied by the gains 308 and 309 of Fl and F2 so that the estimation error converges to zero. Therefore, after a certain period of time, the estimation error converges to zero due to the effect of the observer/N feedback gain, so the estimated position a, which is the equivalent circuit output, and the actual measured position become equal, and at this time, before the integrator 307, That is, the portion corresponding to the actuator speed (corresponding to the speed because it is a differential of one position on the circuit), which is the output of the block 306 of the older brother Z, is equal to the actual actuator speed.
上述のような原理で推定したアクチュエータ速度を、Ｆ
３のゲイン３１０で元の制御ループにフィードバックす
ると、速度フィードバックループが新たに構成された事
となり（現代制御理論におけるレギュレータの構成と同
じ）、アクチュエータの機械共振特性にダンピングがか
かる。第２図は、上記の事を証明するアクチュエータ周
波数特性の実測図で、オブザーバを構成し、速度フィー
ドバックを施した場合の特性は、ダンピングがかかり、
共振ピークゲインが小さくなる。以上の速度推定オブザ
ーバは、現代制御理論の同一次元オブザーバで構成した
場合について説明したが、最小次元オブザーバで構成し
ても同様の効果が得られる事は言うまでもない。この場
合、上述したような等価回路といったものは存在せず、
アクチュエータ特性を状態方程式で表現した式を、−船
釣な最小次元オブザーバ構成アルゴリズム（例えばゴピ
ナスの最小次元オブザーバ）によって解いた結果をその
まま回路で実現する。又、ここにおいて、同一次元オブ
ザーバにおけるＦ１ゲイン３０８、Ｆ２ゲイン３０９の
設定は、
Ｍ：アクチュエータ可動部
に：アクチュエータ質量
Ｃ：アクチュエータ粘性
ｘＩ ニアクチユニーク推定位置
ｘ）：アクチュエータ推定速度
Ｕ：入力
Ｃ，：推定誤差
ｙ：オブザーバ出力
とすると、アクチュエータ状態方程式は・−・式１
となり、現代制御理論における任意極配置の定義により
オブザーバの極を−α１．−α２とすると、Ｆｌ、Ｆ２
の値は
・式２
を満たすＦｌ、Ｆ２を求めれば良い事になる。The actuator speed estimated based on the principle described above is F
When fed back to the original control loop with a gain of 310, a velocity feedback loop is newly configured (same as the regulator configuration in modern control theory), and the mechanical resonance characteristics of the actuator are damped. Figure 2 is an actual measurement diagram of the actuator frequency characteristics that proves the above.When an observer is configured and velocity feedback is applied, the characteristics are damped,
Resonant peak gain becomes smaller. Although the speed estimation observer described above is constructed using same-dimensional observers according to modern control theory, it goes without saying that the same effect can be obtained even when the speed estimation observer is constructed using a minimum-dimensional observer. In this case, there is no such thing as an equivalent circuit as described above,
The result of solving an equation expressing the actuator characteristics as a state equation using a simple minimum dimension observer construction algorithm (for example, Gopinath's minimum dimension observer) is directly implemented in a circuit. Also, here, the settings of F1 gain 308 and F2 gain 309 in the same dimension observer are as follows: M: Actuator moving part: Actuator mass C: Actuator viscosity xI Near actuator unique estimated position x): Actuator estimated speed U: Input C, : Estimation error y: Observer output, the actuator state equation becomes...Equation 1. According to the definition of arbitrary pole placement in modern control theory, the observer poles are -α1. -α2, Fl, F2
The values of can be determined by finding Fl and F2 that satisfy Equation 2.
しかし、オブザーバ内におけるＦ１ゲイン３０８を含む
ループとＦ２ゲイン３０９を含むループの収束は、トラ
ッキング制御系全体の収束よりも十分速い必要があるた
め、式２におけるα１とα２の値は、第１３図の極配置
（制御理論においてシステムの応答を表現する図）にお
いて、レギュレータシステムの極（トラッキング制御シ
ステムの極）よりも十分左側（負の実数値が大きい側＝
収束が速い側）に設定する必要がある。また、第１図に
おいて、アクチュエータ機構部の特性を２次のシステム
として簡略化したが、板バネ形状のアクチュエータにお
いて実際には、高次共振や***振等が多く存在し、これ
らが制御系のゲイン余裕を劣化させる等の悪影響を及ぼ
す場合がある。However, since the convergence of the loop containing the F1 gain 308 and the loop containing the F2 gain 309 within the observer needs to be sufficiently faster than the convergence of the entire tracking control system, the values of α1 and α2 in Equation 2 are In the pole arrangement (a diagram that expresses the system response in control theory), the position is far to the left of the pole of the regulator system (the pole of the tracking control system) (the side with larger negative real value =
It is necessary to set it to the side where convergence is fast). Furthermore, in Figure 1, the characteristics of the actuator mechanism are simplified as a second-order system, but in reality, there are many higher-order resonances, anti-resonances, etc. in leaf spring-shaped actuators, and these are difficult to control in the control system. This may have an adverse effect such as deteriorating the gain margin.
しかし、この場合も、オブザーバ内のフィードバックル
ープ（Ｆ２ゲイン３０９を含むループ）の帯域（オーブ
ンループゲインがＯｄＢとなる周波数）を下記のように
設定すれば、このようなオブザーバを用いる事により上
記高次共振の影響を抑える事も可能である。However, even in this case, if the band (frequency at which the oven loop gain is OdB) of the feedback loop (loop including F2 gain 309) in the observer is set as shown below, the above-mentioned high speed can be achieved by using such an observer. It is also possible to suppress the influence of next-order resonance.
以下、上記の理由を証明する。The above reason will be proven below.
まずアクチュエータ機構部の特性は
Ｋｔ ：アクチュエータトルク定数
Ｇｍ ：高次共振特性
とすると
ＫＬ −Ｇｍ ／ （ＭＳ” ＋Ｃ５十ｋ） −式
３（式３）＝Ｂ（ｓ） ・Ｇｍ −
・・式４のようにまとめると、第１図において、簡略化
のためＲ＝１．Ｋｄ ＝１．Ｆ２＝０とおいた場合の駆
動電圧から推定速度■までの伝達関数はＶ＝ｕ（ｔ）
・ Ｂ（ｓ） ・ Ｓ ・ （（１，＋ （
Ｆ １） ・ Ｂ（ｓ）・Ｇｍ）／ （１＋ （
Ｆｌ） ・Ｂ（Ｓ））ｉ−式５駆動電圧から真のアク
チュエータ速度までの伝達関数は
Ｖ＝ｕ（ｔｌ ・Ｂ（ｓｌ ・Ｓ−Ｇｍ
−式６となる事から式５と式６を比較すると、■に表さ
れるＧＩＩＩはＶに表されるＧｍに比べ（Ｆ １ ）
−Ｂ（ｓ）／（１＋ （Ｆ １ ） −Ｂ（ｓｌ） □
−式７の係数がかかっている事がわかる。First, the characteristics of the actuator mechanism are Kt: Actuator torque constant Gm: High-order resonance characteristics, KL - Gm / (MS" + C50k) - Equation 3 (Equation 3) = B (s) ・Gm -
. . . When summarized as Equation 4, in FIG. 1, R=1. Kd=1. When F2=0, the transfer function from the drive voltage to the estimated speed is V=u(t)
・ B(s) ・ S ・ ((1, + (
F 1) ・B(s)・Gm)/ (1+ (
Fl) ・B(S))i-Equation 5 The transfer function from drive voltage to true actuator speed is V=u(tl ・B(sl ・S−Gm
- From formula 6, when comparing formulas 5 and 6, GIII represented by ■ is compared to Gm represented by V (F 1 )
−B(s)/(1+ (F 1 ) −B(sl) □
- It can be seen that the coefficient of equation 7 is applied.
Ｆｌ−Ｂ（！ｌはオブザーバのオーブンループ特性に等
しく、式７はクローズド特性となるためトラッキング制
御帯域くオブザーバ帯域〈高域機械共振周波数＝ｆｖＩ
になるよう上述の帯域を設定すれば、クローズド特性に
おける制御帯域よりも高い周波数領域におけるゲインは
ＯｄＢ以下となるため、（Ｆｌ） ・ Ｉ Ｂ
（ｆ＋ｍ） Ｉ ／（１＋（ＰＩ） ・ ｔＢ
（ｆｍ ） Ｉ）＜１−式８
となり、式５におけるＧｍの係数が式６におけるＧｍの
係数よりも小さくなる事から第１図のオブザーバによる
速度フィードバックがかかっている周波領域において、
高域機械共振の影響を小さくできる。Fl-B (!l is equal to the oven loop characteristic of the observer, and Equation 7 has a closed characteristic, so the tracking control band and the observer band <high-frequency mechanical resonance frequency = fvI
If the above band is set so that
(f+m) I/(1+(PI) ・tB
(fm) I)<1-Equation 8, and the coefficient of Gm in Equation 5 is smaller than the coefficient of Gm in Equation 6, so in the frequency region where speed feedback is applied by the observer in Fig. 1,
The influence of high-frequency mechanical resonance can be reduced.
以上のようなオブザーバを用いた可動ヘッドのトラッキ
ング制御システムは、例えば第３図のように構成する事
が可能である。可動ヘッド１１２のポジションをポジシ
ョンセンサ４１３で検出する場合、ポジションの検出信
号が、ロータリートランス４１２のチャンネル数の制限
や、スリップリング４１１に介在する摺動ノイズの影響
を考えてドラム外に取り出す事が出来ない場合がある。A movable head tracking control system using the above observer can be configured as shown in FIG. 3, for example. When the position of the movable head 112 is detected by the position sensor 413, the position detection signal may be taken out of the drum in consideration of the limitations on the number of channels of the rotary transformer 412 and the influence of sliding noise present in the slip ring 411. There are cases where this is not possible.
この場合、第３図のようにドラム内蔵の回路基板内にア
クチュエータのドライバ４０１と、上述の速度推定オブ
ザーバ４０２を構成し、電気的ダンピング込みのアクチ
ュエータをスリップリング４１１を介してドラム外から
制御する形として実現する事ができる。第３図は、狭ト
ラツク記録による高密度化が要求されているディジタル
記録ＶＴＲのトラッキング制御系にオブザーバを構成し
た例で、トラッキングエラーを検出するのに必要なパイ
ロ−／ ）信号を生成回路４０４にて発注させ、ディジ
タルデータのブロック毎の直流成分（ＣＤＳ値）を上記
パイロット信号に基づいて可変し、ディジタルデータに
パイロット信号を多重する変調口！４０５の出力を記録
する事により、再生時にトラックエラーをエラー生成回
路４ｏ７にて生成し、トラッキング動作を行っている。In this case, as shown in FIG. 3, an actuator driver 401 and the above-mentioned speed estimation observer 402 are configured in a circuit board built into the drum, and the actuator including electrical damping is controlled from outside the drum via a slip ring 411. It can be realized as a form. FIG. 3 shows an example in which an observer is configured in the tracking control system of a digital recording VTR that is required to achieve high density recording through narrow track recording. A modulation port that changes the DC component (CDS value) of each block of digital data based on the pilot signal and multiplexes the pilot signal onto the digital data! By recording the output of 405, a tracking error is generated by the error generation circuit 4o7 during reproduction, and a tracking operation is performed.
この時、ディジタルデータのＣＤＳ値を変化する方式で
なく、アナログ的にパイロット信号を加算しても、記録
情報信号レベルより十分バイロントレベルが低ければ問
題ない、又、アナログ記録（ＦＭ記録ＶＴＲ）の場合は
、周波数アロケーション上のすきまに上記パイロット信
号を多重すれば良い０以上のようにして得られるトラッ
キングエラーは、補償回路４０Ｂにて位相補償、ゲイン
補償され、トラック曲がり等の比較的周波数の高い成分
を可動ヘッド側にフィードバックし、トラックずれ等の
比較的低い周波数成分をキャプスタンモータにフィード
バックする事によって、可動ヘッド側がダイナミックレ
ンジを越えないようにしている。At this time, there is no problem even if the pilot signal is added analogously instead of by changing the CDS value of digital data, as long as the Byronto level is sufficiently lower than the recorded information signal level.Also, for analog recording (FM recording VTR) In this case, the above-mentioned pilot signal may be multiplexed in the gap in the frequency allocation.The tracking error obtained in the above manner is phase compensated and gain compensated in the compensation circuit 40B, and the tracking error that is obtained by multiplexing the pilot signal in the gap in the frequency allocation is phase compensated and gain compensated in the compensation circuit 40B. By feeding back high frequency components to the movable head side and feeding back relatively low frequency components such as track deviation to the capstan motor, the movable head side is prevented from exceeding the dynamic range.
上述のようなオブザーバを構成するためには、可動ヘッ
ドのポジションを検出するためのポジションセンサが不
可欠である。第４図（ａｌはその一例で、可動ヘッド１
１２の動きを検出するため、可動部２０３ｂにマグネッ
ト５０２を接続し、ホルセンサ５０３にて、可動部２０
３ｂにおけるマグネット５０２が近づいたり遠ざかった
りする事による磁束密度の値を検出し、増幅器５０４の
出力として取り出す事により、可動部の位置を検出する
事ができる。この際、マグネット５０２は、透磁率の高
い部材で構成されたマグネットホルダー５０１にて囲わ
れ、漏れ磁束が磁気ヘッド１１２へ影響しないような構
成としている。さらに第４図（ｂ）は第４図（ａ）の変
形例で、アクチュエータの可動部２０３のうち磁気ヘッ
ドがついていない側のジンバルバネ２０３ａにマグネッ
ト５０５を固定し、ヨーク２０２にあけた穴からアクチ
ュエータ外部に漏れてくるマグネット５０５の磁束を、
基板５０７上に固定したホールセンサ５０６により検出
する構成としている。ここにおいて、マグネット５０５
からの磁束の強さが可動部の位置を表す事になり、これ
は第４図（ａ）の場合と同じである。この変形例では磁
気へノド１１２へのマグネット５０５の漏れ磁束の影響
は考えなくても良い。In order to configure the observer as described above, a position sensor for detecting the position of the movable head is essential. Figure 4 (al is an example, movable head 1
12, a magnet 502 is connected to the movable part 203b, and a Hole sensor 503 detects the movement of the movable part 20.
The position of the movable part can be detected by detecting the value of the magnetic flux density caused by the movement of the magnet 502 at 3b toward or away from the magnet 502 and taking it out as the output of the amplifier 504. At this time, the magnet 502 is surrounded by a magnet holder 501 made of a material with high magnetic permeability, so that leakage magnetic flux does not affect the magnetic head 112. Furthermore, FIG. 4(b) shows a modification of FIG. 4(a), in which a magnet 505 is fixed to the gimbal spring 203a on the side of the movable part 203 of the actuator to which the magnetic head is not attached, and the actuator is inserted through a hole made in the yoke 202. The magnetic flux of the magnet 505 leaking to the outside is
The configuration is such that detection is performed by a Hall sensor 506 fixed on a substrate 507. Here, the magnet 505
The strength of the magnetic flux from the center represents the position of the movable part, and this is the same as in the case of FIG. 4(a). In this modification, there is no need to consider the influence of the leakage magnetic flux of the magnet 505 on the magnetic node 112.
以上のような磁気的な位置検出手段以外にも、光学的な
位置検出手段による方法もある。例えば、第６図（１！
ｌ）はその−例で、アクチュエータの固定側に取り付け
られた発光部６０１からの光（この場合は、レンズによ
り平行光になっている）を、可動部に取り付けられた２
分割フォトダイオードなどによる受光部６０２により検
出している。可動部が動くと２分割のフォトダイオード
６０２０片側に当たる光量がもう一方より多くなる事か
ら、それぞれのフォトダイオード６０２の光電流の差を
取る事により可動部の位置を検出する事が可能である。In addition to the magnetic position detection means described above, there is also a method using optical position detection means. For example, in Figure 6 (1!
l) is an example of this, in which the light from the light emitting unit 601 attached to the fixed side of the actuator (in this case, it is parallel light due to the lens) is transmitted to the light emitting unit 601 attached to the movable part.
It is detected by a light receiving section 602 such as a split photodiode. When the movable part moves, the amount of light hitting one side of the two-split photodiode 6020 becomes larger than the other, so it is possible to detect the position of the movable part by taking the difference in the photocurrent of each photodiode 602.
さらに、第６図（ａ）を変形した例が第６図（ｂ）で、
可動部には光を反射するミラー６０６が取り付けられて
いるだけで、発光部６０１とフォトダイオードなどによ
る受光部６０２は、固定側に付いている。この場合もＬ
ＥＤあるいは半導体レーザ等により構成される発光素子
６０５からの光はレンズ６０３により平行光になされる
。この時、平行光を得るためには発光素子６０５はレン
ズ６０３の後方焦点位置に配置する必要がある。第６図
（ｂｌの光学式センサは第６図（Ｃ）のような原理で位
置検出がなされる。Furthermore, FIG. 6(b) is a modified example of FIG. 6(a).
Only a mirror 606 that reflects light is attached to the movable part, and a light emitting part 601 and a light receiving part 602 such as a photodiode are attached to the fixed side. In this case also L
Light from a light emitting element 605 constituted by an ED or a semiconductor laser is converted into parallel light by a lens 603. At this time, in order to obtain parallel light, the light emitting element 605 needs to be placed at the rear focal position of the lens 603. The optical sensor shown in FIG. 6(bl) detects the position based on the principle shown in FIG. 6(C).
第６図（Ｃ１において、可動部と一体となっているミラ
ー６０６が平行に移動すると（この場合、ジンバルバネ
等により一軸方向のみしか動かないように規制されてい
るため）、出射される平行光は受光部６０２上を可動部
の移動と共に平行移動するため、第６図（８）と同様に
例えば２分割フォトダイオード６０２のそれぞれの光電
流量に差が生じ、差動増幅器６０７の出力として位置検
出信号が得られる。光学的位置検出手段は、上述のよう
な方法以外にも、発光部Ｅ可動部に取り付け、受光側が
固定部にあっても同様の効果が得られる事は言うまでも
ない。When the mirror 606 integrated with the movable part moves in parallel in FIG. 6 (C1) (in this case, it is restricted to move only in one axis direction by a gimbal spring, etc.), the emitted parallel light is Since the light-receiving section 602 is moved in parallel with the movement of the movable section, a difference occurs in the amount of photocurrent of each of the two-split photodiodes 602, for example, as shown in FIG. It goes without saying that the same effect can be obtained by attaching the optical position detecting means to the movable part of the light emitting part E and having the light receiving side in the fixed part, in addition to the method described above.
また、上述のような磁気的あるいは光学的位置検出手段
の他にも、可動ヘッドアクチュエータの板バネ、あるい
はジンバルバネに、歪むと磁気抵抗が変化する。−射的
に歪ゲージと呼ばれる素子をはり付ける事によって、板
バネもしくはジンバルバネの変形を抵抗値の変化として
検出し、例えば、上述の歪ゲージに一定電流を流した時
の電圧の変化を読むか、一定電圧を加えた時に歪ゲージ
と直列に挿入した電流検出用抵抗の両端の電圧を読むな
どして、可動部の位置を検出する方法も可能である。ま
た、可動部付近に容量を検出するセンサを用意し、さら
に上記容量センサと可動部との距離が、可動部の移動に
伴い変化するように配置し、容量センサの容量を電気的
に検出する事により可動部の位置を検出する事も可能で
ある。また、従来のバイモルフ型アクチュエータを用い
る場合においては、従来例で示すようにバイモルフの一
部を切る事によりバイモルフ変位量における直流成分以
外の量を取り出す事が可能である事も言うまでもない。In addition to the above-mentioned magnetic or optical position detection means, the magnetic resistance changes when the leaf spring or gimbal spring of the movable head actuator is distorted. - By attaching an element called a strain gauge, the deformation of a leaf spring or gimbal spring can be detected as a change in resistance value, and for example, when a constant current is passed through the strain gauge mentioned above, the change in voltage can be read. It is also possible to detect the position of the movable part by reading the voltage across a current detection resistor inserted in series with the strain gauge when a constant voltage is applied. In addition, a sensor for detecting capacitance is prepared near the movable part, and the distance between the capacitance sensor and the movable part changes as the movable part moves, and the capacitance of the capacitance sensor is electrically detected. It is also possible to detect the position of the movable part. Furthermore, when using a conventional bimorph type actuator, it goes without saying that by cutting a part of the bimorph as shown in the conventional example, it is possible to extract amounts other than the DC component in the bimorph displacement amount.
この場合、変位出力に直流成分は含まれないが、第１図
のオブザーバにおいて必ずしも直流成分を必要としない
ため、オブザ−バに用いる位置検出信号として入力する
事が可能である。ただし、この時、オブザーバの駆動電
圧入力においても同様に直流分をカントしておかないと
、推定誤差に直流的な予測誤差が生じて、オブザーバが
動作しなくなる事は言うまでもない。In this case, the displacement output does not include a DC component, but since the observer of FIG. 1 does not necessarily require a DC component, it can be input as a position detection signal used in the observer. However, at this time, it goes without saying that if the DC component is not similarly canted in the drive voltage input of the observer, a DC-like prediction error will occur in the estimation error, and the observer will no longer operate.
ここで、位置検出信号を回転ドラムの外に取り出す事が
出来ない場合は、第５図のようにドラム内に取り付けら
れたリング状の基板５０８により、上記基板５０８内に
てアクチュエータのドライバ４０１やセンサアンプ５０
４．オブザーバ４０２等を構成し、スリップリング４１
１からのアクチュエータ駆動指令電圧に基づいて動作さ
せる事ができる。これは、上述したすべての位置検出方
式に対してそのまま適用できる。Here, if the position detection signal cannot be extracted outside the rotating drum, a ring-shaped substrate 508 installed inside the drum can be used to transmit the actuator driver 401 or the like within the substrate 508, as shown in FIG. sensor amplifier 50
4. The slip ring 41 constitutes an observer 402 and the like.
The actuator can be operated based on the actuator drive command voltage from 1. This can be applied as is to all the position detection methods described above.
一方、位置検出信号を回転ドラム外に取り出し、オブザ
ーバ回路及びドライバをドラム外で構成する事も可能で
ある。例えば、第７図がその一例で、光センサの発光素
子６０５であるＬＥＤもしくはレーザを図中の駆動信号
により点滅駆動させる。On the other hand, it is also possible to extract the position detection signal outside the rotating drum and configure the observer circuit and driver outside the drum. For example, FIG. 7 is an example of this, in which the LED or laser which is the light emitting element 605 of the optical sensor is driven to blink by the drive signal shown in the figure.
この際１点滅の周波数は、オブザーバ帯域よりも十分高
く、又、ロータリートランス４１２の通過可能周波数範
囲とする０図では、スリップリング４１１により発光素
子６０５の駆動信号を送っているが、容量の大きなロー
タリートランスにて駆動信号を伝送するか、電源のみ別
の手段（容量の大きいロータリートランスもしくはスリ
ップリング）にて供給し、指令信号のみを送る方法でも
同様に点滅駆動させる事ができる。At this time, the frequency of one blink is sufficiently higher than the observer band, and in Figure 0, which is the frequency range that can pass through the rotary transformer 412, the drive signal for the light emitting element 605 is sent by the slip ring 411, but the The blinking drive can be similarly achieved by transmitting the drive signal through a rotary transformer, or by supplying power only by another means (a rotary transformer with a large capacity or a slip ring) and transmitting only the command signal.
このようにして点滅駆動された光は、ミラー６０６を介
して受光素子６０２にて交流の光電流に変換される。こ
の光電流はロータリートランス通過可能な周波数領域に
おける光電流信号であるため、容易にロータリートラン
ス４１２を通過し、回転ドラム外の検波回路６０８にて
受光素子６０２の受光光量に変換され、差動アンプ６０
７にてアクチュエータ可動部の変位量として取り出す事
ができる。The light driven to blink in this manner is converted into alternating current photocurrent by the light receiving element 602 via the mirror 606. Since this photocurrent is a photocurrent signal in a frequency range that can pass through the rotary transformer, it easily passes through the rotary transformer 412, is converted into the amount of light received by the light receiving element 602 in the detection circuit 608 outside the rotating drum, and is converted into the amount of light received by the light receiving element 602. 60
7, it can be taken out as the amount of displacement of the actuator movable part.
又、第７図のような光センサの場合でなくても、上述し
た容量式センサの場合は、センサの持つ容量とコイルを
用意し、ＬＣ発振回路となるような構成とし、上記発振
回路からの交流信号をロータリートランス外に取り出し
た後、周波数−電圧変換（Ｆ／Ｖ変換）を行い、可動部
位置信号を取り出してもよい、又、このような方法以外
にも、ドラム内に用意した電圧−周波数変換（ＦＭ変調
）回路、もしくは電圧−パルス幅変換（ＰＷＭ変調）回
路、もしくは電圧−交流！＆幅変換（ＡＭ変調）回路等
により、ロータリートランス４１２を介してドラム外に
取り出しても同様の効果が得られる事は言うまでもない
。In addition, even if it is not the case of an optical sensor as shown in Fig. 7, in the case of the above-mentioned capacitive sensor, prepare the capacitance and coil of the sensor, configure it as an LC oscillation circuit, and connect it from the above oscillation circuit. After taking out the AC signal outside the rotary transformer, frequency-voltage conversion (F/V conversion) may be performed to take out the movable part position signal. Voltage-frequency conversion (FM modulation) circuit, voltage-pulse width conversion (PWM modulation) circuit, or voltage-AC! It goes without saying that the same effect can be obtained even if the signal is taken out of the drum via the rotary transformer 412 using a width conversion (AM modulation) circuit or the like.
これらの位置検出手段と、オブザーバ回路により構成さ
れた磁気ヘッドアクチュエータの電気的ダンピングは、
第８図のＱ））のように共振ピークゲインを抑圧し、結
果的に第８図（ａ）における制御系オーブンループ特性
Ｂのようにアクチュエータのトラッキング制御系を構成
する事ができるが、オブザーバによる電気的ダンピング
が無い場合、共振周波数ｄ゛におけるピークゲインかも
り上がっているため、ｄ°点におけるゲイン余裕を考慮
して安定性を保つため制御帯域をｇ”まで下げなければ
ならない（この時１周波数ｄ′においては、制御系オー
ブンループ特性における位相が一１８０°と大きく回っ
ているため、この周波数ｄ’ のオーブンループゲイン
がＯｄＢに近づくと制御システムは発振する）。又、ト
ラッキングエラーの低域成分をキャプスタンモータに戻
すと、キャプスタンモータが第８図（ａ）、 （Ｃ１の
ようなオーブンループ特性を、もつため、キャプスタン
ループとトラッキングループの両方を同時に閉じた場合
の統合的な制御特性は、第８図（ａ）のゲインＩＩａｘ
（最大値）を各周波数においてとったものとなる。す
なわち、低域側でキャプスタンループが支配的となり、
高域側でアクチュエータループが支配的となる０例えば
、第９図は、アクチュエータトラフキング制御システム
のオーブンループ特性の一例である。The electrical damping of the magnetic head actuator composed of these position detection means and the observer circuit is
By suppressing the resonance peak gain as shown in Q)) in Fig. 8, it is possible to configure an actuator tracking control system as shown in control system oven loop characteristic B in Fig. 8(a). If there is no electrical damping due to (At one frequency d', the phase of the control system oven loop characteristic is rotated by 1180 degrees, so when the oven loop gain at this frequency d' approaches OdB, the control system oscillates.) When the low-frequency component is returned to the capstan motor, the capstan motor has an oven loop characteristic as shown in Figure 8 (a) (C1), so the integration when both the capstan loop and tracking loop are closed at the same time. The control characteristic is the gain IIax in Fig. 8(a).
(maximum value) at each frequency. In other words, the capstan loop becomes dominant on the low frequency side,
For example, FIG. 9 shows an example of oven loop characteristics of an actuator trafking control system.
又、第３図において、記録トラックからのパイロット信
号を再生し、トランクずれの方向と量を検出する場合に
ついてオブザーバの通用例を示したが、パイロット信号
を記録せず、磁気へ、７ド１１２を微小振動させてこの
時の再生信号出力振幅の変化からトラッキングを行うウ
オブリング方式においても、アクチュエータの不要な機
械共振を抑圧し、制御帯域の向上や安定性の向上、不要
な振動の防止を行う事が可能である。In addition, although FIG. 3 shows a general example of the observer for detecting the direction and amount of trunk deviation by reproducing the pilot signal from the recording track, it is possible to use the observer without recording the pilot signal and using the magnetic field. Even in the wobbling method, in which tracking is performed based on changes in the output amplitude of the reproduced signal by making minute vibrations, unnecessary mechanical resonance of the actuator is suppressed, improving the control band, improving stability, and preventing unnecessary vibrations. things are possible.
第１０図Ｔａ）はその−例で、取り出される再生信号振
幅に含まれるウオブリング周波数成分のみをバンドパス
フィルタ７０１により抽出し、同期検波回路７０２にお
いて、アクチュエータを微小振動させている指令信号を
移相器７０３にてアクチュエータの上記微小振動周波数
における機械的位相遅れ量だけ位相をずらした信号を用
いて、同期検波、もしくは乗算する事により、トラ・ツ
クずれの方向と量を検出する事ができる。このようにし
て得られたトラックエラー信号をローパスフィルタ７０
８にて位相補償し、アクチュエータを微小振動させるた
めのウオブリング信号と加算した後、オブザーバ出力を
減算器７０７にてフィードバックし、ドライバ４０１に
てアクチュエータを駆動する事によりトラッキングを行
う事ができる。Fig. 10 Ta) is an example of this, in which only the wobbling frequency component included in the extracted reproduced signal amplitude is extracted by a band pass filter 701, and the command signal that causes the actuator to vibrate minutely is phase-shifted in the synchronous detection circuit 702. By performing synchronous detection or multiplication using a signal whose phase is shifted by the amount of mechanical phase delay at the minute vibration frequency of the actuator in the device 703, the direction and amount of the track shift can be detected. The track error signal obtained in this way is filtered through a low-pass filter 70.
After performing phase compensation in step 8 and adding it to a wobbling signal for making the actuator vibrate minutely, the observer output is fed back in a subtracter 707, and tracking can be performed by driving the actuator with a driver 401.
第１０図（ｂｌは、第１０図（ａｌにおけるウオブリン
グ方式において、トラックエラーの低域成分をキャプス
タンモータにフィードバックするように構成した具体例
で、キャプスタン制御系においては、従来からのリニア
トラックからのＣＴＬ （位相検出）信号による位相制
御ループにウオブリングによるトラックエラーから位相
補償した低域成分をフィードバックする構成となってい
る。第１０図（ｂｌにおいては、アクチュエータ２０６
による可動へラド１１２の他に固定へラド７０９がある
が、トラックエラーの低域成分は常にキャプスタンモー
タ７１８へフィードバックされるため、常に固定ヘッド
７０９に対し可動へラド１１２のヘッド高さが自動調整
され、可動ヘッド１１２はトラック曲がりのみ追従する
形となる。−船釣に第１０図（ｂ）のようなヘッド構成
の場合、第１０図（Ｃ）のように固定ヘッド７０９のヘ
ッド幅はトランク幅より広く取り、トランク曲がりがあ
っても信号が十分ひろえるように構成されるのが一般的
である。Figure 10 (bl) is a specific example of the wobbling method in Figure 10 (al) in which the low frequency component of the track error is fed back to the capstan motor. The configuration is such that a low frequency component that has been phase-compensated for track errors due to wobbling is fed back to a phase control loop using a CTL (phase detection) signal from the actuator 206.
In addition to the movable head 112, there is a fixed head 709, but since the low frequency component of the tracking error is always fed back to the capstan motor 718, the head height of the movable head 112 is always automatically adjusted relative to the fixed head 709. The adjustment is made so that the movable head 112 follows only the curve of the track. - When using the head configuration shown in Figure 10 (b) for boat fishing, the head width of the fixed head 709 should be wider than the trunk width as shown in Figure 10 (C), so that the signal will be sufficiently wide even if the trunk is bent. It is generally configured so that it can be
実際のオブザーバ回路は、例えば、アナログ回路で構成
した場合、第１１図のように実現される。The actual observer circuit is realized as shown in FIG. 11, for example, when it is constructed from an analog circuit.
アナログ差動増幅器等では温度ドリフト等によりオフセ
ントが発生しやすいため、アナログ回路で構成する場合
、オブザーバ回路へのアクチュエータ駆動電圧入力や、
位置センサからの位置情報入力において直流成分を除去
するコンデンサ８０１゜８０７を挿入した方が望ましい
。なぜなら、トラッキング制御システムにおいて主にダ
ンピングをかける必要がある周波数領域は、機械共振が
存在する周波数付近であるため、直流分は必要ないから
である。第１１図の回路は、第１図のオブザーバ伝達特
性をそのまま模擬したもので、第１図中ｆ７１Ｒ，ＫＪ
、ＫＬ、に、Ｆｌ、Ｆ２は、そのままオペアンプの増
幅ゲインとして第１１図中に存在し、πｉのブロック３
０６はオペアンプ８０４のアクティブフィルタで構成さ
れ、積分器３０７はオペアンプ８０５の積分器として構
成されている。Analog differential amplifiers are prone to offsets due to temperature drift, etc., so when configured with analog circuits, the actuator drive voltage input to the observer circuit,
It is preferable to insert capacitors 801 and 807 to remove DC components from the position information input from the position sensor. This is because the frequency range in which damping is mainly required in the tracking control system is around the frequency where mechanical resonance exists, so a DC component is not required. The circuit shown in Fig. 11 directly simulates the observer transfer characteristics shown in Fig. 1, and f71R, KJ
, KL, Fl and F2 exist as they are in FIG. 11 as the amplification gain of the operational amplifier, and block 3 of πi
06 is configured as an active filter of the operational amplifier 804, and an integrator 307 is configured as an integrator of the operational amplifier 805.
また、第１図中のａ−ｂの減算部分はオペアンプ８０６
にて構成され、オペアンプ８０６の出力がそれぞれ第１
図のＦｌ、Ｆ２に相当するゲインを有し、オブザーバ等
価回路のオペアンプ８０２〜８０５にフィードバックさ
れる構成となっている。Also, the subtraction part a-b in FIG. 1 is the operational amplifier 806.
The output of the operational amplifier 806 is connected to the first
It has a gain corresponding to Fl and F2 in the figure, and is configured to be fed back to operational amplifiers 802 to 805 of the observer equivalent circuit.
又、第１１図の構成においては、オペアンプ８０３．８
０４を１つのアクティブフィルタとして構成し、オペア
ンプを１つ省略する事も可能である。In addition, in the configuration of FIG. 11, the operational amplifier 803.8
It is also possible to configure 04 as one active filter and omit one operational amplifier.
上記の構成はアナログ回路でオブザーバを構成した一例
について示したが、マイクロコントローラ等におけるソ
フトウェアにて第１図の伝達関数表現をソフトウェアで
記述しても同様の効果が得られる。Although the above configuration has been shown as an example in which the observer is configured with an analog circuit, the same effect can be obtained by writing the transfer function expression of FIG. 1 in software in a microcontroller or the like.
なお、上述の方式はＶＴＲにおいて構成した例について
示したが、磁気ディスク装置や光デイスク装置のトラッ
キング制御システムにおいても応用でき、同様の効果を
得る事ができるのは言うまでもない。Although the above-mentioned method has been shown as an example configured in a VTR, it goes without saying that it can also be applied to a tracking control system for a magnetic disk device or an optical disk device, and similar effects can be obtained.
以上、可動ヘンドアクチュエータにオブザーバを構成し
て、電気的ダンピングを行う手法について述べたが、す
でに市販されているＶＴＲ等にみられるように可動ヘッ
ドによるトラッキング動作を行わずに、可動ヘッドを特
殊再生時のみに用いる場合がある。この場合においても
特殊再生波形に対するアクチュエータの動きを正確に行
い、不要な振動を抑えるために機械共振を抑圧する必要
が生じる。この際、上述したようなオブザーバ回路と位
置センサを用いたシステムで電気的ダンピングをかける
事により機械共振や不要な振動を抑圧できる事は言うま
でもないが、特殊再生波形に対する追従性だけを考えて
、少しの電気的ダンピングで良い場合で低コストにする
必要がある時、第１２図（ａ）のような逆起電カフィー
ドバックによる簡易的なダンピング方式も考えられる。Above, we have described a method of configuring an observer in a movable hand actuator to perform electrical damping. It may be used only during playback. In this case as well, it is necessary to accurately move the actuator with respect to the special reproduction waveform and to suppress mechanical resonance in order to suppress unnecessary vibrations. At this time, it goes without saying that mechanical resonance and unnecessary vibrations can be suppressed by applying electrical damping with a system using the observer circuit and position sensor as described above, but considering only the followability of the special reproduction waveform, When a small amount of electrical damping is sufficient and cost reduction is required, a simple damping method using back electromotive force feedback as shown in FIG. 12(a) can be considered.
これは、アクチュエータコイルと同じ電気的特性を持つ
等価コイル９０１をドライバ４０１に並列に接続し、そ
れぞれの電流経路に流れる電流を電流検出抵抗９０２．
９０３により比較し、逆起電力を差動アンプ９０４の出
力として検出し、元の駆動電圧にフィードバックする方
式である（この時、等価コイル９０１は動かず、逆起電
力も発生しないため、抵抗９０３と９０２との電圧には
アクチュエータコイルの逆起電力による電位差が生じ、
これを検出する）。しかし、等価コイル９０１とアクチ
ュエータ２０Ｓ内のコイルとでは、温度ドリフト等によ
り違いが生じるため、検出される逆起電力は正確なもの
とはならない。そこで、第１２図（′ｂ）のような回路
構成にて簡易的なダンピングを構成する。電流検出抵抗
９０２，９０３の両端の電圧は差動増幅器９０７．９０
８により検出される。差動増幅器９０７の出力はアクチ
ュエータ２０６の駆動電流に相当するので、これを必要
帯域にフィルタ９１０で制限した後、直流成分を除去す
るコンデンサ９１１を介して元の制御系にフィードバッ
クすると、電流帰還ループが構成され、フィルタ９１０
のカットオフ周波数の範囲によってアクチュエータ駆動
方式を電圧ドライブ（電流フィトバックが行われていな
い周波数域で）、電流ドライブ（電流フィードバックが
行われている周波数域で）とする事が可能である。さら
に、差動増幅器９０９によって２つの電流検出抵抗９０
２゜９０３の両端の電圧差を検出する事により、アクチ
ュエータ２０６の逆起電力を取り出し、これをフィルタ
９１２により帯域制限し、直流成分を除去するコンデン
サ９１３を介してフィードバックする事により、逆起電
力のフィードバックループを電気的に構成し、ダンピン
グをかける事が可能である。なお、差動増幅器９０９の
ゲインを可変する事でフィードバック量を可変し、ダン
ピング量が可変できる。又、上記フィルタ９１２はアク
チュエータの機械共振周波数成分のみを通過させるバン
ドパスフィルタでも、機械共振の影響が軽減できる事は
言うまでもない。In this method, an equivalent coil 901 having the same electrical characteristics as the actuator coil is connected in parallel to the driver 401, and the current flowing through each current path is detected by a current detection resistor 902.
903, the back electromotive force is detected as the output of the differential amplifier 904, and is fed back to the original drive voltage (at this time, the equivalent coil 901 does not move and no back electromotive force is generated, so the resistor 903 A potential difference occurs between the voltages of and 902 due to the back electromotive force of the actuator coil,
detect this). However, since there is a difference between the equivalent coil 901 and the coil in the actuator 20S due to temperature drift, etc., the detected back electromotive force will not be accurate. Therefore, simple damping is constructed using a circuit configuration as shown in FIG. 12('b). The voltage across the current detection resistors 902 and 903 is determined by the differential amplifier 907.90.
8. The output of the differential amplifier 907 corresponds to the drive current of the actuator 206, so after limiting it to the required band with a filter 910, it is fed back to the original control system via a capacitor 911 that removes the DC component, thereby creating a current feedback loop. is configured and the filter 910
Depending on the cutoff frequency range, the actuator drive method can be voltage drive (in the frequency range where current feedback is not performed) or current drive (in the frequency range where current feedback is performed). Furthermore, the two current detection resistors 90 are connected by the differential amplifier 909.
By detecting the voltage difference between both ends of 2°903, the back electromotive force of the actuator 206 is taken out, which is band-limited by a filter 912, and fed back through a capacitor 913 that removes the DC component, thereby reducing the back electromotive force. It is possible to electrically construct a feedback loop and apply damping. Note that by varying the gain of the differential amplifier 909, the amount of feedback can be varied and the amount of damping can be varied. It goes without saying that the filter 912 can also be a bandpass filter that passes only the mechanical resonance frequency component of the actuator to reduce the influence of mechanical resonance.
ここにおいて検出した逆起電力は、アクチュエータの速
度に比例して発生するものであるので、前述の速度オブ
ザーバから推定される推定速度と同様であるため、これ
をフィードバックする事によりダンピングがかかるのは
明らかである。ただし、オブザーバの推定と逆起電力の
検出とでは、オブザーバに用いる位置センサの精度が良
い場合、上述したオブザーバの高次機械共振の抑圧効果
や回路内に積分器しか含まない等も考慮すると、オブザ
ーバの方が逆起電力の検出よりも正確な速度が推定でき
るため、速度フィードバックゲインが大きく取れ、大き
なダンピングをかける事が可能である。The back electromotive force detected here is generated in proportion to the speed of the actuator, so it is similar to the estimated speed estimated from the speed observer described above, so damping can be applied by feeding it back. it is obvious. However, when estimating the observer and detecting the back electromotive force, if the accuracy of the position sensor used for the observer is good, the above-mentioned effect of suppressing higher-order mechanical resonance of the observer and the fact that only an integrator is included in the circuit are taken into account. Since the observer can estimate the speed more accurately than detecting the back electromotive force, it is possible to obtain a large speed feedback gain and apply large damping.
以上のように、この発明によれば、アクチュエータの位
置を検出する位置検出手段と、上記アクチュエータの駆
動信号と上記位置検出手段からの位置信号とを入力して
上記アクチュエータの速度を電気的に推定する速度推定
手段とを備え、上記速度推定手段により得られる推定速
度をアクチュエータ駆動信号にフィードバックする事に
より、可動磁気ヘッドのアクチュエータにおける機械共
振の影響を少なくするようにしたので、トランク追従精
度が向上し、磁気ヘッドのオフトラック量が少なくなる
事により、磁気テープ装置等の記録密度（トランク密度
）が向上する効果がある。又、特殊再生時における可動
磁気ヘッドの挙動に対しても、特殊再生波形に対するア
クチュエータの応答を良くし、不要な振動の発生を抑え
る効果がある。As described above, according to the present invention, the speed of the actuator is electrically estimated by inputting the position detection means for detecting the position of the actuator and the drive signal of the actuator and the position signal from the position detection means. By feeding back the estimated speed obtained by the speed estimating means to the actuator drive signal, the effects of mechanical resonance on the actuator of the movable magnetic head are reduced, improving trunk tracking accuracy. However, since the off-track amount of the magnetic head is reduced, the recording density (trunk density) of the magnetic tape device etc. is improved. Furthermore, regarding the behavior of the movable magnetic head during special reproduction, the response of the actuator to the special reproduction waveform is improved and unnecessary vibrations are suppressed.
また、本願の別の発明によれば、アクチュエータにおけ
るコイルと電気的特性が同じ等価コイルを備え、この等
価コイルを用いて上記アクチュエタコイルに発生する逆
起電力を検出することにより得られるアクチュエータの
推定速度をアクチュエータ駆動信号にフィードバックす
るようにしたので、精度的には上記第１の発明より劣る
が、特殊再生波形に対する追従性だけを考えて、少しの
電気的ダンピングで良い場合で、低コストにする必要が
ある時などに有効である。According to another invention of the present application, the actuator is provided with an equivalent coil having the same electrical characteristics as the coil in the actuator, and is obtained by detecting the back electromotive force generated in the actuator coil using the equivalent coil. Since the estimated speed is fed back to the actuator drive signal, the accuracy is inferior to the first invention above, but considering only the followability to the special reproduction waveform, a small amount of electrical damping is sufficient, and the cost is low. This is useful when it is necessary to
第１図はこの発明の一実施例におけるオブザ−バの伝達
関数ブロック図、第２図はこの発明の一実施例における
アクチュエータの周波数特性を示す図、第３図はこの発
明の一実施例におけるトラッキング制御システムの構成
図、第４図はこの発明の一実施例における磁気センサの
構成図、第５図はこの発明の一実施例におけるドラム内
ｉ！基板の概略図、第６図はこの発明の一実施例におけ
る光センサの構成図、第７図はこの発明の一実施例にお
ける光センサの信号伝達構成図、第８図及び第９図はこ
の発明の一実施例におけるトラッキング制御システムの
オーブンループ特性図、第１０図はこの発明の一実施例
におけるウオブリングによるトラッキング制御システム
の構成図、第１１図はこの発明の一実施例におけるオブ
ザーバ回路図、第１２図はこの発明の一実施例における
逆起電力によるアクチュエータのダンピング制御構成図
、第１３図はこの発明の一実施例におけるトラ第１７図
はバイモルフの例を示す外観図、第１８図はバイモルフ
の動作図、第１９図はバイモルフアクチュエータにおけ
るヘッド傾き量を表す図、第２０図はバイモルフアクチ
ュエータの周波数特性を示す図、第２１図はｉ短駆動型
アクチュエータの構成図、第２２図は電磁駆動型アクチ
ュエータの周波数特性を示す図、第２３図は従来のウオ
ブリングによるトラッキング制御構成図である。
１０１・・・バイモルフ、１０２・・・センサ、１０３
・・・高インピーダンス増幅器、１０４゜１０９．７０
６．７１６・・・加算器、１０５・・・微分器、１０６
・・・ローパスフィルタ、１０７・・・位相進み回路、
１０８・・・ゲイン可変増幅器、１１０・・・駆動増幅
器、ＩＩＩ・・・ポテンショメータ、１１２・・・磁気
ヘッド、１１３・・・ビデオ信号処理回路、１１４・・
・ヘッド位置制御回路、１１５・・・周波数補償器、１
１６・・・変換器リセット信号発生器、２０１・・・マ
グネット、２０２・・・ヨーク、２０３ａ・・・ジンバ
ルバネ、２０３ｂ・・・板ハネ、２０４・・・コイルボ
ビン、２０５・・・アクチュエータコイル、２０６・・
・アクチュエータ、２０７，４０６・・・ヘッドアンプ
、２０８・・・ウオブリングサーボ回路、２０９４０１
．７１７・・・ドライバ、３０１・・・アクチュエータ
機構部、３０２・・・アクチュエータコイル抵抗、３０
３・・・ドライブアンプゲイン、３０４，３０５，３０
６，３０７・・・アクチュエータ等価回路、３０８，３
０９・・・オブザーバフィードバンクゲイン、３１０・
・・速度フィードバックゲイン、４０２・・・オブザー
バ（速度推定手段）、４０３・・・ドラム回転制御回路
、４０４・・・パイロット信号生成回路、４０５・・・
変調回路、４０７・・・トラッキングエラー生成回路、
４０８・・・トラッキング制御補償回路、４０９・・・
キャブスクン制御回路、４１０・・・回転ドラム、４．
１１・・・スリップリング、４１２・・・ロータリート
ランス、４１３・・・ポジションセンサ（位置検出手段
）、５０１・・・マグネットホルダー、５０２゜５０５
・・・マグネット、５０３，５０６・・・ホールセンサ
、５０４，６０７・・・差動増幅器（センサアンプ）、
５０７・・・基板、５０８・・・ドラム搭載基板、６０
１・・・発光部、６０２・・・受光部、６０３・・・レ
ンズ、６０４・・・出射まど（しぼり）、６０５・・・
発光素子、６０６・・・反射ミラー、６０８・・・検波
回路、７０１・・・バンドパスフィルタ、７０２・・・
同期検波回路、７０３・・・移相器、７０４・・・反転
アンプ、７０５・・・発振器、７０７・・・減算器、７
０８，７１３，７１４・・・ローパスフィルタ、７０９
・・・固定ヘッド、７１０・・・フェイズロックドルー
プ（Ｐ Ｌ Ｌ）回路、７１１・・・ヘッドアンプ、７
１２・・・オートゲインコントロール（ＡＧＣ） 回！
、７１５・・・キャプスタン位相制御回路、７１８・・
・キャプスタンモータ、７１９・・・リニアトラックヘ
ッド、７２０・・・磁気テープ、８０１．８０７，８０
８，９１１，９１３・・・コンデンサ、８０２，８０３
，８０４，８０５゜８０６．９０４，９０７，９０８．
９０９・・・差動増幅器、９０１・・・等価コイル、９
０２゜９０３・・・電流検出抵抗、９１０，９１２・・
・フィルタ。
なお、図中、同一符号は同一、又は相当部分を示す。
代理人 弁理士 宮 園 純 −２０ｉ
２０３ａ
７ゐ
ンＯ４
第８図（ａ）
０ｇ
郭、５図
第１６図
７ｖイ１−ルフｆ）４厭（ｍｍ＞
吠
周液致
（Ｈ２）
／（Ｊ／
手
続
補
正
書（自発）
補正の対象
平成
老年／之月
を
口
明細書の発明の詳細な説明の欄。
補正の内容
（１）明細書第２４頁第６行目
「ダイビング」
とある
のを
「ダンピング」
と補正する。
１、事件の表示
特願平２−１７１０７５号
以
上
３、補正をする者FIG. 1 is a block diagram of the transfer function of an observer in an embodiment of the present invention, FIG. 2 is a diagram showing the frequency characteristics of an actuator in an embodiment of the invention, and FIG. 3 is a diagram showing the frequency characteristics of an actuator in an embodiment of the invention. FIG. 4 is a block diagram of a tracking control system, FIG. 4 is a block diagram of a magnetic sensor in an embodiment of the present invention, and FIG. 5 is a block diagram of an i! A schematic diagram of the board, FIG. 6 is a configuration diagram of an optical sensor in an embodiment of the present invention, FIG. 7 is a diagram of a signal transmission configuration of an optical sensor in an embodiment of the invention, and FIGS. An oven loop characteristic diagram of a tracking control system in an embodiment of the invention, FIG. 10 is a configuration diagram of a wobbling tracking control system in an embodiment of the invention, FIG. 11 is an observer circuit diagram in an embodiment of the invention, Fig. 12 is a configuration diagram of damping control of an actuator using a back electromotive force in an embodiment of the present invention, Fig. 13 is a diagram of an actuator in an embodiment of the invention, Fig. 17 is an external view showing an example of a bimorph, and Fig. 18 is a Bimorph operation diagram, Figure 19 is a diagram showing the amount of head tilt in the bimorph actuator, Figure 20 is a diagram showing the frequency characteristics of the bimorph actuator, Figure 21 is a configuration diagram of the i short drive type actuator, and Figure 22 is the electromagnetic FIG. 23, which is a diagram showing the frequency characteristics of the drive type actuator, is a configuration diagram of tracking control using conventional wobbling. 101... Bimorph, 102... Sensor, 103
...High impedance amplifier, 104°109.70
6.716...Adder, 105...Differentiator, 106
...Low pass filter, 107...Phase lead circuit,
108... Variable gain amplifier, 110... Drive amplifier, III... Potentiometer, 112... Magnetic head, 113... Video signal processing circuit, 114...
- Head position control circuit, 115... frequency compensator, 1
16... Converter reset signal generator, 201... Magnet, 202... Yoke, 203a... Gimbal spring, 203b... Plate spring, 204... Coil bobbin, 205... Actuator coil, 206・・・
・Actuator, 207,406...Head amplifier, 208...Wobbling servo circuit, 209401
．． 717... Driver, 301... Actuator mechanism section, 302... Actuator coil resistance, 30
3... Drive amplifier gain, 304, 305, 30
6,307...actuator equivalent circuit, 308,3
09... Observer feed bank gain, 310.
... Speed feedback gain, 402 ... Observer (speed estimation means), 403 ... Drum rotation control circuit, 404 ... Pilot signal generation circuit, 405 ...
Modulation circuit, 407... tracking error generation circuit,
408...Tracking control compensation circuit, 409...
Cabscun control circuit, 410...rotating drum, 4.
11... Slip ring, 412... Rotary transformer, 413... Position sensor (position detection means), 501... Magnet holder, 502° 505
...Magnet, 503,506...Hall sensor, 504,607...Differential amplifier (sensor amplifier),
507... Board, 508... Drum mounting board, 60
1... Light emitting section, 602... Light receiving section, 603... Lens, 604... Output window (iris), 605...
Light emitting element, 606...Reflection mirror, 608...Detection circuit, 701...Band pass filter, 702...
Synchronous detection circuit, 703... Phase shifter, 704... Inverting amplifier, 705... Oscillator, 707... Subtractor, 7
08,713,714...Low pass filter, 709
... fixed head, 710 ... phase-locked loop (PLL) circuit, 711 ... head amplifier, 7
12...Auto gain control (AGC) times!
, 715...capstan phase control circuit, 718...
・Capstan motor, 719...Linear track head, 720...Magnetic tape, 801.807,80
8,911,913...Capacitor, 802,803
,804,805°806.904,907,908.
909... Differential amplifier, 901... Equivalent coil, 9
02゜903...Current detection resistor, 910,912...
·filter. In addition, in the figures, the same reference numerals indicate the same or equivalent parts. Agent Patent Attorney Jun Miyazono -20i 203a 7in O4 Fig. 8 (a) 0g Guo, 5 Fig. 16 Fig. 7v1-luff f) 4 厭 (mm> Peripheral liquid (H2) / (J / Procedural amendment (voluntary) Detailed explanation of the invention in the statement of the month subject to the amendment Amend it to be "dumping." 1. Indication of the incident Patent Application No. 171075 and above 3. Person making the amendment
Claims (2)
トラッキング方向に位置決めし、目標位置に追従せしめ
る制御システムを有する磁気再生装置において、 上記アクチュエータの位置を検出する位置検出手段と、
上記アクチュエータの駆動信号と上記位置検出手段から
の位置信号とを入力して上記アクチュエータの速度を電
気的に推定する速度推定手段とを備え、上記速度推定手
段により得られる推定速度をアクチュエータ駆動信号に
フィードバックする事を特徴とする磁気再生装置のアク
チュエータ駆動方法。(1) In a magnetic reproducing device having a control system for positioning an actuator movable in the tracking direction in the tracking direction and making it follow a target position, a position detection means for detecting the position of the actuator;
speed estimating means for electrically estimating the speed of the actuator by inputting the drive signal of the actuator and the position signal from the position detection means, the estimated speed obtained by the speed estimating means being used as the actuator drive signal. A method for driving an actuator of a magnetic reproducing device characterized by feedback.
トラッキング方向に位置決めし、目標位置に追従せしめ
る制御システムを有する磁気再生装置において、 上記アクチュエータにおけるコイルと電気的特性が同じ
等価コイルを備え、この等価コイルを用いて上記アクチ
ュエータコイルに発生する逆起電力を検出することによ
り得られるアクチュエータの推定速度をアクチュエータ
駆動信号にフィードバックする事を特徴とする磁気再生
装置のアクチュエータ駆動方法。(2) A magnetic reproducing device that has a control system that positions an actuator movable in the tracking direction in the tracking direction and makes it follow the target position, which is equipped with an equivalent coil having the same electrical characteristics as the coil in the actuator, and A method for driving an actuator of a magnetic reproducing device, characterized in that an estimated speed of the actuator obtained by detecting a back electromotive force generated in the actuator coil is fed back to an actuator drive signal.
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| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
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| WO1999036914A1 (en) * | 1998-01-19 | 1999-07-22 | Matsushita Electric Industrial Co., Ltd. | Apparatus for recording and reproducing information |
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-
1990
- 1990-06-28 JP JP2171075A patent/JP2637609B2/en not_active Expired - Fee Related
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Also Published As
| Publication number | Publication date |
|---|---|
| JP2637609B2 (en) | 1997-08-06 |
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