JPH04599Y2

JPH04599Y2 -

Info

Publication number: JPH04599Y2
Application number: JP1983030555U
Authority: JP
Priority date: 1983-03-04
Filing date: 1983-03-04
Publication date: 1992-01-09
Also published as: JPS59137660U; US4577342A

Description

【考案の詳細な説明】本考案は複数の中間周波帯域幅を有し、受信条
件によつて中間周波帯域幅を選択するように構成
されるとともにステレオ復調出力中に生ずる歪分
を低減するための調整回路とを備えたFMステレ
オ受信機に関する。

従来、FM受信機において、たとえば広帯域中
間周波回路と狭帯域中間周波回路とを備えて、受
信条件に応じて広または狭帯域中間周波回路を選
択するようにしたFMステレオ受信機がある。

一方、FMステレオ受信機において、中間周波
回路におけるバンドパスフイルタの周波数対振幅
特性および周波数対位相特性に起因してステレオ
復調出力中に高調波歪が発生する欠点がある。

（考案の目的）本考案は上記にかんがみなされたもので、選択
された中間周波帯域幅に応じて、ステレオ復調出
力中に生ずる高周波歪を打消すようにしたFMス
テレオ受信機を提供することを目的とする。

この目的は本考案によれば、中間周波段が広、
狭の中間周波帯域幅に選択可能に構成されたFM
ステレオ受信機において、FM復調出力を受けて
中間周波段にて発生する歪成分に応じた歪打消出
力を発生する歪打消出力発生手段と、歪打消出力
を受けて入出力レベル比が広帯域幅側中間周波段
により生ずる歪分に対応させた第１レベル調整回
路と、歪打消出力を受けて入出力レベル比が狭帯
域幅側中間周波段により生ずる歪分に対応させた
第２レベル調整回路と、中間周波段の中間周波帯
域幅選択に対応して第１レベル調整回路の出力と
第２レベル調整回路の出力との一方を選択する選
択手段と、選択手段の出力をFM復調出力から減
算することによつて達成される。

以下、本考案を実施例により説明する。

第１図は本考案の第１実施例の構成を示すブロ
ツク図である。

（考案の第１実施例における構成）本考案の第１実施例のFMステレオ受信機はフ
ロントエンド１とフロントエンド１から出力され
た中間周波信号を選択増幅する広帯域幅中間周波
回路２および狭帯域幅中間周波回路３と、広帯域
幅中間周波回路２の出力と狭帯域幅中間周波回路
３の出力との一方を選択出力する切替スイツチ回
路４と、切替スイツチ回路４の出力が供給されて
FM復調するFM復調回路５と、FM復調された
FM復調信号をステレオ復調するステレオ復調回
路６と、ステレオ復調回路６の出力が供給されて
高周波歪打消出力を発生する後述の歪打消回路７
と、歪打消回路７によつて歪が打消されたステレ
オ復調出力をそれぞれ増幅する図示していない低
周波増幅器を備えている。

歪打消回路７はステレオ復調回路６から出力さ
れた左側チヤンネル信号のレベルを1/2に減衰す
る減衰回路７_Aと、ステレオ復調回路６から出力
された右側チヤンネル信号のレベルを1/2に減衰
する減衰回路７_Bと、減衰回路７_Aの出力と減衰回
路７_Bの出力とを加算する加算回路７_Cと、減衰回
路７_Aの出力から減衰回路７_Bの出力を減算する減
算回路７_Dと、加算回路７_Cの出力と減算回路の出
力７_Dとを乗算する乗算回路７_Eとからなり歪打消
出力を発生する歪打消出力発生手段７１と、歪打
消出力発生手段７１の出力、すなわち乗算回路７
_Ｅの出力が供給さけて乗算回路７_Eの出力レベルを
調整するレベル調整回路７_Fおよび７_Gと、切替ス
イツチ回路４と連動して切替つてレベル調整回路
７_Fの出力とレベル調整回路７_Gの出力との何れか
一方を選択出力する切替スイツチ回路７_Hと、左
側チヤンネル信号から切替スイツチ回路７_Hの出
力を減算する減算回路７_Jと、右側チヤンネル信
号と切替スイツチ回路７_Hの出力を加算する加算
回路７_Kとからなつている。８はアンテナである。

（考案の第１実施例における作用）以上の如く構成した本第１実施例において、フ
ロントエンド１〜ステレオ復調回路６の作用は従
来のFMステレオ受信機と同一である。切替スイ
ツチ回路４によつて広帯域幅中間周波回路２の出
力と狭帯域幅中間周波回路３の出力との何れか一
方を放送電波の状態に応じて選択し、放送電波の
状態に適合した受信を行なう。

一方、余弦波cospt（０＜ｐ2π×15kHz）で、
ステレオの左側または右側の一方のみを変調した
ときの変調信号S_Mは S_M＝１／２cospt＋１／２cosptcosωct で表わされる。上式においてパイロツト信号は省
略してあり、ωcは副搬送波信号の角周波数であ
る。上記の変調信号S_Mの放送を受信したときに
おけるFM復調信号S_Dは、中間周波回路のバンド
パスフイルタの影響により生ずる最も大きい歪分
だけを考慮すると S_D＝１／２cospt＋１／４cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／４cos（ωc−ｐ）ｔ＋kcos（ωc＋2p）ｔ＋kcos（ωc−2p）ｔで表わすことができる。ここでｋは中間周波回路
のバンドパスフイルタが示す特性により定まる定
数である。また広帯域幅中間周波回路２に対する
定数ｋをk₁、狭帯域幅中間周波回路３に対する定
数ｋをk₂とする。以下、定数k₁，k₂を必要の生ず
るまでｋで代表させることにする。

ステレオ復調回路６がスイツチング方式である
としたとき、ステレオ復調のために副搬送波信号
S_2A，S_2Bが作られる。副搬送波信号S_2A，S_2Bはそ
れぞれ S_2A＝１＋2cosωct S_2B＝１−2cosωct で表わすことができ、ステレオ復調回路６におい
てFM復調信号S_Dと副搬送波信号S_2A，S_2Bとが乗
算される。この乗算出力はそれぞれローパスフイ
ルタを通し、音声信号帯域を超える成分の通過が
阻止されて左側チヤンネル信号および右側チヤン
ネル信号として出力される。いま上記の乗算によ
る出力をS_ML，S_MR、ローパスフイルタの出力すな
わちステレオ復調回路６から出力されるステレオ
復調出力をS_L，S_Rとすれば、 S_ML＝S_D×（１＋cos2ωct）＝１／２cospt＋１／４
cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／４cos（ωc−ｐ）ｔ＋kcos（ωc＋2p）ｔ＋kcos（ωc−2p）ｔ＋１／
２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）ｔ＋１／４cospt＋１／４cos（2ωc＋ｐ）ｔ＋１／
４cospt＋１／４cos（2ωc−ｐ）ｔ＋kcos2pt＋kcos（2ωc＋2p）ｔ＋kcos2pt＋kcos
（2ωc−2p）ｔ S_L＝cospt＋2kcos2pt S_MR＝S_D（１−cos2ωct） S_R＝−2kcos2pt となる。S_L，S_Rから明らかな如くステレオ復調回
路６から出力されるステレオ復調出力には基本波
の第２高調波歪分が存在している。

そこで、減衰回路７_Aおよび７_Bの出力信号S_7A
およびS_7Bは S_7A＝１／２cospt＋kcos2pt S_7B＝−kcos2pt となる。

加算回路７_Cの出力信号S_7Cおよび減算回路７_D
の出力信号S_7Dは S_7C＝１／２cospt S_7D＝１／２cospt＋2kcos2pt 乗算回路７_Eの出力信号S_7Eは S_7E＝１／４＋１／４cos2pt＋１／２kcos3pt ＋１／２kcosptとなる。

レベル調整回路７_Fの入出力レベル比をl₁（＝８
k₁）、レベル調整回路７_Gの入出力レベル比をl₂
（＝８k₂）に設定してある。レベル調整回路７_Fお
よび７_Gの出力信号S_7FおよびS_7Gは S_7F＝l₁／４＋l₁／４cos2pt＋l₁／２kcos3pt ＋l₁／２kcospt S_7G＝l₂／４＋l₂／４cos2pt＋l₂／２kcos3pt ＋l₂／２kcospt となる。

ここで歪分のレベルは基本的信号レベルに対し
て非常に小さい範囲を問題にしているためｋ≪
１，l₁，l₂≪１と見做せる。また直流分は信号に
無関係であるため省略すると、 S_7F≒l₁／４cos2pt S_7G≒l₂／４cos2pt となる。

いま、切替スイツチ回路４により広帯域幅中間
周波回路２の出力を選択しているときは切替スイ
ツチ回路７_Hによりレベル調整回路７_Fの出力が選
択される。

したがつてこの場合におけるステレオ復調回路
６から出力されるステレオ復調出力S_LおよびS_Rは S_L＝cospt＋2k₁cos2pt S_R＝−2k₁cos2pt であり、減算回路７_Jの出力信号S_7Jおよび加算回
路７_Kの出力信号S_7Kは S_7J＝cospt＋（2k₁−l₁／４）cos2pt S_7K＝（l₁／４−2k₁）cos2pt となる。ここでレベル調整回路７_Fのレベル比l₁
はl₁＝８k₁に設定してあるため、減算回路７_Jおよ
び加算回路７_Kから出力されるステレオ復調出力
中において第２高調波歪が存在することがなくな
る。

また、切替スイツチ回路４により狭帯域幅中間
周波回路３の出力を選択しているときは切替スイ
ツチ回路７_Hによつてレベル調整回路７_Gの出力が
選択される。

したがつてこの場合におけるステレオ復調出力
S_LおよびS_Rは S_L＝cospt＋2k₂cos2pt S_R＝−2k₂cos2pt であり、減算回路７_Jおよび７_Kの出力信号S_7Jおよ
びS_7Kは S_7J＝cospt＋（2k₂−l₂／４）cos2pt S_7K＝（l₂／４−2k₂）cos2pt となる。ここでレベル調整回路７_Gのレベル比l₂
はl₂＝８k₂に設定してあるため、出力信号S_7Jおよ
びS_7K中に、すなわちステレオ復調出力中な第２
高調波歪が存在することがなくなる。

したがつて切替スイツチ回路４によつて広帯域
幅中間周波回路２の出力または狭帯域幅中間周波
回路３の出力を選択したときにおいてもステレオ
復調出力中における第２高調波歪が打消されるこ
とになる。

また、広帯域幅中間周波回路２、狭帯域幅中間
周波回路３の周波数対振幅特性、周波数対位相特
性のばらつきによつてFM復調信号S_D中における
定数k₁，k₂が負の値をとるときにおいては、レベ
ル調整回路７_F，７_Gのレベル比l₁，l₂を（−l₁），
（−l₂）とすればよい。

また、定数k₁，k₂は広帯域幅中間周波回路２、
狭帯域幅中間周波回路３によつて定まるため、レ
ベル調整回路７_F，７_Gのレベル比の極性も定ま
る。

しかし、レベル調整回路７_F，７_Gをまとめて第
２図に示す如く乗算回路７_Eの出力の増幅する利
得１の非反転増幅器７_Lおよび利得１の反転増幅
器７_Mと、非反転増幅器７_Lの出力と反転増幅器７
_Ｍの出力とを合成する可変抵抗器７_Nおよび７_Pと
から構成し、可変抵抗器７_Nの摺動子と可変抵抗
器７_Pの摺動子とを切替スイツチ回路７_Hで切替え
るようにしてもよい。このように構成すれば可変
抵抗器７_Nでレベル比l₁を、可変抵抗器７_Pでレベ
ル比l₂をそれぞれ正、負の何れにも調整すること
ができて、定数k₁，k₂の正、負何れの極性にも対
応することができる。

つぎに本考案の第２実施例について説明する。

第３図は本考案の第２実施例の構成を示すブロ
ツク図である。

（考案の第２実施例における構成）本第２実施例においては本考案の第１実施例の
歪打消回路７に代つて、後述する歪打消回路９が
FM復調回路５とステレオ復調回路６との間に挿
入してある。

歪打消回路９は、FM復調信号S_Dからメイン信
号を抽出するメイン信号抽出回路９_Aと、FM復
調信号S_Dからサブ信号によるダブルサイドバンド
信号を抽出するダブルサイドバンド信号抽出回路
９_Bと、メイン信号抽出回路９_Aの出力とダブルサ
イドバンド信号抽出回路９_Bの出力とを乗算する
乗算回路９_Cとからなり歪打消出力を発生する歪
打消出力発生手段９１と、歪打消出力発生手段９
１の出力、すなわち乗算回路９_Cの出力レベルを
調整するレベル調整回路９_Dおよび９_Eと、切替ス
イツチ回路４と連動して切替つてレベル調整回路
９_Dの出力とレベル調整回路９_Eの出力との何れか
一方を選択出力する切替スイツチ回路９_Fと、
FM復調信号S_Dから切替スイツチ回路９_Fの出力
を減算しかつ出力をステレオ復調回路６に供給す
る減算回路９_Gとからなつている。

（考案の第２実施例における作用）以上の如く構成した本第２実施例において、本
考案の第１実施例の場合と同じ変調信号S_Mの放
送を受信したときにおけるFM復調信号S_Dは本考
案の第１実施例の場合と同一である。したがつ
て、ステレオ復調のためにこのFM復調信号をス
テレオ復調回路６で副搬送波信号と掛算すると、
FM復調信号S_Dの式中第４項、第５項の（ωc＋
2p）（ωc−2p）成分が2p成分となつて、ステレオ
復調出力信号中に基本波の第２高調波歪として現
われる。しかるに本第２実施例においては歪打消
回路９により下記の如く第２高調波歪分は打消さ
れる。

まず、メイン信号抽出回路９_Aの出力信号S_9Aお
よびダブルサイドバンド信号抽出回路９_Bの出力
信号S_9Bは S_9A＝１／２cospt S_9B＝１／４cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／４cos（ωc
−ｐ）ｔ＋kcos（ωc＋2p）ｔ＋kcos（ωc−2p）ｔとなる。ここでｋは本考案の一実施例の場合と同
様である。

乗算回路９_Cの出力信号S_9Cは S_9C＝S_9A×S_9B＝１／16cos（ωc＋2p）ｔ＋１／16c
osωct＋１／16cos（ωc−2p）ｔ＋１／16cosωct ＋ｋ／４cos（ωc＋3p）ｔ＋ｋ／４cos（ωc＋ｐ
）ｔ＋ｋ／４cos（ωc−3p）ｔ＋ｋ／４cos（ωc−ｐ）
ｔとなる。

レベル調整回路９_Dの入出力レベル比をl₃（＝１
６k₁）、レベル調整回路９_Eの入出力レベル比をl₄
（＝１６k₂）に設定してある。レベル調整回路９_D
の出力信号S_9Dは S_9D＝l₃／16cos（ωc＋2p）ｔ＋l₃／16cosωct＋l₃／
16cos（ωc−2p）ｔ＋l₃／16cosωct ＋kl₃／４cos（ωc＋3p）ｔ＋kl₃／４cos（ωc＋ｐ
）ｔ＋kl₃／４cos（ωc−3p）ｔ＋kl₃／４cos（ωc−ｐ
）ｔとなる。

ここで本考案の第１実施例の場合と同様にｋ≪
１、l₃，l₄≪１と見做せる。たまωc成分は歪に無
関係であるため省略すると S_9D≒l₃／16cos（ωc＋2p）ｔ＋l₃／16cos（ωc−2p）ｔとなる。

同様にレベル調整回路９_Eの出力信号S_9Eは S_9E≒l₄／16cos（ωc＋2p）ｔ＋l₄／16cos（ωc−2p）ｔとなる。

いま、切替スイツチ回路４により広帯域幅中間
周波回路２の出力を選択しているときは切替スイ
ツチ回路９_Fによりレベル調整回路９_Dの出力が選
択される。

したがつてこの場合における減算回路９_Gの出
力信号S_9Gは S_9G＝S_D−S_9D＝１／２cospt＋１／４（ωc＋
ｐ）ｔ＋１／４cos（ωc−ｐ）ｔ＋（k₁−l₃／16）cos（ωc＋2p）ｔ（k₁−l₃／16）cos（ωc−2p）ｔとなる。

ここでl₃＝16k₁に設定してあるため、減算回路
９_Gの出力信号S_9G中の（ωc＋2p）成分、（ωc−
2p）成分は零となつて、減算回路９_Gの出力信号
をステレオ復調回路６において副搬送波で乗算し
てステレオ復調したときにおいてステレオ復調信
号中に第２高調波歪分が存在することはなくな
る。

また、切替スイツチ回路４により狭帯域幅中間
周波回路３の出力を選択しているときは切替スイ
ツチ回路９_Fによつてレベル調整回路９_Eの出力が
選択される。

したがつてこの場合における減算回路９_Gの出
力信号S_9Gは S_9G＝１／２cospt＋１／４（ωc＋ｐ）ｔ
＋１／４cos（ωc−ｐ）ｔ＋（k₂−l₄／16）cos（ωc＋2p）ｔ＋（
k₂−l₄／16）cos（ωc−2p）ｔとなる。

ここでl₄＝16k₂に設定してあるため、減算回路
９_Gの出力信号S_9G中の（ωc＋2p）成分、（ωc−
2p）成分は零となつて、この場合においてステ
レオ復調信号中に第２高調波歪分が存在すること
はなくなる。

つぎに本考案の第３実施例について説明する。

第４図は本考案の第３実施例の構成を示すブロ
ツク図である。

（考案の第３実施例における構成）本考案の第３実施例は、本考案の第１実施例に
おける歪打消回路７に代つて後述する歪打消回路
１０がステレオ復調回路６に接続してある。

歪打消回路１０はステレオ復調回路６から出力
された左側チヤンネル信号のレベルを1/2に減衰
する減衰回路１０_Aと、ステレオ復調回路６から
出力された右側チヤンネル信号のレベル1/2に減
衰する減衰回路１０_Bと、減衰回路１０_Aの出力信
号から減衰回路１０_Bの出力信号を減算する減算
回路１０_Cと、減算回路１０_Cの出力信号を３乗す
る３乗回路１０_Dとからなり歪打消出力を発生す
る歪打消出力発生手段１０１と、歪打消出力発生
手段１０１の出力レベル、すなわち３乗回路１０
_Ｄの出力レベルを調整するレベル調整回路１０_Eお
よび１０_Fと、切替スイツチ回路４と連動して切
替つてレベル調整回路１０_Eの出力とレベル調整
回路１０_Fの出力との何れか一方を選択出力する
切替スイツチ回路１０_Gと、左側チヤンネル信号
から切替スイツチ回路１０_Gの出力を減算する減
算回路１０_Hと、右側チヤンネル信号と切替スイ
ツチ回路１０_Gの出力とを加算する加算回路１０_J
とからなつている。

（考案の第３実施例における作用）以上の如く構成した本第３実施例において、余
弦波１／２cospt，−１／２cosptをそれぞれステレオの左側チヤンネル信号、右側チヤンネル信号として
ステレオ変調したときの変調信号S_M1は S_M1＝cosptcosωct ＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）ｔで表わされる。上式においてcosptの高調波歪を
問題にしているためパイロツト信号は省略してあ
る。

一方、上記変調信号S_M1の放送を受信したとき
におけるFM復調信号S_D1は、中間周波回路のバ
ンドパスフイルタの影響により生じる最も大きい
歪分だけを考慮すると、 S_D1＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ
）ｔ＋kcos（ωc＋3p）ｔ＋kcos（ωc−3p）ｔで表わすことができる。ここでｋは本考案の第１
実施例の場合と同様である。

FM復調信号S_D1を副搬送信号S_2A，S_2Bと乗算
し、ローパスフイルタを介して出力されるステレ
オ復調信号S_L1，S_R1は次の如くなる。

S_L1＝cospt＋2kcos3pt S_R1＝−cospt−2kcos3pt 上記ステレオ復調信号S_L1およびS_R1は従来のス
テレオ復調出力信号であり、基本波の第３高調波
歪分が存在している。

減衰回路１０_Aの出力信号S_10Aおよび減衰回路
１０_Bの出力信号S_10Bはそれぞれ S_10A＝１／２cospt＋kcos3pt S_10B＝−１／２cospt−kcos3pt となる。

減算回路１０_Cの出力信号S_10Cは S_10C＝cospt＋2kcos3pt となる。

３乗回路１０_Dの出力信号S_10Dは S_10D＝（S_10C）³＝（cospt＋2kcos3pt）³ ＝cos³pt＋6kcos²ptcos3pt＋6kcosptc
os²3pt＋8k³cos³pt となる。

レベル調整回路１０_Eの入出力レベル比をl₁（＝
８k₁）とし、レベル調整回路１０_Fの入出力レベ
ル比をl₂（＝８k₂）とすれば、レベル調整回路１
０_Eの出力信号S_10Eおよびレベル調整回路１０_Fの
出力信号S_10Fはそれぞれ S_10E＝l₁cos³pt＋6kl₁cos²ptcos3pt＋6kl₁cosptcos²3pt
＋8k³l₁cos³pt S_10F＝l₂cos³pt＋6kl₂cos²ptcos3pt＋6kl₂cosptcos²3pt
＋8k³l₂cos³pt となる。ここで本考案の第１実施例の場合と同様
にｋ≪１、l₁，l₂≪１と見做せる。したがつて、 S_10E≒l₁cos³pt S_10F≒l₂cos³pt となる。

いま切替スイツチ回路４で広帯域幅中間周波回
路２の出力を選択しているときは切替スイツチ回
路１０_Gによりレベル調整回路１０_Eの出力が選択
されて、この場合における減算回路１０_Hの出力
信号S_10Hおよび加算回路１０_Jの出力信号S_10Jはそ
れぞれ S_10H＝S_L1−S_10E＝cospt＋2k₁cos3pt
−l₁cos³pt ＝（１−３／４l₁）cospt＋（2k₁−１／４l₁）cos3pt S_10J＝S_R1＋S_10E＝−cospt−2k₁cos3p
t＋l₁cos³pt ＝−（１−３／４l₁）cospt−（2
k₁−l₁／４）cos3pt となる。ここでレベル調整回路１０_Eのレベル比
l₁はl₁＝８k₁に設定してあるため、出力信号S_10H
およびS_10J中には第３高調波歪分が存在すること
はなくなる。

また、切替スイツチ回路４によつて狭帯域幅中
間周波回路３を選択しているときは切替スイツチ
回路１０_Gによりレベル調整回路１０_Fの出力が選
択されて、この場合における減算回路１０_Hの出
力信号S_10Hおよび加算回路１０_Jの出力信号S_10Jは
それぞれ S_10H＝S_L1−S_10F＝cospt＋2k₂cos3pt
−l₂cos3pt ＝（１−３／４l₂）cospt＋（2k₂−１／４l₂）cos3pt S_10J＝S_R1＋S_10F＝−cospt−2k₂cos3p
t＋l₂cos³pt ＝−（１−３／４l₂）cospt−（2
k₂−１／４l₂）cos3pt となる。ここでレベル調整回路１０_Fのレベル比
l₂はl₂＝８k₂に設定してあるため、出力信号S_10H
およびS_10J中には第３高調波歪分が存在すること
はなくなる。

つぎに本考案の第４実施例について説明する。

第５図は本考案の第４実施例の構成を示すブロ
ツク図である。

（考案の第４実施例における構成）本第４実施例においては本考案の第３実施例の
歪打消回路１０に代つて、後述する歪打消回路１
１がFM復調回路５とステレオ復調回路６との間
に挿入してある。

歪打消回路１１は、FM復調復調信号からサブ
信号によるダブルサイドバンド信号を抽出するダ
ブルサイドバンド信号抽出回路１１_Aと、ダブル
サイドバンド信号抽出回路１１_Aの出力を３乗す
る３乗回路１１_Bとからなり歪打消出力を発生す
る歪打消出力発生手段１１１と、歪打消出力発生
手段１１１の出力レベル、すなわち３乗回路１１
_Ｂの出力レベルを調整するレベル調整回路１１_Cお
よび１１_Dと、切替スイツチ回路４と連動して切
替つてレベル調整回路１１_Cの出力とレベル調整
回路１１_Dの出力との何れか一方を選択出力する
切替スイツチ回路１１_Eと、FM復調信号から切
替スイツチ回路１１_Eの出力を減算する減算回路
１１_Fとからなつている。

（考案の第４実施例における作用）以上の如く構成した本第４実施例において、本
考案の第３実施例の場合と同じ変調信号S_M1の放
送を受信したときにおけるFM復調信号F_D1は本
考案の第３実施例の場合と同様である。したがつ
てステレオ復調のためにこのFM復調信号をステ
レオ復調回路６で副搬送波信号と掛算すると、
FM復調信号S_D1の式中第３項、第４項のωc＋3p、
ωc−3p成分が3p成分となつて、ステレオ復調信
号中に基本波の第３高調波歪として現われる。し
かるに本第４実施例においては歪打消回路１１に
より下記の如く第３高調波歪は打消される。

まず、FM復調信号S_D1が供給されたときのダ
ブルサイドバンド信号抽出回路１１_Aの出力信号
S_11Aは S_11A＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）
ｔ＋kcos（ωc＋3p）ｔ＋kcos（ωc−3p）ｔとなる。ここで出力信号S_11AとFM復調信号S_D1と
は等しくなつている。このためダブルサイドバン
ド信号抽出回路１１_Aは不要の如くに視えるが、
上記の場合はメイン（Ｌ＋Ｒ）信号成分が存在し
ない場合であつて、現実の状態においてはメイン
信号成分も存在するのが一般的である。したがつ
て出力信号S_11A中にメイン（Ｌ＋Ｒ）信号成分が
存在することを防止するためにダブルサイドバン
ド信号抽出回路１１_Aが必要である。

一方、本考案では基本波信号レベルに対して歪
分のレベルが非常に小さい範囲を問題にしている
ため、定数｜ｋ｜≪１と見做せる。

したがつてダブルサイドバンド信号抽出回路１
１_Aの出力信号S_11A中の第３項および第４項を無
視して、３乗回路１１_Bの出力信号S_11Bは S_11B≒〔１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ
）ｔ〕³＝１／８cos³（ωc＋ｐ）ｔ＋３／８cos²（ωc
＋ｐ） tcos（ωc−ｐ）ｔ＋３／８cos（ωc＋ｐ）tcos²（
ωc−ｐ）ｔ＋１／８cos³（ωc−ｐ）ｔ＝９／32〔cos（ωc＋ｐ）ｔ＋cos（ωc−ｐ）ｔ〕＋
１／32〔cos（3ωc＋3p）ｔ＋cos（3ωc−3p）ｔ〕＋１／４〔cos（3ωc＋ｐ）ｔ＋cos（3ωc−ｐ）ｔ
〕＋１／４〔cos（ωc＋3p）ｔ＋cos（ωc−3p）ｔ〕となる。

上記した出力信号S_11B中、（3ωc＋ｐ），（3ωc−
ｐ），（3ωc＋3p），（3ωc−3p），（ωc＋ｐ）およ
び
（ωc−ｐ）の成分はステレオ復調時の歪とは無関
係であるため省略すると、出力信号S_11Bは S_11B≒１／４cos（ωc＋3p）ｔ＋１／４cos（ωc−3p）ｔとなる。

ここでレベル調整回路１１_Cの入出力レベル比
をl₅（＝４k₁）、レベル調整回路１１_Dの入出力レ
ベル比をl₆（＝４k₂）とすると、レベル調整回路
１１_Cの出力信号S_11Cおよびレベル調整回路１１_D
の出力信号S_11Dはそれぞれ S_11C＝l₅／４cos（ωc＋3p）ｔ＋l₅／４cos（ωc
− 3p）ｔ S_11D＝l₆／４cos（ωc＋3p）ｔ＋l₆／４cos（ωc
− 3p）ｔとなる。

ここで切替スイツチ回路１１_Eによりレベル調
整回路１１_Cの出力信号が選択されているときの
減算回路１１_Fの出力信号S_11Fは S_11F＝S_D1−S_11C＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２c
os（ωc−ｐ）ｔ＋k₁cos（ωc＋3p）ｔ＋k₁cos（ωc−3p）ｔ−l₅／４cos（ωc＋3p）ｔ−l₅／４cos（ωc−3p）ｔ＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）
ｔ＋（k₁−l₅／４）cos（ωc＋3p）ｔ＋（k₁−l₅／
４）cos（ωc−3p）ｔとなる。

ここでl₅＝４k₁に調整してあるため、減算回路
１１_Fの出力信号中における（ωc＋3p）および
（ωc−3p）成分は零となり、減算回路１１Ｆの出
力信号S_11Fをステレオ復調回路６に供給して、ス
テレオ復調回路６において副搬送波で乗算してス
テレオ復調したときにおいて、ステレオ復調信号
中に第３高調波歪が存在することはなくなる。

また切替スイツチ回路１１_Fによつてレベル調
整回路１１_Dの出力信号が選択されているときの
減算回路１１_Fの出力信号S_11Fは S_11F＝S_D1−S_11D＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２c
os（ωc−ｐ）ｔ＋k₂cos（ωc＋3p）ｔ＋k₂cos（ωc−3p）ｔ−l₆／４cos（ωc＋3p）ｔ
−l₅／４cos（ωc−3p）ｔ＝１／２cos（ωc＋ｐ）ｔ＋１／２cos（ωc−ｐ）
ｔ＋（k₂−l₆／４）cos（ωc＋3p）ｔ＋（k₂−l₆／
４）cos（ωc−3p）ｔとなる。

ここでl₆＝4k₂に調整してあるため、減算回路
１１_Fの出力信号中における（ωc＋3p）および
（ωc−3p）成分は零となり、減算回路１１_Fの出
力信号をステレオ復調した場合において、ステレ
オ復調信号中に第３高調波歪が存在することはな
くなる。

（考案の効果）以上説明した如く本考案によれば中間周波帯域
幅が切替可能に構成されたFMステレオ受信機に
おいて、選択した中間周波帯域幅に対応して、歪
打消回路中におけるレベル調整回路の調整値を選
択するようにしたため、歪打消回路の効果を最大
限に発揮させることができ、歪の少ない再生出力
を得ることができる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本考案の第１実施例の構成を示すブロ
ツク図。第２図はレベル調整回路の一例を示すブ
ロツク図。第３図は本考案の第２実施例の構成を
示すブロツク図。第４図は本考案の第３実施例の
構成を示すブロツク図。第５図は本考案の第４実
施例の構成を示すブロツク図。１……フロントエンド、２……広帯域幅中間周
波回路、３……狭帯域幅中間周波回路、４，７_H，
９_F，１０_Gおよび１１_E……切替スイツチ回路、
５……FM復調回路、６……ステレオ復調回路、
７_F，７_G，９_D，９_E，１０_E，１０_F，１１_Cおよび
１１_D……レベル調整回路、７１，９１，１０１
および１１１……歪打消出力発生手段。

Claims

【実用新案登録請求の範囲】

中間周波段が広、狭の中間周波帯域幅に選択可
能に構成されたFMステレオ受信機において、
FM復調出力を受けて中間周波段にて発生する歪
成分に応じた歪打消出力を発生する歪打消出力発
生手段と、歪打消出力を受けて入出力レベル比が
広帯域幅側中間周波段により生ずる歪分に対応さ
せた第１レベル調整回路と、歪打消出力を受けて
入出力レベル比が狭帯域幅側中間周波段により生
ずる歪分に対応させた第２レベル調整回路と、中
間周波段の中間周波帯域幅選択に対応して第１レ
ベル調整回路の出力と第２レベル調整回路の出力
との一方を選択する選択手段と、選択手段の出力
をFM復調出力から減算する減算手段とを備えた
ことを特徴とするFMステレオ受信機。