JPH044756A - Ｐｗｍインバータの制御装置 - Google Patents

Abstract

(57)【要約】本公報は電子出願前の出願データであるた
め要約のデータは記録されません。

Description

【発明の詳細な説明】 〔発明の目的〕 （産業上の利用分野） 本発明は出力トランスを介して交流負荷に可変電圧可変
周波数の電力を供給する電圧形ＰＷＭインバータの制御
装置に関する。

（従来の技術） 近年、大容量の自己消弧素子（例えばゲートターンオフ
サイリスタ等）の開発が盛んに行なわれ、インバータ等
の電力変換装置に用いられるようになってきた。特に、
パルス幅変調制御（ＰＷＭ制御）インバータは、直流を
可変電圧可変周波数の交流に変換することができ、誘導
電動機や同期電動機等の駆動電源として盛んに用いられ
るようになってきた。

このＰＷＭインバータは、交流電動機等の負荷側の大容
量化に伴い、高電圧、大電流のものが必要となり、出力
トランスによって変換器の交流側を絶縁し、複数台の変
換器を多重運転することが行なわれている。

第４図は、従来のＰＷＭ制御インバータ装置の構成を示
すもので、出力トランスを介して交流負荷に電力を供給
している。

図中、Ｖｄは直流電源、ＩＮＶはＰＷＭ制御インバータ
、ＰＬはパイロットリアクトル、ＴＲは出力トランス、
ＬＯＡＤは交流負荷である。インバータＩＮＶは自己消
弧素子＄１〜Ｓ４およびフリーホイリングダイオードＤ
、〜Ｄ４で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器ＣＴ　Ｐ　Ｌ　ｖＣ
ＴＬ、比較器Ｃ１，Ｃ，、加算器Ａ１．　Ａ２、制御補
償回路ＧＬ（Ｓ）、Ｇｐ＋−（Ｓ）、整流器り。、ｒ　
ＤＯ２、サンプルホールド回路ＳＨ１，ＳＨ２およびパ
ルス幅変調制御回路Ｐ目が用意されている。

インバータＩＮＶは直流電圧ＶｄｔｒＰＷＭ制御によっ
て可変電圧可変周波数の交流電力に変換するもので、出
力トランスＴＲを介して交流負荷ＬＯＡＤに電力を供給
している。

負荷電流ＩＬは次のようにして制御される。

すなわち、電流検出器ＣＴＬにより負荷電流工。

を検出し、比較器Ｃｊに入力する。比較器Ｃ４では電流
指令値工Ｌ＊と上記電流検出値■Ｌを比較し、その偏差
εＬ”ＩＬ’　　ＩＬを求める。当該偏差ε。

は次の電流制御補償回路により増幅され、加算器Ａ　１
．Ａ　２を介して、ＰＷＭ制御回路ＰＷＨに入力される
。ＰＷＭ制御回路ＰｌｄＭは当該入力信号ｅｉに比例し
た電圧Ｖ、を発生させるようにインバータＩＮＶをパル
ス幅変調制御する。

■♂＞　Ｉ　Ｌとなった場合、偏差εＬは正の値となり
、インバータＩＮＶの出力電圧■１を増加させ、負荷電
流ＩＬを増やし、ＩＬ≠ＩＬ＊どなるように制御される
。逆に、Ｉ　Ｌ＊＜　Ｉ　Ｌとなった場合、偏差ε。

は負の値となり、インバータＩＮＶの出力電圧■ユを減
少させ、負荷電流ＩＬを減らす。故に、やはり■Ｌ≠１
−となって落ちつく。電流指令値■己を正弦波状に変化
させれば、実電流工、もそれに追従して正弦波に制御さ
れる。

加算器Ａ、に入力されるもう一つの信号■己は負荷ＬＯ
ＡＤの逆起電力等を前向きに補償するもので、上記負荷
電流制御の応答を改善するために加えられる。

出力トランスＴＲは、直流電源Ｖｃｌと交流負荷ＬＯＡ
Ｄを絶縁する目的で、あるいは、複数台のインバータを
多重運転するときにｖ１置される。通常、このトランス
の励磁電流はインバータＩＮＶの出力電圧に比例した電
圧を２次側に発生するように流れる。出力周波数と電圧
が比例するような負荷、あるいは、定電圧定周波数の負
荷ではこのトランスの励磁電流はほぼ一定値となる。

しかし、実際には、制御回路のドリフトや素子のスイッ
チング特性のアンバランス等により、インバータ側から
若干の直流バイアスが出力トランスに印加されることが
ある。直流電圧のバイアスがトランスに印加された場合
、徐々にトランスＴＲが偏磁し、最終的に鉄心が飽和し
て過大な励磁電流がトランスＴＲに流れるようになり、
トランスＴＲを焼損するだけでなく、インバータＩＮＶ
を構成する素子を過電流によって、破壊するおそれさえ
ある。

そこで、出力トランスと並列にパイロットリアクトルＰ
Ｌを接続し、このパイロットリアクトルＰＬの偏磁を監
視し、その偏磁量に応じてインバータＩＮνの出力電圧
を補正してトランスＴＲの偏磁を防止している。

すなわち、まず、パイロットリアクトルＰＬに流れ込む
電流ＩＰＬを電流検出器ＣＴＰＬによって検出する。こ
の電流検出値ＩＰＬを整流回路り。、およびＤｏ２に入
力し、正側電流Ｉ　ＰＬ’＋ゝと負側電流Ｉ　ＰＬ”　
に分離する。次のサンプルホールド回路ＳＨ０およびＳ
Ｈ２により上記正側電流ＩＰ％＋１のピーク値ＩＰＬ”
ＰＥ靜と負荷電流ＩＰＬ’−ゝのピーク値Ｉ　ＰＬ”’
ＰＥ＾、を出力周波数の半サイクル毎にホールドしてお
く。さらに、比較器Ｃ７により上記正側電流ピーク値工
Ｐ♂＋’　ＰＥＡＫと負荷側電流ピーク値Ｉ　ＰＬ”Ｐ
ＥＡＫを比較し、その偏差Ｅ　ＰＥＡＫＩ　ＰＬ”ＰＥ
ＡＫ−Ｉ　ＰＬ”ＰＥＡＫを求める・当該偏差ｆ　ＰＥ
ＡＫを次の制御補償回路ＧＰＬ（Ｓ）で反転積分し、前
記トランスの偏磁を補正するための直流バイアス電圧△
ｖＤｃを加算器Ａ２　を介してＰＷＭ制御回路ＰνＨに
入力する。

例えば、インバータＩＮＶを構成する素子のバラツキに
より、出力電圧に正側の直流バイアス△■Ｂ工＾Ｓが印
加された場合、トランスＴＲおよびパイロットリアクト
ルＰＬは共に徐々に正側に偏磁して行く。その結果、サ
ンプルホールド回路ＳＨ１の出力Ｉ　ＰＬ”’ＰＩＥＡ
ＫがＳＨ，の出力Ｉ　ＰＬ”ＰＩ！ＡＫより大きくなっ
て偏差εＰＥＡＫは正の値となり、制御補償回路ＧＰＬ
（Ｓ）で反転積分され、補償電圧△■Ｄｃを負の値にす
る。故に、この補償電圧△Ｖｏｃが前記直流バイアス電
圧△ＶＢＩＡＳを打ち消すように働き、トランスＴＲお
よびパイロットリアクトルＰＬの偏磁を防止することが
できる。

上記従来のＰＷＭインバータ装置は、出方トランス付イ
ンバータの台数を増やすことにより、容量の増大を図る
ことができ、かつ、インバータを多重化パルス幅変調制
御することにより高瀾波の少ない正弦波出力が得られる
という特徴がある。

（発明が解決しようとする課題） しかし、この従来の電力変換装置は次のような問題点が
ある。

すなわち、出力トランスＴＲの偏磁を検出するためにパ
イロットリアクトルＰＬを用いているが、偏磁が発生し
たとき、このパイロットリアクトルＰＬに流れ込む電流
ＩＰＬと出力トランスＴＲの励磁電流工０とが完全に比
例せず、どちらかが先に偏磁してしまうことがある。こ
のため、まだトランスＴＲが偏磁していないのに補償電
圧ΔＶｏｃを加えてしまったり、逆に、トランスＴＲの
偏磁が発生しているのにまだ補償電圧△■Ｄｃ登与える
ことができないという矛盾が発生する。このように、パ
イロットリアクトルＰＬの鉄心の飽和特性と出力トラン
スＴＲの鉄心の飽和特性を合わせることが難しく、適正
な偏磁防止制御ができない欠点があった。また、このパ
イロットリアクトルＰＬの容量は出力トランスＴＲの１
割程度の容量となり、装置全体に占める割合も大きく、
コストを上げる原因にもなっていた。

さらに、上記従来の偏磁防止制御は出力周波数の半サイ
クル毎に電流のピーク値をサンプルホールドしているた
め、当該出力周波数が低くなると、検出のための時間遅
れが長くなり、その間に偏磁が拡大し、トランスを焼損
したり、過電流によりインバータを構成する素子を破壊
させてしまうことがある。

本発明は、以上の問題点に鑑みてなされたもので、従来
装置で用いていたパイロットリアクトルを省略し、かつ
、インバータの出力周波数の高低にかかわらず、瞬間瞬
時出力トランスの偏磁を補正できるようにしたＰＷＭイ
ンバータの制御装置を提供することを目的とする。

〔発明の構成〕

（１１１題を解決するための手段） 以上の目的を達成するために１本発明装置は、交流負荷
と、当該負荷に出力トランスを介して可変電圧可変周波
数の電力を供給するパルス幅変調制御（ＰＷＭ）インバ
ータと、前記交流負荷に流れる電流を制御する手段と、
前記出力トランスの一次電流を制御する手段と、当該一
次電流制御および前記負荷電流制御手段からの各出力信
号の和に基づいて前記電力変換器のゲート信号を与える
パルス幅変調制御回路とを具備している。

（作用） ＰＷＭインバータは、直流電力を可変電圧可変周波数（
ＶＶＶＦ）の交流電力に変換する。インバータと交流負
荷の間には出力トランスが設置される。

まず、前記交流負荷に流れ込む負荷電流を検出し、当該
負荷電流を指令値に従って制御する。これはＰ’ＷＭイ
ンバータの本来の役目である。一方、出力トランスの一
次電流を検出し、当該トランスから必要な電圧を発生す
るような励磁電流の指令値と上記負荷電流の指令値の和
をとって一次電流の指令値として与え、当該指令値と一
次電流検出値を瞬間瞬時比較しながら適正な値に制御す
る。

このように、本発明装置では、負荷電流と出力トランス
の一次電流を常に適正な値に制御しているため、例え、
素子のアンバランス等により出力トランスに直流バイア
ス電圧が印加されても、直ちに補正制御され、トランス
の偏磁を防止できる。

なお、負荷電流制御の信号と一次電流制御の信号が並列
にインバータに与えられるため、両制御系が干渉し合う
ことが懸念されるが、２つの制御系のうち、どちらか一
方の制御ゲインを小さくすることにより干渉をなくすこ
とができる。特に、出力トランスの偏磁は急激には進行
しないので。

トランスの一次電流制御系のゲインを下げる方が現実的
である。

このようにして、本発明装置は、パイロットリアクトル
を用いることなく出力トランスの偏磁を防止することが
でき、インバータの出方周波数の高低にかかわらず、ト
ランスの一次電流を適正な値に制御することが可能とな
り、信頼性の高いＰＷＭ制御インバータ装置を提供でき
る。

（実施例） 第１図は、本発明のＰＷＭインバータ装置の一実施例を
示す構成図である。

図中、Ｖｄは直流電圧源、ＩＮＶはＰＷＭ制御インバー
タ、ＴＲは出力トランス、ＬＯＡＤは交流負荷である。

インバータＩＮＶは自己消弧素子（例えば、ゲートタン
オフサイリスタ：ＧＴ○）８１〜ｓ４とフリーホイーリ
ングダイオードＤ工〜Ｄ４で構成されている。

また、制御回路として、電流検出器ＣＴいＣＴ１、比較
器Ｃ，，Ｃ２、電流制御補償回路Ｇ□（Ｓ）、ＧＬ（Ｓ
）、加算器Ａ１．Ａ、、およびパルス幅変調制御回路Ｐ
ＷＭが用意されている。

以下説明を簡単にするため、出力トランスＴＲの１次／
２次巻数比を１として説明する。

まず、この多重インバータＩＮＶのＰＷＭ制御動作を説
明する。

第２図は、第１図のインバータＩＮＶのＰＷＭ制御動作
を説明するためのタイムチャート図を示す。

ＰＷＭ制御の搬送信号（三角波）ｘ、ｙ　（ｘの反転値
）と制御入力信号ｅｉを比較し、ゲート信号ｇｉ＋　ｇ
ｚを作る。すなわち、 ｅｉ≧Ｘのとき、ｇ１＝１で、素子Ｓ、：オン、Ｓ２：
オフｅ（＜Ｘのとき、ｇ　ｘ　＝　Ｏで、素子Ｓ、：オ
フ、Ｓ２：オンとなる。また、 ｅ、≧Ｙのとき、ｇｚ”１で、素子Ｓ３：オフ、Ｓ４＝
オンｅｌ＜Ｙ　のとき、ｇｚ＝０で、素子Ｓ３：オン、
Ｓ４：オフとなる。

インバータＩＮＶの出力電圧■１は、素子８１〜Ｓ４の
オン、オフによって次のように決定される。

Ｓｌと８４がオンのとき、■□＝十Ｖｄ５２とＳ、がオ
ンのとき、Ｖ１＝−Ｖｄその他のモードのとき、■□二
〇 となり、第２図の最下段の波形が得られる。その平均値
Ｖ　１　（破線で示す）は前述の制御入力信号ｅ１に比
例した値となる。

このように、インバータＩＮＶの出力電圧■１は、ＰＷ
Ｍ制御の搬送波周波数の２倍の周波数で制御されること
になる。

トランスＴＲが飽和しない限り、負荷ＬＯＡＤに印加さ
れる電圧Ｖ２は上記電圧ｖ１に等しくなる。

次に、負荷電流制御の動作説明を行なう。

電流検出器ＣＴＬにより、負荷ＬＯＡＤに流れ込む電流
（負荷電流）ＩＬを検出し、比較器Ｃ１に入力する。比
較器Ｃ□は上記電流検出値■Ｌと負荷電流指令値工♂を
比較し、その偏差εＬ”ＩＬ’　　ＩＬを求める。当該
偏差εＬを次の電流制御補償回路ａｔ、（Ｓ）で増幅し
、加算器Ａ、、Ａ２を介してＰＷＭ制御の入力信号ｅｉ
としている。

Ｉ　Ｉ−”＞　Ｉ　Ｌとなった場合、偏差εＬは正の値
となり、インバータＩＮＶの出力電圧■工を増加させ、
負荷電流工、を増やし、ＩＬ４ＩＬ＊どなるように制御
される。

逆に、ＩＬ’＜ＩＬとなった場合、偏差ＩＬは負の値と
なり、インバータＩＮＶの出力電圧■１を減少させ、負
荷電流ＩＬを減らす。故に、やはりＩＬ≠１己となって
落ちつく。電流指令値１己を正弦波状に変化させれば、
実電流■、もそれに追従して正弦波に制御される。

加算器Ａ、に入力されるもう一つの信号■己は負荷ＬＯ
ＡＤの逆起電力等を前向きに補償するもので。

上記負荷電流制御の応答を改善するために加えられる。

次に、トランスＴＲの一次電流制御の動作説明を行なう
。

電流検出器ＣＴ１によりトランスＴＲの一次電流１１を
検出し、比較器Ｃ２により一次電流指令値ＩＬ＊と比較
する。その偏差ε１＝＝工、＊　＋１を次の電流制御補
償回路Ｇ□（Ｓ）で増幅し、加算器Ａ２を介して、パル
ス幅変調制御回路ＰＷＭに入力する。

Ｉ　１”＞　Ｉ　、となった場合、偏差Ｅ１は正の値と
なリ、ＰＷＭ制御回路ＰＷ）Ｉの入力信号ｅｉを増加さ
せる。故に、インバータＩＮＶの出カ゛電圧■、が増え
てトランスＴＲの一次電流１１を増加させる。

逆に、Ｉ　、’＜　Ｉ　、となった場合、偏差Ｅ１は負
の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭの入力信号ｅｉを減
少させる。故に、インバータＩＮＶの出力電圧Ｖ□が減
って、トランスＴＲの一次電流１１は減少する。

従って、■よ＝１−となるように制御される。

ここで、上記一次電流指令値１□町よ、負荷電流の指令
値■♂とトランスの励磁電流の指令値■。束の和によっ
て与えられる。当該励磁電流の指令値工。町よ、負荷側
に必要な電圧ｖＬをトランスＴＲから発生するように、
次式の如く与えられる。ただし、ＭはトランスＴＲの相
互インダクタンス、ωは出力角周波数である。

Ｉ　Ｏ’＝　ＶＬ”／　ｊωＭ　　　　　　　　・・・
（１）従って、一次電流指令値■１＊は、次式のように
与えられる。

■、＊＝■、東＋ＩＯ東＝　Ｉ　Ｌ＊＋ＶＬ”／　ｊ　
　ωＭ　　　　・＝　　（２１このように、本発明装置
では、負荷電流■Ｌ及び出力トランスの一次電流１１を
常に適正な値に制御しているため１例え、素子のアンバ
ランス等により呂カドランスに直流バイアス電圧が印加
されても、直ちに補正制御され、トランスの偏磁を防止
できる。

なお、負荷電流制御の信号と一次電流制御の信号が並列
にインバータに与えられるため１両制御系が干渉し合う
ことが懸念されるが、２つの制御系のうち、どちらか一
方の制御ゲインを小さくすることにより干渉をなくすこ
とができる。特に、出力トランスの偏磁は急激には進行
しないので、一次電流制御系のゲインを下げる方が現実
的である。

第３図は、本発明のＰＷＭ制御インバータ装置の別の実
施例を示す構成図である。

図中、Ｖｄは直流電圧源、ＩＮＶ−１、ＩＮＶ−２は第
１および第２のＰＷＭ制御インバータ、ＴＲ１，ＴＲ２
は出力トランス、ＬＯＡＤは負荷である。インバータＩ
ＮＶ−１，ＩＮＶ−２は第１図と同様に構成されている
。

また、負荷ＬＯＡＤは抵抗ＲいインダクタンスＬＬおよ
び逆起電力■。からなっている。また、制御回路として
、電流検出器ＣＴＬ、ＣＴ１、ＣＴ、、比較器Ｃ０〜Ｃ
３、電流制御補償回路Ｇ、（Ｓ）、Ｇ、（Ｓ）。

Ｇｔ、（Ｓ）、加算器Ａ１〜Ａ２およびパルス幅変調制
御回路ＰｌｄＭ１．　ＰＷＭ２が用意されている。

この装置では、２台のインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−
２をトランスＴＲ１，ＴＲ２を介して多重運転している
。すなわち、第１のＰＷＭ制御回路ＰＩＩＩＭ１に与え
る搬送波信号Ｘ、、Ｙ、（Ｘ、の反転値）と第２のＰｗ
Ｍ制御回路ＰｔＩＩＭ２に与える搬送波信号Ｘ２．Ｙ２
（Ｘ２の反転値）との位相を９０”ずつずらしてＰＷＭ
制御を行なっている。ここで、トランスＴＲ□の１次／
２次巻数比を１：１と仮定すれば、当該トランスＴＲ１
の２次電圧■１□はインバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ
　１１に一致する。同様に、トランスＴＲ２の出力電圧
ｖ２□もｖ２１に一致する。

負荷ＬＯＡＤには当該トランスＴＲ，、ＴＲ２の２次電
圧■１□と■２□の和が印加される。該負荷電圧■Ｌ−
■、２＋■、２の等価キャリア周波数は上記多重運転の
効果により、ＰＷＭ制御搬送波周波数の４倍の値が得ら
れる。故に、負荷ＬＯＡＤに供給される電流の脈動はき
わめて小さな値となる。

負荷電流工りは２台のインバータＩＮＶ−１，ＩＮＶ−
２の出力電圧を同時に調整することにより制御している
。

すなわち、電流検出器ＣＴして負荷電流ＩＬを検出し、
比較器Ｃ３により負荷電流指令値■己との偏差εｔ＝Ｉ
ｃ＊　ＩＬを求める。その偏差ＥＬを電流制御補償回路
ＧＬ（Ｓ）で増幅し、加算器Ａ１を介してＰＷＭ、の入
力信号ｅ□、とし、加算器Ａ２を介してＰＩＩＭ２の入
力信号ｅ、２としている。

ＩＬ＊＞ＩＬとなった場合、偏差εＬは正の値となり、
入力信号ｅｉｉｔｅ工、を増やし、負荷電圧■Ｌ＝■□
２＋ｖ２２を増加させる。故に、負荷電流ＩＬが増加し
、１．：Ｉ己に制御される。逆に、工♂〈工。どなった
場合、偏差ε、は負の値となり、入力信号ｅ１１．ｅ１
２を減らし、負荷電圧ｖＬ＝ｖ１□＋■２□を減少させ
る。故に、負荷電流工、が減少し、やはり、■Ｌ≠ＩＬ
＊に制御される。ここで、加算器Ａ３　に加えられる信
号ｖＬＮよ上記負荷電流制御の応答を改善するためのも
ので、負荷側の電圧を前向きに補償している。このＶＬ
”は次式のように与えられる。

ＶＬ”＝　（ＶＣ＊＋　ｊ　（１１Ｌ　Ｌ　”　Ｉ　Ｌ
京＋Ｒｔ、　・Ｉ　Ｌ＊）／　２−　（３）さて、第３
図の装置において、インバータＩＮＶ１、　ＩＮＶ−２
を構成する素子のスイッチング特性のバラツキ等により
若干の直流バイアスがトランスＴＲ１，ＴＲ２に印加さ
れ、直流偏磁を発生させる可能性がある。そこで、この
第３図の装置では、２台のトランスの一次電流を検出し
、各インバータによって一次電流制御を行なっている。

まず、電流検出器ＣＴ１によってトランスＴＲ１の一次
電流工、を検出し、比較器Ｃ工に入力する。比較器Ｃ１
では一次電流指令値工、＊と上記検出値工、とを比較し
、偏差εｘ”Ｌ’　　Ｉｘを求める。二の偏差ε１を次
の電流制御補償回路ａ　Ｘ　（Ｓ　）で増加し、加算器
Ａ１を介してＰｗＭ、に入力する。

１　、’＞　１．どなった場合、偏差Ｅ、は正の値とな
り、ＰＷＭ制御回路ＰＷＭ、の入力信号ｅｉ□を増加さ
せる。故に、インバータＩＮＶ−１の出力電圧Ｖ　１１
が増えて、トランスＴＲ１の一次電流１２増加させる。

逆に、Ｉ　ｘ”＜　ｒ　、となった場合、偏差ε１は負
の値となり、ＰＷＭ制御回路ＰｖＭ−１の入力信号ｅｉ
。

を減少させる。故に、インバータＩＮＶ−１の出力電圧
Ｖ１□が減って、トランスＴＲ１の一次電流工、は減少
する。従って、■、４１．’となるように制御される。

トランスＴＲ７の一次電流１２も同様に制御される。

同様に、３台以上のインバータの多重運転でも各出力ト
ランスの一次電流を制御しながら負荷電流を制御するこ
とができる。

以上は単相出力のインバータについて説明したが、２相
以上のＰＷＭインバータでも同様に実施できることは言
うまでもない。

〔発明の効果〕

以上のように、本発明のＰＷＭインバータの制御装置に
よれば、パイロットリアクトルを用いることなく出力ト
ランスの偏磁を防止することができ、装置の小型軽量化
およびコストの低減が図れる。また、インバータの出力
周波数の高低にがかわらず、負荷電流およびトランスの
一次電流を適正に制御することが可能となり、信頼性の
高いＰＷＭ制御インバータ装置を提供できる。

【図面の簡単な説明】

第１図は本発明のＰＷＭ制御インバータ装置の一実施例
を示す構成図、第２図は第１図の装置のＰＷＭ制御動作
を説明するためのタイムチャート図、第３図は本発明装
置の別の実施例を示す構成図、第４図は従来のＰＷＭ制
御インバータ装置の構成図である。 Ｖｄ・・・直流電圧源 ＩＮＶ・・・ＰＷＭ制御インバータ ＴＲ・・・トランス　　　ＬＯＡＤ・・・交流負荷Ｓ１
〜Ｓ４・・・自己消弧素子 Ｄ１〜Ｄ、・・・フリーホイーリングダイオードＣＴＬ
、ＣＴ１・・・電流検出器 Ｃ１，Ｃ２・・・比較器　　Ａ１．　Ａ２・・・加算器
Ｇ１（ｓ）・・・一次電流制御回路 ＧＬ（Ｓ）・・負荷電流制御補償回路 ＰＷＭ・・・パルス幅変調制御回路

Claims (2)

【特許請求の範囲】
1. （１）交流負荷と、当該負荷に出力トランスを介して可
   変電圧可変周波数の電力を供給するパルス幅変調制御（
   ＰＷＭ）インバータにおいて、前記交流負荷に流れる電
   流を制御する手段と、前記出力トランスの一次電流を制
   御する手段と、当該一次電流制御手段および前記負荷電
   流制御手段からの各出力信号の和に基づいて前記電力変
   換器のゲート信号を与えるパルス幅変調制御回路とを具
   備してなるＰＷＭインバータの制御装置。
2. （２）前記負荷電流制御手段の制御ゲインを前記一次電
   流制御手段の制御ゲインより高くしたことを特徴とする
   請求項１記載のＰＷ Ｍインバータの制御装置。